JP5083884B2 - 周波数変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、録音再生機器、カラオケ装置、電子楽器などにおいて、信号に任意の周波数変換を施す技術であるとともに、拡声装置や補聴器におけるハウリング低減方法として用いられる周波数変換技術としても利用でき、話速変換装置の一部としても利用できる信号処理技術である。

音声信号を扱う分野では、音声のピッチを変換することが広く行われている。ピッチ変換は周波数変換の一形態である。例えばカラオケ装置などでは、生演奏や歌声の音程すなわちピッチを制御する信号処理技術が普及している。音声信号のピッチは、信号の再生速度を変えることで操作できるが、再生速度を変えれば再生に要する時間長も変化してしまう。このため、音声波形を時間軸方向に伸縮した上で、データを間引く（削除する）、あるいは補間（挿入）することにより時間長を変えることなくピッチを変換する方法（特許文献１）や、音声波形の周期的な部分から周期波形を切り出してこれを伸縮し、必要な回数だけ繰り返し再合成する方法（特許文献２）が広く知られている。

しかし、もともと備わっているデータを削除したり、存在していないデータを挿入したりすると本来のデータとの誤差が生じる。特に信号の周波数が高い場合、間引きや補間による誤差が大きくなる。周期成分を切り出して再合成する方法では、連結部分に不連続点ができ、再生信号にノイズが加わってしまう。
これらの欠点を補うには優れた信号補間技術を用いるか、連結しようとする２つの波形の位相をそろえてからクロスフェードさせる技術（特許文献３，４）のように複雑な信号処理が求められる。

時間波形上の誤差や不連続をともなわない手法としては、ＦＦＴなどの周波数分析を行い、周波数軸上でスケーリング操作を行ったのち逆変換にて時間波形に戻すもの（特許文献５，６，７）があるが時間軸から周波数軸への変換と周波数軸から時間軸への変換を要するため、信号処理に伴う遅延が比較的大きくなってしまう。
カラオケ装置のピッチ変換以外にも音声信号の周波数変換は、拡声装置や補聴器のハウリング低減方法にも利用できる（特許文献９，10）。

一方、無線通信の分野では、搬送波の周波数変換方法としてヒルベルト変換あるいはＳＳＢ（シングルサイドバンド）変調がしばしば用いられている（特許文献10，11）。これは信号を実部Ｉ_（ｔ）（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ成分）と、これと位相が９０度異なる虚部Ｑ_（ｔ）（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ成分）に分け、Ｉ_（ｔ）、Ｑ_（ｔ）にそれぞれｃｏｓ（ωｔ）、ｓｉｎ（ωｔ）による振幅変調を施し、実部Ｉ_（ｔ）からＱ_（ｔ）を減算するもので、入力信号に周波数Δｆ（Ｈｚ）＝ω／２πに相当する周波数変化を与えることができる（非特許文献１）。
この手法は振幅変調によって信号周波数の両サイドに生じる側帯波のうち、低域側か高域側のどちらか片方だけを残すことからシングルサイドバンド変調あるいは片側変調と呼ばれるものであり、実部と虚部をそれぞれ処理する２つのＦＩＲフィルタと振幅変調のみで実現できる。無線通信以外に光周波数変換方法としても利用が試みられている（特許文献12，13）。
しかし、一般的なヒルベルト変換による周波数変換は、入力信号のすべての周波数成分を周波数軸上で一律の周波数幅だけ移動させるものであり、周波数成分を一定の比率でシフトさせる音声のピッチ変換とは異なる。

ヒルベルト変換は、音声等の瞬時周波数やエンベロープを抽出するためにも用いられている（特許文献14，15，16）。ヒルベルト変換を用いて音声のピッチを変化させる手法としては、特許文献17があるが、これはフィルタバンクで帯域分割し、帯域ごとに搬送波の周波数を変える手法であり、帯域数を増やすのにともない演算量が多くなってしまう。ヒルベルト変換により信号の絶対値（振幅情報）と位相情報を分離して位相だけを操作する手法が提案されている（特許文献18，19）が、サンプルごとに角速度を抽出するなど複雑な処理を要するものである。

また、音声や音楽を扱う際には、振幅周波数特性の操作、いわゆるイコライジングが頻繁に行われる。信号の再生速度を操作するピッチ変換器の場合、イコライジングを行うためには、ピッチ変換器とは別に振幅周波数特性を操作するイコライザーが必要になる。
特開平9-212193号公報 特開平9-258777号公報 特開2002-169556号公報 特開平5-297891号公報 特開平11-133996号公報 特開2006-64799号公報 特開平9-185392号公報 特開2007-258985号公報 特開昭60-28399号公報 特開平8-97751号公報 特開2007-67851号公報 特開2007-11125号公報 特開2004-85602号公報 特開2006-261787号公報 特開2000-181472号公報 特開平5-316597号公報 特開2003-330500号公報 特開平9-50293号公報 特開昭62-159196号公報 三上直樹，"はじめて学ぶディジタル・フィルタと高速フーリエ変換，"ＣＱ出版社，2005

上述のとおり、音質劣化が少ない音声のピッチ変換器を実現するには複雑な信号処理が求められるか周波数分析にともなう遅延が避けられない。また、ヒルベルト変換を音声等のピッチ変換に用いる手法では、帯域分割やピッチ情報の抽出をともなう複雑な処理が要求される。
本発明の目的は、上記の問題点に鑑み、２つのＦＩＲフィルタだけで任意の周波数成分に任意量の周波数変換を施すことのできる周波数変換器及びピッチ変換器を提供することである。さらに、ＦＩＲフィルタを用いることにより、周波数の操作と同時に振幅周波数特性の操作（イコライジング）も行える周波数変換器を提供することである。

本発明の周波数変換器は、デジタル入力信号を処理する信号処理部を有して、該デジタル入力信号の周波数成分に周波数変化を与える周波数変換を施して出力する。前記信号処理部は、フィルタ部と該フィルタ部に供給するフィルタ係数データ供給部を有し、前記フィルタ部は、互いに位相が９０度異なった共通の周波数成分から構成される実部用ＦＩＲフィルタ及び虚部用ＦＩＲフィルタを有する。前記実部用ＦＩＲフィルタ及び虚部用ＦＩＲフィルタは、時変フィルタであり、１サンプリング周期中にフィルタ係数が前記フィルタ係数データ供給部から供給されるデータで更新され、かつ、更新されることにより、それぞれのＦＩＲフィルタを構成する各周波数成分の振幅が時間とともに独立に変動し、この振幅変動の周期は前記実部用ＦＩＲフィルタ及び虚部用ＦＩＲフィルタに共通だが、位相が９０度異なっている。前記フィルタ部は、前記実部用ＦＩＲフィルタ及び虚部用ＦＩＲフィルタの出力信号の差あるいは和を出力する。

また、時系列のアナログ音響信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部を有して、該変換されたデジタル信号を前記信号処理部に入力し、かつ、前記フィルタ部から出力されるデジタル信号を時系列のアナログ音響信号に変換するＤＡ変換部を備える。前記実部用ＦＩＲフィルタ及び虚部用ＦＩＲフィルタを構成する各周波数成分の振幅変動の周期が任意に制御可能に構成する。

また、前記実部用ＦＩＲフィルタ及び虚部用ＦＩＲフィルタの特性は、各周波数成分の振幅変動のタイミングが異なる少なくとも２種類のフィルタ特性をスムーズにクロスフェードさせた特性となる。前記実部用ＦＩＲフィルタ及び虚部用ＦＩＲフィルタの振幅周波数特性を任意に制御可能にして、その結果、前記フィルタ部がローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、櫛型フィルタなどとして使用できる。前記フィルタ係数データ供給部は、記憶したフィルタ係数データを供給するメモリー部、或いはフィルタ係数を逐次算出するフィルタ係数演算部によって構成される。
また、本発明の周波数変換器は、入力信号の振幅スペクトルが周波数軸上で伸縮される変換が行われる音声のピッチ変換器、或いはピッチを変えることなく再生速度を変える話速変換器として用いることができる。

本発明により、入力信号を２つのＦＩＲフィルタにとおし、２つのＦＩＲフィルタの出力信号の差あるいは和を求めるだけの簡単な信号処理により、入力信号の任意の周波数成分に任意量の周波数変化を与える周波数変換器が得られる。また、周波数変化幅を周波数に対して一定の比率にすれば入力信号に任意のピッチ変化を与えるピッチ変換器が得られる。

本発明の実施形態について図１乃至図12を用いて説明する。図１は、本発明によるピッチ変換器の構成図である。入力される音響信号は、ＡＤ変換部１にてデジタル化され信号処理部２へ送られる。信号処理部２にはフィルタ部４とメモリー部５が含まれる。信号処理部２にて周波数変換された信号がＤＡ変換部３にてアナログ信号に変換される。補聴器や拡声器へ実装するのであれば、マイクロホンなどからの信号がＡＤ変換部１に入力され、ＤＡ変換部３からの出力信号がスピーカや受話器などのトランスデューサに送られる。また、もともとデジタル化され、各種メディア等に記録されているデータに周波数変換を施すのであれば、ＡＤ変換部１を介さず、デジタル信号をそのまま信号処理部２に入力すればよい。

図２は、本発明における信号処理部２の構成を示す図である。信号処理部は、フィルタ部４とメモリー部５から構成される。フィルタ部４には、実部用ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ４０と虚部用ＦＩＲフィルタ４１が含まれる。ＦＩＲフィルタ４０及びＦＩＲフィルタ４１のフィルタ係数がメモリー部から順次読み込まれることによってフィルタ特性が時間とともに変化する。

ＦＩＲフィルタ４０とＦＩＲフィルタ４１は、位相が９０度異なった共通の周波数成分から構成される時変フィルタであり、１サンプリング周期中にフィルタ係数がメモリー部５から供給されるデータで更新される。更新されることにより、それぞれのＦＩＲフィルタを構成する各周波数成分の振幅が時間とともに独立に変動する。この振幅変動の周期はＦＩＲフィルタ４０とＦＩＲフィルタ４１に共通だが、位相が９０度異なっている。このフィルタ部４がＦＩＲフィルタ４０とＦＩＲフィルタ４１の出力信号の差あるいは和を出力する。

図３は、ヒルベルト変換を用いた一般的な周波数変換器の構成図である。ヒルベルト変換を用いる周波数変換では、ＦＩＲフィルタ４２とＦＩＲフィルタ４３に共通の信号が入力される。２つのＦＩＲフィルタの振幅周波数特性は共通だが、位相はすべての周波数において９０度異なっている。発信器７は位相が９０度異なる２つの信号ｃｏｓ（ω_（ｔ））とｓｉｎ（ω_（ｔ））を生成しており、ＦＩＲフィルタ４２、ＦＩＲフィルタ４３のそれぞれの出力信号にｃｏｓ（ω_（ｔ））とｓｉｎ（ω_（ｔ））による振幅変調が施される。変調された信号の差を求めると入力信号をΔｆ（Ｈｚ）＝ω_（ｔ）／２πだけ周波数シフトした出力信号が得られる。

図３に示す一般的な周波数変換器は、入力信号のすべての周波数成分を一律にΔｆ（Ｈｚ）移動させる働きがある。ＦＩＲフィルタ４２とＦＩＲフィルタ４３が、すべての周波数において１の利得をもつ全域通過フィルタのとき、この作用は図４に示されるとおりとなる。すなわち入力信号のすべての周波数成分は、その振幅を保ったままで周波数軸上をΔｆ（Ｈｚ）移動することになる。

これに対し図５は、音声等のピッチ変換器に求められる作用を示す図である。図５に示されるように音声等のピッチ変換では、入力信号の振幅スペクトルが周波数軸上で伸縮されるような変換が行われる。図５は、入力信号のスペクトルが周波数軸上で伸張された場合を描いたものである。このとき個々の周波数成分は一律の周波数幅だけシフトされるのではなく、周波数に応じて一定の比率で等比的に周波数変換されている。
本発明は、図３に示す周波数変換器と同等の演算量で、図５に示すようなピッチ変換作用を実現するための信号処理方法及び当該方法を用いた周波数変換器を提供するものである。

周波数変化幅が等比的なピッチ変換を実現するためのフィルタ部の処理について図６から図12を用いて説明する。本発明において周波数ごとに独立した周波数変化を実現するには、ＦＩＲフィルタを構成する各周波数成分にそれぞれ独立した振幅変調を与える必要がある。この結果、フィルタの特性は時々刻々と変動するものとなる。ピッチ変換を行うのであれば、振幅変調の周波数がフィルタを構成する成分の周波数に対して一定の比率になるよう設定する。よって、サンプリング周波数をｆ_ｓ、フィルタを構成する周波数成分ｆに与える振幅変調の周波数をΔｆ×ｆ（Ｈｚ）、フィルタのタップ長をｎとすると、時間ｔにおけるＦＩＲフィルタのｉ番目の係数Ｉ_ｉは、式１にて得られる。
振幅変調の周波数をΔｆ×ｆとすることにより、周波数変化幅がｆに対して一定の比率となるピッチ変換が行われる。

このＩ_ｉを実部用のフィルタ係数とするなら、虚部用のフィルタ係数Ｑ_ｉは、
である。

図６は、時間とともに変化するピッチ変換用ＦＩＲフィルタの周波数特性の例である。この例ではタップ長を１２８としたとき、時間ｔが０サンプルから２５５サンプルまで進むのに伴ってフィルタを構成する各周波数成分の振幅がどのように変化するかを示している。それぞれのグラフの横軸はフィルタを構成する周波数成分ｆ（０から６４）であり、縦軸は各成分の振幅を示している。

例えば、ｆ＝６４の成分は、時間ｔが４サンプル進むごとに１回（３６０度）振幅変調されているが、ｆ＝３２の成分は、ｔが４サンプル進んでも１／２回（１８０度）しか振幅変調されていない。したがって、信号のサンプリング周波数が８ｋＨｚなら、ｆ＝６４の成分は８０００／４＝２０００Ｈｚ、ｆ＝３２の成分はその半分の１０００Ｈｚだけ周波数がシフトされることになる。ｆ＝１の成分が１回振幅変調されるには２５６サンプルを要するため、ｆ＝１の成分には８０００／２５６＝３１.２５Ｈｚの周波数変化が与えられる。
時間ｔが２５６に達してからは、ｔ＝０から２５５までの特性を繰り返し利用できる。フィルタ係数データは実部用と虚部用の２組必要なので、この例では、１２８個の係数データ×２５６セット×２のデータを蓄えられるメモリー容量が必要となる。メモリー部に蓄えられるフィルタ係数データにはあらかじめ振幅変調が施されているため、図３にみられる発信器は不要となる。

このようにして周波数変化幅がフィルタを構成する成分の周波数に対して等比となるピッチ変換が行われる。なお、図６に示すのは１つのＦＩＲフィルタの特性変化であり、これを実部用とするなら、これとペアで用いる虚部用のＦＩＲフィルタの特性は、実部用で用いるフィルタとすべての周波数において９０度位相が異なるものである。
しかし、インパルス応答（タップ長）が有限なＦＩＲフィルタを用いる本手法には限界がある。波長がＦＩＲフィルタのタップ数の整数分の１になる周波数の信号なら問題ないが、そうでない周波数の信号に対してピッチ変換を行うと信号の周波数の上下に側帯波が生じてしまう。この問題を解決するための手法について、図７から図12を用いて説明する。

図７−Ａは、２ｋＨｚの正弦波を入力とし、式１及び式２で求めたフィルタ係数を用いて２０％のピッチ変換を施した場合の処理前のスペクトル（左）と処理後のスペクトル（右）、図７−Ｂは、２.４ｋＨｚの正弦波を入力とし、式１及び式２で求めたフィルタ係数を用いて２０％のピッチ変換を施した場合の処理前のスペクトル（左）と処理後のスペクトル（右）である。いずれもサンプリング周波数ｆ_ｓを１６ｋＨｚ、ＦＩＲフィルタのタップ長ｎを１０２４とした場合の例である。２０％のピッチ変換なので、Δｆは、
となり、ｆ_ｓ＝１６０００、ｎ＝１０２４なのでΔｆ＝３．１２５Ｈｚである。

図８は、２.４ｋＨｚの正弦波に式１及び式２で求めたフィルタ係数を用いて２０％のピッチ変換を施した結果得られた波形ある。

図７−Ａでは、ピッチ変換後の信号にも大きな側帯波は生じていないが、図７−Ｂでは、ピッチ変換後の信号の周辺に大きな側帯波が生じている。このときの波形が図８である。サンプリング周波数が１６ｋＨｚのとき、２ｋＨｚの正弦波の周期は８サンプルであり、ＦＩＲフィルタのタップ長１０２４の１２８分の１となる。これに対し、２.４ｋＨｚの正弦波の周期は６.６６６・・・サンプルであり、ＦＩＲフィルタのタップ長の整数分の１にはならない。このため、２.４ｋＨｚの周波数成分はＦＩＲフィルタにおいては隣接する複数の周波数成分に分解される。隣接する２つの周波数成分には異なる周波数の振幅変調がかけられているため、誤差が生じてしまう。図７−Ｂの例では、隣接する２つの周波数成分の間で振幅変調の周波数が３.１２５Ｈｚ異なっている。したがって５１２０サンプルごとに３６０度の位相差が生じている。振幅変調の位相差が０度付近及び３６０度付近のときには大きな側帯波は生じないが、振幅変調の位相差が１８０度付近のときには大きな側帯波が生じてしまう。

上記の式１及び式２で求めたフィルタ係数を用いた場合、ピッチ変換後の波形（図８）には、ほぼ５１２０サンプルの間隔で側帯波の影響がみられる。このとき用いたピッチ変換器を第１のピッチ変換器とすると、ＦＩＲフィルタに与える振幅変調のタイミングを２５６０サンプル分ずらした第２のピッチ変換器を用いて２.４ｋＨｚの正弦波に２０％のピッチ変換処理を施すと図９の波形が得られる。このとき第２のピッチ変換器のフィルタ係数は以下の式４及び式５にて求められる。

図９は、式４及び式５において、Δｔ＝２５６０として求めたフィルタ係数を用いて得られた波形である。図８同様に一定の間隔で側帯波の影響が生じているが、図８の波形と図９の波形では側帯波の影響が２５６０サンプルずれた位置で顕著になっている。この２つの波形から側帯波の影響が少ない部分だけを連結するような処理を行えば側帯波の影響を少なくすることが可能である。つまり、式１及び式２を用いた第１のピッチ変換器と式４及び式５を用いた第２のピッチ変換器の特性を一定周期ごとにスムーズにクロスフェードさせた時変特性をもつＦＩＲフィルタを用意すればよい。これを第３のピッチ変換器とする。

図10は、第３のピッチ変換器にて２.４ｋＨｚの正弦波に２０％のピッチ変換処理を施した場合の処理前のスペクトル（左）と処理後のスペクトル（右）である。図７−Ｂの右図と図10の右図を比較するとあきらかに側帯波が少なくなっていることがわかる。

第３のピッチ変換器によるピッチ変換処理を施した音声信号の例を図11に示す。元の音声のスペクトル（上）とピッチを２０％高くした後のスペクトル（下）である。矢印で示すように２.５ｋＨｚ付近にあったピークが２０％のピッチ変換により３ｋＨｚ付近まで移動していること、また、音質を著しく劣化させるような側帯波は生じていないことがわかる。

図６から図11では、周波数変化幅を周波数に対して一定の比率とするピッチ変換手法について説明したが、本発明は、周波数ごとに独立の周波数変化量を与えることを可能にするものである。したがって、ピッチ変換以外にも、例えば特定の帯域の成分だけを周波数変化させたり、ピアノの調律のように、低域はより低く、高域はより高く周波数変化させたりするような特殊な用途にも有効である。

本発明を用いれば、既存技術（特許文献14、15）のように入力信号の位相情報を抽出しなくても、実部用、虚部用の２つのＦＩＲフィルタを用いるだけでピッチ変換が可能になる。前述の時変フィルタの特性を得るには、あらかじめ作成しておいたフィルタ係数をメモリー部に蓄えておき、これを逐次読み出してフィルタ係数を更新するのが望ましいが、演算器を用いてサンプル周期ごとにあらたなフィルタ係数を求めて更新する方法でもよい。この場合の構成は図12のようなものとなる。これは図１におけるメモリー部５をフィルタ係数演算部６に置き換えたものである。

また、ＦＩＲフィルタを用いているので、周波数変換と同時に振幅周波数特性も自由に設定することができる。式１、式２及び式４、式５で求められるフィルタ係数で、周波数ごとに任意の係数をかけておけば、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、櫛形フィルタなどとしても使用できる。

本発明の主な用途は、再生速度を変えずにピッチを変えることであり、歌声や生演奏のデータにピッチ調節を施す場合や、補聴器や拡声器のハウリング低減方法の一部として用いられるものである。しかし、これはピッチを変えることなく再生速度を変えるいわゆる話速変換手段としても有効である。この場合は、再生速度を変えたことによって変化したピッチをもとの高さに戻す手段として利用すればよい。例えば、ボイスレコーダなどで録音したデータを録音時よりも短い時間で聞く場合など、高速再生してもピッチは元のままにすることが可能となる。

以上、本発明の基本的な実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、適宜の変更が可能なものである。

本発明による周波数変換器の構成例 本発明における信号処理部の構成例 ヒルベルト変換による一般的な周波数変換器の構成を示す図 周波数変化幅が一定の等幅周波数変換処理の模式図 周波数変化幅が周波数に対して一定比率になったピッチ変換処理の模式図 本発明のフィルタ部で用いる時変ＦＩＲフィルタの特性変動を示す図 ７−Ａは、２ｋＨｚの正弦波信号のスペクトル（左）と２ｋＨｚの正弦波に２０％ピッチ変換を施した結果得られた信号のスペクトル（右）、及び７−Ｂは、２.４ｋＨｚの正弦波信号のスペクトル（左）と２.４ｋＨｚの正弦波に式１及び式２によるフィルタ係数を用いて２０％ピッチ変換を施した結果得られた信号のスペクトル（右） ２.４ｋＨｚの正弦波に式１及び式２によるフィルタ係数を用いて２０％ピッチ変換を施した結果得られた信号の波形 ２.４ｋＨｚの正弦波に式４及び式５によるフィルタ係数を用いて２０％ピッチ変換を施した結果得られた信号の波形 ２.４ｋＨｚの正弦波に式１及び式２によるフィルタ係数と式４及び式５によるフィルタ係数をクロスフェードさせたフィルタ係数を用いて２０％ピッチ変換を施した結果得られた信号のスペクトル ピッチ変換処理前の音声のスペクトルと処理後の音声のスペクトルの比較図 メモリー部の代わりにフィルタ係数演算部を用いた周波数変換器の構成例

符号の説明

１ ＡＤ変換部
２ 信号処理器
３ ＤＡ変換部
４ フィルタ部
４０ ＦＩＲフィルタ
４１ ＦＩＲフィルタ
４２ ＦＩＲフィルタ
４３ ＦＩＲフィルタ
５ メモリー部
６ フィルタ係数演算部
７ 発信器

Claims (7)

1. デジタル入力信号を処理する信号処理部を有して、該デジタル入力信号の周波数成分に周波数変化を与える周波数変換を施して出力する周波数変換器において、
   前記信号処理部は、時系列に特性が変化する時変の実部用ＦＩＲフィルタ及び虚部用ＦＩＲフィルタを有するフィルタ部と該フィルタ部にフィルタ係数データを供給するフィルタ係数データ供給部を有し、
   前記フィルタ係数データは、それぞれのＦＩＲフィルタを構成する各周波数成分の振幅が時間とともに独立に変動し、この振幅変動の周期は前記実部用ＦＩＲフィルタ及び虚部用ＦＩＲフィルタに共通だが、位相が９０度異なるように構成されており、
   前記フィルタ部は、１サンプリング周期中に当該フィルタ係数データが前記フィルタ係数データ供給部から実部用ＦＩＲフィルタ及び虚部用ＦＩＲフィルタへ供給されると、互いに位相が９０度異なった共通の周波数成分から構成される時変フィルタを構成し、
   前記フィルタ部は、前記実部用ＦＩＲフィルタ及び虚部用ＦＩＲフィルタに共通の信号が入力されると、前記実部用ＦＩＲフィルタ及び虚部用ＦＩＲフィルタからの出力信号の差あるいは和を出力することを特徴とする周波数変換器。
2. 時系列のアナログ音響信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部を有して、該変換されたデジタル信号を前記信号処理部に入力し、かつ、前記フィルタ部から出力されるデジタル信号を時系列のアナログ音響信号に変換するＤＡ変換部を備える請求項１に記載の周波数変換器。
3. 前記実部用ＦＩＲフィルタ及び虚部用ＦＩＲフィルタを構成する各周波数成分の振幅変動の周期が任意に制御可能に構成した請求項１又は２に記載の周波数変換器。
4. 前記実部用ＦＩＲフィルタ及び虚部用ＦＩＲフィルタの特性が、各周波数成分の振幅変動のタイミングが異なる少なくとも２種類のフィルタ特性をスムーズにクロスフェードさせた特性となる請求項１〜３のいずれかに記載の周波数変換器。
5. 前記実部用ＦＩＲフィルタ及び虚部用ＦＩＲフィルタの振幅周波数特性を任意に制御可能にして、その結果、前記フィルタ部がローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、櫛型フィルタなどとして使用できる請求項１〜４のいずれかに記載の周波数変換器。
6. 前記フィルタ係数データ供給部は、記憶したフィルタ係数データを供給するメモリー部、或いはフィルタ係数を逐次算出するフィルタ係数演算部によって構成される請求項１〜５のいずれかに記載の周波数変換器。
7. 入力信号の振幅スペクトルが周波数軸上で伸縮される変換が行われる音声のピッチ変換器、或いはピッチを変えることなく再生速度を変える話速変換器として用いられる請求項１〜６のいずれかに記載の周波数変換器。