JP4984178B2 - 高域信号補間装置及び高域信号補間方法 - Google Patents

Description

本発明は、例えばＭＰ３のような圧縮を伴うデジタルオーディオ機器や、電話機等に使用して好適な高域信号補間装置及び高域信号補間方法に関する。

近年、音楽等の音声を表す音声データを、インターネット等のネットワークを介して配信したり、ＭＤ（Mini Disk）等の記録媒体に記録したりして利用することが、盛んになっている。このように、ネットワークで配信されたり記録媒体に記録されたりする音声データでは、帯域が過度に広くなることによるデータ量の増大や占有帯域幅の広がりを避けることが必要とされる。このため、通常は、供給する対象である音楽等のうち一定の周波数以上の成分を除去するようにしている。

例えば、ＭＰ３（MPEG1 audio layer 3）形式の音声データや、ＡＴＲＡＣ３（Adaptive TRansformAcoustic Coding 3）形式の音声データでは、約16kHz以上の周波数成分が除去されている。

このように、約16kHz以上の高域の周波数成分が除去されるのは、人間の聴覚との関係から可聴域を超える周波数成分は不要と考えられているからである。しかしながら、最近になって、高域の周波数成分が完全に除去された信号では、音質が微妙に変化し、オリジナルの音楽等に比べて音質が劣化していることが指摘されるようになってきた。

このため、従来から高域の周波数成分を補間するさまざまな工夫がなされている。例えば、特開２００４−１８４４７２号公報（以下特許文献１と称する）に記載されているように、被補間信号を周波数変換することにより補間用信号を生成するものや、特開平２−３１１００６号公報（以下特許文献２と称する）に記載されているように、原信号に相関のない補間用信号を生成して高周波信号に加算しているものが知られている。この特許文献２に記載された技術は、ホワイトノイズ発生器から発生される、原信号に相関のないホワイトノイズ信号の高域成分を抽出して、これを原信号に加算している。

しかしながら、特許文献１、２に記載の技術は、いずれも除去された高域信号を補間するものであるが、特許文献１に記載の技術では、周波数変換のためにＤＳＰ（Digital Signal Processor）が用いられるなど、複雑な回路構成が必要とされる。また、特許文献２に記載の技術では、原信号に相関のない高周波信号を抽出し、これを原信号に加算するものであるため、高域補間として充分な効果は得ることができないものであった。

これに対して、本発明者は、先に、原信号の包絡成分の高調波部分を取り出し、欠落した高周波成分を補間する「高域補間方法及び装置」を特願２００５−２１０１２４号として出願している。この先願発明では、高調波部分を取り出すために信号を実部と虚部に分解するヒルベルト変換を用いており、その実部と虚部の二乗平方根演算を行って、高域成分を形成するものである。この結果、先願発明では、極めて高音質の補間を行うことができるようになり、市販の音響製品にも採用されるなど高い評価を受けている。

ところが、この先願発明においては、高調波部分を取り出すためのヒルベルト変換や平方根の演算に比較的多くの計算処理が必要とされる。このため、特に小型の音響機器等において、処理回路（ＣＰＵ）を同機器が行う他の機能（映像表示等）と併用する場合などに、処理回路の負荷が増大するという問題が生じる。また、この負荷増大のためだけに処理回路の能力を強化することは、要求される回路装置が高価なものになってしまうので、決して好ましいことではない。

本発明は、上述した問題点に鑑みて成されたものであって、より簡単な構成で、良好な高域信号の補間を行うことができる「高域補間装置及びその方法」を提供することを目的とする。

すなわち本願は、上記の課題を解決し、本発明の目的を達成するため、本発明の高域信号補間装置は、入力端子に供給されるサンプリングされた原信号から所定周波数帯域の信号成分を抽出するバンドパスフィルタと、抽出された信号成分をサンプリング周波数はそのままで、原信号のサンプリング信号に同期した前記サンプリング信号より低い周波数のクロック信号でデジタルサンプルホールド処理するデジタルサンプルホールド処理手段と、デジタルサンプルホールド処理手段から出力されるデジタル値の符号ビットを上記クロック信号のタイミングで交互に反転する±１乗算手段と、±１乗算手段によって交互に反転された符号ビットからなる信号の高域部分を取り出すハイパスフィルタと、ハイパスフィルタの出力信号と入力端子に供給される原信号を加算する加算器と、を備えたことを特徴とする。

本発明の好ましい形態の高域信号補間装置は、上述した構成に加えて、更に、上記デジタルサンプルホールド処理するクロック信号は、原信号のサンプリング信号を分周して形成されることを特徴とする。

また、本発明の高域信号補間方法では、サンプリングされた原信号から所定周波数帯域の信号成分を抽出する。その後、この抽出された信号成分を、サンプリング周波数はそのままで、原信号のサンプリング信号に同期し、かつサンプリング信号の周波数より低い周波数のクロック信号でデジタルサンプルホールド処理を行う。そして、このデジタルサンプルホールド処理されたデジタル値の符号ビットを上記クロック信号のタイミングで交互に反転し、この反転された符号ビットからなる信号の高域部分を取り出して原信号に加算するものである。

これにより、本願の発明の高域信号補間装置及び高域信号補間方法によれば、原信号のサンプリング周波数より低い周波数のクロック信号でデジタルサンプルホールドしたデジタル値の符号ビットを交互に反転し、この符号ビットの反転により生成される信号の高調波部分を取り出して補間を行うようにしたので、極めて簡単な構成で良好な高域信号が形成され、処理回路の負荷を増加せずに実用的な高域信号補間を実施することができる。

本発明による高域信号補間装置及び高域信号補間方法を適用した装置の一実施形態の例を示すブロック構成図である。 図１に示したブロック構成図の各部の信号の周波数特性を示す図である。 入力信号と、入力信号をデジタルサンプルホールドした信号を示した波形図である。 入力信号をデジタルサンプルホールドした信号の周波数特性を示す図である。 図２Ｃと図２Ｄの信号の周波数特性の包絡線を概略して示した図である。 ±1乗算器の動作原理を示す図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態例を説明する。
図１は、本発明による高域信号補間装置の一実施の形態例を示すブロック構成図である。

図１に示されるように、本例の高域信号補間装置は、入力端子１と出力端子１１を備えている。入力端子１には、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２と、遅延回路８が接続されている。バンドパスフィルタ２は、デジタルサンプルホールド処理回路３に接続され、デジタルサンプルホールド処理回路３は、±１乗算器６に接続されている。±１乗算器６は、ハイパスフィルタ７に接続され、ハイパスフィルタ７は加算器１０に接続されている。また、遅延回路８は加算器１０に接続されている。そして、加算器１０が出力端子１１に接続されている。

また、入力端子４が設けられ、この入力端子４には、44.1kHzのサンプリング信号が供給されている。入力端子４は、分周回路５に接続されており、分周回路５の出力が、デジタルサンプルホールド処理回路３と±１乗算器６に供給されている。

次に、本発明の実施形態例（以下、「本例」という。）の動作を図２及び図３の波形図に基づいて説明する。

図１において、入力端子１には、例えばＭＰ３やＡＴＲＡＣ３のような圧縮処理を伴う機器から再生されたデジタルオーディオ信号が原信号として供給される。この原信号は、図２Ａに示すように、例えば16kHz以上の周波数成分が除去されたサンプリング信号である。サンプリング周波数は、通常のデジタルオーディオ信号のサンプリング周波数である44.1kHzである。

この入力端子１に供給された原信号がバンドパスフィルタ２に供給されて、例えば、図２Ｂに示すような10kHz〜15kHzの原信号の高域部分が抽出される。この抽出された高域部分の信号が、デジタルサンプルホールド処理回路３に供給され、ここで、サンプリング周波数44.1kHzより低い周波数でデジタルサンプルホールドされる。このデジタルサンプルホールドのための周波数は、分周回路５によって、サンプリング周波数44.1kHzを１／８分周したクロック信号（デジタルサンプルホールド信号）5.5125kHzが用いられる。

次に、デジタルサンプルホールド処理回路３の動作を図３に基づいて説明する。
ここで、バンドパスフィルタ２からデジタルサンプルホールド処理回路３に供給される信号は、デジタルオーディオ信号であるが、図３Ａでは、これをアナログ信号として模式的に示している。

デジタルサンプルホールド処理回路３では、図３Ａに示す信号の１周期が、時刻ｔ_０、ｔ_１、・・・ｔ_７の８個の点でサンプリングされることになる。すなわち、デジタルオーディオ信号のサンプル値（1周期64個）のうち、８個毎に一つが取り出され（サンプリングされ）、このサンプル値が、図３Ｂに示すように、１／８周期間隔でホールドされる。具体的には、時刻ｔ_０では０、ｔ_１ではａ_１、ｔ_２ではａ_２（ピーク値）が、サンプルホールドされる。同様に、時刻ｔ_４では０、ｔ_５では（−ａ_１）、ｔ_６では（−ａ_２）が、サンプルホールドされる。

このように、デジタルサンプルホールドされた信号は、分周回路５で１／８分周されたクロック信号のタイミングでサンプリングされた信号レベルが、その後の８サンプリング期間ホールドされた信号である。すなわち、このデジタルサンプルホールドされた信号（符号ビット）は、図３Ｂに示すように階段状になってエッジが形成されるので、このエッジによって高調波成分が発生する。

換言すれば、このデジタルサンプルホールド処理によって、図２Ｂに示すような10kHz〜15kHzの周波数帯域の信号が、デジタルサンプルホールド信号の周波数5.5125kHzと、その２倍の周波数11.025kHz、３倍の周波数16.5375kHz…を中心にして、その高域部分と低域部分に折り返して展開されることになる（図２Ｃ参照）。上記展開された信号のうち、本例で必要とされるのは、16kHz以上に拡張されて展開された信号である。
なお、ここで、図２Ｃに示す信号は、図示のように、5.5125kHz〜11.025kHzの周波数帯域と16.5375kHz〜20ｋHzの周波数帯域は同位相（φ）であるが、0〜5.5125kHzの周波数帯域と、11.025kHz〜16.5375kHzの周波数帯域は逆位相（−φ）となっている。

このため、11.025kHz〜16.5375kHzの周波数帯域と16.5375kHz〜20ｋHzの周波数帯域を同位相とする処理が必要とされる。なぜならば、本例に必要とされる15〜20ｋHzの高域信号は、周波数16.5375kHzを境界として、低い周波数の部分（15ｋHz〜16.5375kHz）と高い周波数の部分（16.5375kHz〜20ｋHz）の位相が逆相になり、周波数16.5375kHz付近で振幅が極端に減少してしまうからである。

そこで、11.025kHz〜16.5375kHzの周波数帯域と16.5375kHz〜20ｋHzの周波数帯域を同位相とするため、本例では、デジタルサンプルホールド処理回路３で展開された図２Ｃに示す信号を、±１乗算器６に供給している。この±１乗算器６にも分周回路５からのクロック信号5.5125kHzが供給されており、このクロック信号のタイミングで上記デジタルサンプルホールドされたデジタル値の符号ビットが交互に反転する処理が行われる。

これにより、±１乗算器６では、図２Ｄに示すようにすべてのデジタルサンプルホールド信号の周波数で折り返された信号が形成される。すなわち、±１乗算器６の出力（図２Ｄ）は、図２Ｃに示すデジタルサンプルホールド処理回路３の出力のうち、0〜5.5125kHzの帯域の信号と、11.025〜16.5375kHzの帯域の信号の位相を反転した信号となる。

この±１乗算器６の動作を、図４、５、６に基づいて、更に詳細に説明する。
上述したように、例えば1kHzの正弦波信号に対して、5.5125kHzのクロック信号でデジタルサンプルホールドを行うと、図４に示すように5.5125kHzと、その２倍の11.025kHz、３倍の16.5375kHz…を中心にして、その上下1kHzのところに信号が形成される。

図５Ａは、デジタルサンプルホールド回路３でサンプルホールドされた信号（図２Ｄ参照）を、簡略化して示した図である。この図５Ａに示した周波数特性を有する信号、つまり、5.5125kHz〜11.025kHz（帯域ｂ）と、16.5375kHz〜20kHz（帯域ｄ）の周波数帯域の位相がφで、０〜5.5125kHz（帯域ａ）と、11.025kHz〜16.5375kHz（帯域ｃ）の周波数帯域の位相が（−φ）となる信号が、±１乗算器６に供給されることになる。

このように、各帯域部分(a)〜(d)の信号はそれぞれ位相が交互に反転されているので、5.5125kHz、11.025kHz、16.5375kHz…の近傍では、互いに逆位相の信号の重なりが生じてしまう。このため、図５Ａに示すように、周波数特性上、上記周波数近傍で振幅が相殺されて減少する、いわゆるくびれ現象が起こる。上述したように、本発明の高域信号補間装置で必要なのは、15〜20kHzに拡張されて展開された信号である。この必要な帯域信号の中に、16.5375kHzが入っており、その部分でくびれ現象が生じていることが問題となる。

このくびれ現象を取り除くために、本例では、±１乗算器６が設けられ、この±１乗算器６に、デジタルサンプルホールド処理回路３に供給されているクロック信号と同じクロック信号を供給している。これにより、±１乗算器６の出力は、クロック信号のタイミング毎に入力データ符号の位相が反転された信号、つまり、図５Ｂに示されるすべての周波数帯域で同位相φとなった信号となる。

図６は、±１乗算器６の動作説明をするための図である。図６に示すように、帯域ａと帯域ｃでは、±１乗算器６に（−１）が乗算されるため、その位相が反転する。つまり（−φ）がφに換わる。一方、帯域ｂと帯域ｄでは、±１乗算器６に（＋１）が乗算されるため、位相の反転は起こらない。つまり、位相はφのままとなる。ここで、この±１乗算器６における符号の反転処理は、ＤＳＢ変調と同じことである。

このように、±１乗算器のＤＳＢ変調によって位相の逆転部分を無くし、全ての位相を正（＋）とすることができる。この±１乗算器６から出力される信号（図２Ｄまたは図５Ｂ）は、図１に示すように、ハイパスフィルタ７に供給される。このハイパスフィルタ７は、入力される信号のうち略16kHzより高い周波数のみを通過させるフィルタである。このため、±乗算器６の出力信号（図２Ｄ）からその高域成分である略16kHz以上の信号データが抽出され、加算器１０に供給される。

一方、帯域が16kHz以下に制限された入力端子１からの原信号は、遅延回路８に供給されている。この遅延回路８は、上述のデジタルサンプルホールド処理回路３及び±１乗算器６での処理時間（遅延時間）を補償するためのもので、これらの回路の処理時間に相当する遅延時間を持っている。この結果、遅延回路８から出力される信号は、±１乗算器６の出力信号の位相と同位相となる。

このように、ハイパスフィルタ７からの高域信号（図２Ｅ）と、遅延回路８からの原信号Ａ（低域信号）は、加算回路１０に供給されて、加算信号Ｆとして出力端子１１に出力される。これにより、出力端子１１からは、図２Ｆに示すような、原信号Ａに対して高域信号Ｅが重畳された信号、つまり高域強調された信号が出力される。このようにして、例えばＭＰ３やＡＴＲＡＣ３のような圧縮を伴う機器から再生されたデジタルオーディオ信号に対して、高域信号の補間が行われる。

本例によれば、サンプリング信号を分周した信号でデジタルサンプルホールドしたデジタル値の符号ビットを交互に反転し、符号ビットの反転により生成される信号の高調波部分を取り出して補間を行うようにしたので、極めて簡単な構成で良好な高域信号が形成され、処理回路の負荷を増加せずに実用的な高域信号補間を実施することができる。

なお、本発明は、上述した実施形態例に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、種々の変形が可能とされるものである。

引用符号の説明

１…入力端子、２…バンドパスフィルタ、３…デジタルサンプルホールド処理回路、４…サンプリング信号の入力端子、５…分周回路、６…±１乗算器、７…ハイパスフィルタ、８…遅延回路、１０…加算回路、１１…出力端子

Claims (3)

1. 入力端子に供給されるサンプリングされた原信号から所定周波数帯域の信号成分を抽出するバンドパスフィルタと、
   前記抽出された信号成分をサンプリング周波数はそのままで、前記原信号のサンプリング信号に同期した前記サンプリング信号より低い周波数のクロック信号でデジタルサンプルホールド処理するデジタルサンプルホールド処理手段と、
   前記デジタルサンプルホールド処理手段から出力されるデジタル値の符号ビットを前記クロック信号のタイミングで交互に反転する±１乗算手段と、
   前記±１乗算手段によって交互に反転された符号ビットからなる信号の高域部分を取り出すハイパスフィルタと、
   前記ハイパスフィルタの出力信号と、前記入力端子に供給される原信号を加算する加算器と、
   を備えたことを特徴とする高域信号補間装置。
2. 請求項１記載の高域信号補間装置において、
   前記デジタルサンプルホールド処理するクロック信号は前記原信号のサンプリング信号を分周して形成される
   ことを特徴とする高域信号補間装置。
3. サンプリングされた原信号から所定周波数帯域の信号成分を抽出し、
   前記抽出された信号成分を、サンプリング周波数はそのままで、前記原信号のサンプリング信号に同期した前記サンプリング信号の周波数より低い周波数のクロック信号でデジタルサンプルホールド処理し、
   前記デジタルサンプルホールド処理されたデジタル値の符号ビットを前記クロック信号のタイミングで交互に反転し、
   前記交互に反転された符号ビットからなる信号の高域部分を取り出して前記原信号に加算する
   ことを特徴とする高域信号補間方法。

Images