JP2007155843A - 信号補間装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】周波数変換により生じた下側波帯を抑圧する。
【解決手段】変調部20のSSB変調器22は、発振信号を生成して、入力信号と乗算することにより入力信号の周波数変換を行う。そして、SSB変調器22は、生成した発振信号の周波数よりも低域の下側波帯の周波数を抑圧する。このため、変調部20は、下側波帯を抑圧するような急峻な特性を有するハイパスフィルタを備えることなく、入力信号の疑似高調波を生成することができる。また、フィルタ演算量の削減とともに良好な補間信号を得ることができる。
【選択図】図1
【解決手段】変調部20のSSB変調器22は、発振信号を生成して、入力信号と乗算することにより入力信号の周波数変換を行う。そして、SSB変調器22は、生成した発振信号の周波数よりも低域の下側波帯の周波数を抑圧する。このため、変調部20は、下側波帯を抑圧するような急峻な特性を有するハイパスフィルタを備えることなく、入力信号の疑似高調波を生成することができる。また、フィルタ演算量の削減とともに良好な補間信号を得ることができる。
【選択図】図1
Description
本発明は、信号補間装置に関するものである。
音楽等の音声を表す音声データを、インターネット等のネットワークを介して配信したり、MD(Mini Disk)等の記録媒体に記録して利用することが、近年盛んになっている。ネットワークで配信されたり記録媒体に記録されたりする音声データは、帯域が過度に広くなることによるデータ量の増大や占有帯域幅の広がりを避けるため、一般に、供給する対象の音楽等のうち一定の周波数以上の成分を除去されている。
例えば、MP3(MPEG1 audio Layer 3)形式の音声データでは、約16キロヘルツ以上の周波数成分が除去されている。また、ATRAC3(Adaptive TRansform Acoustic Coding 3)形式の音声データでは、約14キロヘルツ以上の周波数成分が除去されている。
このように、一定値以上の周波数成分が除去された音楽等は通常、オリジナルの音楽等に比べて音質が劣化している。そこで、除去された周波数成分に代わる信号を加算することが考えられる。
このため、正弦波信号による変調により周波数変換を行う周波数変換部を備えたものがある(例えば、特許文献1参照)。
かかる従来の信号補間装置では、周波数変換部において、正弦波による振幅変調により周波数変換を行う。このような周波数変換により周波数変換後の信号の周波数特性として、発振器の周波数の両側に、下側波帯、上側波帯が現れる。従来の信号補間装置では、この下側波帯を抑圧するハイパスフィルタを備えている。
特開2002−171588号公報(第6頁、図1,3)
しかし、周波数変換を行う信号の帯域が低域側に広い場合には周波数変換後の信号分布は発振器の周波数に近接してしまう。このため下側波帯のみを取り除くためには急峻な特性を有するハイパスフィルタを使用しなければならず、このハイパスフィルタがDSP(Digital Signal Processor)等によって構成された場合、DSPの演算量が多くなってしまう。
また、演算量を低減するためにハイパスフィルタの特性を緩やかにすると、不要信号である下側波帯のみではなく、必要な信号成分である上側波帯の一部まで抑圧することになり、不都合が生じる。
また、より自然な聴感を得るためには、生成した疑似高調波と原信号との合成信号が、本来の信号が有する周波数特性になるように、周波数領域において合成部分が不連続にならないように連結した上で、一般に広域になるにつれてレベルが低くなるような特性を持たせる必要がある。
このため、下側波帯抑圧フィルタにその特性を合わせ持たせるか、当該フィルタの後段にフィルタを追加する必要がある。しかし、前者では、フィルタ特性が複雑になり設計が困難であり、後者では処理が加わるために装置の処理負荷が上がってしまう問題がある。
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたもので、低域側の周波数変換により生じた下側波帯を抑圧することが可能な信号補間装置を提供することを目的とする。
この目的を達成するため、本発明の第1の観点に係る信号補間装置は、
発振信号を生成して、入力信号と乗算することにより前記入力信号の周波数変換を行う周波数変換部と、
前記周波数変換部が周波数変換を行った信号と前記入力信号とを加算することにより、疑似高調波を含む補間信号を生成する混合部と、を備え、
前記周波数変換部は、前記入力信号の周波数変換を行うことにより生成した信号の周波数のうち、生成した前記発振信号よりも低域側の下側波帯の信号レベルを抑圧する変調器を備えたことを特徴とする。
発振信号を生成して、入力信号と乗算することにより前記入力信号の周波数変換を行う周波数変換部と、
前記周波数変換部が周波数変換を行った信号と前記入力信号とを加算することにより、疑似高調波を含む補間信号を生成する混合部と、を備え、
前記周波数変換部は、前記入力信号の周波数変換を行うことにより生成した信号の周波数のうち、生成した前記発振信号よりも低域側の下側波帯の信号レベルを抑圧する変調器を備えたことを特徴とする。
前記周波数変換部が周波数変換を行うことによって得られる疑似高調波の周波数特性が前記入力信号の周波数特性に対応するように、前記変調器の出力信号の周波数特性を調整する等化器を備えるようにしてもよい。
前記変調器は、
第1の発振信号を生成する第1の発振部と、
前記第1の発振部が生成する前記第1の発振信号と90°位相の異なる第2の発振信号を生成する第2の発振部と、
前記入力信号と前記第1の発振部が生成した前記第1の発振信号とを乗算することにより前記入力信号を変調する第1の乗算部と、
前記入力信号の位相をずらした移相信号と前記第2の発振部が生成した前記第2の発振信号とを乗算し、前記移相信号を変調する第2の乗算部と、
前記第1の乗算部の出力信号の周波数と前記第2の乗算部の出力信号の周波数との差を取得する減算器と、を備えたものであってもよい。
第1の発振信号を生成する第1の発振部と、
前記第1の発振部が生成する前記第1の発振信号と90°位相の異なる第2の発振信号を生成する第2の発振部と、
前記入力信号と前記第1の発振部が生成した前記第1の発振信号とを乗算することにより前記入力信号を変調する第1の乗算部と、
前記入力信号の位相をずらした移相信号と前記第2の発振部が生成した前記第2の発振信号とを乗算し、前記移相信号を変調する第2の乗算部と、
前記第1の乗算部の出力信号の周波数と前記第2の乗算部の出力信号の周波数との差を取得する減算器と、を備えたものであってもよい。
前記第1の発振部と前記第2の発振部とは、
正弦波からなる正弦波信号を生成する正弦波信号発振器と、
前記正弦波信号発振器が生成した正弦波信号の信号レベルを予め設定された閾値に制限することにより、前記正弦波信号の信号レベルが前記閾値でクリップされた信号を生成する信号レベル制限部と、を備えたものであってもよい。
正弦波からなる正弦波信号を生成する正弦波信号発振器と、
前記正弦波信号発振器が生成した正弦波信号の信号レベルを予め設定された閾値に制限することにより、前記正弦波信号の信号レベルが前記閾値でクリップされた信号を生成する信号レベル制限部と、を備えたものであってもよい。
前記第1の発振部と前記第2の発振部とは、矩形波、鋸波又は三角波の発振信号を生成するようにしてもよい。
前記第1の発振部と前記第2の発振部とは、周波数が異なる複数の正弦波信号を合成して前記発振信号を生成するようにしてもよい。
本発明によれば、低域側の周波数変換により生じた下側波帯を抑圧することがすることができる。また、周波数変換による下側波帯の発生がないため、下側波帯除去フィルタを必要とせず、フィルタ演算量の削減とともに良好な補間信号を得ることができる。
以下、本発明の実施形態に係る信号補間装置を図面を参照して説明する。
本実施形態に係る信号補間装置の構成を図1に示す。
信号補間装置1は、HPF(ハイパスフィルタ)10、変調部20と、混合部30と、からなる。
本実施形態に係る信号補間装置の構成を図1に示す。
信号補間装置1は、HPF(ハイパスフィルタ)10、変調部20と、混合部30と、からなる。
HPF10は、入力信号Sinから、疑似高調波の元になる信号成分を取得するためのものである。
入力信号Sinは、例えば、MD、CDに記録されたデータを再生する再生装置から供給された信号である。
このMD、CDに記憶されたデータは、例えば、MP3(MPeg1 audio layer 3)形式のデータや、あるいはATRAC3(Adaptive TRansform Acoustic Coding 3)形式のデータからなる。
MD、CDに記録されている入力音声データが表す音声信号では、元の音声のうち、周波数が予め設定された閾値以上の信号成分が除去されている。
例えば、入力音声データがMP3形式のデータからなっている場合、この閾値は、約16キロヘルツであり、また、ATRAC3形式のデータからなっている場合は、約14キロヘルツである。
HPF10は、この入力信号から、信号成分として、例えば、5KHz以上の信号S1を取得し、この信号S1を変調部20に供給する。
変調部20は、発振信号を生成して、HPF10によって取得された信号成分に対する周波数変換を行うものであり、ATT(アッテネータ)21と、SSB変調器22と、を備える。
ATT21は、HPF10が取得した信号成分の信号レベルを減衰させるためのものである。
SSB変調器22は、SSB変調を行うものであり、図2に示すように、正弦波発振器101,102と、π/2移相器103と、乗算器104,105と、加算器106と、からなる。
正弦波発振器101,102は、クロック信号(図示せず)に基づいて、正弦波からなる発振信号を生成するためのものであり、それぞれ、図3に示すように、遅延器211,212と、乗算器213,214と、加算器215と、ATT216と、を備える。
遅延器211は、加算器215が出力するデータxnを1クロック遅延させてデータxn-1を生成するものである。遅延器212は、遅延器211が出力するデータxn-1をさらに1クロック遅延させてデータxn-2を生成するものである。
乗算器213は、遅延器211が出力したデータxn-1に係数b1を乗算して、データb1×xn-1を生成するものである。乗算器214は、遅延器212が出力したデータxn-2に係数b2を乗算して、データb2×xn-2するものである。
加算器215は、乗算器213,214がそれぞれ出力したデータb1×xn-1,b2×xn-2を加算するものである。
従って、この正弦波信号発振器101,102の演算式は、次の数(1)式によって表される。
xn=b1×xn-1+b2×xn-2 ・・・・・・・・・・・・(1)
xn=b1×xn-1+b2×xn-2 ・・・・・・・・・・・・(1)
本実施形態において、係数b1,b2、1次遅れ初期値、2次遅れ初期値は、図4に示すように設定されるものとする。
このように係数b1,b2、1次遅れ初期値、2次遅れ初期値が設定されることにより、正弦波発振器101は、次の数(2)によって表される周波数fm1の正弦波信号を生成する。
fm1=cos(ω)
但し、ω:角周波数
・・・・・・・(2)
fm1=cos(ω)
但し、ω:角周波数
・・・・・・・(2)
また、正弦波発振器102は、次の数(3)によって表される周波数fm2の正弦波信号を生成する。
fm2=cos(ω−π/2)
=sin(ω)
・・・・・・・(3)
この数(2),(3)に示すように、正弦波発振器102が生成した正弦波信号の位相は、正弦波発振器101が生成した正弦波信号の位相よりもπ/2だけ遅れている。
fm2=cos(ω−π/2)
=sin(ω)
・・・・・・・(3)
この数(2),(3)に示すように、正弦波発振器102が生成した正弦波信号の位相は、正弦波発振器101が生成した正弦波信号の位相よりもπ/2だけ遅れている。
図2に戻り、π/2移相器103は、入力された信号成分をπ/2だけ位相をずらすためのものであり、移相をずらした信号を移相信号として、乗算器105に出力する。
尚、図4に示すように、各定数が設定されることにより、正弦波発振器101が乗算器104に供給する発振信号の位相とπ/2移相器103が乗算器105に出力する移相信号の位相とは、ほぼ同じになる。
乗算器104は、入力された信号成分と正弦波発振器101が生成した発振信号と乗算することにより、入力された信号成分を変調するものである。乗算器104は、変調した信号S2を加算器106に供給する。
乗算器105は、π/2移相器103によってπ/2だけ位相がずらされた信号を移相信号として、この移相信号と正弦波発振器102が生成した発振信号とを乗算することにより、移相信号を変調するためのものである。乗算器105は、変調した移相信号を加算器106に供給する。
加算器106は、乗算器104の出力信号の周波数から乗算器105の出力信号の周波数を減算することにより、両周波数の差を取得するためのものである。加算器106は、この差を取得することにより、正弦波発振器101が生成した発振信号の周波数よりも低域側の下側波帯の信号レベルを抑圧する。
混合部30は、変調部20が取得した信号成分と入力信号Sinとを所定の比率で加算して、補間信号Soutを生成するものであり、ATT31,32と、加算器33と、からなる。
ATT31,32は、それぞれ、入力信号Sin、変調部20から供給された信号の信号レベルを減衰させるものである。加算器33は、ATT31,32が信号レベルを減衰させた信号を、所定の比率で加算して、補間信号Soutを生成するものである。
次に本実施形態に係る信号補間装置1の動作を説明する。
HPF10は、入力信号Sinが供給され、供給された入力信号Sinから、予め設定された閾値未満の周波数成分を除去する。
HPF10は、入力信号Sinが供給され、供給された入力信号Sinから、予め設定された閾値未満の周波数成分を除去する。
そして、HPF10は、疑似高調波の元になる信号成分として、図5(a)に示すような5KHz以上の周波数特性B0を有する信号S1を取得し、取得した信号S1を変調部20に供給する。
変調部20において、ATT21は、HPF10が取得した信号成分の信号レベルを減衰させ、減衰させた信号S1をSSB変調器22に供給する。
図2に示すSSB変調器22の正弦波発振器101は、数(2)によって表される変調周波数fm1を有する正弦波信号を生成する。乗算器104は、正弦波発振器101が生成した正弦波信号と信号S1とを乗算することにより、図5(b)に示すような周波数特性を有する信号S2を生成する。
この図5(b)に示すように、信号S2は、変調周波数fm1と、下側波帯LSB1と、下側波帯LSBの折り返し成分LSB2と、上側波帯USB1と、を含んでいる。乗算器103は、このような周波数特性を有する信号S2を加算器106に供給する。
一方、π/2移相器103は、信号S1の位相をπ/2だけずらして移相信号を生成し、生成した移相信号を乗算器105に供給する。
正弦波発振器102は、数(3)によって表される周波数fm2を有する正弦波信号を生成し、生成した正弦波信号を乗算器105に供給する。
乗算器105は、正弦波発振器102から供給された正弦波信号とπ/2移相器103から供給された移相信号とを乗算する。乗算器105が乗算することにより生成された信号も、変調周波数fm2と、下側波帯LSBと、上側波帯USBと、を含む周波数特性を有している。乗算器105は、生成した信号を加算器106に供給する。
加算器106は、乗算器104から供給された信号S2と、乗算器105から供給された信号と、の差を取得して、図5(c)に示すような周波数特性を有する信号S3を生成する。
この図5(c)に示すように、変調周波数fm1と、下側波帯LSB1と、折り返し成分LSB2とは、除去されて、加算器106が生成した信号S3には、周波数特性USB1を有する疑似高調波成分のみが含まれることになる。加算器106は、このような周波数特性を有する信号S2を混合器30に供給する。
この図5(c)に示すように、変調周波数fm1と、下側波帯LSB1と、折り返し成分LSB2とは、除去されて、加算器106が生成した信号S3には、周波数特性USB1を有する疑似高調波成分のみが含まれることになる。加算器106は、このような周波数特性を有する信号S2を混合器30に供給する。
混合部30のATT31,32は、それぞれ、入力信号Sin、変調部20から供給された信号の信号レベルを減衰させ、加算器33は、ATT31,32が信号レベルを減衰させた信号を、所定の比率で加算して、補間信号Soutを生成する。
以上説明したように、本実施形態によれば、変調部20は、SSB変調器22を備え、正弦波信号よりも低域側の変調によって生成された下側波帯成分を除去するようにした。
従って、変調後の下側波帯を抑圧する必要がなく、この下側波帯を抑圧するような急峻な特性を有するHPFを備える必要もない。また、フィルタ演算量の削減とともに良好な補間信号を得ることができる。
また、下側波帯の成分を抑圧しても、上側波帯の成分を抑圧することがないため、所望の疑似高調波成分を生成することができ、より自然な聴感を得ることができる。
尚、本発明を実施するにあたっては、種々の形態が考えられ、上記実施の形態に限られるものではない。
例えば、図6に示すように、変調部20と混合部30との間に、イコライザ40を備えるようにしてもよい。
例えば、図6に示すように、変調部20と混合部30との間に、イコライザ40を備えるようにしてもよい。
このイコライザ40は、変調部20が周波数変換を行うことによって得られる疑似高調波の周波数特性が入力信号の周波数特性に対応するように、SSB変調器の出力信号の周波数特性を調整するものである。
イコライザ40は、例えば、1次のLPF(ローパスフィルタ)によって構成される。このイコライザ40は、ATT32の減衰量に基づいて、変調部20が変調した周波数変換後の信号の周波数特性を調整する。このイコライザ40を備えることにより、信号補間装置1の出力信号の周波数特性を最適化することができる。
また、SSB変調器22は、発振器101,102の代わりに、図7に示すように構成された発振器111,112を備えたものであってもよい。
この発振器111,112は、正弦波信号の信号レベルを予め設定された閾値でクリップした図8に示すような波形の発振信号を生成するものである。
この発振器111,112は、正弦波信号の信号レベルを予め設定された閾値でクリップした図8に示すような波形の発振信号を生成するものである。
発振器111は、正弦波発振器221と、増幅器222と、リミッタ223と、ATT224と、を備える。発振器112は、正弦波発振器225と、増幅器226と、リミッタ227と、ATT228と、を備える。
正弦波発振器221,225は、それぞれ、図8に示す正弦波信号S11を生成するものであり、図3に示す正弦波発振器101,102と同様の構成を有する。
増幅器222,226は、それぞれ、正弦波発振器221,225が生成した信号S11を「1」以上に増幅して、増幅した正弦波信号S12を出力するものである。
増幅器222,226は、それぞれ、正弦波発振器221,225が生成した信号S11を「1」以上に増幅して、増幅した正弦波信号S12を出力するものである。
リミッタ223,227は、それぞれ、ATT222,226が増幅した正弦波信号S12の信号レベルを予め設定された閾値に制限することにより、クリップされた信号S13を生成するものである。
ATT224,228は、それぞれ、リミッタ223,227が生成した信号S13の信号レベルを減衰させるものである。
リミッタ223,227の閾値は、例えば、図8に示すように、「1」に設定される。リミッタ223は、この閾値「1」を記憶する。このようにリミッタ223が信号レベルをクリップした信号S13には、正弦波信号の奇数次の疑似高調波成分が含まれる。
このため、発振器111,112は、それぞれ、高調波成分を含む信号を生成することになる。
このため、発振器111,112は、それぞれ、高調波成分を含む信号を生成することになる。
また、発振器111,112は、単一周波数ではなく周波数が異なる複数の周波数成分を含む正弦波信号を生成するようなものであってもよい。
この場合、発振器111,112は、それぞれ、図9に示すように、正弦波発振器231,232と、ATT233,234と、加算器235と、ATT236と、を備える。
正弦波発振器231,232は、それぞれ、図3に示す正弦波発振器101,102と同様の構成を有するものである。尚、正弦波発振器231,232の乗算器213,214のそれぞれの係数は、生成する正弦波信号の周波数が互いに異なるように設定される。
ATT233,234は、それぞれ、正弦波発振器231,232が生成した正弦波信号の信号レベルを減衰させるためのものである。
加算器235は、このレベル調整された正弦波を加算するものである。
ATT236は、加算器235が出力した信号に対して減衰処理を施すものである。
ATT236は、加算器235が出力した信号に対して減衰処理を施すものである。
発振器111,112は、このように構成されて、複数の正弦波を加算して疑似高調波信号を含む発振信号を生成する。このため、生成された疑似高調波は、複数の周波数成分を含み、より自然な聴感を得ることができる。
また、発振器111,112は、信号補間の目的に応じて、矩形波、鋸波、三角波を生成するものであってもよい。
また、SSB変調器22は、図10に示すようなPhase Sift Network型のものであってもよいし、図11に示すようなWeaver方式のものであってもよい。
図10に示すSSB変調器22は、全域通過フィルタ(図中、「all pass」と記す。)121,122と、正弦波発振器123と、乗算器124,125と、加算器126と、からなる。
図11に示すSSB変調器22は、正弦波発振器131と、乗算器132,133と、LPF(ローパスフィルタ)134,135と、正弦波発振器136と、乗算器137,138と、加算器139と、からなる。
1 信号補間装置
10 HPF(ハイパスフィルタ)
20 変調部
22 SSB変調器
30 混合部
101,102 正弦波発振器
103 π/2位相器
104,105 乗算器
106 加算器
10 HPF(ハイパスフィルタ)
20 変調部
22 SSB変調器
30 混合部
101,102 正弦波発振器
103 π/2位相器
104,105 乗算器
106 加算器
Claims (6)
- 発振信号を生成して、入力信号と乗算することにより前記入力信号の周波数変換を行う周波数変換部と、
前記周波数変換部が周波数変換を行った信号と前記入力信号とを加算することにより、疑似高調波を含む補間信号を生成する混合部と、を備え、
前記周波数変換部は、前記入力信号の周波数変換を行うことにより生成した信号の周波数のうち、生成した前記発振信号よりも低域側の下側波帯の信号レベルを抑圧する変調器を備えた、
ことを特徴とする信号補間装置。 - 前記周波数変換部が周波数変換を行うことによって得られる疑似高調波の周波数特性が前記入力信号の周波数特性に対応するように、前記変調器の出力信号の周波数特性を調整する等化器を備えた、
ことを特徴とする請求項1に記載の信号補間装置。 - 前記変調器は、
第1の発振信号を生成する第1の発振部と、
前記第1の発振部が生成する前記第1の発振信号と90°位相の異なる第2の発振信号を生成する第2の発振部と、
前記入力信号と前記第1の発振部が生成した前記第1の発振信号とを乗算することにより前記入力信号を変調する第1の乗算部と、
前記入力信号の位相をずらした移相信号と前記第2の発振部が生成した前記第2の発振信号とを乗算し、前記移相信号を変調する第2の乗算部と、
前記第1の乗算部の出力信号の周波数と前記第2の乗算部の出力信号の周波数との差を取得する減算器と、を備えたものである、
ことを特徴とする請求項1又は2に記載の信号補間装置。 - 前記第1の発振部と前記第2の発振部とは、
正弦波からなる正弦波信号を生成する正弦波信号発振器と、
前記正弦波信号発振器が生成した正弦波信号の信号レベルを予め設定された閾値に制限することにより、前記正弦波信号の信号レベルが前記閾値でクリップされた信号を生成する信号レベル制限部と、を備えた、
ことを特徴とする請求項3に記載の信号補間装置。 - 前記第1の発振部と前記第2の発振部とは、矩形波、鋸波又は三角波の発振信号を生成する、
ことを特徴とする請求項3に記載の信号補間装置。 - 前記第1の発振部と前記第2の発振部とは、周波数が異なる複数の正弦波信号を合成して前記発振信号を生成する、
ことを特徴とする請求項3に記載の信号補間装置。
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JP2004184472A (ja) * | 2002-11-29 | 2004-07-02 | Kenwood Corp | 信号補間装置、音響再生装置、信号補間方法及びプログラム |
JP2005128387A (ja) * | 2003-10-27 | 2005-05-19 | Yamaha Corp | オーディオ帯域拡張再生装置 |
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