JP5216958B2 - 漏洩電流検出装置及び漏洩電流検出方法 - Google Patents

Description

【技術分野】
本発明は、漏洩電流と電線路に流れている電圧基本波を計測することにより電気機器の絶縁状態を判定する漏洩電流検出装置及び方法に関し、特に、被測定電線路に流れている対地絶縁抵抗成分及び対地静電容量成分の漏洩電流をそれぞれ検出する漏洩電流検出装置及び方法に関する。
本出願は、日本国において２００５年７月６日に出願された日本特許出願番号２００５−１９７９４９を基礎として優先権を主張するものであり、この出願は参照することにより、本出願に援用される。
【背景技術】
日常生活の中で、電気の存在を意識することはあまりないが、周知のように、エネルギー源として、また、情報や通信をはじめとする様々な分野に利用され、我々の社会にとって、なくてはならない存在となっている。
一方で、電気の利用は、便利な反面、適切な管理や使用を誤れば、大変危険な側面も兼ね備えており、電気火災や感電事故等の重大な事故を引き起こす可能性も少なくない。
例えば、その重大事故の原因の一つとして、電路や機器の絶縁不良に深く関係しているのが漏洩電流である。しかし、この漏洩電流を調べるには、大変な時間を要する上に、停電させて絶縁不良だけの数値を絶縁抵抗計により測定する必要がある。
しかしながら、現在の社会状況では、コンピュータが社会の各方面に利用され、インテリジェントビルの普及拡大及び工場のＦＡ（ファクトリー・オートメーション）化により、２４時間連続稼働するシステムが構築されており、漏洩電流を計測するために、一時的に停電状態にすることができない状況となっている。
したがって、現在では、このような高度情報化による社会の無停電化の要請から、電路及び機器の絶縁不良管理が停電を伴う絶縁抵抗計による方法から、電気を切ることなく測定できる漏洩電流測定方法に移ってきており、漏電遮断器や漏電火災警報機等により漏洩電流を測定して絶縁状態を管理する通電中の予防策は種々提案されている。この種の技術として、特開２００１−２１５２４７号公報、特開２００２−９８７２９号公報に開示されるようなものがある。
ところで、漏洩電流Ｉには、対地静電容量に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）と、絶縁抵抗に直接関与している対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流（Ｉｇｒ）とが含まれている。上述した漏電火災等を引き起こす原因は、絶縁抵抗の存在であり、この絶縁抵抗に起因する漏洩電流（Ｉｇｒ）を正確に検出することができれば、回路の絶縁状態をチェックすることができ、漏電火災等の大惨事を避けることができる。
しかしながら、工場等で使用される電気機器は、機器同士を結線する際に電線路の長さが長大になることがあり、この電線路の長大化により、対地静電容量が増大化し、また、電子機器に搭載されたノイズフィルタやサージキラー等の回路で接地側に挿入されているコンデンサ（静電容量素子）により、さらに、対地静電容量が増大化し、それに伴って対地静電容量に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）が大きくなってしまう。
また、これらの電気機器は、電力用半導体素子を応用したインバータを搭載している。電気機器では、この搭載しているインバータを高速の電子スイッチとして使用しているため、必然的に、商用電源の基本周波数である５０Ｈｚ若しくは６０Ｈｚの整数倍の正弦波である高調波歪み電流が発生する。高調波歪み電流には、高い周波数成分が含まれているため、電線路に自然分布している対地静電容量を通過し、また、ノイズフィルタが付いていれば、そのフィルタから大地に流れてしまい、大地に流れた高調波歪み電流により漏洩電流Ｉの値が大きくなってしまう。
したがって、絶縁の良否に直接関係する対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流（Ｉｇｒ）が電線路の長大化及びインバータや、ノイズフィルタ等による高調波歪み電流の影響を受けてしまい、正確に検出することが困難となる。
また、部品が高密度に実装された機器、例えば、電話機、ファクシミリ、プリンタ及び複合機等では、絶縁箇所を調べるために、絶縁抵抗計等により計測を行った場合、注入する測定電圧により電子回路が影響を受けてしまうおそれがある。したがって、このような機器では、機能破壊を招くおそれがあることから、絶縁抵抗の測定自体ができない機器も多数存在する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、漏電遮断器や漏電火災警報器を誤（不要）動作させる原因として、対地静電容量に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）の存在が上げられる。漏洩電流（Ｉｇｃ）は、上述したように様々な要因で変動するものであるため、当該変動に応じて漏電遮断器や漏電火災警報器が誤動作してしまうおそれがある。そこで、漏洩電流（Ｉｇｃ）を確実に検出し、その変動幅を知ることができれば、漏電遮断器や漏電火災警報器が作動する際の漏洩電流Ｉの設定値を最適な値に選択することが可能となる。また、漏洩電流（Ｉｇｃ）の検出を確実に行うことができれば、漏電遮断器や漏電火災警報器が誤動作を起こさない範囲に漏洩電流Ｉの設定をすることができ、誤動作による停電や、機器トラブルを回避することができる。
さらに、コンデンサは、商用周波数より高い周波数を通しやすい性質を有しており、これが高調波の漏洩電流による過熱の原因ともなる。
また、厳密に言えば、高調波による問題は、高調波の発生する部分で発生するのではなく、高調波の流れやすいコンデンサ成分である対地静電容量の大きい場所で発生しやすい。したがって、高調波を除去した漏洩電流成分Ｉｇｃを確実に検出することができれば、コンデンサに相当する静電容量を持った機器及び電線路の特定が可能である。
そこで、本願発明の目的は、漏洩電流Ｉを計測し、又は検出するために電路を停電させることなく、すなわち通電状態のままで、かつ、被測定電線路に接続されている機器を破壊することもなく、外部から簡単にかつ安全に対地静電容量に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）を確実に検出することができる漏洩電流検出装置及び漏洩電流検出方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
上述した技術課題を解決するため、本発明に係る漏洩電流検出装置は、被測定電線路Ａの電力線を一括クランプして上記被測定電線路Ａに流れている漏洩電流（Ｉ）を検出する漏洩電流検出手段と、上記被測定電線路Ａに印加されている電圧（Ｖ）を検出する電圧検出手段と、上記漏洩電流検出手段により検出された漏洩電流（Ｉ）及び上記電圧検出手段で検出された電圧（Ｖ）をそれぞれデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、上記アナログ／デジタル変換手段により変換されたデジタル信号の高調波成分を除去する高調波成分除去手段と、上記高調波成分除去手段により高調波成分が除去された上記デジタル信号に基づき、上記漏洩電流（Ｉ）と上記電圧（Ｖ）の位相角θを検出する位相角検出手段と、上記位相角検出手段により検出された上記位相角θと、上記漏洩電流（Ｉ）を検出して得られる対地静電容量に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）と対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流（Ｉｇｒ）のベクトルによる合計値である漏洩電流（Ｉ０）とに基づいて、非接地相各相に発生する対地静電容量の合成分に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）を算出する演算手段を備えるようにしたものである。
また、本発明に係る漏洩電流検出方法は、被測定電線路Ａの電力線を一括クランプして上記被測定電線路Ａに流れている漏洩電流（Ｉ）を検出する漏洩電流検出工程と、上記被測定電線路Ａに印加されている電圧（Ｖ）を検出する電圧検出工程と、上記漏洩電流検出手段により検出された漏洩電流（Ｉ）及び上記電圧検出手段で検出された電圧（Ｖ）をそれぞれデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換工程と、上記アナログ／デジタル変換手段により変換されたデジタル信号の高調波成分を除去する高調波成分除去工程と、上記高調波成分除去手段により高調波成分が除去された上記デジタル信号に基づき、上記漏洩電流（Ｉ）と上記電圧（Ｖ）の位相角θを検出する位相角検出工程と、上記位相角検出手段により検出された上記位相角θと、上記漏洩電流（Ｉ）を検出して得られる対地静電容量に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）と対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流（Ｉｇｒ）のベクトルによる合計値である漏洩電流（Ｉ０）とに基づいて、非接地相各相に発生する対地静電容量の合成分に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）を演算する演算工程を備えるようにしたものである。
【発明の効果】
本発明は、被測定電線路に流れている漏洩電流（Ｉ）と被測定電線路に印加されている電圧（Ｖ）をそれぞれデジタル信号に変換し、このデジタル変換されたデジタル信号に基づき、被測定電線路に流れている漏洩電流（Ｉ）と被測定電線路に印加されている電圧（Ｖ）の位相角θを検出し、この検出された位相角θと、漏洩電流（Ｉ）を検出して得られる対地静電容量に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）と対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流（Ｉｇｒ）のベクトルによる合計値である漏洩電流（Ｉ０）とに基づいて、非接地相各相に発生する対地静電容量の合成分に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）を算出するようにしているので、被測定電線路が長大化し、また、高調波歪み電流を出力するインバータ等が被測定電線路に接続されていても、対地静電容量に起因した漏洩電流（Ｉｇｃ）を検出することができ、漏電遮断器や漏電火災警報器が作動する際の漏洩電流Ｉの設定値を最適な値に選択することが可能となる。したがって、本発明によれば、漏電遮断器や漏電火災警報器の誤動作による停電や、機器トラブルを回避することができる。
また、本発明に係る漏洩電流検出装置及び方法は、電路・機械設備等を一時的な停電状態にすることなく、外部から簡単かつ安全に対地静電容量に起因した漏洩電流（Ｉｇｃ）を検出することができる。
本発明のさらに他の目的、本発明によって得られる具体的な利点は、以下において図面を参照して説明される実施の形態から一層明らかにされるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
以下、本発明を適用した漏洩電流検出装置及び方法の実施の形態を図面を参照して説明する。
本発明に係る漏洩電流検出装置１は、図１に示すように、被測定電線路Ａの電力線を一括クランプし、被測定電線路Ａから漏洩電流Ｉを検出するクランプ・カレントトランスセンサ部（以下、ＣＴセンサ部という。）１０と、ＣＴセンサ部１０で検出された漏洩電流Ｉ（以下、信号Ｓ１という。）を増幅する第１の増幅回路部１１と、第１の増幅回路部１１で増幅された信号Ｓ１のノイズ成分を除去する第１のアナログフィルタ１２と、第１の増幅回路部１１で増幅された信号Ｓ１を増幅する第２の増幅回路部１３と、第２の増幅回路部１３で増幅された信号Ｓ２のノイズ成分を除去する第２のアナログフィルタ１４とを備える。
この漏洩電流検出装置１は、被測定電線路Ａに印加されている電圧Ｖの基本波位相を検出するため、被測定電線路ＡのＲ相及びＴ相から電圧Ｖを検出する電圧検出部１５と、電圧検出部１５で検出された電圧Ｖを所定の電圧比になるように変圧する変圧部１６とを備え、この変圧部１６で変圧した電圧値Ｖ１に基づき、被測定電線路Ａが１００Ｖ系か２００Ｖ系かを判別する電圧判別部１７とを備える。
さらに、漏洩電流検出装置１は、電圧判別部１７から供給された電圧Ｖ２のノイズ成分を除去する第３のアナログフィルタ１８と、電圧判別部１７から供給された電圧Ｖ３のノイズ成分を除去する第４のアナログフィルタ１９と、第１のアナログフィルタ１２から供給される信号Ｓ３及び第２のアナログフィルタ１４から供給される信号Ｓ４がオーバーフローしているかどうかを認識し、また、第３のアナログフィルタ１８から供給される信号Ｓ５及び第４のアナログフィルタ１９から供給される信号Ｓ６のレベルを認識するマルチプレクサ２０とを備える。このマルチプレクサ２０から供給されたアナログ信号Ｓ７は、Ａ／Ｄ変換部２１に供給され、Ａ／Ｄ変換部２１においてデジタル信号Ｓ８に変換される。
そして、漏洩電流検出装置１は、対地静電容量に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）を算出するための演算回路部２２を備える。この演算回路部２２は、Ａ／Ｄ変換部２１により変換されたデジタル信号Ｓ８に基づいて、所定の演算を行い、対地静電容量に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）を算出する。この演算回路部２２で演算された結果は、表示回路部２３の制御に基づいて表示部に表示される。
本発明に係る漏洩電流検出装置１は、電気方式を切り換えるスイッチ部２４と、演算回路部２２で算出された結果を記憶保持する記憶部２５を備える。スイッチ部２４は、ユーザにより操作され、例えば、電気方式が単相式か、又は三相式かの選択を行い、選択された電気方式の情報を演算回路部２２に供給する。
ここで用いられる記憶部２５は、演算回路部２２で算出された結果を記憶保持できる構成であればよく、例えば、ハードディスク（ＨＤ）や、フラッシュメモリ等の各種の記録媒体又は記録装置を用いることができる。
本発明に係る漏洩電流検出装置１に用いられるＣＴセンサ部１０は、被測定電線路Ａに流れている漏洩電流成分から生じる磁界を検出し、検出した磁界から電流を生成する。このＣＴセンサ部１０は、生成した電流を漏洩電流Ｉとして第１の増幅回路部１１に供給する。なお、ＣＴセンサ部１０により生成された漏洩電流Ｉは、対地静電容量に起因する漏洩電流（以下Ｉｇｃという。）と、絶縁抵抗に直接関与している対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流（以下Ｉｇｒという。）とが含まれている。なお、Ｉｇｃは、被測定線路Ａの長さに応じて容量が増大するだけでなく、電気機器に使用されているインバータやノイズフィルタ等に起因する高調波歪み電流によっても容量が増大する。
第１の増幅回路部１１は、ＣＴセンサ部１０から供給された漏洩電流Ｉ（信号Ｓ１）を所定の利得で増幅する。第１の増幅回路部１１は、増幅後の信号Ｓ１を第１のアナログフィルタ１２と、第２の増幅回路部１３に供給する。なお、第１の増幅回路部１１では、具体的には、漏洩電流Ｉを電圧に変換し、変換後の電圧を所定のレベルまで増幅している。
第１のアナログフィルタ１２は、所定の帯域（以下、第１の帯域という。）の信号を通過させるフィルタ回路で構成されており、第１の増幅回路部１１から供給された信号Ｓ１に対して第１の帯域以外の信号成分（ノイズ成分）を除去し、ノイズ除去後の信号Ｓ３をマルチプレクサ２０に供給する。
第２の増幅回路部１３は、第１の増幅回路部１１から供給された信号Ｓ１をさらに所定の利得で増幅する。第２の増幅回路部１３は、増幅後の信号Ｓ２を第２のアナログフィルタ１４に供給する。
第２のアナログフィルタ１４は、所定の帯域（以下、第２の帯域という。）の信号を通過させるフィルタ回路で構成されており、第２の増幅回路部１３から供給された信号Ｓ２に対して第２の帯域以外の信号成分（ノイズ成分）を除去し、ノイズ除去後の信号Ｓ４をマルチプレクサ２０に供給する。
マルチプレクサ２０は、第１のアナログフィルタ１２から供給される信号Ｓ３と、第２のアナログフィルタ１４から供給される信号Ｓ４に基づいて、一方の信号を選択し、選択した信号を信号Ｓ７としてＡ／Ｄ変換部２１に供給する。
ここで、マルチプレクサ２０の具体的な動作について説明する。マルチプレクサ２０は、第１のアナログフィルタ１２から供給される信号Ｓ３及び第２のアナログフィルタ１４から供給される信号Ｓ４がオーバーフローしているか否かを判断し、オーバーロードしていない方の信号を選択し信号Ｓ７としてＡ／Ｄ変換部２１に供給する。
また、マルチプレクサ２０は、第１のアナログフィルタ１２から供給される信号Ｓ３及び第２のアナログフィルタ１４から供給される信号Ｓ４が何れもオーバーフローしていない場合には、信号の帯域が広い方の信号を信号Ｓ７としてＡ／Ｄ変換部２１に供給する。例えば、ＣＴセンサ部１０で検出された漏洩電流Ｉが小さい信号が例えば数ｍＡ程度であった場合、マルチプレクサ２０は、第２のアナログフィルタ１４から供給される信号Ｓ４を選択し、この信号Ｓ４を信号Ｓ７としてＡ／Ｄ変換部２１に供給する。また、例えば、ＣＴセンサ部１０で検出された漏洩電流Ｉが大きい信号が例えば数百ｍＡ程度であった場合、マルチプレクサ２０は、第１のアナログフィルタ１２から供給される信号Ｓ３を選択し、この信号Ｓ３を信号Ｓ７としてＡ／Ｄ変換部２１に供給する。
そして、本発明に係る漏洩電流検出装置１の電圧検出部１５は、図１に示すように、被測定電線路Ａに電圧プローブを接続することにより、電圧線路に印加されている電圧Ｖを検出する。
なお、電圧検出部１５は、被測定電線路Ａの電気方式が三相３線式の場合には、Ｓ相（接地）以外のＲ相とＴ相間の電圧を検出する。
ところで、電気方式が三相３線式の電線路においては、電圧を降圧するトランスの２次側は、感電を防止するように、Ｂ種設置工事が施され、接地相（Ｓ相）は、大地に接続されている。そのため、三相３線式の電線路では、接地相（Ｓ相）と大地との間には電圧は発生しない。したがって、本発明に係る漏洩電流検出装置１の電圧検出部１５は、被測定電線路Ａの電気方式が三相３線式の場合には、Ｓ相（接地）以外のＲ相とＴ相間の電圧を検出し、Ｓ相とＲ相、Ｓ相とＴ相との間の電圧の検出は行う必要がない。これは、現在使用されている漏電遮断器において、接地相の漏電を検出していない構造となっていることからも理解されるところである。
また、本発明に係る漏洩電流検出装置１の電圧検出部１５は、被測定電線路Ａの電気方式が単相２線式の場合には、Ｎ相とＬ相間の電圧を検出する。
そして、電圧検出部１５は、被測定電線路Ａから検出した電圧Ｖから基準点を求め、その電圧Ｖを変圧部１６に供給する。ここで、電圧検出部１５は、被測定電線路Ａから検出した電圧の０クロスする点を基準点とする。
変圧部１６は、電圧検出部１５から供給された電圧Ｖを所定の電圧値に変圧し、変圧後の電圧Ｖ１を電圧判別部１７に供給する。電圧判別部１７は、変圧部１６から供給された電圧Ｖ１のレベル、例えば、１００Ｖ又は２００Ｖを判別（分圧）し、判別後の電圧Ｖ２を第３のアナログフィルタ１８に供給し、電圧Ｖ３を第４のアナログフィルタ１９に供給する。
第３のアナログフィルタ１８は、電圧判別部１７から供給された電圧Ｖ２のノイズ成分を除去し、ノイズ除去後の信号Ｓ５をマルチプレクサ２０に供給する。第３のアナログフィルタ１８は、例えば、１００Ｖ系の電圧に対応するフィルタ回路で構成されており、１００Ｖの電圧Ｖ２が電圧判別部１７から供給された場合には、１０Ｖの信号Ｓ５をマルチプレクサ２０に供給する。
第４のアナログフィルタ１９は、電圧判別部１７から供給された電圧Ｖ３のノイズ成分を除去し、ノイズ除去後の信号Ｓ６をマルチプレクサ２０に供給する。第４のアナログフィルタ１９は、例えば、２００Ｖ系の電圧に対応するフィルタ回路で構成されており、２００Ｖの電圧Ｖ２が電圧判別部１７から供給された場合には、１０Ｖの信号Ｓ６をマルチプレクサ２０に供給する。
マルチプレクサ２０は、第３のアナログフィルタ１８から供給される信号Ｓ５と、第４のアナログフィルタ１９から供給される信号Ｓ６とを比較し、所定値、例えば、１０Ｖの信号を選択し、選択した信号を信号Ｓ７としてＡ／Ｄ変換部２１に供給する。
Ａ／Ｄ変換部２１は、マルチプレクサ２０から供給されたアナログ信号である信号Ｓ７をデジタル信号Ｓ８に変換し、変換後のデジタル信号Ｓ８を演算回路部２２に供給する。 演算回路部２２は、Ａ／Ｄ変換部２１から供給されるデジタル信号Ｓ８について、スイッチ部２４から供給される情報に基づいて、所定の演算を行い、対地静電容量に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）を検出する。また、演算回路部２２は、演算結果として、対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流（Ｉｇｒ）、漏洩電流（Ｉｇｃ）と漏洩電流（Ｉｇｒ）のベクトルによる合計値である漏洩電流（Ｉ０）、抵抗値Ｇｒ、位相角θを算出する。
表示回路部２３は、演算回路部２２により算出された結果を表示する。なお、表示部のサイズが小さい場合には、ユーザによる所定の操作により選択された演算結果が表示部に表示される。
ここで、演算回路部２２の演算処理について説明する。演算回路部２２は、Ａ／Ｄ変換部２１から供給されるデジタル信号Ｓ８から、デジタルフィルタにより第３、第５及び第７次高調波を除去し、これら高調波が除去された後の信号について、スイッチ部２４から供給された情報、すなわち被測定電線路Ａの電気方式に基づいて、漏洩電流（Ｉ０）の位角（θ）を算出する。具体的には、演算回路部２２は、被測定電線路Ａに発生している漏洩電流Ｉに起因するデジタル信号Ｓ８と、被測定電線路Ａに印加されている電圧に起因するデジタル信号Ｓ８とに基づき、被測定電線路Ａに流れている漏洩電流Ｉの位相角（θ）を算出する。
そして、演算回路部２２は、算出した位相角（θ）と、検出した漏洩電流（Ｉ０）から対地静電容量に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）を算出する。
演算回路部２２は、電気方式が単相式の場合には、Ｉｇｃを下記に示す第１式により算出する。
Ｉｇｃ＝ｓｉｎθ×Ｉ０ ・・・（１）
また、演算回路部２２は、電気方式が三相３線式の場合には、Ｉｇｃを下記に示す第２式により算出する。
Ｉｇｃ＝（Ｉ０×ｓｉｎθ／√３）−Ｉ０×ｃｏｓθ ・・・（２）
また、演算回路部２２は、位相角（θ）と、被測定電線路Ａに発生している漏洩電流（Ｉ０）に基づき、Ｉｇｒを算出する。なお、電気方式が単相式の場合には、下記に示す第３式によりＩｇｒを算出し、電源が三相式３線式の場合には、下記に示す第４式によりＩｇｒを算出する。
Ｉｇｒ＝Ｉ０×ｃｏｓθ ・・・（３）
Ｉｇｒ＝（Ｉ０×ｓｉｎθ）／ｃｏｓ３０° ・・・（４）
また、演算回路部２２は、算出したＩｇｒと、被測定電線路Ａに印加されている電圧Ｖに基づき、抵抗値Ｇｒを下記に示す第５式により算出する。
Ｇｒ＝Ｖ／Ｉｇｒ ・・・（５）
上述のような構成を備えた漏洩電流検出装置１は、例えば、被測定電線路Ａの電源が三相式３線式の場合であっても、電源が単相式の場合と同様の処理が可能な構成とされている。
ここで、本願発明に係る漏洩電流検出装置１の原理について述べる。
漏洩電流検出装置１のＣＴセンサ部１０は、被測定電線路Ａをクランプし、図２（ａ）に示すように、位相が１２０°ずつ異なるＲ相とＳ相との間、Ｓ相とＴ相との間及びＴ相とＲ相との間の波形を検出する。なお、図２（ａ）では、便宜的にそれぞれの波形を示しているが、ＣＴセンサ部１０で検出される波形は合成波形である。ＣＴセンサ部１０により検出された合成波形は、第１の増幅回路部１１に供給する。第１の増幅回路部１１は、ＣＴセンサ部１０から供給された漏洩電流Ｉ（信号Ｓ１）を所定の利得で増幅し、増幅後の信号Ｓ１を第１のアナログフィルタ１２と、第２の増幅回路部１３に供給する。
第１のアナログフィルタ１２は、第１の増幅回路部１１から供給された信号Ｓ１に対して第１の帯域以外の信号成分（ノイズ成分）を除去し、ノイズ除去後の信号Ｓ３をマルチプレクサ２０に供給する。
また、第２の増幅回路部１３は、第１の増幅回路部１１から供給された信号Ｓ１をさらに所定のレベルまで増幅する。第２の増幅回路部１３は、増幅後の信号Ｓ２を第２のアナログフィルタ１４に供給する。
第２のアナログフィルタ１４は、第２の増幅回路部１３から供給された信号Ｓ２に対して第２の帯域以外の信号成分（ノイズ成分）を除去し、ノイズ除去後の信号Ｓ４をマルチプレクサ２０に供給する。
マルチプレクサ２０は、第１のアナログフィルタ１２から供給される信号Ｓ３と、第２のアナログフィルタ１４から供給される信号Ｓ４に基づいて、一方の信号を選択し、選択した信号を信号Ｓ７としてをＡ／Ｄ変換部２１に供給する。
また、電圧検出部１５は、図１に示すように、Ｒ相及びＴ相に電圧プローブを接続し、Ｒ相とＴ相間の電圧Ｖを検出し、検出した電圧Ｖを、図２（ｂ）に示すように、反転させる。電圧検出部１５は、検出した電圧Ｖの所定の場所で０クロスする点を基準点として定める。電圧検出部１５において基準点が求められた電圧Ｖは、変圧部１６に供給される。
変圧部１６は、電圧検出部１５から供給された電圧Ｖを所定の電圧値に変圧し、変圧後の電圧Ｖ１を電圧判別部１７に供給する。電圧判別部１７は、変圧部１６から供給された電圧Ｖ１のレベル、例えば、１００Ｖ又は２００Ｖを判別（分圧）し、判別後の電圧Ｖ２は第３のアナログフィルタ１８に供給し、電圧Ｖ３は第４のアナログフィルタ１９に供給する。ここで、第３のアナログフィルタ１８は、電圧判別部１７から供給された電圧Ｖ２のノイズ成分を除去し、ノイズ除去後の信号Ｓ５をマルチプレクサ２０に供給する。また、第４のアナログフィルタ１９は、電圧判別部１７から供給された電圧Ｖ３のノイズ成分を除去し、ノイズ除去後の信号Ｓ６をマルチプレクサ２０に供給する。
マルチプレクサ２０は、第３のアナログフィルタ１８から供給される信号Ｓ５と、第４のアナログフィルタ１９から供給される信号Ｓ６とを比較し、所定値、例えば、１０Ｖの信号を選択し、選択後の信号Ｓ７をＡ／Ｄ変換部２１に供給する。
そして、Ａ／Ｄ変換部２１は、マルチプレクサ２０から供給されたアナログ信号である信号Ｓ７をデジタル信号Ｓ８に変換し、変換後のデジタル信号Ｓ８を演算回路部２２に供給する。
例えば、被測定電線路ＡのＲ相に、対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流であるＩｇｒ（以下「Ｒ相Ｉｇｒ」という。）のみが発生し、また、Ｔ相に、対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流であるＩｇｒ（以下「Ｔ相Ｉｇｒ」という。）のみが発生している場合には、図２（ｃ）に示すように、Ｒ相Ｉｇｒは、基準点から１２０°の位相差が生じ、Ｔ相Ｉｇｒは、基準点から６０°の位相差が生じる。
また、被測定電線路ＡのＲ相に、対地静電容量に起因する漏洩電流Ｉｇｃ（以下「Ｒ相Ｉｇｃ」という。）のみが発生し、また、Ｔ相に、対地静電容量に起因する漏洩電流Ｉｇｃ（以下「Ｔ相Ｉｇｃ」という。）のみが発生している場合には、図２（ｄ）に示すように、Ｒ相ＩｇｃとＴ相Ｉｇｃの合成波形の基準点からの位相差は、１８０°（０°）である。
さらに、被測定電線路ＡのＲ相にＩｇｒとＩｇｃとが発生し、Ｔ相にＩｇｒとＩｇｃとが発生している場合には、図２（ｅ）に示すようになる。
また、上述の説明をベクトルで表すと、以下のようになる。被測定電線路Ａが三相式なので、図３（ａ）に示すようになる。そして、電圧検出部１５でＲ相とＴ相との間の電圧を検出し、検出した電圧から基準点を求めると、図３（ｂ）に示すように、単相式のベクトル図となる。なお、上述したように、Ｒ相Ｉｇｒと基準点との位相差は、６０°であり、また、Ｔ相Ｉｇｒと基準点との位相差は、１２０°である。
また、単相式の場合には、図４に示すように、ＩｇｒとＩｇｃの位相差は９０°なので、Ｒ相Ｉｇｒから９０°回った位置にＲ相Ｉｇｃを求めることができ、また、Ｔ相Ｉｇｒから９０°回った位置にＴ相Ｉｇｃを求めることができる。さらに、基準点から１８０°（０°）の位置に、Ｒ相ＩｇｃとＴ相Ｉｇｃとの合成ベクトルＩｇｃを求めることができる（図３（ｃ）参照）。
したがって、例えば、被測定電線路ＡにＲ相Ｉｇｒのみが発生している場合には、Ｒ相ＩｇｒとＲ相Ｉｇｃとの合成ベクトル、すなわち被測定電線路Ａに流れている漏洩電流Ｉ０は、図３（ｄ）のように表すことができる。なお、図３（ｄ）から、Ｒ相Ｉｇｒを算出する式として、上述した第５式を導き出すことができる。また、漏洩電流Ｉ０の位相差θは、Ｒ相Ｉｇｒ及びＩｇｃの大きさにより変化し、変化の幅は、基準点から６０°〜１８０°である。
また、例えば、被測定電線路ＡにＴ相Ｉｇｒのみが発生している場合には、Ｔ相ＩｇｒとＴ相Ｉｇｃとの合成ベクトル、すなわち被測定電線路Ａに流れている漏洩電流Ｉ０は、図３（ｅ）のように表すことができる。なお、図３（ｅ）から、Ｔ相Ｉｇｒを算出する式として、上述した第４式を導き出すことができる。また、漏洩電流Ｉ０の位相差θは、Ｔ相Ｉｇｒ及びＴ相Ｉｇｃの大きさにより変化し、変化の幅は、１２０°〜１８０°である。
ところで、本発明においては、前述したように、被測定電線路Ａの電気方式が三相３線式の場合には、Ｓ相（接地）以外のＲ相とＴ相間の電圧を検出し、Ｓ相とＲ相、Ｓ相とＴ相との間の電圧の検出は行う必要がない。
すなわち、Ｒ相を地絡した場合のＩｇｃは、下記の第６式に示すようになる。
Ｉｇｃ＝Ｉ０×ｓｉｎ（θ−９０°）＋Ｉｇｒ×ｓｉｎ３０° ・・・（６）
また、Ｔ相を地絡した場合のＩｇｃは、下記の第７式に示すようになる。
Ｉｇｃ＝Ｉ０×ｓｉｎ（θ−９０°）−Ｉｇｒ×ｓｉｎ３０° ・・・（７）
条件として、位相角（θ）が１２０°≦θ≦１８０°の場合、Ｉｇｃは完全に２重解となる。よって、そのＩｇｃの取り得る範囲は、Ｒ相地絡の場合のＩｇｃ、若しくはＴ相地絡の場合のＩｇｃの値の何れかとなる。これは、Ｉｇｒの地絡相がどちらかということから２重解となる。
また、θ＜６０°でのＩｇｃは存在しない。さらに、６０°＜θ＜１２０°では、正の値の解をＩｇｃ値とする。
なお、位相角（θ）が１２０°≦θ≦１８０°の場合、Ｉｇｒは、下記の第８式に示すようになる。
Ｉｇｒ＝Ｉ０×ｓｉｎ（１８０°θ）／ｃｏｓ３０° ・・・（８）
以上より、被測定電線路Ａの電気方式が三相３線式の場合には、Ｓ相（接地）以外のＲ相とＴ相間の電圧を検出し、Ｓ相とＲ相、Ｓ相とＴ相との間の電圧の検出は行う必要がないことが理解される。
ここで、上述に示した本願発明に係る漏洩電流検出装置１により、被測定電線路Ａに流れる漏洩電流成分を検出する動作について図５に示すフローチャートを用いて説明する。
ステップＳＴ１において、ユーザは、電圧プローブを測定対象の電線路の電圧線路に接続する。測定対象の電線路が単相２線式（電圧線路と接地線とからなる）の場合には、電圧線路の極性に注意して、電圧線路に電圧プローブを接続する。電圧検出部１５は、電圧プローブを介して検出した電圧を変圧部１６に供給する。また、測定対象の電線路が単相３線式又は三相多線式の場合には、Ｒ相及びＴ相の極性に注意して、Ｒ相及びＴ相に電圧プローブを接続する。電圧検出部１５は、電圧プローブを介して検出した電圧を合成して、合成後の電圧を変圧部１６に供給する。
ステップＳＴ２において、ユーザは、ＣＴセンサ部１０のセンサ部（分割型交流器）のＫとＬの方向に注意して、Ｂ種設置工事の接地線と被測定電線路を一括して挟む。なお、漏洩電流検出装置１は、センサ部のＫとＬの方向が合っている場合には、漏洩電流成分が図示しない表示部に表示され、また、センサ部のＫとＬの方向が間違っている場合には、図示しないブザー出力部からブザーが鳴り響く構成であってもよい。また、センサ部の挟む方向を間違えないように、センサ部の持ち手の部分に、Ｋ表示とＬ表示を付しておいてもよい。
ステップＳＴ３において、ユーザは、漏洩電流検出装置１の主電源をＯＮにする。
ステップＳＴ４において、ユーザは、スイッチ部２４を操作して電気方式を選択する。
ステップＳＴ５において、ユーザは、漏洩電流検出装置１の測定開始ボタンを押圧する。漏洩電流検出装置１は、測定開始ボタンの押圧により、被測定電線路Ａに流れている漏洩電流の検出を行う。
ここで、本発明に係る漏洩電流検出装置１により、実際に被測定電線路から漏洩電流成分を測定した結果を図６に示す。なお、図６に示す測定は、電源周波数：５０Ｈｚ、電圧：単相１００Ｖ、気温：２５℃、湿度：６８％の条件下で行ったものである。
また、測定では、測定開始から４分経過時〜７分経過前（３分間）に疑似絶縁抵抗として１０ｋΩを接地し、測定開始から７分経過時〜９分経過前（２分間）に疑似絶縁抵抗として１０ｋΩを接地し、かつ疑似静電容量としてコンデンサ（０．４７μＦ）を接地し、測定開始から９分経過時〜１１分経過前（２分間）に疑似静電容量としてさらにコンデンサ（０．４７μＦ）を一つ追加接地し、測定開始から１２分経過時〜測定終了（３分間）に疑似絶縁抵抗のみを外した。
ステップＳＴ６において、ユーザは、所定の操作を行って、表示部にステップＳＴ５の工程により求められた結果を選択する。ここでは、対地静電容量に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）、対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流（Ｉｇｒ）、漏洩電流（Ｉｇｃ）と漏洩電流（Ｉｇｒ）のベクトルによる合計値である漏洩電流（Ｉ０）、抵抗値Ｇｒ、位相角の何れかの選択が行われる。
本発明に係る漏洩電流検出装置１は、ステップＳＴ６の工程におけるユーザの操作に応じて選択した所定の結果を選択的に表示部に表示させる。
また、ステップＳＴ７において、漏洩電流検出装置１は、ユーザの操作に応じて、選択されたすべての結果を記憶部２５に記憶させる。また、漏洩電流検出装置１は、ユーザの操作に応じて、選択されたすべての結果を外部に出力するような構成であってもよい。
このように構成された本願発明に係る漏洩電流検出装置１は、被測定電線路Ａから漏洩電流Ｉを検出し、検出された漏洩電流Ｉを第１の増幅回路部１１で増幅し、第１の増幅回路部１１で増幅された信号をさらに第２の増幅回路部１３で増幅し、第１の増幅回路部１１で増幅された信号と、第１の増幅回路部１１と第２の増幅回路部１３で増幅された信号に基づいて、マルチプレクサ２０でＡ／Ｄ変換部２１に入力するのに最適な信号が選択され、また、被測定電線路Ａに印加されている電圧Ｖを検出し、検出された電圧Ｖを分圧し、マルチプレクサ２０でＡ／Ｄ変換部２１に入力するのに最適な信号が選択され、Ａ／Ｄ変換部２１で変換されたデジタル信号に基づいて、演算回路部２２で所定の演算が行われ、対地静電容量に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）を検出するので、漏電遮断器や漏電火災警報器が作動する際の漏洩電流Ｉの設定値を最適な値に選択することが可能となる。したがって、本発明によれば、漏電遮断器や漏電火災警報器の誤動作による停電や、機器トラブルを回避することができる。
また、本発明では、漏洩電流を検出するために、電路・機械設備等を一時的な停電状態にすることなく、外部から簡単かつ安全に対地静電容量に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）を検出することができる。
また、本発明に係る漏洩電流検出装置及び方法では、漏電火災等の大惨事を招く対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流（Ｉｇｒ）の検出をすることもできる。
また、本願発明に係る漏洩電流検出装置１は、周波数注入式のように基準点を他から持ってくるのではなく、基準点を伝送線路に発生している電圧から求める構成である。
なお、本発明は、図面を参照して説明した上述の実施例に限定されるものではなく、添付の請求の範囲及びその主旨を逸脱することなく、様々な変更、置換又はその同等のものを行うことができることは当業者にとって明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明に係る漏洩電流検出装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、本発明に係る漏洩電流検出装置により行われる漏洩電流の検出する様子を波形で示した図である。
【図３】図３は、本発明に係る漏洩電流検出装置により行われる漏洩電流の検出する様子をベクトルで示した図である。
【図４】図４は、電源が単相の場合のＩｇｒとＩｇｃの位相差を示す図である。
【図５】図５は、本発明に係る漏洩電流検出装置の動作について説明するフローチャートである。
【図６】図６は、本発明に係る漏洩電流検出装置により被測定電線路から漏洩電流成分を測定した結果を示す図である。
【符号の説明】
１０ クランプ・カレントトランスセンサ部、１５ 電圧検出部、２０ マルチプレクサ、２１ Ａ／Ｄ変換部、２２ 演算回路部、２３ 表示回路部、２４ スイッチ部

Claims (5)

1. 電圧線と接地線とからなる被測定電線路Ａの電力線を一括クランプして上記被測定電線路Ａに流れている漏洩電流（Ｉ）を検出する漏洩電流検出手段と、
   上記被測定電線路Ａの電圧線に印加されている電圧（Ｖ）を検出する電圧検出手段と、
   上記漏洩電流検出手段により検出された上記漏洩電流のノイズ成分を除去する第１のノイズ成分除去手段と上記電圧検出手段で検出された上記電圧のノイズ成分を除去する第２のノイズ成分除去手段と、
   上記漏洩電流検出手段により検出され上記第１のノイズ成分除去手段によりノイズ成分が除去された漏洩電流（Ｉ）と上記電圧検出手段で検出され上記第２のノイズ成分除去手段によりノイズ成分が除去された電圧（Ｖ）をそれぞれデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
   上記アナログ／デジタル変換手段により変換されたデジタル信号の高調波成分を除去する高調波成分除去手段と、
   上記高調波成分除去手段により高調波成分が除去された上記デジタル信号に基づき、上記漏洩電流（Ｉ）と上記電圧（Ｖ）の位相角θを検出する位相角検出手段と、
   上記位相角検出手段により検出された上記位相角θと、上記漏洩電流（Ｉ）を検出して得られる対地静電容量に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）と対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流（Ｉｇｒ）のベクトルによる合計値である漏洩電流（Ｉ０）とに基づいて、非接地相各相に発生する対地静電容量の合成分に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）を演算する演算手段を備え、
   上記演算手段は、上記被測定電線路の電気方式が三相多線式であって、非接地相各相に発生する対地静電容量の合成分に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）を、
   Ｉｇｃ＝（Ｉ０×ｓｉｎθ／√３）−Ｉ０×ｃｏｓθ
   により算出することを特徴とする漏洩電流検出装置。
2. 測定される被測定電線路の電気方式を選択する切換スイッチを備えることを特徴とする請求項1記載の漏洩電流検出装置。
3. 上記演算手段によって演算された結果を表示する表示手段を備えることを特徴とする請求項1記載の漏洩電流検出装置。
4. 電圧線と接地線とからなる被測定電線路Ａの電力線を一括クランプして上記被測定電線路Ａに流れている漏洩電流（Ｉ）を検出する漏洩電流検出工程と、
   上記被測定電線路Ａの電圧線に印加されている電圧（Ｖ）を検出する電圧検出工程と、
   上記漏洩電流検出手段により検出された上記漏洩電流のノイズ成分を除去する第１のノイズ成分除去工程と上記電圧検出手段で検出された上記電圧のノイズ成分を除去する第２のノイズ成分除去工程と、
   上記漏洩電流検出手段により検出され上記第１のノイズ成分除去手段によりノイズ成分が除去された漏洩電流（Ｉ）と上記電圧検出手段で検出され上記第２のノイズ成分除去手段によりノイズ成分が除去された電圧（Ｖ）をそれぞれデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換工程と、
   上記アナログ／デジタル変換手段により変換されたデジタル信号の高調波成分を除去する高調波成分除去工程と、
   上記高調波成分除去手段により高調波成分が除去された上記デジタル信号に基づき、上記漏洩電流（Ｉ）と上記電圧（Ｖ）の位相角θを検出する位相角検出工程と、
   上記位相角検出手段により検出された上記位相角θと、上記漏洩電流（Ｉ）を検出して得られる対地静電容量に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）と対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流（Ｉｇｒ）のベクトルによる合計値である漏洩電流（Ｉ０）とに基づいて、非接地相各相に発生する対地静電容量の合成分に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）を演算する演算工程を備え
   上記演算工程は、被測定電線路の電気方式が三相多線式であって、非接地相各相に発生する対地静電容量の合成分に起因する漏洩電流（Ｉｇｃ）を、
   Ｉｇｃ＝（Ｉ０×ｓｉｎθ／√３）−Ｉ０×ｃｏｓθ
   により算出することを特徴とする漏洩電流検出方法。
5. 上記漏洩電流の検出に先立って、測定される被測定電線路の電気方式を選択することを特徴とする請求項４記載の漏洩電流検出方法。