JP4920357B2

JP4920357B2 - 漏洩電流検出装置及び方法

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Publication number: JP4920357B2
Application number: JP2006251440A
Authority: JP
Inventors: 豊次阿閉; 清宮澤
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Priority date: 2003-11-04
Filing date: 2006-09-15
Publication date: 2012-04-18
Anticipated expiration: 2023-11-04
Also published as: JP2007047181A; JP2005140532A

Description

本発明は、漏洩電流を計測することにより電気機器の絶縁状態を判定する漏洩電流検出装置及び方法に関し、詳細には、被測定電線路に流れている対地絶縁抵抗成分のみの漏洩電流を検出する漏洩電流検出装置及び方法に関する。

日常生活の中で、電気の存在を意識することはあまりないが、周知のように、エネルギー源として、また、情報や通信を初めとする様々な分野に利用され、我々の社会にとって、なくてはならない存在となっている。

一方で、電気の利用は、便利な反面、適切な管理や使用を誤れば、大変危険な側面も兼ね備えており、電気火災や感電事故等の重大な事故を引き起こす可能性も少なくない。

例えば、その重大事故の原因の一つとして、電路や機器の絶縁不良に深く関係しているのが漏洩電流である。しかし、この漏洩電流を調べるには、大変な時間を要するうえに、停電させて絶縁不良だけの数値を絶縁抵抗計により測定する必要がある。

しかしながら、現在の社会状況では、コンピュータが社会の各方面に利用され、インテリジェントビルの普及拡大及び工場のＦＡ（ファクトリー・オートメーション）化により、２４時間連続稼働するシステムが構築されており、漏洩電流を計測するために、一時的に停電状態にすることができない状況となっている。

したがって、現在では、このような高度情報化による社会の無停電化の要請から、電路及び機器の絶縁不良管理が停電を伴う絶縁抵抗計による方法から、電気を切ることなく測定できる漏洩電流測定方法に移ってきており、漏電遮断器や漏電火災警報機等により漏洩電流を測定して絶縁状態を管理する通電中の予防策は種々提案されている（例えば、特許文献１及び２参照）。

ところで、漏洩電流Ｉには、対地静電容量に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）と、絶縁抵抗に直接関与している対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流（Ｉｇｒ）とが含まれている。上述した漏電火災等を引き起こす原因は、絶縁抵抗の存在であり、この絶縁抵抗に起因する漏洩電流（Ｉｇｒ）のみを正確に検出することができれば、回路の絶縁状態をチェックすることができ、漏電火災等の大惨事を避けることができる。

しかしながら、工場等で使用される電気機器は、機器同士を結線する際に電線路の長さが長大になることがあり、この電線路の長大化により、対地静電容量が増大化し、それに伴って対地静電容量に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）が大きくなってしまう。

また、これらの電気機器は、電力用半導体素子を応用したインバータを搭載している。電気機器では、この搭載しているインバータを高速の電子スイッチとして使用しているため、必然的に、商用電源の基本周波数である５０Ｈｚ若しくは６０Ｈｚの整数倍の正弦波である高調波歪み電流が発生する。高調波歪み電流には、高い周波数成分が含まれているため、電線路に自然分布している対地静電容量を通過し、電線路に流れてしまい、電線路に流れた高調波歪み電流により漏洩電流Ｉの値が大きくなってしまう。

したがって、絶縁の良否に直接関係する対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流（Ｉｇｒ）が電線路の長大化及びインバータ等による高調波歪み電流の影響を受けてしまい、正確に検出することが困難となる。

また、部品が高密度に実装された機器、例えば、電話機、ファクシミリ、プリンター及び複合機等では、絶縁箇所を調べるために、絶縁抵抗計等により計測を行った場合、注入する測定電圧により電子回路が影響を受けてしまう恐れがある。したがって、このような機器では、機能破壊を招く恐れがあることから、絶縁抵抗の測定自体ができない機器も多数存在する。
特開２００１−２１５２４７号公報特開２００２−９８７２９号公報

本願発明が解決しようとする問題点は、漏洩電流を計測し、検出のために電路及び機械設備等を停電状態にすることなく、かつ、被測定電線路に接続されている機器の機能を破壊することなく、外部から簡単かつ安全に絶縁の良否に直接関係する対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流（Ｉｇｒ）のみを計測し、検出する点にある。

また、本発明に係る漏洩電流検出装置は、上述の課題を解決するために、電気方式が単相の被測定電線路に流れている漏洩電流を検出する漏洩電流検出手段と、上記漏洩電流検出手段により検出された漏洩電流を電圧に変換する電圧変換手段と、上記被測定電線路に印加されている電圧を検出する電圧検出手段と、上記電圧検出手段によって検出された電圧の信号波形と、上記電圧変換手段からの電圧の信号波形との位相差を検出する位相差検出手段と、上記電圧検出手段により検出された電圧の信号波形に基づき、上記被測定電線路に印加されている電源周波数を算出する周波数算出手段と、上記位相差検出手段により検出された位相差と、上記周波数算出手段で算出された電源周波数に基づき、上記被測定電線路に流れている漏洩電流の位相角度を算出する位相角度算出手段と、上記漏洩電流検出手段により検出された漏洩電流の実効値を算出する実効値算出手段と、上記実効値算出手段で算出された実効値と、上記位相角度算出手段により算出された上記被測定電線路に流れている漏洩電流の位相角度に基づき、上記被測定電線路に流れている漏洩電流に含まれている対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流成分を算出する対地絶縁抵抗漏洩電流成分算出手段と、を備え、上記実効値算出手段は、上記漏洩電流検出手段により検出された漏洩電流の平均値をＩとし、その実効値Ｉ_０を
Ｉ_０＝Ｉ×（π／２）√２
により算出し、上記対地絶縁抵抗漏洩電流成分算出手段は、上記実効値算出手段により算出された実効値Ｉ_０と、上記位相角度算出手段により算出された上記被測定電線路に流れている漏洩電流の位相角度θから、上記被測定電線路に流れている漏洩電流に含まれている対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流成分Ｉｇｒを
Ｉｇｒ＝Ｉ_０×ｃｏｓθ
により算出することを特徴とする。

さらに、本発明に係る漏洩電流検出方法は、上述の課題を解決するために、電気方式が単相の被測定電線路に流れている漏洩電流を検出する漏洩電流検出工程と、上記漏洩電流検出工程により検出された漏洩電流を電圧に変換する電圧変換工程と、上記被測定電線路に印加されている電圧を検出する電圧検出工程と、上記電圧検出工程によって検出された電圧の信号波形と、上記電圧変換工程からの電圧の信号波形との位相差を検出する位相差検出工程と、上記電圧検出工程により検出された電圧の信号波形に基づき、上記被測定電線路に印加されている電源周波数を算出する周波数算出工程と、上記位相差検出工程により検出された位相差と、上記周波数算出工程で算出された電源周波数に基づき、上記被測定電線路に流れている漏洩電流の位相角度を算出する位相角度算出工程と、上記漏洩電流検出工程により検出された漏洩電流の実効値を算出する実効値算出工程と、上記実効値算出工程で算出された実効値と、上記位相角度算出工程により算出された上記被測定電線路に流れている漏洩電流の位相角度に基づき、上記被測定電線路に流れている漏洩電流に含まれている対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流成分を算出する対地絶縁抵抗漏洩電流成分算出工程と、を備え、上記実効値算出工程は、上記漏洩電流検出工程により検出された漏洩電流の平均値をＩとし、その実効値Ｉ_０を
Ｉ_０＝Ｉ×（π／２）√２
により算出し、上記対地絶縁抵抗漏洩電流成分算出工程は、上記実効値算出工程により算出された実効値Ｉ_０と、上記位相角度算出工程により算出された上記被測定電線路に流れている漏洩電流の位相角度θから、上記被測定電線路に流れている漏洩電流に含まれている対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流成分Ｉｇｒを
Ｉｇｒ＝Ｉ_０×ｃｏｓθ
により算出することを特徴とする。

本発明に係る漏洩電流検出装置及び方法は、被測定電線路に流れている漏洩電流を検出し、検出した漏洩電流から高調波成分を除去したものと、被測定電線路の電圧線路に発生している電圧を検出し、検出した電圧から高調波成分を除去したものから位相差を検出し、検出した位相差と、高調波成分を除去した電圧から算出した電源周波数とから漏洩電流の位相角度を算出し、算出した漏洩電流の位相角度と、高調波成分を除去した漏洩電流の実効値から対地絶縁抵抗のみに起因する漏洩電流を算出する。したがって、本発明に係る漏洩電流検出装置及び方法は、高調波成分を除去した電圧から被測定電線路に流れている電源周波数（商用電源であれば５０Ｈｚ若しくは６０Ｈｚ）を正確に算出し、この電源周波数に基づいて、入力される高調波成分が除去された漏洩電流の信号波形と、高調波成分が除去された電圧の信号波形との位相差を正確に検出するので、正確な漏洩電流の位相角度を算出することができ、また、正確な位相角度と、高調波成分を除去した漏洩電流の実効値から対地絶縁抵抗のみに起因する漏洩電流を算出することができるので、被測定電線路が長大化し、インバータによる高調波歪み電流による影響を受けても、漏電火災等の大惨事を招く対地絶縁抵抗のみに起因する漏洩電流のみを算出することができる。

また、本発明に係る漏洩電流検出装置及び方法は、漏洩電流を計測検出のために電路・機械設備等を一時的な停電状態にすることなく、外部から簡単かつ安全にＩｇｒを測定することができる。

以下、本発明の実施の形態としての漏洩電流検出装置及び方法について説明する。

漏洩電流検出装置１は、図１に示すように、被測定電線路Ａの全体にクランプし、被測定電線路Ａに流れている漏洩電流Ｉを検出するカレントトランスセンサ部（以下ＣＴセンサ部という。）１０と、ＣＴセンサ部１０により検出された漏洩電流Ｉを電圧に変換し、変換後の電圧（以下「変換後電圧」という。）Ｖ１を増幅する増幅部１１と、増幅後の変換後電圧Ｖ１から高調波成分を除去するローパスフィルタ（以下ＬＰＦという。）１２と、ＬＰＦ１２で高調波成分が除去された変換後電圧Ｖ１を整流する全波整流部１３と、被測定電線路Ａの電圧線路から電圧Ｖ２を検出する電圧検出部１４と、電圧検出部１４で検出された電圧Ｖ２を所定の変圧比になるように変圧する変圧器１５と、変圧器１５で所定の電圧値に変圧された電圧Ｖ２から高調波成分を除去するローパスフィルタ（以下ＬＰＦという。）１６と、ＬＰＦ１６で高調波成分が除去された電圧Ｖ２を整流する全波整流部１７と、ＬＰＦ１２により高調波成分が除去された変換後電圧Ｖ１の信号波形Ｓ１と、ＬＰＦ１６により高調波成分が除去された電圧Ｖ２の信号波形Ｓ２とを比較する比較部１８と、比較部１８により比較された結果に基づき所定の演算を行う演算部１９と、演算部１９による演算結果に基づき位相パルス幅を測定する位相パルス幅測定部２０と、ＬＰＦ１６により高調波成分が除去された電圧Ｖ２の信号から被測定電線路Ａの電圧線路に発生している電源周波数を測定する電源周波数測定部２１と、位相パルス幅測定部２０で測定された位相パルスと、電源周波数測定部２１で測定された電源周波数から被測定電線路Ａに流れる漏洩電流Ｉの位相角度を算出する位相角度算出部２２と、全波整流部１３で整流された変換後電圧Ｖ１をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部２３と、Ａ／Ｄ変換部２３でデジタル信号に変換された変換後電圧Ｖ１の実効値を算出する実効値算出部２４と、全波整流部１７で整流された電圧Ｖ２をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部２５と、Ａ／Ｄ変換部２５でデジタル信号に変換された電圧Ｖ２の実効値を算出する実効値算出部２６と、位相角度算出部２２で算出された漏洩電流Ｉの位相角度と、実効値算出部２４で算出された変換後電圧Ｖ１の実効値から対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流Ｉを算出する漏洩電流算出部２７と、位相角度算出部２２で算出された漏洩電流Ｉの位相角度と、実効値算出部２６で算出された電圧Ｖ２の実効値から対地絶縁抵抗の抵抗値を算出する抵抗値算出部２８とを備えてなる。

ＣＴセンサ部１０は、被測定電線路Ａに流れている漏洩電流成分から生じる磁気を検出し、検出した磁気から電流を生成する。ＣＴセンサ部１０は、生成した電流を漏洩電流Ｉとして増幅部１１に供給する。なお、ＣＴセンサ部１０により生成された漏洩電流Ｉは、対地静電容量に起因する漏洩電流（以下Ｉｇｃという。）と、絶縁抵抗に直接関与している対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流（以下Ｉｇｒという。）とが含まれている。なお、Ｉｇｃは、被測定線路Ａの長さに応じて容量が増大するだけでなく、電気機器に使用されているインバータやノイズフィルター等に起因する高調波歪み電流によっても容量が増大する。

増幅部１１は、ＣＴセンサ部１０から供給された漏洩電流Ｉを電圧に変換し、変換後電圧Ｖ１を所定のレベルまで増幅する。また、増幅部１１は、例えば、ＣＴセンサ部１０から供給された漏洩電流Ｉが０ｍＡ〜１０ｍＡのときには、二段で増幅し、また、ＣＴセンサ部１０から供給された漏洩電流Ｉが１０ｍＡ〜３００ｍＡのときには、一段で増幅する。増幅部１１は、増幅後の変換後電圧Ｖ１をＬＰＦ１２に供給する。ＬＰＦ１２は、変換後電圧Ｖ１に含まれている高調波成分を除去する。ＬＰＦ１２は、高調波成分が除去された変換後電圧Ｖ１を全波整流部１３と比較部１８に供給する。全波整流部１３は、供給された変換後電圧Ｖ１を整流し、整流後の変換後電圧Ｖ１をＡ／Ｄ変換部２３に供給する。

電圧検出部１４は、被測定電線路Ａに電圧プローブを接続することにより、電圧線路に発生している電圧を検出する。なお、電圧検出部１４は、被測定電線路Ａの電気方式が三相３線式（デルタ結線からなる）の場合には、Ｓ相（接地）以外のＲ相とＴ相間の電圧を検出する。また、電圧検出部１４は、被測定電線路Ａの電気方式が三相４線式（スター結線からなる）の場合には、接地線以外の相間から電圧を検出する。また、電圧検出部１４は、被測定電線路Ａの電気方式が単相２線式の場合には、Ｎ相とＬ相間の電圧を検出する。

そして、電圧検出部１４は、被測定電線路Ａから検出した電圧Ｖ２から基準点を求め、電圧Ｖ２を変圧器１５に供給する。例えば、電圧検出部１４は、被測定電線路Ａから検出した電圧Ｖ２の０クロスする点を基準点とする。

変圧器１５は、供給された電圧Ｖ２を所定の電圧値に変圧し、変圧後の電圧ＶをＬＰＦ１６に供給する。変圧器１５は、例えば、電圧比が２０：１になるように変圧を行う。ＬＰＦ１６は、供給された電圧Ｖ２に含まれている高調波成分を除去する。ＬＰＦ１６は、高調波成分を除去した電圧Ｖ２を全波整流部１７と、比較部１８と、電源周波数測定部２１に供給する。全波整流部１７は、供給された電圧Ｖ２を整流し、整流後の電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換部２５に供給する。

比較部１８では、ＬＰＦ１２から供給された変換後電圧Ｖ１の０Ｖクロス点をとり、方形波変換を行い、方形波変換後の信号を演算部１９に供給する。また、比較部１８では、ＬＰＦ１６から供給された電圧Ｖ２の０Ｖクロス点をとり、方形波変換を行い、方形波変換後の信号を演算部１９に供給する。

演算部１９は、比較部１８から供給される信号に基づき所定の演算を行い、演算後の信号を位相パルス幅測定部２０に供給する。演算部１９は、例えば、ＥＸＯＲ（排他的論理和）回路からなっており、比較部１８から供給されてきた２つの方形波変換後の信号のＥＸＯＲを実行する。

位相パルス幅測定部２０は、演算部１９から供給される演算結果に基づき、変換後電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の位相パルス幅を検出する。ここで、位相パルス幅測定部２０の動作について説明する。

電気方式が単相の場合には、図２（ａ）に示すように、Ｉｇｒの位相角θは０°、Ｉｇｃの位相角θは９０°となる。したがって、ＩｇｒとＩｇｃの位相差は、９０°（１／４サイクル）となる。また、電源が三相の場合には、図２（ｂ）に示すように、Ｉｇｒの位相角θは６０°、Ｉｇｃの位相角θは０°となる。したがって、ＩｇｒとＩｇｃの位相差は、６０°（１／６サイクル）となる。そこで、位相パルス幅測定部２０は、電源が単相のときでも、三相のときでも対応できるように、位相パルス幅を１サイクルの１／４以下のもののみ対象とする。

ゆえに、位相パルス幅測定部２０は、演算部１９から供給される演算結果に基づいて算出した、１サイクルの１／４以下の位相パルス幅を位相角度算出部２２に出力する。なお、電源周波数が６０Ｈｚの場合には、１サイクルが１６．６ｍｓであるので、位相パルス幅は、４．１５ｍｓ以下となり、また、電源周波数が５０Ｈｚの場合には、１サイクルが２０ｍｓであるので、４ｍｓ以下となる。

電源周波数測定部２１は、ＬＰＦ１６から供給された電圧Ｖ２に基づき、電源周波数を測定し、測定結果を位相角度算出部２２に供給する。なお、被測定電線路Ａが商用電源であれば、電源周波数測定部２１の測定結果は、５０Ｈｚ若しくは６０Ｈｚとなる。また、電源周波数測定部２１は、ＬＰＦ１６から供給された電圧Ｖ２に基づき、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの何れかを判定する構成であっても良い。

位相角度算出部２２は、位相パルス幅測定部２０から供給された位相パルス幅Ｗと、電源周波数測定部２１から供給された電源周波数Ｆに基づき、下記（１）式により被測定電線路Ａに流れている漏洩電流Ｉの位相角度θを算出する。
θ＝３６０×Ｗ×Ｆ・・・（１）
位相角度算出部２２は、算出した位相角度θを漏洩電流算出部２７に供給する。

Ａ／Ｄ変換部２３は、全波整流部１３から供給された整流後の変換後電圧Ｖ１をデジタル信号に変換し、変換後の信号を実効値算出部２４に供給する。実効値算出部２４は、Ａ／Ｄ変換部２３から供給された信号に基づき、下記（２）式により変換後電圧Ｖ１の実効値Ｉ_０を算出する。なお、実効値算出部２４に供給される信号は、被測定電線路Ａに流れている漏洩電流Ｉを電圧に変換した変換後電圧Ｖ１に基づくものであるので、便宜的にＩ_０とする。
Ｉ_０＝Ｉ×（π／２）／√２・・・（２）

実効値算出部２４は、算出した実効値Ｉ_０を漏洩電流算出部２７に供給する。

また、Ａ／Ｄ変換部２５は、全波整流部１７から供給された整流後の電圧Ｖ２をデジタル信号に変換し、変換後の信号を実効値算出部２６に供給する。実効値算出部２６は、Ａ／Ｄ変換部２５から供給された信号に基づき、下記（３）式により電圧Ｖ２の実効値Ｖ_０を算出する。
Ｖ_０＝Ｖ×（π／２）／√２・・・（３）

実効値算出部２６は、算出した実効値Ｖ_０を抵抗値算出部２８に供給する。

漏洩電流算出部２７は、位相角度算出部２２から供給された位相角度θと、実効値算出部２４から供給されたＩ_０に基づき、Ｉｇｒを算出する。なお、電源が単相電源の場合には、下記（４）式によりＩｇｒを算出し、電源が三相電源の場合には、下記（５）式によりＩｇｒを算出する。
Ｉｇｒ＝Ｉ_０×ｃｏｓθ・・・（４）
Ｉｇｒ＝（Ｉ_０×ｓｉｎθ）／ｃｏｓ３０°・・・（５）
なお、漏洩電流算出部２７は、電源が単相電源であるか三相電源であるかを、図示しないロータリースイッチの選択状態に応じて判断することとする。

漏洩電流算出部２７は、算出したＩｇｒを抵抗値算出部２８に供給する。

抵抗値算出部２８は、実効値算出部２６から供給された実効値Ｖ_０と、漏洩電流算出部２７から供給されたＩｇｒに基づき、下記（６）式によりＧｒを算出する。
Ｇｒ＝Ｖ_０／Ｉｇｒ・・・（６）
上述のように構成される本願発明に係る漏洩電流検出装置１では、例えば、被測定電線路Ａの電源が三相式の場合、電源を単相式と同様の処理が可能な構成となっている。ここで、本願発明に係る漏洩電流検出装置１の原理について述べる。

ＣＴセンサ部１０は、被測定電線路Ａをクランプし、図３（ａ）に示すように、位相が１２０°ずつ異なるＲ相−Ｓ相間、Ｓ相−Ｔ相間及びＴ相−Ｒ相間の波形を検出する。なお、図３（ａ）では、便宜的にそれぞれの波形を示しているが、ＣＴセンサ部１０で検出される波形は合成波形である。ＣＴセンサ部１０により検出された合成波形は、増幅部１１、ＬＰＦ１２及び比較部１８を介して演算部１９に入力される。

また、電圧検出部１４は、Ｒ相及びＴ相に電圧プローブを接続し、Ｒ相−Ｔ相間の電圧を検出し、検出した電圧を、図３（ｂ）に示すように、反転させる。電圧検出部１４は、検出した電圧の所定の場所で０クロスする点を基準点として定める。このように基準点が定まった電圧Ｖ２は、変圧器１５、ＬＰＦ１６及び比較部１８を介して演算部１９に入力される。

例えば、被測定電線路ＡのＲ相にＩｇｒ（以下「Ｒ相Ｉｇｒ」という。）のみが発生し、また、Ｔ相にＩｇｒ（以下「Ｔ相Ｉｇｒ」という。）のみが発生している場合には、図３（ｃ）に示すように、Ｒ相Ｉｇｒは、基準点から１２０°の位相差が生じ、Ｔ相Ｉｇｒは、基準点から６０°の位相差が生じる。

また、被測定電線路ＡのＲ相にＩｇｃ（以下「Ｒ相Ｉｇｃ」という。）のみが発生し、また、Ｔ相にＩｇｃ（以下「Ｔ相Ｉｇｃ」という。）のみが発生している場合には、図３（ｄ）に示すように、Ｒ相ＩｇｃとＴ相Ｉｇｃの合成波形の基準点からの位相差は、１８０°（０°）である。

さらに、被測定電線路ＡのＲ相にＩｇｒとＩｇｃとが発生し、Ｔ相にＩｇｒとＩｇｃとが発生している場合には、図３（ｅ）に示すようになる。

また、上述の説明をベクトルで表すと、以下のようになる。被測定電線路Ａが三相式なので、図４（ａ）に示すようになる。そして、電圧検出部１４でＲ相−Ｔ相間の電圧を検出し、検出した電圧から基準点を求めると、図４（ｂ）に示すように、単相式のベクトル図となる。なお、上述したように、Ｒ相Ｉｇｒと基準点との位相差は、６０°であり、また、Ｔ相Ｉｇｒと基準点との位相差は、１２０°である。

また、単相式の場合には、図２（ａ）を用いて既述したように、ＩｇｒとＩｇｃの位相差は９０°なので、Ｒ相Ｉｇｒから９０°回った位置にＲ相Ｉｇｃを求めることができ、また、Ｔ相Ｉｇｒから９０°回った位置にＴ相Ｉｇｃを求めることができる。さらに、基準点から１８０°（０°）の位置に、Ｒ相ＩｇｃとＴ相Ｉｇｃとの合成ベクトルＩｇｃを求めることができる（図４（ｃ））。

したがって、例えば、被測定電線路ＡにＲ相Ｉｇｒのみが発生している場合には、Ｒ相ＩｇｒとＩｇｃとの合成ベクトル、すなわち被測定電線路Ａに流れている漏洩電流Ｉ_０は、図４（ｄ）のように表すことができる。なお、図４（ｄ）から、Ｒ相Ｉｇｒを算出する式として、上述した（５）式を導き出すことができる。また、漏洩電流Ｉ_０の位相差θは、Ｒ相Ｉｇｒ及びＩｇｃの大きさにより変化し、変化の幅は、基準点から６０°〜１８０°である。

また、例えば、被測定電線路ＡにＴ相Ｉｇｒのみが発生している場合には、Ｔ相ＩｇｒとＩｇｃとの合成ベクトル、すなわち被測定電線路Ａに流れている漏洩電流Ｉ_０は、図４（ｅ）のように表すことができる。なお、図４（ｅ）から、Ｔ相Ｉｇｒを算出する式として、上述した（５）式を導き出すことができる。また、漏洩電流Ｉ_０の位相差θは、Ｔ相Ｉｇｒ及びＩｇｃの大きさにより変化し、変化の幅は、１２０°〜１８０°である。

ここで、上述に示した本願発明に係る漏洩電流検出装置１により、被測定電線路Ａに流れる漏洩電流成分を検出する動作について図５に示すフローチャートを用いて説明する。

ステップＳＴ１において、ユーザは、測定対象の電線路の種類（単相２線式、単相３線式及び三相３線式等）に応じて、漏洩電流検出装置１の図示しないロータリースイッチを切り換える。

ステップＳＴ２において、ユーザは、電圧プローブを測定対象の電線路の電圧線路に接続する。測定対象の電線路が単相２線式（電圧線路と接地線とからなる）の場合には、電圧線路の極性に注意して、電圧線路に電圧プローブを接続する。電圧検出部１４は、電圧プローブを介して検出した電圧を変圧器１５に供給する。また、測定対象の電線路が単相３線式又は三相多線式（三相３線式又は三相４線式）の場合には、Ｒ相及びＴ相の極性に注意して、Ｒ相及びＴ相に電圧プローブを接続する。電圧検出部１４は、電圧プローブを介して検出した電圧を合成して、合成後の電圧を変圧器１５に供給する。

ステップＳＴ３において、ユーザは、漏洩電流検出装置１の主電源をＯＮにする。

ステップＳＴ４において、ユーザは、ＣＴセンサ部１０のセンサ部（分割型交流器）のＫとＬの方向に注意して、Ｂ種設置工事の接地線若しくは被測定電線路を一括して挟む。なお、漏洩電流検出装置１は、センサ部のＫとＬの方向が合っている場合には、漏洩電流成分が図示しない表示部に表示され、また、センサ部のＫとＬの方向が間違っている場合には、図示しないブザー出力部からブザーが鳴り響く構成であっても良い。また、センサ部の挟む方向を間違えないように、センサ部の持ち手の部分に、Ｋ表示とＬ表示を付して置いても良い。

ステップＳＴ５において、ユーザは、漏洩電流検出装置１の測定開始ボタンを押圧する。漏洩電流検出装置１は、測定開始ボタンの押圧により、被測定電線路に流れている漏洩電流の検出を行う。

ここで、本発明に係る漏洩電流検出装置１により、実際に被測定電線路から漏洩電流成分を測定した第１の結果を図６に示す。図６は、屋上受配電キュービクル（高圧受電設備）の動力盤（電源周波数：５０Ｈｚ、電圧：２００Ｖ、被測定低電圧電路の種類：三相３線式、１５０ｋｖＡ、室温：４１℃、湿度：４３％）を測定対象として行ったものである。

また、実験では、測定開始から６分経過時〜９分経過前（３分間）に疑似絶縁抵抗としてＲ相に２０ｋΩを接地し、測定開始から９分経過時〜１１分経過前（２分間）に疑似絶縁抵抗としてＴ相に２０ｋΩを接地し、測定開始から１１分経過時〜１２分経過前（１分間）に疑似絶縁抵抗を外し（接地解除）、測定開始から１２分経過時〜１３分経過前（１分間）に疑似絶縁抵抗としてＲ相に１０ｋΩを接地し、測定開始から１３分経過時〜１５分経過前（２分間）に疑似絶縁抵抗としてＴ相に１０ｋΩを接地し、測定開始から１５分経過後に疑似絶縁抵抗を外した。

例えば、疑似絶縁抵抗としてＲ相に２０ｋΩの抵抗を接地した場合には、理論的に、疑似絶縁抵抗成分の電流として、
Ｉｇｒ＝Ｖ／Ｒ＝２００／（２０×１０^３）＝１０ｍＡ
の電流が被測定電線路に加算されて流れる。

漏洩電流検出装置１は、図６に示すように、時間が６分経過時に、疑似絶縁抵抗としてＲ相に２０ｋΩの抵抗を接地したら、１２．３ｍＡのＩｇｒを検出した。疑似絶縁抵抗を接地していないとき（測定開始から６分経過前、測定開始から１１分経過時〜１２分経過前及び測定開始から１５分経過後）のＩｇｒが２ｍＡであるので、Ｒ相に２０ｋΩの疑似抵抗を接地した後のＩｇｒから２ｍＡを差し引くと、１０．３ｍＡとなる。したがって、本願発明に係る漏洩電流検出装置１は、１０．３ｍＡの変化を測定できたことになる。この値は、上述した理論値（１０ｍＡ）とほぼ一致している。

また、Ｒ相に疑似絶縁抵抗を２０ｋΩ接地したとき、接地前の抵抗値（Ｇｒ≒１０５．４６ｋΩ（測定開始から６分経過前までのＧｒの平均値））との合成抵抗値は、
Ｇｒ＝（２０×１０^３×１０５．４６×１０^３）／（２０×１０^３＋１０５．４６×１０^３）≒１６．３ｋΩ
となる。漏洩電流検出装置１は、図６に示すように、測定開始から６分経過時の抵抗Ｇｒは１７．２ｋΩを示しており、上述した理論値（１６．３ｋΩ）とほぼ一致している。

また、疑似絶縁抵抗としてＴ相に２０ｋΩの抵抗を接地した場合にも、上述と同様に、理論的には、疑似絶縁抵抗成分の電流は１０ｍＡ増加する。漏洩電流検出装置１では、図６に示すように、測定開始から９分経過時〜１１分経過前に検出したＩｇｒは、ほぼ１２．４ｍＡとなっており、該数値から２ｍＡを差し引くと、１０．４ｍＡとなり、ほぼ理論値（１０ｍＡ）と一致する。

また、Ｔ相に疑似絶縁抵抗を２０ｋΩ接地したときの合成抵抗値Ｇｒは、上述と同様に、理論的には、１６．３ｋΩであり、測定値は１７．４ｋΩを示しており、ほぼ理論値と一致している。

また、漏洩電流検出装置１は、図６に示すとおり、疑似絶縁抵抗としてＲ相又はＴ相に１０ｋΩを接地したときのＩｇｒとＧｒも理論値と実測値がほぼ一致している。

さらに、漏洩電流検出装置１は、測定開始から１１分経過後から１２分経過前、及び１５分経過時に疑似絶縁抵抗の接地状態を解除した場合、Ｉｇｒ、Ｉ_０及びＧｒの値が接地以前（測定開始から１分〜５分）の状態に戻った。

また、本発明に係る漏洩電流検出装置１により、実際に被測定電線路から漏洩電流成分を測定した第２の結果を図７に示す。図７は、受配電キュービクル（高圧受電設備）の動力盤（電源周波数：５０Ｈｚ、電圧：２００Ｖ、被測定低電圧電路の種類：三相３線式、１５０ｋｖＡ）を測定対象として行ったものである。

また、実験は、測定開始から１分経過時〜４分経過前（３分間）に疑似静電容量としてＲ相及びＴ相に０．２２μＦを接地し、測定開始から３分経過時〜４分経過前（１分間）に疑似絶縁抵抗としてＴ相に２０ｋΩを接地し、測定開始から４分経過後に疑似静電容量及び疑似絶縁抵抗を外して行った。したがって、測定開始から３分経過時〜４分経過前は、Ｒ相及びＴ相に疑似静電容量を接地し、かつ、Ｔ相に疑似絶縁抵抗を接地して行った。

例えば、疑似静電容量としてＲ相及びＴ相に０．２２μＦの容量を接地した場合には、容量性リアクタンスＸは、
Ｘ＝１／２πｆＣ＝１／（２π×５０×（０．２２×１０^−６＋０．２２×１０^−６））
≒７．２３×１０^３
となる。

したがって、被測定電線路には、
Ｉ＝Ｖ／Ｘ＝２００／７．２３×１０^３≒２７．６ｍＡ
の電流が加算されて流れる。

また、絶縁抵抗としてＴ相に２０ｋΩの抵抗を接地した場合には、理論的に、疑似絶縁抵抗成分の電流として、
Ｉｇｒ＝Ｖ／Ｒ＝２００／（２０×１０^３）＝１０ｍＡ
の電流が被測定電線路に加算されて流れる。

漏洩電流検出装置１は、図７に示すように、時間が測定開始から１分経過時に、疑似静電容量としてＲ相及びＴ相に０．２２μＦの静電容量が接地されているときに、７．８ｍＡのＩｇｒを検出し、また、１００．８ｍＡのＩ_０を検出した。なお、Ｉ_０は、上述したように絶縁抵抗に起因する電流Ｉｇｒと、静電容量に起因する電流Ｉｇｃの合成電流である。

疑似静電容量を接地していないときのＩｇｒは、図７に示したとおり、７．６ｍＡ（測定開始から１分経過前のＩｇｒ）であるので、Ｒ相及びＴ相に疑似静電容量を接地した場合、Ｉｇｒの変化は殆どない。

一方、疑似静電容量を接地していないときのＩ_０は、７５．９ｍＡ（測定開始から１分経過前のＩ_０）である。疑似静電容量接地後のＩ_０（１００．８ｍＡ）から疑似静電容量接地前のＩ_０（７５．９ｍＡ）を差し引くと、２４．９ｍＡとなり、これが、加算されたＩｇｃである。この加算されたＩｇｃは、理論値（２７．６ｍＡ）とほぼ等しい。

また、漏洩電流検出装置１は、図７に示すように、Ｒ相及びＴ相に疑似静電容量が接地され、かつ、Ｔ相に疑似絶縁抵抗が接地されているとき（測定開始から３分経過時〜４分経過前）に、２１．０ｍＡのＩｇｒを検出し、また、１０７．０ｍＡのＩ_０を検出した。

Ｔ相に絶縁抵抗を接地した後のＩｇｒ（２１ｍＡ）から、絶縁抵抗を接地する前のＩｇｒ（８ｍＡ（測定開始から３分経過時のＩｇｒ））を差し引くと、１３ｍＡとなり、理論値（１０ｍＡ）とほぼ等しくなる。

また、Ｒ相に疑似絶縁抵抗として１０ｋΩを接地したときの比較部１８と演算部１９の動作について図８〜図１０を用いて説明する。

比較部１８は、図８に示すように、ＬＰＦ１２から変換後電圧Ｖ１が入力され、ＬＰＦ１６から電圧Ｖ２が入力される。変換後電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の位相差は、１２０°である。比較部１８は、図９（ａ）に示すように、ＬＰＦ１２から入力された変換後電圧Ｖ１を方形波変換し、変換後の信号を演算部１９に出力する。また、比較部１８は、図９（ｂ）に示すように、ＬＰＦ１６から入力された電圧Ｖ２を方形波変換し、変換後の信号を演算部１９に出力する。

演算部１９は、図１０に示すように、変換後電圧Ｖ２の方形波信号と、電圧Ｖ２の方形波信号に基づき、ＥＸＯＲを実行する。演算部１９は、ＥＸＯＲ後の信号に基づき、１サイクルの１／４以下の位相パルス幅を求め、求めた位相パルス幅を位相角度算出部２２に出力する。

ステップＳＴ６において、ユーザは、測定が終了したら、漏洩電流検出装置１の電源をＯＦＦにする。

このように構成される本願発明に係る漏洩電流検出装置１は、被測定電線路Ａに流れている漏洩電流Ｉを検出し、検出した漏洩電流Ｉを電圧に変換し、変換後の電圧から高調波成分を除去し、高調波成分を除去した変換後電圧Ｖ１と、被測定電線路Ａの電圧線路から電圧Ｖ２を検出し、検出した電圧Ｖ２から高調波成分を除去し、高調波成分を除去した電圧Ｖ２とに基づき、被測定電線路Ａに流れている漏洩電流Ｉの位相角度θを正確に求め、その正確な位相角度θと、高調波成分が除去された変換後電圧Ｖ１の実効値Ｉ_０とから対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流Ｉｇｒのみを検出する。したがって、本願発明に係る漏洩電流検出装置１は、被測定電線路が長大化し、また、高調波歪み電流を出力するインバータ等により対地静電容量に起因した漏洩電流（Ｉｇｃ）が増大しても、ｍＡ単位で確実に対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流（Ｉｇｒ）のみを検出することができるので、本願発明を漏洩電流遮断装置に応用した場合には、Ｉｇｒ以外の要素（Ｉｇｃの増大）による漏洩電流の増大によって誤動作せず、また、本願発明を漏電警報機に応用した場合には、同様に、Ｉｇｒ以外の要素により漏洩電流が増大しても誤報をすることがなく、使用することができる。したがって、本願発明に係る漏洩電流検出装置１は、漏洩電流を検出する際に、電路・機械設備等を一時的に停電状態にすることなく、安全かつ確実に漏電火災等の大惨事に至る前に漏電箇所の検出を行うことができる。

また、本願発明に係る漏洩電流検出装置１は、周波数注入式のように基準点を他から持ってくるのではなく、基準点を伝送線路に発生している電圧から求めるので、被測定電線路Ａに流れているＩｇｒを正確に測定することができる。

本発明に係る漏洩電流検出装置の構成を示すブロック図である。電源が単相の場合と三相の場合におけるＩｇｒとＩｇｃの位相差を示す図である。本発明に係る漏洩電流検出装置により行われる漏洩電流の検出する様子を波形で示した図である。本発明に係る漏洩電流検出装置により行われる漏洩電流の検出する様子をベクトルで示した図である。本発明に係る漏洩電流検出装置の動作について説明するフローチャートである。本発明に係る漏洩電流検出装置により電線路を実際に測定したときの第１のデータ例を示す図である。本発明に係る漏洩電流検出装置により電線路を実際に測定したときの第２のデータ例を示す図である。比較部に入力された変換後電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の位相差を示す図である。図（ａ）は、比較部に入力されたときの変換後電圧Ｖ１の波形と、変換後電圧Ｖ１に基づき方形波変換したときの波形を示す図であり、図（ｂ）は、比較部に入力されたときの電圧Ｖ２の波形と、電圧Ｖ２に基づき方形波変換したときの波形を示す図である。図９に示した変換後電圧Ｖ１に基づき方形波変換したときの波形と、電圧Ｖ２に基づき方形波変換したときの波形に基づきＥＸＯＲを実行した際に形成される波形を示す図である。

符号の説明

１漏洩電流検出装置、Ａ被測定電線路、１０カレントトランスセンサ部（ＣＴセンサ部）、１１増幅部、１２，１６ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、１３，１７全波整流部、１４電圧検出部、１５変圧器、１８比較部、１９演算部、２０位相パルス幅測定部、２１電源周波数測定部、２２位相角度算出部、２３，２５Ａ／Ｄ変換部、２４，２６実効値算出部、２７漏洩電流算出部、２８抵抗値算出部

Claims

電気方式が三相（Ｒ相、Ｓ相（接地相）、Ｔ相）三線式の被測定電線路に流れている漏洩電流を検出する漏洩電流検出手段と、
上記被測定電線路の非接地相（Ｒ相−Ｔ相）間に発生している電圧を検出する電圧検出手段と、
上記電圧検出手段によって検出された電圧の信号波形と、上記漏洩電流検出手段により検出された上記漏洩電流の信号波形との位相差を検出する位相差検出手段と、
上記電圧検出手段により検出された電圧の信号波形に基づき、上記被測定電線路に印加されている電源周波数を算出する周波数算出手段と、
上記位相差検出手段により検出された位相差と、上記周波数算出手段で算出された電源周波数に基づき、上記被測定電線路に流れている漏洩電流の位相角度を算出する位相角度算出手段と、
上記漏洩電流検出手段により検出された漏洩電流の実効値を算出する実効値算出手段と、
上記実効値算出手段で算出された実効値と、上記位相角度算出手段により算出された上記被測定電線路に流れている漏洩電流の位相角度に基づき、上記被測定電線路に流れている漏洩電流に含まれている対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流成分を算出する対地絶縁抵抗漏洩電流成分算出手段と、を備え、
上記実効値算出手段は、上記漏洩電流検出手段により検出された漏洩電流の平均値をＩとして、その実効値Ｉ_０を
Ｉ_０＝Ｉ×（π／２）／√２
により算出し、
上記対地絶縁抵抗漏洩電流成分算出手段は、上記実効値算出手段により算出された実効値Ｉ_０と、上記位相角度算出手段により算出された上記被測定電線路に流れている漏洩電流の位相角度θから、上記被測定電線路に流れている漏洩電流に含まれている対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流成分Ｉｇｒを
Ｉｇｒ＝（Ｉ_０×ｓｉｎθ）／ｃｏｓ３０°
により算出することを特徴とする漏洩電流検出装置。
上記漏洩電流検出手段は、接地線路を含む被測定電線路をクランプし、上記被測定電線路に流れている漏洩電流を検出することを特徴とする請求項１記載の漏洩電流検出装置。
電気方式が三相（Ｒ相、Ｓ相（接地相）、Ｔ相）三線式の被測定電線路に流れている漏洩電流を検出する漏洩電流検出工程と、
上記被測定電線路の非接地相（Ｒ相−Ｔ相）間に発生している電圧を検出する電圧検出工程と、
上記電圧検出工程によって検出された電圧の信号波形と、上記漏洩電流検出工程により検出された上記漏洩電流の信号波形との位相差を検出する位相差検出工程と、
上記電圧検出工程により検出された電圧の信号波形に基づき、上記被測定電線路に印加されている電源周波数を算出する周波数算出工程と、
上記位相差検出工程により検出された位相差と、上記周波数算出工程で算出された電源周波数に基づき、上記被測定電線路に流れている漏洩電流の位相角度を算出する位相角度算出工程と、
上記漏洩電流検出工程により検出された漏洩電流の実効値を算出する実効値算出工程と、
上記実効値算出工程で算出された実効値と、上記位相角度算出工程により算出された上記被測定電線路に流れている漏洩電流の位相角度に基づき、上記被測定電線路に流れている漏洩電流に含まれている対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流成分を算出する対地絶縁抵抗漏洩電流成分算出工程と、を備え、
上記実効値算出工程は、上記漏洩電流検出工程により検出された漏洩電流の平均値をＩとして、その実効値Ｉ_０を
Ｉ_０＝Ｉ×（π／２）／√２
により算出し、
上記対地絶縁抵抗漏洩電流成分算出工程は、上記実効値算出工程により算出された実効値Ｉ_０と、上記位相角度算出工程により算出された上記被測定電線路に流れている漏洩電流の位相角度θから、上記被測定電線路に流れている漏洩電流に含まれている対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流成分Ｉｇｒを
Ｉｇｒ＝（Ｉ_０×ｓｉｎθ）／ｃｏｓ３０°
により算出することを特徴とする漏洩電流検出方法。