JP4928817B2

JP4928817B2 - プラズマ処理装置

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Publication number: JP4928817B2
Application number: JP2006105816A
Authority: JP
Inventors: 良司西尾; 勉飯田
Original assignee: Hitachi High Technologies Corp
Current assignee: Hitachi High Tech Corp
Priority date: 2006-04-07
Filing date: 2006-04-07
Publication date: 2012-05-09
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Description

本発明は半導体の製造技術に属する。特にプラズマを用いて半導体ウエハをプラズマ処理する際に好適なプラズマ処理装置に関するものである。

近年の半導体素子の高集積化にともない回路パターンは微細化の一途をたどっており、要求される加工寸法精度はますます厳しくなってきている。また、半導体素子の製造コスト低減の目的でウエハの口径が３００mmと大口径化してきているが、歩留りを高めることを目的に、ウエハの中心から外周付近まで広い範囲でプラズマを均一にして高品質で均一な加工ができることが要求されている。製品処理にあたっては、微細な回路パターンを異方性の加工で形成する為に、高周波バイアスが印加されるのが一般的である。この時、ウエハに発生する高周波電圧及び自己バイアス電圧がどのような値になるかは、加工上の重要なパラメータであり、これを正確にモニタすることが重要になる。

このような目的を達成するため、従来より、ウエハと高周波電源の整合器の間で高周波電圧を検出することが行われている（例えば、特許文献１，２）。

これとは別に、高周波伝送路が、高周波の電圧・電流及び位相差に影響を与えることについて、高周波整合器の出力部とウエハでは高周波波形が異なること、したがって、ウエハの電位の情報を得るために、ウエハ電位を直接測定するウエハ電位プローブの手法が有効であることが知られている（例えば、特許文献３参照）。

また、従来では、上部の金属材料の平板電極と下部ウエハ（電極として動作する）よりなる平行平板型のプラズマ発生装置において、上部電極と下部電極（ウエハ）のそれぞれに同一周波数の高周波バイアスを印加する。それらのバイアス間の高周波電圧位相を制御するために、上部電極と下部電極の電圧と位相をモニタする手法が知られている（例えば、特許文献４参照）。

特開２００３−１７４０１５号公報特開２００２−２０３８３５号公報特開２００１−３３８９１７号公報特開平８−１６２２９２号公報

プラズマ処理装置において、問題となる現象は、高周波の給電系のインダクタンスと浮遊容量、あるいはウエハなどプラズマと容量結合する電極前面にできるイオンシースの静電容量により発生する共振である。浮遊容量と給電系のインダクタンスによる共振と、イオンシースの静電容量と給電系のインダクタンスによる共振は、それぞれ独立している。つまり、二つの共振現象が同時に生じている。これにより、測定点から得られた電圧などの情報が、実際にウエハや電極に発生している電圧などの状態とかけ離れた値を示すと言う問題が発生する。従来技術の問題点は、本質的にこれらの共振現象が考慮されていないことである。

特許文献１の技術には、明らかに、電圧など測定点から得られる情報が、ウエハの情報と同じ、あるいは、同質であると言う前提条件がある。この前提条件が崩れた場合、本技術は精度が著しく低下する。

前記前提条件が、一般的なプラズマ処理装置において崩れていることに着目したものが、特許文献２である。この発明では、電圧などの測定点とウエハの間の等価回路を精密に指定することにより、測定点の情報からウエハの電圧・電流・位相のほか、ウエハから見た負荷のインピーダンスなどの情報を得ることができる。しかし、本技術をもってしても、問題の共振現象の影響は回避できない。なぜなら、共振を起こすインダクタンス成分と浮遊容量は、本技術の中の等価回路に組み込まれているが、対となるイオンシースの静電容量が等価回路に組み込まれていないからである。プラズマによるこの共振現象は、本技術からすれば予測不可能な現象である。

さらに言えば、イオンシースの静電容量を等価回路に組み込んで正確に評価することは非常に難しく、事実上不可能である。なぜなら、この静電容量は、ガス圧力・成分やプラズマ発生用の高周波電力などの多くのパラメータに依存して決まるプラズマの特性（電子密度，電子温度，ガス密度等とこれらのウエハ上の分布）とウエハに印加するバイアス用高周波電力によって決まる為、その値を正確に算出することができないからである。もちろん静電容量を算出する理論はあるが、理論に代入するべき数値の正確な値を知ることはできない。つまり、精度保証ができない。

また、イオンシースの静電容量は、ウエハから見た負荷インピーダンスの値を決める大きな要素である。ウエハに発生する高周波電圧は、マッチング回路からウエハまでの回路とこの負荷インピーダンスの組み合わせによって決まる。ところが、イオンシースの静電容量は、ウエハに発生した高周波電圧によって決まると言う性質を持っている。つまり、この静電容量とウエハ電圧は相互依存性があると言う、非線形な関係にある。従って、この静電容量とウエハ電圧の決定は、通常の等価回路シミュレーションでは解くことができず、数値計算法による収束計算を実施しないと決定できない。本計算は、計算開始の為の基礎データの数値をそろえることと、計算時間の両方の観点から、リアルタイムで行うことは非常に困難である。

以上より得られる結論は、等価回路を用いると言う技術を使って、問題となる共振現象を解決できないことである。等価回路を用いても計算できないか、あるいは精度保証ができないと言う結果に到る。

以上の特許文献１あるいは２の技術に対し、特許文献３の技術はウエハの電位を直接測定する技術であり、原理的には問題の共振現象を回避できる。しかし、本技術は信頼性の問題があり、実用化は困難である。本技術は、ＷＣ（タングステンカーバイド）の硬い針によって、ウエハの裏面にある酸化膜や窒化膜を突き破り、ウエハ電圧の直接測定を実現する。問題は、５０万枚から１００万枚のウエハを次々と処理する半導体製造装置で、ウエハの裏面の膜を確実に破って安定した測定を実現することが保証できないことである。そのような構造を設計することは、大変困難なことである。

位相に関しても、共振点の前後で位相が大きく変化し、極端な場合位相が逆転することは良く知られている。この意味でも、特許文献４のように位相制御する技術においても、問題の共振は制御性能に重大な支障を与える。問題の共振は、高周波の伝送路のインダクタンスとイオンシースの静電容量が共振を起こすという現象であり、ウエハに対する高周波バイアス印加だけでなく、特許文献４のように、ウエハに対向する電極の高周波バイアス印加においても発生する現象である。特許文献４においても、位相の測定点に関して、問題の共振は考慮されておらず、特許文献１−３と同じように、問題の共振現象は重大な支障を与えることがわかる。

以下に、発明者らが見出した共振現象について詳しく説明する。ここでは例として、ウエハを搭載する電極を取り上げる。ただし、これらの二つの共振の問題は、プラズマと容量結合するいかなる電極に関してもまったく同じように発生する。最初に、電極の構造を等価回路化し、電圧測定（ここではピーク・ツー・ピーク電圧：Ｖｐｐ）を例として、プラズマが無くても共振現象が見られることを説明する。これが一つ目の共振、浮遊容量と高周波伝送系のインダクタンスによる共振である。次に、プラズマがある場合の共振現象について説明する。これが、二つ目の共振、つまり、イオンシースの静電容量と高周波伝送系のインダクタンスによる共振である。位相測定に関してもまったく同じ結論が得られる。

一つ目の共振、浮遊容量と高周波伝送系のインダクタンスによる共振について示す。図１に、ウエハバイアスＲＦ電源から電極までに構成される部品のブロック図を模式的に示す。ウエハバイアスＲＦ電源の出力から、整合回路，Ｖｐｐ検出器，電力供給ケーブル，電極の順に構成される。ＲＦ電源から電力供給ケーブルまでは大気中にあり、ウエハを搭載する電極は真空中にある。図１のブロック図を等価回路に置き直すと図２のような回路になる。電力供給ケーブルは一般的な同軸線であり、中心導体のインダクタンス（Ｌ１＋Ｌ２）と浮遊容量（Ｃ１）がある。電極は、高周波伝送部（等価回路としては同軸構造と同じ）とウエハを静電吸着する溶射膜（Ｃ３＋Ｒ１）に分かれる。ウエハには、電圧計測用の高電圧プローブ（８ｐＦ，１０ＭΩ）が接続されるが、インピーダンスが非常に高くて無視できる為、等価回路には書き込んでいない。図２の等価回路は、一般的なものであり、実際の電極はフォーカスリング等数多くの工夫が凝らされているうえに、Ｃｓ１，
Ｃｓ２で示す浮遊容量があるため、図２のものより複雑になる。

実際の電極を用いて、図１の構成で周波数特性を測定した結果を図３に示す。横軸はバイアスとして印加した周波数であり、縦軸は図２のＶ１とＶ２の位置の電圧比である。４ＭＨｚ以上で共振点がいくつか現れていることがわかる。そこで、電極のインダクタンスと静電容量を測定し、等価回路を作ってシミュレーションを行った。この結果を図４に示すが、測定した共振現象を再現できることがわかった。これは、一般的に知られている共振周波数

によって理解できる。図２の等価回路において、伝送線路のトータルのインダクタンス
Ｌｔは、約１.７μＨ、伝送線路と電極のトータルの浮遊容量Ｃｔは、約９０８ｐＦであった。これを、前記式１に代入すると４.１ＭＨｚとなり、前記測定結果をよく説明する。しかし、共振現象そのものは、シミュレーションによって再現できるものの、電圧比は再現できていない。これは、実際の構造物の電気特性を、測定精度を保証できるだけの正確な等価回路に置き換えることがほとんど不可能なためである。

以上述べたように、４ＭＨｚで共振が発生したとすると、共振の帯域幅（Ｑ値）にもよるが、共振周波数より低い周波数（この場合２ＭＨｚ以上）の周波数を用いた時の電圧測定の信頼性が低下する。前述のインダクタンスＬｔと浮遊容量Ｃｔが１.７μＨと９０８ｐＦであり、それほど極端に大きな値ではないことは重要である。電極に数ｍの高周波伝送路を接続すると、簡単に発生するインダクタンスと浮遊容量である。発明者らの経験では、設計手法や装置構成にも依るが、１ＭＨｚ以上の周波数のバイアスを用いる時には、この共振現象を考慮する必要がある。

次に、二つ目の共振、つまり、イオンシースの静電容量と高周波伝送系のインダクタンスによる共振について示す。プラズマがある場合、ウエハはプラズマと容量結合する。従って、プラズマにより新たな静電容量を考慮する必要が生じる。さらに、プラズマがあるときは、図３や図４の場合よりも、さらに共振周波数が低下する場合があることが考えられる。この新たな静電容量は、ウエハ前面に形成されるイオンシースの静電容量が支配的になる。このイオンシースの厚さｄ_shは、理論的に次式で与えられる。

ここで、λ_db：デバイ長、ｅ：素電荷、ｋ_B：ボルツマン定数、Ｔ_e：電子温度である。
Ｖ_sh：シースの平均電圧は次式で定義できる。

ここで、τ：バイアスの角周波数、Ｖ_s（τ）：プラズマ空間電位、Ｖ_B（τ）：バイアス電位である。

最終的なイオンシースの静電容量は、イオンシースの厚さｄ_shを用いて

である。ここで、ε₀：真空の誘電率、Ｓ_W：ウエハ面積である。

式４では、ウエハ面積が一定であることから、イオンシースの静電容量はイオンシース厚さに反比例することがわかる。つまり、イオンシース厚さが薄くなる条件が、共振周波数が低くなる条件に等しい。デバイ長はプラズマの電界遮蔽能力の基本長さであるが、プラズマの密度に反比例して短くなる。プラズマの中では電子温度は大きくても数十パーセントしか変化しないのでこれを無視すると、式２より、イオンシース厚さが薄くなる条件とは、プラズマ密度が高い時と、バイアス電圧が低い時であることがわかる。このことから得られる結論は、問題としている共振周波数は一定ではなく、例え同一装置においても、ましてや装置が異なれば、プラズマの生成条件やウエハの加工条件によって変化すると言うことである。

通常、半導体製品の加工に使われるプラズマは、電子温度が３ｅＶ程度、プラズマ密度が１０¹⁰〜１０¹²cm^-3である。また、バイアスの電圧は、１００〜４０００Ｖｐｐである。これより得られるイオンシースの静電容量は、２００〜８０００ｐＦ程度となる。これを用いて共振をシミュレーションした。模式的な等価回路を図５に示す。これは、図２の等価回路にプラズマの負荷を加えたものである。ここで、典型的なプラズマの回路としてＣ５＝２０００ｐＦ，Ｒ３＝１６０Ωを（３００mmウエハに対応した値）与えたところ、図６の結果を得た。これより、共振周波数が３ＭＨｚまで低下することがわかった。図６を見ると判るように、Ｃ５と直列にＣ３、つまり電極溶射膜の静電容量がある。伝送線路のインダクタンス（Ｌ１〜Ｌ４）と共振を起こすのは、Ｃ３とＣ５の合成静電容量である。ここで、Ｃ３＝７５００ｐＦ（３００mmウエハ対応）とすると、合成容量は１５７９
ｐＦとなる。この値と伝送線路のインダクタンスＬｔである１.７μＨを式１に代入すると、３.１ＭＨｚという値が得られ、シミュレーション結果を良く説明する。このことは、プラズマがある時の共振周波数は、イオンシースの静電容量と電極溶射膜の静電容量の合成静電容量、及び伝送線路のインダクタンスで決まっていることを示している。電極溶射膜の静電容量は、装置固有の値をとることから、共振現象そのものは、伝送線路のインダクタンスとイオンシースの静電容量によって発生すると結論できる。

このことを実際に装置を使用して検証した。図７に、電極上でのＶｐｐが２０Ｖ一定となるようにウエハバイアス電源を出力したときの周波数特性を示す。理論から予測されるように、共振周波数が極めて低くなっており、この場合２ＭＨｚ以下となった。伝送線路のインダクタンスＬｔを１.７μＨで計算すると、合成静電容量は、４３００ｐＦ程度と見積もれる。この場合、Ｖｐｐが極めて低いので、シースの静電容量は１００００ｐＦ程度に達する。以上、理論予測のとおり、バイアス電圧が低い時には、共振周波数が大きく低下することがわかる。

以上より得られる結論・問題をまとめる。まず、問題の共振現象は二つある。一つ目は高周波伝送線路のインダクタンスと浮遊容量によって発生する。二つ目は、高周波伝送線路のインダクタンスとイオンシースの静電容量で発生する。この原理により、共振現象そのものが消滅することはありえない。イオンシースの静電容量に由来する共振周波数には、バイアスの電圧とプラズマ密度に強い依存性があり、ウエハの処理条件によって大きく変化する。

式１より、これらのインダクタンスや静電容量は、当然低ければ低いほど共振周波数を高くするので好都合となる。バイアスとして使用する高周波の周波数が、この共振周波数の近傍にある時は、測定点における電圧測定値は、実際にウエハに発生する電圧よりかけ離れた値となる。また、測定点の電圧とウエハの電圧の比率は、ウエハ処理条件によって変わり、一定の値とはならない。ウエハに発生する電圧を等価回路によって定量的に計算することは、事実上不可能である。位相と電流測定に関しても、結論は同じである。

過去から現在に到るまで、半導体処理装置のウエハや液晶基板などの寸法は拡大してきた。これは、製造コスト低減のためである。この傾向は、技術の発達にも依存するが、今後も続くと予想できる。このように、ウエハなど基板の寸法、つまり、面積の増大は、式４で示すように、シースの静電容量を増加させる為、共振周波数は低下することになる。従って、本発明によって提供される技術は、今後の、半導体製造における高周波印加にとって、必須の技術になる。

本発明の目的は、上記共振現象の存在下であっても、電圧や位相の測定を任意の目標とする精度に容易に設定可能な技術を提供することである。

上記目的を達成するための本発明の特徴は、真空容器と、当該真空容器内に設けられ試料を載置する下部電極と、当該下部電極に接続される整合器と、当該整合器を介して前記下部電極に電力を供給する電源を備えたプラズマ処理装置において、前記下部電極内部に、前記試料を保持するための静電チャック電極と、当該静電チャック電極の電圧を測定しＤＣ電圧として出力する電圧測定回路とを備えたことである。

また、真空容器と、当該真空容器内に設けられ試料を保持するための静電チャック電極が内蔵された下部電極と、当該下部電極に接続される整合器と、当該整合器を介して前記下部電極に電力を供給する電源を備えたプラズマ処理装置において、前記静電チャック電極の電圧を測定しＤＣ電圧として出力する大気圧下に設けられた電圧測定回路と、前記静電チャック電極と前記電圧測定回路を接続する同軸線路を備えたことである。

本発明によれば、共振が存在しても、その影響を受けない検出回路を実現できる。これにより、高周波電圧と位相を正確に検出することができる。また、プラズマ処理装置の動作を最適な状態で安定に運転することが可能になる。

前述したように、共振は無くならない事、計算や校正による補正ができないことより、課題の解決するためには、測定対象の電極（ウエハ等プラズマと容量結合する電極）に於ける電圧や位相情報に対して、測定点での電圧や位相情報が等価あるいは同質であるように、装置を構成することが重要であることが分かる。具体的には、共振が存在しても、その影響を受けない検出回路を備える構成である。

このような構成としては、図１，図２では整合器に内蔵されていたＶｐｐ検出器を電極に内蔵してしまう事で達成できる。この構成を図８に示す。この構成により、Ｖｐｐ検出器は、共振を発生させるＬ１〜Ｌ４の影響を受けなくなり、直接電極に発生した電圧を
ＤＣ電圧に変換して出力することができる。

図８の構造を具体化した第一の実施例を以下に示す。

図９は本発明で使用したエッチングチャンバの縦断図である。本実施例は、ＶＨＦ
（Very High Frequency）と磁界を利用してプラズマを形成するＶＨＦプラズマエッチング装置の一例である。真空容器１０１には、円筒状の処理容器１０４と、アルミ，ニッケル等の導電体でなる平板状のアンテナ電極１０３と、電磁波を透過可能な石英，サファイヤからなる誘電体窓１０２で構成される上部開口部が、Ｏ−リング等の真空シール材127を介して気密に載置され、内部に処理室１０５を形成している。処理容器１０４の外周部には処理室を囲んで磁場発生用コイル１１４が設けてある。アンテナ電極１０３はエッチングガスを流すための多孔構造となっている。ＣＦ₄，Ｃ₄Ｆ₆，Ｃ₄Ｆ₈，Ｃ₅Ｆ₈，ＣＨＦ₃，ＣＨ₂Ｆ₂等のフロンガス，Ａｒ，Ｎ₂ 等の不活性ガス，Ｏ₂ ，ＣＯ等の酸化含有ガスは、ガス供給装置１０７に内設したＭＦＣ（マスフローコントローラ）からなる流量調整手段（図省略）で制御し、ガス供給装置１０７を介して処理室１０５内に導入する。また、真空容器１０１には真空排気装置１０６が接続され、前記真空排気装置１０６に内設したＴＭＰ（ターボ分子ポンプ）からなる真空排気手段（図省略）とＡＰＣからなる調圧手段（図省略）により、処理室１０５内を所定圧力に保持する。

アンテナ電極１０３上部には同軸線路１１１が設けられ、同軸線路１１１，同軸導波管１２５，整合器１０９を介してプラズマ生成用の高周波電源（第１の高周波電源）１０８（例えば、周波数２００ＭＨｚ）が接続されている。真空容器１０１内の下部にはウエハ１１６を配置可能な基板電極１１５が設けられている。この基板電極１１５には、アンテナ電極１０３と同様、同軸線路１５１が設けられ、同軸線路１５１，同軸導波管１５２，電力供給ケーブル１５３，整合器１１８を介してウエハバイアス電源(第２の高周波電源)１１９（例えば、周波数４ＭＨｚ）が接続されている。同軸線路１５１，同軸導波管152は、例えば図２の電極の高周波伝送部であり、真空中にある。また、電力供給ケーブル
１５３は大気圧側にある。基板電極１１５にはウエハ１１６を静電吸着させるための静電チャック機能を兼備し、埋設した静電チャック電極１２４に静電チャック電源１２３がフィルタ１２２を介して接続されている。ここで、フィルタ１２２は静電チャック電源123からのＤＣ電力を通過させ、プラズマ生成用高周波電源１０８，ウエハバイアス電源119からの電力を効果的にカットする。

本構成において、ウエハの電圧測定回路１５４は真空中の静電チャック電極１２４直下に内蔵されている。このように、測定したい電圧が発生しているところに、直接測定回路を取り付け、その場でＤＣ電圧に変換して信号を真空外に取り出すことにより、共振の影響は無くなる。ここで、図８に示す電圧測定回路１５４内のＣ６とＣ７の合成インピーダンスは、十分高くなければならない。どの程度高くなければならないかは第２の実施例で説明する。しかしこの方法は、いくつかの問題がある。これらの問題とは、（１）使用する電気部品（抵抗，コンデンサ，コイル，ダイオード、など）は、大気中で使用されることが前提であり、真空中の使用では性能保証されないこと、（２）電気部品からの発熱は避けようがないが、真空中ではほとんど熱が逃げない為、連続使用できない、（３）腐蝕性ガスによる部品の劣化が生じる可能性が高い、（４）膜堆積が生じる場合、回路動作に影響が出る可能性が高い、（５）プラズマ生成用の高周波の回り込みにより、回路に損傷が生じる可能性が高い、（６）同じく、プラズマ生成用の高周波の回り込みにより、回路周辺でプラズマが発生して、回路が損傷したり、回路動作に影響したりする可能性が高い、などである。これら全ての問題は、解決不可能ではない。例えば、電圧測定回路１５４全体を樹脂で埋め込む、電圧測定回路１５４全体を腐蝕性ガスから守る為に気密構造の中に収める、電圧測定回路１５４全体を電磁シールド可能な密閉容器の中に収める、ことにより解決できる。

第１の実施例の問題をより良く解決する第２の実施例を図１０に示す。

本構成では、図９と同様に、電圧測定点は静電チャック電極１２４であるが、この電圧を、同軸ケーブル１５７を用いて真空外に取り出す。この真空外に取り出した電圧を電圧測定回路１５４を用いて、ＤＣ電圧信号に変換する。この構成のメリットは、電圧測定回路１５４を大気圧側に配置出来る為、図９のデメリットが消滅することである。電圧測定に関しては、静電チャック電極１２４の電圧と、電圧測定回路１５４の電圧が等しければよいので、前述の共振現象は関係が無くなる。

この静電チャック電極１２４の電圧と、電圧測定回路１５４の電圧が等しくなるようにする為、同軸ケーブル１５７と電圧測定回路１５４には、特別な工夫が必要になる。

図１０の等価回路を図１１に示す。図８との違いは、電極と電圧測定回路の間に、同軸ケーブルが挿入されたことである。前述の特別な工夫とは、この同軸ケーブルと電圧測定回路の合成インピーダンスＺｓが、プラズマを含めた負荷インピーダンスＺｐより、十分高くなければならないことである。Ｚｓが小さい場合、Ｚｓによる電圧降下が生じると共に、無効電流が多く流れ電力の伝送系の負担が大きくなる。図１１のＲＦ電源が一定電力を出力するように制御されている場合、このようなデメリットはゼロにはならないが、許容範囲で無視するレベルに抑えることができる。

このＺｐとＺｓの関係について詳しく説明する。図１１のＲＦ電源から見ると、ＺｐおよびＺｓは負荷回路として並列に接続されることになる。これから、Ｚｓを繋がない時の負荷インピーダンスＺは、Ｚ＝Ｚｐであり、Ｚｓを繋いだ場合はＺ′＝Ｚｐ・Ｚｓ／
（Ｚｐ＋Ｚｓ）となる。一方、測定したい電圧であるＶ１は、ＲＦ電源を電力制御で使用している場合、ＷをＲＦ電力として、Ｖ１＝（ＷＺ）＾０.５で決まる。この結果、Ｚｓを繋がない時の電圧Ｖ１と繋いだ時の電圧Ｖ１′の比率は、Ｖ１′／Ｖ１＝ (Ｚｓ／
(Ｚｐ＋Ｚｓ))＾０.５で表される。ここでＶ１′／Ｖ１＝αとおくと、このαは電圧測定回路を繋いだ状態での電圧測定値の精度である。従ってαは０から１までの数である。以上より、αとＺｐ，Ｚｓの関係は次のようになる。

この式より、例えば、電圧検出制度を９５％以上とする場合は、ＺｓはＺｐの９.３倍以上のインピーダンスを持つ必要があることが判る。また、電圧測定回路のＣ６，Ｃ７は抵抗に置き換えることも可能であるが、十分高い抵抗で無い限り（例えば１０ＭΩ以上）、抵抗で電力損失が生じるので、注意を要する。

具体的な数値で説明する。図１１のＶ１の場所からプラズマ側の合成インピーダンス
Ｚｐは、Ｃ５＝２０００ｐＦ，Ｒ３＝１６０Ω、他の定数を含めて計算すると、｜Ｚｐ｜＝１５Ω程度になる。

次に、Ｖ１の場所から電圧測定回路側の合成インピーダンスＺｓを求める。耐電圧の観点から、３Ｄ２Ｖ相当の同軸ケーブルを想定すると、単位長さ当りのインダクタンスとキャパシタンスはそれぞれ、０.２７μＨ／ｍ，１０３ｐＦ／ｍとなる。これらが、図１１のＬ５，Ｌ６，Ｃ９に相当する。ここで、Ｃ６，Ｃ７の合成キャパシタンスを８ｐＦであるとし、同軸ケーブルの長さを１ｍとすると、Ｚｓ＝−３５５ｉΩとなる。ここで、ｉは虚数である。これより、｜Ｚｓ／Ｚｐ｜＝２４となり測定精度を十分高くすることが可能である。

以上の回路定数を用いた時の等価回路シミュレーション結果を図１２に示す。図１２
（ａ）は、電圧測定回路を接続していない時のＶ１とＶ２（図１１に記載）の電圧比率であり、図６と同じ結果である。これに、上記回路定数の電圧測定回路を接続した時のＶ１／Ｖ２及びＶ１／Ｖ３の比を示したのが、図１２（ｂ）である。Ｖ１／Ｖ２比を見ると、図１２（ａ）と図１２（ｂ）では、４０ＭＨｚ以上で電圧測定回路の影響が見られるが、１０ＭＨｚ以下では電圧測定回路の影響がほとんど見えない事がわかる。

図１２（ｂ）のＶ１／Ｖ３比を見ると、４０ＭＨｚ付近で共振による電圧比低下が見られる。この電圧測定回路の共振周波数の計算は以下のようにして行う。

まず、図１１で、Ｌ６とＣ６，Ｃ７の合成インピーダンスを求める。Ｌ６は５０cmの同軸ケーブルに相当するので、Ｌ６＝０.１３５μＨとなる。Ｃ６，Ｃ７の合成キャパシタンスは８ｐＦなので、Ｌ６とＣ６，Ｃ７の合成インピーダンスは−５ｉｋΩになる。これは、容量性インピーダンスなので、これを静電容量に換算すると、８.００５ｐＦになる。これと、Ｃ９の合成静電容量は１０３ｐＦ＋８.００５ｐＦ＝１１１.００５ｐＦになる。この合成静電容量とＬ５（＝０.１３５μＨ）が直列共振を起こすので、式１より、共振周波数（以下、Reso_Measureと記す）は、４１.１１３ＭＨｚとなる。

上記電圧測定回路の共振による電圧変動の為、測定する電圧の周波数と、共振周波数の間には一定の関係がなければならない。電圧測定精度を±５％とするため、図１２（ｂ）のＶ１／Ｖ３比のグラフで、Ｖ１／Ｖ３＞０.９５となる周波数を詳細に調べると、８.９ＭＨｚ以下であった。従って、測定する電圧の周波数をｆＢとすると、Reso_Measure／
ｆＢ＞４１.１１３／８.９＝４.６となった。これより、電圧測定回路の共振周波数を決めるインダクタンスとキャパシタンスをそれぞれＬとＣで代表させると、式１を使って次式が成り立つ必要がある。

係数の９.２は、必ずしもこの数値である必要は無い。この係数は、電圧測定精度によって定まるので、必要な測定精度に対して、シミュレーションなり実測により、この係数を決定するべきである。例えば、図１２（ｂ）と同じ条件で、測定精度を±１０％とするならば、Ｖ１／Ｖ３＞０.９０となる周波数は、１２.６ＭＨｚ以下となり、係数は、
６.５（＝４１.１１３／１２.６＊２）になる。

次に、位相測定について説明する。図８および図１１の電圧測定回路において、ダイオードＤ１による整流回路を位相検出回路に置き換えると、電圧の位相を測定できる。図８と図１１に対応したブロック図を図１３，図１４に示す。また、図１２と同じ条件で、図１４のＶ１／Ｖ２およびＶ１／Ｖ３の位相差をシミュレーションした結果を図１５に示す。Ｖ１／Ｖ２間の位相差は複雑な挙動を示しているが、Ｖ１／Ｖ３間の位相差は共振周波数の４１ＭＨｚで０°から１８０°に急変している。これは、位相検出回路が抵抗を用いずに、インダクタンスとキャパシタンスのみで構成されているためである。抵抗が用いられた場合、位相差は比較的なだらかな変化を示すことになり、よくない。この結果より、式６の制約に従っている限り、位相測定に関しては問題が無いことが判る。

以上述べた電圧測定と位相測定に関する回路は、図１０のようにウエハを搭載した電極に限らず、プラズマと容量結合した全ての電極に適応可能である。次に、この実施例を示す。

図１６は本実施例で使用したエッチングチャンバの縦断図である。図１０との違いは、アンテナ電極１０３に、整合器１０９を通してプラズマ生成用の高周波電源（第１の高周波電源）１０８（例えば、周波数２００ＭＨｚ）が接続されているのと同時に、整合器
１１２を通して第３の高周波電源であるアンテナバイアス電源１１３が接続されていることである。アンテナバイアス電源１１３とウエハバイアス電源１１９は位相コントロール部１２０に接続されており、アンテナバイアス電源１１３およびウエハバイアス電源119から出力する高周波の位相を制御可能となっている。この場合、アンテナバイアス電源
１１３とウエハバイアス電源１１９の周波数は同一周波数（例えば４ＭＨｚ）とした。このシステムは、アンテナ電極１０３に現れるアンテナバイアス用高周波の位相とウエハ
１１６に現れるウエハバイアス用高周波の位相差（例えば１８０°）を制御し、アンテナ電極１０３及びウエハ１１６に効果的にバイアスが印加できるシステムとなっている。このため、静電チャック電極１２４の電圧及び位相を検出するように、同軸ケーブル１５７を用いて電圧を大気圧側に引き出し、位相測定回路１５５を設けた。また、上部のアンテナ電極１０３の電圧及び位相を検出するために、下部電極と同じく、同軸ケーブル１５９を用いてアンテナ電極１０３の電圧を大気圧側に取り出し、位相測定回路１５６を設けた。これら二つの位相測定回路１５５及び１５６から得られた位相を比較し、あらかじめ決められた位相差が発生するように、位相コントロール部１２０は、アンテナバイアス電源１１３およびウエハバイアス電源１１９に送る高周波の位相差を決定する。

また、制御の信頼性を上げる為、整合器１０９は、アンテナバイアス電源１１３の周波数をカットするフィルタ１１０を内蔵している。同様に、整合器１１２は、プラズマ生成用高周波電源１０８の周波数をカットするフィルタ１２１を内蔵している。二つの整合器１０９及び１１２の出力は、同軸ケーブル１５８を用いて合成され、アンテナ電極の高周波伝送系である同軸線路１１１に接続されている。

ウエハバイアスＲＦ電源から電極までに構成される部品のブロック図である。図１のブロック図の等価回路図である。図１の構成での周波数特性図表である。図２の等価回路でのシミュレーション結果である。ウエハバイアスＲＦ電源からプラズマまでの等価回路図である。図５の等価回路でのシミュレーション結果である。電極上でのＶｐｐを２０Ｖ一定としたときの周波数特性図表である。Ｖｐｐ検出器を電極に内蔵した等価回路図である。プラズマエッチング装置の第一の実施例を示す概略図である。プラズマエッチング装置の第一の実施例を示す概略図である。図１０の構成図の等価回路図である。図１１の等価回路でのシミュレーション結果である。位相検出器を電極に内蔵した等価回路図である。位相検出器を電極外部に設置した等価回路図である。図１４の等価回路での位相差のシミュレーション結果である。第三の実施例であるプラズマエッチング装置を示す概略図である。

符号の説明

１０１…真空容器、１０２…誘電体窓、１０３…アンテナ電極、１０４…処理容器、
１０５…処理室、１０６…真空排気装置、１０７…ガス供給装置、１０８…プラズマ生成用高周波電源、１０９，１１２，１１８…整合器、１１０，１２１，１２２…フィルタ、１１１，１５１…同軸線路、１１３…アンテナバイアス電源、１１４…磁場発生用コイル、１１５…基板電極、１１６…ウエハ、１１９…ウエハバイアス電源、１２０…位相コントロール部、１２３…静電チャック電源、１２４…静電チャック電極、１２５，１５２…同軸導波管、１２７…真空シール材、１５３…電力供給ケーブル、１５４…電圧測定回路、１５５，１５６…位相測定回路、１５７，１５８，１５９…同軸ケーブル。

Claims

真空容器と、当該真空容器内に設けられ試料を載置する下部電極と、当該下部電極に接続される整合器と、当該整合器を介して前記下部電極に電力を供給する電源を備えたプラズマ処理装置において、
前記下部電極内部に、前記試料を保持するための静電チャック電極と、当該静電チャック電極の電圧を測定しＤＣ電圧として出力する電圧測定回路とを備えたことを特徴とするプラズマ処理装置。
前記請求項１のプラズマ処理装置において、
前記電圧測定回路は、少なくとも腐食性ガスを遮断する容器内に設置されることを特徴とするプラズマ処理装置。
前記請求項１のプラズマ処理装置において、
前記電圧測定回路は、位相信号を検出可能であることを特徴とするプラズマ処理装置。
真空容器と、当該真空容器内に設けられ試料を保持するための静電チャック電極が内蔵された下部電極と、当該下部電極に接続される整合器と、当該整合器を介して前記下部電極に電力を供給する電源を備えたプラズマ処理装置において、
前記静電チャック電極の電圧を測定しＤＣ電圧として出力する大気圧下に設けられた電圧測定回路と、
前記静電チャック電極と前記電圧測定回路を接続する同軸線路を備えたことを特徴とするプラズマ処理装置。
前記請求項４のプラズマ処理装置において、
前記電圧測定回路と前記同軸線路の合成インピーダンスが、前記静電チャック電極からプラズマまでの負荷インピーダンスより大きいことを特徴とするプラズマ処理装置。
前記請求項４のプラズマ処理装置において、
前記電圧測定回路は、位相信号を検出可能であることを特徴とするプラズマ処理装置。
真空容器と、当該真空容器内に設けられウエハを保持するための静電チャック電極が内蔵された基板電極と、当該基板電極の上方でこの基板電極に対向する位置に設けられた平板状の上部電極と、前記基板電極に接続される第１の整合器と、当該第１の整合器を介して前記基板電極にバイアス電力を供給するウエハバイアス電源と、前記上部電極に接続される第２の整合器と、当該第２の整合器を介して前記上部電極にバイアス電力を供給する上部電極用のバイアス電源を備えたプラズマ処理装置において、
前記静電チャック電極に印加される電圧の位相を測定する大気圧下に設けられた第１の位相測定回路と、
前記静電チャック電極と前記位相測定回路を接続する第１の同軸線路と、
前記上部電極に印加される電圧の位相を測定する大気圧下に設けられた第２の位相測定回路と、
前記上部電極と前記第２の位相測定回路を接続する第２の同軸線路と、
前記第１の位相測定回路と前記第２の位相測定回路の出力信号を基に、前記ウエハバイアス電源及び前記上部電極用のバイアス電源を制御する制御部を備えたことを特徴とするプラズマ処理装置。