JP4913875B2 - コプレーナ線路 - Google Patents

Description

本発明は、基板上に形成される電気回路の設計技術に関する。

基板上に電気回路を設計する場合、伝送線路の長さを調節することによって遅延時間や回路間のインピーダンス整合等を調整することがある。特に、波長が短い高周波数帯のアナログ回路では、インピーダンス整合回路をコプレーナ線路、薄膜抵抗、キャパシタを用いて設計する例が多い。なお、コプレーナ線路とは、図５に示すように、信号が伝搬される信号線路１０と接地されたグランド線路２０（第１のグランド線路２０ａ及び第２のグランド線路２０ｂ）とが基板３０の主表面の同一平面上に存在する構造的特徴を有し、その伝送モード（信号線路内の電磁界分布の様子、すなわち伝搬の仕方）は左右対称である。

ここで、コプレーナ線路の線路長をパラメータとして電気回路を設計する場合、最も設計性が良いのは直線線路を使用する手法である。しかしながら、直線線路はレイアウトの自由度に乏しく、多用すると回路の占有面積が大きくなるという問題が生じる。回路規模の縮小化を図るためには、より小さい領域に必要な線路長をレイアウト可能な手法が必要となる。

そこで、最も一般的に用いられている手法は曲げ線路である。図６に、コプレーナ線路による曲げ線路の一例を示す。このようにコプレーナ線路１を蛇行させることによって線路長の延長を小領域で実現している。この手法はレイアウトの変更のみで実現可能であるが、回路の対称性が損なわれることが問題となる。前述したようにコプレーナ線路の伝送モードは左右対称であるが、直線路Ａと曲げによって生じた曲線路Ｂとではその対称性が損なわれ、信号線路１０からの放射や特性インピーダンスの変化等の要因となる。

このような問題を解決するため、ＭＩＭ（Metal-Insulator-Metal）キャパシタ等の基板上に作成可能な接地容量を伝送線路に付加して実効的な線路長を延長する手法が提案されている（非特許文献１参照）。本手法は、伝送線路の曲げが不要であるため、線路の対称性を維持できる点と、接地容量の値を変更することによって線路の延長量を調整できる点が利点である。

相川 正義、外４名、「モノシリックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）」、電子情報通信学会、1997年2月

しかしながら、そのような手法で共振器を作成した場合には、接地容量の影響によりＱ値（共振ピークの鋭さの値）が低くなるため、フィルタ等で良特性を得ることが困難であり、更には接地容量の形成が不可能な製作環境では適用できないという問題があった。

本発明は、上記課題を鑑みてなされたものであり、コプレーナ線路の対称性を維持し、コプレーナ線路のパターンを変更するのみで線路長を延長することを課題とする。

請求項１に記載の本発明は、同一平面上に信号線路とグランド線路を構成したコプレーナ線路において、前記信号線路と前記グランド線路との間に形成された２つのギャップを前記信号線路の中心線に対して対称に蛇行させ、前記信号線路を伝搬する信号の信号方向と平行な部分の前記ギャップの第１の幅と、当該信号方向に対して垂直な部分の前記ギャップの第２の幅とを等しくし、前記蛇行の内側を形成している前記信号線路の前記信号方向の第１の長さと、前記蛇行の内側を形成している前記グランド線路の前記信号方向の第２の長さとを、前記蛇行の外側を形成している前記信号線路の幅と前記第１の幅とを合わせた値以上とし、前記第１の長さを前記信号の１／４波長よりも短くしたことを特徴とする。

本発明によれば、同一平面上に信号線路とグランド線路を構成したコプレーナ線路において、信号線路とグランド線路との間に形成された２つのギャップを信号線路の中心線に対して対称に蛇行させるため、コプレーナ線路の対称性を維持することが可能であり、コプレーナ線路のパターンを変更するのみで線路長を延長することができる。

本発明によれば、信号線路を伝搬する信号の信号方向と平行な部分のギャップの第１の幅と、同信号方向に対して垂直な部分のギャップの第２の幅とを等しくし、蛇行の内側を形成している信号線路の信号方向の第１の長さと、蛇行の内側を形成しているグランド線路における上記信号方向の第２の長さとを、蛇行の外側を形成している信号線路の幅と上記第１の幅とを合わせた値以上とし、上記第１の長さを信号の１／４波長よりも短くしているため、コプレーナ線路の伝送モードの乱れと特性インピーダンスの変化とを抑制することができる。

本発明によれば、基板上のコプレーナ線路のパターン変更のみで実施可能であるため、接地容量を使用する手法と比較してＱ値の劣化の低下を防止することができる。

本発明によれば、多層配線プロセス、薄膜抵抗、ＭＩＭキャパシタ、ビアホール等のプロセス技術が不要であるため、誘電体基板上に金属パターンを形成可能な設備があれば実現することができる。

請求項２に記載の本発明は、前記第２の長さよりも小さい幅であって前記信号線路の中心線に対して対称な導体線路を、前記信号線路に接触することなく間に挟むように前記蛇行の内側を形成している前記グランド線路に電気的に接続したことを特徴とする。

本発明によれば、上記第２の長さよりも小さい幅であって信号線路の中心線に対して対称な導体線路を、信号線路に接触することなく間に挟むように蛇行の内側を形成しているグランド線路に電気的に接続したため、線路の対称性の乱れを確実に解消することができる。

本発明によれば、コプレーナ線路の対称性を維持し、コプレーナ線路のパターンを変更するのみで線路長を延長することができる。

第１の実施の形態に係るコプレーナ線路の上面図である。 第１の実施の形態に係るコプレーナ線路の蛇行量を変化させた場合における延長量の計算結果である。 第２の実施の形態に係るコプレーナ線路の上面図である。 第２の実施の形態に係るコプレーナ線路の断面図である。 代表的なコプレーナ線路を斜視方向から見た図である。 従来のコプレーナ線路による曲げ線路の一例を示す図である。

以下、一実施の形態に係るコプレーナ線路について図面を用いて説明する。

〔第１の実施の形態〕
図１は、第１の実施の形態に係るコプレーナ線路の上面図である。このコプレーナ線路１は、信号が伝搬する信号線路１０と、信号線路１０を間に挟むような状態で接地された第１のグランド線路２０ａ及び第２のグランド線路２０ｂとが、基板（図示せず）の主表面の同一平面上に形成された構造を有する。

また、第１のグランド線路２０ａと信号線路１０との間に形成されている第１のギャップと、第２のグランド線路２０ｂと信号線路１０との間に形成されている第２のギャップとを等幅で蛇行させ、それに応じて信号線路１０の幅を変化させている。

ここで、コプレーナ線路の設計に当たって決定する必要があるのは特性インピーダンスである。本実施の形態に係るコプレーナ線路の特性インピーダンスは、基板の誘電率と、信号線路１０の幅と、第１のギャップの幅及び第２のギャップの幅との各値を用いて、既存のコプレーナ線路の特性インピーダンス導出式と同じ式により計算するものとするが、本実施の形態では、第１のギャップ及び第２のギャップを蛇行させてコプレーナ線路１を形成して特性インピーダンスを計算するに際し、以下の条件を満たすものとする。

（１）信号線路１０の中心線ＡＡ’に対して第１のギャップ及び第２のギャップを対称に蛇行させる。

（２）信号線路１０を伝搬する信号の信号方向（横軸方向）と平行な部分の第１のギャップの第１の幅Ｓ１と、同信号方向に対して垂直な部分の第１ギャップの第２の幅Ｓ２とを等しく（すなわち、Ｓ１＝Ｓ２）する。第２のギャップについても同様とする。

（３）蛇行の内側を形成している信号線路１０の信号方向の第１の長さＤ１を、蛇行の外側を形成している信号線路１０の幅Ｗと上記第１の幅Ｓ１とを合わせた値以上（すなわち、Ｄ１≧Ｗ＋Ｓ１）とする。また、蛇行の内側を形成している第１のグランド線路２０ａにおける上記信号方向の第２の長さＤ２を、上記信号線路１０の幅Ｗと上記第１の幅Ｓ１とを合わせた値以上（すなわち、Ｄ２≧Ｗ＋Ｓ１）とする。第２のグランド線路２０ｂについても同様とする。

（４）上記第１の長さＤ１を信号線路１０を伝搬する信号の１／４波長よりも短くする。

上記（１）の条件によれば、各ギャップを信号線路１０の中心線ＡＡ’に対して対称に蛇行させるので、コプレーナ線路１の対称性を維持することが可能となる。

上記（２）〜（４）の条件によれば、Ｓ１＝Ｓ２とし、Ｄ１≧Ｗ＋Ｓ１とし、Ｄ２≧Ｗ＋Ｓ１とし、Ｄ１＜（信号の１／４波長）とするので、既存のコプレーナ線路との特性インピーダンスとの差異を小さくすることができる。

以上の条件を満たすコプレーナ線路の構成に基づいて、Ｗ＝６μｍ、Ｓ１＝Ｓ２＝５μｍのコプレーナ線路に対して、各ギャップの蛇行量Ｘを変化させた時の実効的なコプレーナ線路の延長量を計算した結果を図２に示す。蛇行量Ｘを増加させるに従って延長量が単調増加し、線路の対称性を維持した状態で線路長の延伸が可能であることが分かる。

本実施の形態によれば、同一平面上に信号線路１０と第１のグランド線路２０ａ及び第２のグランド線路２０ｂとを構成したコプレーナ線路１において、信号線路１０と第１のグランド線路２０ａ及び第２のグランド線路２０ｂとの間にそれぞれ形成された第１のギャップ及び第２のギャップを信号線路１０の中心線ＡＡ’に対して対称に蛇行させるので、コプレーナ線路の対称性を維持することが可能であり、コプレーナ線路のパターンを変更するのみで線路長を延長することができる。

本実施の形態によれば、信号線路１０を伝搬する信号の信号方向と平行な部分の第１のギャップの第１の幅Ｓ１と、同信号方向に対して垂直な部分の第１のギャップの第２の幅Ｓ２とを等しくし、蛇行の内側を形成している信号線路１０の信号方向の第１の長さＤ１と、蛇行の内側を形成している第１のグランド線路２０ａにおける上記信号方向の第２の長さＤ２とを、蛇行の外側を形成している信号線路１０の幅Ｗと上記第１の幅Ｓ１とを合わせた値以上とし、上記第１の長さＤ１を信号の１／４波長よりも短くしているので、コプレーナ線路の伝送モードの乱れと特性インピーダンスの変化とを抑制することができる。

本実施の形態によれば、基板上のコプレーナ線路のパターン変更のみで実施可能であるので、接地容量を使用する手法と比較してＱ値の劣化の低下を防止することができる。

本実施の形態によれば、多層配線プロセス、薄膜抵抗、ＭＩＭキャパシタ、ビアホール等のプロセス技術が不要であるので、誘電体基板上に金属パターンを形成可能な設備があれば実現することができる。

〔第２の実施の形態〕
第２の実施の形態で説明するコプレーナ線路は、信号線路１０を伝搬する信号の対称性を強化することを目的とする。図３は、第２の実施の形態に係るコプレーナ線路の上面図である。このコプレーナ線路１は、第１の実施の形態で説明したコプレーナ線路１に対して、上記第２の長さＤ２の範囲内において以下の条件を満たす導電性のブリッジ４０を更に備えた構造を有する。

（１）信号線路１０の中心線ＡＡ’に対して対称とする。

（２）信号線路１０を間に挟むように、蛇行の内側を形成している第１のグランド線路２０ａと第２のグランド線路２０ｂとを電気的に接続する。

（３）信号線路１０には電気的に接触させないこととする。

（４）幅Ｚを第２の長さＤ２よりも小さいものとする。

図４は、本実施の形態に係るコプレーナ線路の断面図である。信号線路上を伝搬する信号の対称性は、ｍ、ｍ’、ｎ、ｎ’の各点における瞬時電位がｍ＝ｍ’、ｎ＝ｎ’であれば保たれる。ここで、ｎとｎ’とは導体である信号線路１０により近距離で接続されているため、電界の乱れが生じても電位差は小さく抑えられる。一方、ｍとｍ’とは近距離で接続される経路が無いため、電界の乱れが生じた場合にはｍとｍ’との電位差がそのまま保存されてしまい、コプレーナ線路の対称性が崩れる原因となる。ブリッジ４０はこれを解決するものであり、任意の点においてｍとｍ’とを導体で接続することによって、対称性の乱れを解消することが可能となる。

本実施の形態によれば、第２の長さＤ２よりも小さい幅Ｚであって信号線路１０の中心線に対して対称なブリッジ４０を、信号線路１０に接触することなく間に挟むように蛇行の内側を形成している第１のグランド線路２０ａ及び第２のグランド線路２０ｂに電気的に接続したので、線路の対称性の乱れを確実に解消することができる。

Ａ…直線路
Ｂ…曲線路
ＡＡ’…信号線路の中心線
Ｄ１…信号線路の第１の長さ
Ｄ２…グランド線路の第２の長さ
Ｓ１…第１のギャップの第１の幅
Ｓ２…第１のギャップの第２の幅
Ｗ…信号線路の幅
Ｘ…蛇行量
Ｚ…ブリッジの幅
１…コプレーナ線路
１０…信号線路
２０…グランド線路
２０ａ…第１のグランド線路
２０ｂ…第２のグランド線路
３０…基板
４０…ブリッジ（導体線路）

Claims (2)

1. 同一平面上に信号線路とグランド線路を構成したコプレーナ線路において、
   前記信号線路と前記グランド線路との間に形成された２つのギャップを前記信号線路の中心線に対して対称に蛇行させ、
   前記信号線路を伝搬する信号の信号方向と平行な部分の前記ギャップの第１の幅と、当該信号方向に対して垂直な部分の前記ギャップの第２の幅とを等しくし、
   前記蛇行の内側を形成している前記信号線路の前記信号方向の第１の長さと、前記蛇行の内側を形成している前記グランド線路の前記信号方向の第２の長さとを、前記蛇行の外側を形成している前記信号線路の幅と前記第１の幅とを合わせた値以上とし、
   前記第１の長さを前記信号の１／４波長よりも短くしたことを特徴とするコプレーナ線路。
2. 前記第２の長さよりも小さい幅であって前記信号線路の中心線に対して対称な導体線路を、前記信号線路に接触することなく間に挟むように前記蛇行の内側を形成している前記グランド線路に電気的に接続したことを特徴とする請求項１に記載のコプレーナ線路。

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