JP6013296B2 - 高周波伝送線路 - Google Patents

Description

本発明は、高周波伝送技術に関し、特に入力された高周波信号を、多層配線基板の最上層から最下層まで貫通して伝搬させるための高周波伝送線路に関する。

従来、多層配線基板を垂直貫通する擬似同軸線路構造の構造として高周波信号ビアの周囲に円周状にグランドビアを複数配置することで、高周波信号の伝搬時に発生するリターン電流によるインダクタンスを等価回路的に並列接続と等価にし、擬似同軸線路構造が持つインダクタンスの上昇を抑制させ、多層配線基板表面に形成した高周波信号線路の特性インピーダンスと整合させる手法が、非特許文献１で提案されている。

この非特許文献１では、擬似同軸線路構造の特性インピーダンスを高周波信号線路の特性インピーダンスに整合させる手法が記述されており、擬似同軸線路構造を構成するグランドビア本数を増やすことが試みられている。
具体的には、グランドビアの本数が１本と４本のときについて比較検討されており、グランドビア４本の方がより高周波特性に優れているとしている。図１５は、従来の高周波伝送線路の構成（グランドビア数４本）を示す説明図である。図１６は、従来の高周波伝送線路の他の構成（グランドビア数１本）を示す説明図である。

高周波信号線路が備える特性インピーダンスＺは、高周波信号線路の電気容量ＣとインダクタンスＬによって決定され、Ｚ＝√（Ｌ／Ｃ）で表現される。インダクタンスＬの値は高周波信号が伝搬する際、グランドプレーン表面に発生するリターン電流との組で生じるループ回路によって決定される。したがって、そのループ回路をＮ個並列接続する構成とすれば、インダクタンスＬは（１／Ｎ）に低減可能となる。

非特許文献１では、４本のグランドビアを備えることで特性インピーダンスをＺ’＝√（（Ｌ／４）／Ｃ）＝（１／２）×√（Ｌ／Ｃ）＝（１／２）×Ｚと半分に低減させている。一般的に擬似同軸線路構造の電気容量は、多層配線基板表面に形成される高周波信号線路の電気容量と比較して低い。このため、高いインダクタンスを備える擬似同軸線路構造の特性インピーダンスは上昇してしまう。この特性インピーダンスの上昇を抑制するため、インダクタンス低減のための手法としてグランドビアの本数を増やすことが非特許文献１で示されている。

Thomas Neu, "Designing controlled-impedance vias", EDN, Oct. 2003

実際、非特許文献１に記載されているＦｉｇｕｒｅ２に示された特性インピーダンス測定グラフにあるように、グランドビアを４本導入した擬似同軸線路構造の特性インピーダンスは５１Ω〜５２Ωの値となっている。測定器の特性インピーダンス、および、多層配線基板表面に形成された高周波信号線路の特性インピーダンスは、それぞれ５０Ωとなっているため、これらとインピーダンス整合されている擬似同軸線路構造が形成されていると言える。非特許文献１に記載されているＦｉｇｕｒｅ３の通過損失特性に示されるように、およそ１０ＧＨｚまでにおいては周波数軸上で見てほぼ振動が見られない比較的良好な特性が得られたと結論付けている。

しかしながら、上記Ｆｉｇｕｒｅ３のグラフをより詳細に見る限りでは、信号周波数が１０ＧＨｚ以上の領域でグラフに振動が見られ始め、信号周波数が高いほどその振動の振幅が次第に増大している様子がグラフからうかがえる。さらに、１０ＧＨｚ以上の帯域においては、信号周波数が高いほど通過特性の絶対値の落ち込み方が増大する傾向を示している。よって、１０ＧＨｚ以上の高周波通過特性の線形性が必要である応用に対しては、本構造は不適となる。

このことは、およそ１０ＧＨｚまでは多層配線基板表面に形成された高周波信号線路と、垂直方向に形成された擬似同軸線路構造間の接続においては、集中定数回路を想定したインピーダンス整合のみの考慮でよかったものが、１０ＧＨｚ以上の周波数帯域では別の物理現象も考慮する必要性があることを示していることに他ならない。すなわち、集中定数回路では扱えない３次元空間を伝搬する電磁界の振る舞いを考慮しなければいけないことを示している。

本発明はこのような課題を解決するためのものであり、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、１０ＧＨｚ以上の高周波信号を少ない通過損失および反射損失で伝搬させることができる高周波伝送線路を提供することを目的としている。

このような目的を達成するために、本発明にかかる高周波伝送線路は、グランドプレーンと絶縁体、あるいはグランドプレーンと半導体とが交互に積層された多層配線基板と、前記グランドプレーンが選択的に除去されたアンチパッド領域を、前記多層配線基板の最上層から最下層まで垂直方向に貫通して形成された高周波信号ビアと、前記アンチパッド領域の外側に前記高周波信号ビアを囲うように点在配置されて、前記各グランドプレーンと接続するとともに、前記多層配線基板の最上層から最下層まで垂直方向に貫通して形成された複数のグランドビアと、前記最上層に線状に形成されて、先端が前記高周波信号ビアの上端と接続された高周波信号線路とを備え、前記多層配線基板は、前記高周波信号線路の伸延方向において当該高周波信号線路を有する領域Ａと、当該領域Ａの残余からなる領域Ｂとからなり、前記領域Ａに配置された前記グランドビアの配置密度ＰＡが、前記領域Ｂに配置された前記グランドビアの配置密度ＰＢより高いものである

さらに上記に加えて、前記各グランドビアが、前記アンチパッド領域の外側に略円周状に配置されており、前記領域Ａに配置された前記グランドビアの配置間隔ＤＡが、前記領域Ｂに配置された前記グランドビアの配置間隔ＤＢより小さいものである。

また、本発明にかかる上記高周波伝送線路の一構成例は、前記高周波信号線路が、前記アンチパッド領域の外周縁と交差する交点から前記先端までの部分において線路幅が拡張された幅広部を有し、前記高周波信号線路の直下に位置する直下グランドプレーンにおける前記アンチパッド領域側の内側端部のうち、前記伸延方向と直交する直交方向に沿った、前記幅広部の側端部と前記内側端部との間の最大エッジ間距離Ｄ１が、前記伸延方向に沿った、前記先端と前記内側端部との間の最大エッジ間距離Ｄ２より小さいものである。

また、本発明にかかる上記高周波伝送線路の一構成例は、前記高周波信号線路が、マイクロストリップ線路、または、グランデッドコプレーナ線路からなるものである。

本発明によれば、高周波信号線路に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域では電気容量が低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域では電気容量が高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号が折り曲がる高周波信号線路１２と高周波信号ビア１４との接続点において、より効果的に、高周波信号の反射や空間中への放射を抑制することができ、１０ＧＨｚ以上の高周波信号を、少ない通過損失および反射損失で伝搬させることが可能となる。

第１の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。 図１ＡのＩ−Ｉ断面図である。 図１Ａの左側面図である。 図１ＢのII−II断面図である。 図１Ａで流れる高周波電流の説明図である。 図１Ｂで流れる高周波電流の説明図である。 図１Ｄのグランドプレーン下面で流れる高周波電流の説明図である。 図１Ｄの直下グランドプレーン上面で流れる高周波電流の説明図である。 第１の実施の形態で得られる反射損失の周波数特性を示すグラフである 第１の実施の形態で得られる通過損失の周波数特性を示すグラフである。 第２の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。 図４ＡのＩ−Ｉ断面図である。 図４Ａの左側面図である。 図４ＢのII−II断面図である。 図４Ａで流れる高周波電流の説明図である。 図４Ｂで流れる高周波電流の説明図である。 図４Ｄのグランドプレーン下面で流れる高周波電流の説明図である。 図４Ｄの直下グランドプレーン上面で流れる高周波電流の説明図である。 第２の実施の形態で得られる反射損失の周波数特性を示すグラフである。 第２の実施の形態で得られる通過損失の周波数特性を示すグラフである。 第３の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。 図７ＡのＩ−Ｉ断面図である。 図７Ａの左側面図である。 図７ＢのII−II断面図である。 図７Ａで流れる高周波電流の説明図である。 図７Ｂで流れる高周波電流の説明図である。 図７Ｄのグランドプレーン下面で流れる高周波電流の説明図である。 図７Ｄの直下グランドプレーン上面で流れる高周波電流の説明図である。 図７Ａにおける最大エッジ間距離を示す説明図である。 図９ＡのＩ−Ｉ断面における最大エッジ間距離を示す説明図である。 図９ＡのII−II断面における最大エッジ間距離を示す説明図である。 第３の実施の形態で得られる反射損失の周波数特性を示すグラフである。 第３の実施の形態で得られる通過損失の周波数特性を示すグラフである。 第４の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。 図１１ＡのＩ−Ｉ断面図である。 図１１Ａの左側面図である。 図１１ＢのII−II断面図である。 図１１Ａで流れる高周波電流の説明図である。 図１１Ｂで流れる高周波電流の説明図である。 図１１Ｄのグランドプレーン下面で流れる高周波電流の説明図である。 図１１Ｄの直下グランドプレーン上面で流れる高周波電流の説明図である。 図１１Ａにおける最大エッジ間距離を示す説明図である。 図１３ＡのＩ−Ｉ断面における最大エッジ間距離を示す説明図である。 図１３ＡのII−II断面における最大エッジ間距離を示す説明図である。 第４の実施の形態で得られる反射損失の周波数特性を示すグラフである。 第４の実施の形態で得られる通過損失の周波数特性を示すグラフである。 従来の高周波伝送線路の構成（グランドビア数４本）を示す説明図である。 従来の高周波伝送線路の他の構成（グランドビア数１本）を示す説明図である。

次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。なお、本発明にかかる各実施の形態においては、導体層やビアを銅箔、絶縁体を代表的なＦＲ４を使用して図示しているが、決してこれに限ることはない。例えば、導体層やビアを金、絶縁体をセラミックやガラス、あるいは絶縁体の代替として半導体であるＳｉやＳｉＧｅ、ＧａＡｓ、ＩｎＰ等の材料にも適用可能であり、決してこれらに限るこがないことは言うまでもない。

［第１の実施の形態］
まず、図１Ａ〜図１Ｄを参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる高周波伝送線路１０について説明する。図１Ａは、第１の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図１Ｂは、図１ＡのＩ−Ｉ断面図である。図１Ｃは、図１Ａの左側面図である。図１Ｄは、図１ＢのII−II断面図である。

本実施の形態にかかる高周波伝送線路１０は、接地電位に接続された導体層である接地導体からなるグランドプレーン１１Ｇと絶縁体あるいは半導体からなる絶縁層１１Ｐとが交互に積層された多層配線基板１１において、基板平面に沿って入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げて、最上層（基板上面）から最下層（基板底面）まで垂直方向に伝搬させるための高周波伝送線路である。この高周波伝送線路１０は、例えば、１０ＧＨｚ〜１００ＧＨｚ以下の高速電気信号が多層配線基板１１内を伝搬する電子機器や電子部品などに好適である。

図１Ａ〜図１Ｄに示すように、高周波伝送線路１０は、主に、多層配線基板１１、高周波信号線路１２、高周波信号ビア１４、グランドビア１５から構成されている。

高周波信号線路１２は、金属などの導体からなり、多層配線基板１１の最上層に線状に形成されて、先端が高周波信号ビア１４の上端と接続されたマイクロストリップ線路である。
高周波信号ビア１４は、金属などの導体からなり、多層配線基板１１のうち、接地導体からなるグランドプレーン１１Ｇが平面視略円形状に選択的に除去されたアンチパッド領域１６の略中央を、多層配線基板１１の最上層から最下層まで垂直方向に貫通して形成されたビアである。

グランドビア１５は、金属などの導体からなり、多層配線基板１１のうち、アンチパッド領域１６の外側に高周波信号ビア１４を囲うように略円周状に複数点在配置されて、各グランドプレーン１１Ｇと接続するとともに、多層配線基板１１の最上層から最下層まで垂直方向に貫通して形成されたビアである。
これら高周波信号ビア１４、グランドビア１５、グランドプレーン１１Ｇにより、擬似同軸線路構造が構成されている。

本実施の形態は、多層配線基板１１にグランドビア１５を配置する際、高周波信号線路１２の伸延方向Ｘにおいて、グランドビア１５の配置密度に粗密を与えるようにしたものである。
すなわち、多層配線基板１１を、伸延方向Ｘにおいて高周波信号線路１２を有する領域Ａと、当該領域Ａの残余からなる領域Ｂとに分割し、領域Ａに配置されたグランドビア１５の配置密度ＰＡが、領域Ｂに配置されたグランドビア１５の配置密度ＰＢより高くなるよう、グランドビア１５を配置している。

図１Ａでは、伸延方向Ｘと直交する直交方向Ｙに沿って、高周波信号ビア１４を中心として、多層配線基板１１を左右に２分割し、高周波信号線路１２を有する左側の領域を領域Ａとし、高周波信号線路１２を有しない右側の領域を領域Ｂとしている。
また、図１Ａの構成例では、領域Ａに６つのグランドビア１５を配置し、領域Ｂに２つのグランドビア１５を配置している。したがって、高周波信号ビア１４の周囲に配置されたグランドビア１５の配置密度は、領域Ａの配置密度ＰＡが領域Ｂの配置密度ＰＢより高くなっている。

グランドビア１５の配置状況については、配置密度ＰＡ，ＰＢで定義するのではなく、アンチパッド領域１６の外側に略円周状に配置された各グランドビア１５の配置間隔で定義してもよい。
すなわち、領域Ａに配置されたグランドビア１５の配置間隔ＤＡが、領域Ｂに配置されたグランドビア１５の配置間隔ＤＢより小さくなるよう、グランドビア１５を配置してもよい。なお、領域Ａ，Ｂ内におけるグランドビア１５の配置間隔が異なる場合、それぞれの配置間隔の最小値を配置間隔ＤＡ，ＤＢとして用いてもよい。

図２Ａは、図１Ａで流れる高周波電流の説明図である。図２Ｂは、図１Ｂで流れる高周波電流の説明図である。図２Ｃは、図１Ｄのグランドプレーン下面で流れる高周波電流の説明図である。図２Ｄは、図１Ｄの直下グランドプレーン上面で流れる高周波電流の説明図である。

本実施の形態において、高周波信号は、高周波電流５０とリターン電流５１〜５３が同時に流れることで伝搬される。これら高周波電流５０とリターン電流５１〜５３は、表皮効果によって、導体表面を伝って流れる。すなわち、高周波電流５０は、高周波信号線路１２の表面から高周波信号ビア１４の表面を流れる。

これに対して、リターン電流５１は、グランドビア１５の表面を下側から上側に向かって流れる。また、リターン電流５２は、多層配線基板１１の内層に位置する内層グランドプレーン１１Ｇにおいて、グランドビア１５の表面からグランドプレーン１１Ｇの下面、アンチパッド領域１６側の内側端部、上面を介してグランドビア１５の表面へ流れる。また、リターン電流５３は、高周波信号線路１２直下に位置する直下グランドプレーン１１Ｇ、すなわち高周波信号線路１２の底面グランドにおいて、グランドビア１５の表面から直下グランドプレーン１１Ｇの下面を介して内側端部へ流れた後、その内側端部に沿って高周波信号線路１２直下まで流れ、その後に直下グランドプレーン１１Ｇの上面を高周波電流５０とは逆方向に流れる。

このような電流分布において、高周波電流５０とリターン電流５１〜５３との電流ループから決定されるインダクタンスＬが上昇すると、擬似同軸線路構造の特性インピーダンスＺが√（Ｌ／Ｃ）で記述されることから、高周波信号線路１２のインピーダンスＺ０と整合できなくなる。特に、図２Ｃに示すように、グランドビア１５表面からグランドプレーン１１Ｇ下面を介してアンチパッド領域１６側の内側端部へ向かう多数のリターン電流５２，５３の電流パスが、全て電気的に並列接続されており、インダクタンスＬの低減効果が現れる。この効果は、電気容量Ｃを高くした効果と等価であることが、特性インピーダンスを表す式√（Ｌ／Ｃ）から分かる。

これにより、高周波信号ビア１４と領域Ａ側の接地電位との間の電気容量、すなわち折り曲げ内側領域２１における電気容量ＣＡとして、領域Ａに高い密度で配置されたグランドビア１５の存在によって、実効的に高い電気容量を与えることと等価になる。このことは、高周波信号ビア１４と領域Ｂ側の接地電位との間の電気容量、すなわち折り曲げ外側領域２２における電気容量ＣＢとして低い容量を与えていることを意味する。このため、結果としてＣＡ＞ＣＢの関係を与えていることになる。

したがって、電気容量ＣＡ，ＣＢの大小は、電界密度分布の大小に比例することから、高周波信号線路１２に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域２２では電気容量ＣＢが低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域２１では電気容量ＣＡが高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号の反射や空間中への放射が抑制される。

図３Ａは、第１の実施の形態で得られる反射損失の周波数特性を示すグラフである。図３Ｂは、第１の実施の形態で得られる通過損失の周波数特性を示すグラフである。図３Ａ，３Ｂにおいて、特性Ｌ１は、図１５に示した従来の高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示し、特性Ｌ２は、本実施の形態にかかる高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示している。

したがって、図３Ａ，図３Ｂから明らかなように、信号周波数１０ＧＨｚ以上において、反射損失および通過損失のいずれにおいても損失が改善されており、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、少なくとも信号周波数が１０ＧＨｚ〜６０ＧＨｚの範囲の高周波信号を少ない通過損失および反射損失で伝搬できていることが分かる。

［第１の実施形態の効果］
このように、本実施の形態は、多層配線基板１１のうち、高周波信号線路１２の伸延方向Ｘにおいて、当該高周波信号線路１２を有する領域Ａに配置されたグランドビア１５の配置密度ＰＡを、当該領域Ａの残余からなる領域Ｂに配置されたグランドビア１５の配置密度ＰＢより高くしたものである。
より具体的には、各グランドビア１５を、アンチパッド領域１６の外側に略円周状に配置し、領域Ａに配置されたグランドビア１５の配置間隔ＤＡを、領域Ｂに配置されたグランドビア１５の配置間隔ＤＢより小さくしたものである。

これにより、高周波信号線路１２に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域２２では電気容量ＣＢが低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域２１では電気容量ＣＡが高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号が折り曲がる高周波信号線路１２と高周波信号ビア１４との接続点において、より効果的に、高周波信号の反射や空間中への放射を抑制することができ、１０ＧＨｚ以上の高周波信号を、少ない通過損失および反射損失で伝搬させることが可能となる。

［第２の実施の形態］
次に、図４Ａ〜図４Ｄを参照して、本発明の第２の実施の形態にかかる高周波伝送線路１０について説明する。図４Ａは、第２の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図４Ｂは、図４ＡのＩ−Ｉ断面図である。図４Ｃは、図４Ａの左側面図である。図４Ｄは、図４ＢのII−II断面図である。

第１の実施の形態では、高周波信号線路１２がマイクロストリップ線路からなる場合を例として説明した。本実施の形態では、高周波信号線路１２がグランデッドコプレーナ線路からなる場合について説明する。

本実施の形態において、高周波信号線路１２は、多層配線基板１１の最上層に線状に形成された金属などの導体と、絶縁層１１Ｐを介して最上層の直下に形成された直下グランドプレーン１１Ｇからなる底面グランドとを有する、特性インピーダンスＺ０のグランデッドコプレーナ線路から構成されている。
また、多層配線基板１１の最上層には、上部グランドプレーン１７が形成されている。この上部グランドプレーン１７は、接地電位に接続された金属などの導体層からなり、当該導体層が高周波信号ビア１４を中心として平面視略円環状に選択除去されてなる上部アンチパッド領域１６Ａを挟んで、高周波信号ビア１４および高周波信号線路１２の周囲に形成された接地導体である。

本実施の形態にかかるその他の構造については、第１の実施の形態と同様であり、本実施の形態においても、多層配線基板１１にグランドビア１５を配置する際、高周波信号線路１２の伸延方向Ｘにおいて、グランドビア１５の配置密度に粗密を与えるようにしたものである。
すなわち、多層配線基板１１を、伸延方向Ｘにおいて高周波信号線路１２を有する領域Ａと、当該領域Ａの残余からなる領域Ｂとに分割し、領域Ａに配置されたグランドビア１５の配置密度ＰＡが、領域Ｂに配置されたグランドビア１５の配置密度ＰＢより高くなるよう、グランドビア１５を配置している。

図４Ａの構成例では、領域Ａに６つのグランドビア１５を配置し、領域Ｂに２つのグランドビア１５を配置している。したがって、高周波信号ビア１４の周囲に配置されたグランドビア１５の配置密度は、領域Ａの配置密度ＰＡが領域Ｂの配置密度ＰＢより高くなっている。

グランドビア１５の配置状況については、配置密度ＰＡ，ＰＢで定義するのではなく、アンチパッド領域１６の外側に略円周状に配置された各グランドビア１５の配置間隔で定義してもよい。
すなわち、領域Ａに配置されたグランドビア１５の配置間隔ＤＡが、領域Ｂに配置されたグランドビア１５の配置間隔ＤＢより小さくなるよう、グランドビア１５を配置してもよい。なお、領域Ａ，Ｂ内におけるグランドビア１５の配置間隔が異なる場合、それぞれの配置間隔の最小値を配置間隔ＤＡ，ＤＢとして用いてもよい。

図５Ａは、図４Ａで流れる高周波電流の説明図である。図５Ｂは、図４Ｂで流れる高周波電流の説明図である。図５Ｃは、図４Ｄのグランドプレーン下面で流れる高周波電流の説明図である。図５Ｄは、図４Ｄの直下グランドプレーン上面で流れる高周波電流の説明図である。

本実施の形態において、高周波信号は、高周波電流５０とリターン電流５１〜５４が同時に流れることで伝搬される。これら高周波電流５０とリターン電流５１〜５４は、表皮効果によって、導体表面を伝って流れる。すなわち、高周波電流５０は、高周波信号線路１２の表面から高周波信号ビア１４の表面を流れる。

これに対して、リターン電流５１は、グランドビア１５の表面を下側から上側に向かって流れる。また、リターン電流５２は、多層配線基板１１の内層に位置する内層グランドプレーン１１Ｇにおいて、グランドビア１５の表面からグランドプレーン１１Ｇの下面、アンチパッド領域１６側の内側端部、上面を介してグランドビア１５の表面へ流れる。また、リターン電流５３は、高周波信号線路１２直下に位置する直下グランドプレーン１１Ｇ、すなわち高周波信号線路１２の底面グランドにおいて、グランドビア１５の表面から直下グランドプレーン１１Ｇの下面を介して内側端部へ流れた後、その内側端部に沿って高周波信号線路１２直下まで流れ、その後に直下グランドプレーン１１Ｇの上面を高周波電流５０とは逆方向に流れる。また、リターン電流５４は、上部グランドプレーン１７において、グランドビア１５の表面から上部グランドプレーン１７の下面を介してアンチパッド領域１６側の内側端部へ流れた後、その内側端部を高周波信号線路１２と対向する端部まで流れ、その後にその端部を高周波電流５０とは逆方向に流れる。

このような電流分布において、高周波電流５０とリターン電流５１〜５４との電流ループから決定されるインダクタンスＬが上昇すると、擬似同軸線路構造の特性インピーダンスＺが√（Ｌ／Ｃ）で記述されることから、高周波信号線路１２のインピーダンスＺ０と整合できなくなる。特に、図５Ｃに示すように、グランドビア１５表面からグランドプレーン１１Ｇ下面を介してアンチパッド領域１６側の内側端部へ向かう多数のリターン電流５３の電流パスが、全て電気的に並列接続されており、インダクタンスＬの低減効果が現れる。この効果は、電気容量Ｃを高くした効果と等価であることが、特性インピーダンスを表す式√（Ｌ／Ｃ）から分かる。

これにより、高周波信号ビア１４と領域Ａ側の接地電位との間の電気容量、すなわち折り曲げ内側領域２１における電気容量ＣＡとして、領域Ａに高い密度で配置されたグランドビア１５の存在によって、実効的に高い電気容量を与えることと等価になる。このことは、高周波信号ビア１４と領域Ｂ側の接地電位との間の電気容量、すなわち折り曲げ外側領域２２における電気容量ＣＢとして低い容量を与えていることを意味する。このため、結果としてＣＡ＞ＣＢの関係を与えていることになる。

したがって、電気容量ＣＡ，ＣＢの大小は、電界密度分布の大小に比例することから、高周波信号線路１２に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域２２では電気容量ＣＢが低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域２１では電気容量ＣＡが高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号の反射や空間中への放射が抑制される。

図６Ａは、第２の実施の形態で得られる反射損失の周波数特性を示すグラフである。図６Ｂは、第２の実施の形態で得られる通過損失の周波数特性を示すグラフである。図６Ａ，６Ｂにおいて、特性Ｌ１は、図１５に示した従来の高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示し、特性Ｌ２は、本実施の形態にかかる高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示している。

したがって、図６Ａ，図６Ｂから明らかなように、信号周波数１０ＧＨｚ以上において、反射損失および通過損失のいずれにおいても損失が改善されており、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、１少なくとも信号周波数が１０ＧＨｚ〜６０ＧＨｚの範囲の高周波信号を少ない通過損失および反射損失で伝搬できていることが分かる。

［第２の実施形態の効果］
このように、本実施の形態は、多層配線基板１１のうち、高周波信号線路１２の伸延方向Ｘにおいて、当該高周波信号線路１２を有する領域Ａに配置されたグランドビア１５の配置密度ＰＡを、当該領域Ａの残余からなる領域Ｂに配置されたグランドビア１５の配置密度ＰＢより高くしたものである。
より具体的には、各グランドビア１５を、アンチパッド領域１６の外側に略円周状に配置し、領域Ａに配置されたグランドビア１５の配置間隔ＤＡを、領域Ｂに配置されたグランドビア１５の配置間隔ＤＢより小さくしたものである。

これにより、高周波信号線路１２がグランデッドコプレーナ線路からなる場合であっても、入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域２２では電気容量ＣＢが低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域２１では電気容量ＣＡが高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号が折り曲がる高周波信号線路１２と高周波信号ビア１４との接続点において高周波信号の反射や空間中への放射を抑制することができる。

［第３の実施の形態］
次に、図７Ａ〜図７Ｄを参照して、本発明の第３の実施の形態にかかる高周波伝送線路１０について説明する。図７Ａは、第３の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図７Ｂは、図７ＡのＩ−Ｉ断面図である。図７Ｃは、図７Ａの左側面図である。図７Ｄは、図７ＢのII−II断面図である。

第１の実施の形態では、マイクロストリップ線路からなる高周波信号線路１２が、アンチパッド領域１６において等幅で高周波信号ビア１４まで伸延する場合を例として説明した。本実施の形態では、アンチパッド領域１６において、マイクロストリップ線路からなる高周波信号線路１２に幅広部１３を設けた場合について説明する。

本実施の形態は、第１および第２の実施の形態と同様に、多層配線基板１１にグランドビア１５を配置する際、高周波信号線路１２の伸延方向Ｘにおいて、グランドビア１５の配置密度に粗密を与えるようにしたものである。
すなわち、多層配線基板１１を、伸延方向Ｘにおいて高周波信号線路１２を有する領域Ａと、当該領域Ａの残余からなる領域Ｂとに分割し、領域Ａに配置されたグランドビア１５の配置密度ＰＡが、領域Ｂに配置されたグランドビア１５の配置密度ＰＢより高くなるよう、グランドビア１５を配置している。

図７Ａの構成例では、領域Ａに６つのグランドビア１５を配置し、領域Ｂに２つのグランドビア１５を配置している。したがって、高周波信号ビア１４の周囲に配置されたグランドビア１５の配置密度は、領域Ａの配置密度ＰＡが領域Ｂの配置密度ＰＢより高くなっている。

グランドビア１５の配置状況については、配置密度ＰＡ，ＰＢで定義するのではなく、アンチパッド領域１６の外側に略円周状に配置された各グランドビア１５の配置間隔で定義してもよい。
すなわち、領域Ａに配置されたグランドビア１５の配置間隔ＤＡが、領域Ｂに配置されたグランドビア１５の配置間隔ＤＢより小さくなるよう、グランドビア１５を配置してもよい。なお、領域Ａ，Ｂ内におけるグランドビア１５の配置間隔が異なる場合、それぞれの配置間隔の最小値を配置間隔ＤＡ，ＤＢとして用いてもよい。

図８Ａは、図７Ａで流れる高周波電流の説明図である。図８Ｂは、図７Ｂで流れる高周波電流の説明図である。図８Ｃは、図７Ｄのグランドプレーン下面で流れる高周波電流の説明図である。図８Ｄは、図７Ｄの直下グランドプレーン上面で流れる高周波電流の説明図である。

本実施の形態において、高周波信号は、高周波電流５０とリターン電流５１〜５３が同時に流れることで伝搬される。これら高周波電流５０とリターン電流５１〜５３は、表皮効果によって、導体表面を伝って流れる。すなわち、高周波電流５０は、高周波信号線路１２の表面から高周波信号ビア１４の表面を流れる。

これに対して、リターン電流５１は、グランドビア１５の表面を下側から上側に向かって流れる。また、リターン電流５２は、多層配線基板１１の内層に位置する内層グランドプレーン１１Ｇにおいて、グランドビア１５の表面からグランドプレーン１１Ｇの下面、アンチパッド領域１６側の内側端部、上面を介してグランドビア１５の表面へ流れる。また、リターン電流５３は、高周波信号線路１２直下に位置する直下グランドプレーン１１Ｇ、すなわち高周波信号線路１２の底面グランドにおいて、グランドビア１５の表面から直下グランドプレーン１１Ｇの下面を介して内側端部へ流れた後、その内側端部に沿って高周波信号線路１２直下まで流れ、その後に直下グランドプレーン１１Ｇの上面を高周波電流５０とは逆方向に流れる。

このような電流分布において、高周波電流５０とリターン電流５１〜５３との電流ループから決定されるインダクタンスＬが上昇すると、擬似同軸線路構造の特性インピーダンスＺが√（Ｌ／Ｃ）で記述されることから、高周波信号線路１２のインピーダンスＺ０と整合できなくなる。特に、図８Ｃに示すように、グランドビア１５表面からグランドプレーン１１Ｇ下面を介してアンチパッド領域１６側の内側端部へ向かう多数のリターン電流５２，５３の電流パスが、全て電気的に並列接続されており、インダクタンスＬの低減効果が現れる。この効果は、電気容量Ｃを高くした効果と等価であることが、特性インピーダンスを表す式√（Ｌ／Ｃ）から分かる。

これにより、高周波信号ビア１４と領域Ａ側の接地電位との間の電気容量、すなわち折り曲げ内側領域２１における電気容量ＣＡとして、領域Ａに高い密度で配置されたグランドビア１５の存在によって、実効的に高い電気容量を与えることと等価になる。このことは、高周波信号ビア１４と領域Ｂ側の接地電位との間の電気容量、すなわち折り曲げ外側領域２２における電気容量ＣＢとして低い容量を与えていることを意味する。このため、結果としてＣＡ＞ＣＢの関係を与えていることになる。

これに加えて、本実施の形態は、高周波信号線路１２のうち、アンチパッド領域１６内に位置する部分に、線路幅が拡幅された幅広部１３を有している。
この幅広部１３は、平面視略六角形状をなしており、アンチパッド領域１６内に収まる範囲で、高周波信号線路１２の線路幅が直交方向（紙面上下方向）において双方向に等しく一定幅だけ拡幅されたものである。図７Ａの例では、幅広部１３のうち伸延方向Ｘにおける幅広部１３の先端部が、高周波信号線路１２とアンチパッド領域１６外周縁とが交差する交点Ｐを円弧中心とした、伸延方向Ｘにおける高周波信号ビア１４の端点Ｑを通る円弧形状をなしている。

本実施の形態は、この幅広部１３とその周囲に位置する各接地導体との最大エッジ間距離について、伸延方向Ｘにおける最大エッジ間距離と直交方向Ｙにおける最大エッジ間距離との間に対して、大小を与えるようにしたものである。
図９Ａは、図７Ａにおける最大エッジ間距離を示す説明図である。図９Ｂは、図９ＡのＩ−Ｉ断面における最大エッジ間距離を示す説明図である。図９Ｃは、図９ＡのII−II断面における最大エッジ間距離を示す説明図である。

図９Ａ〜図９Ｃに示すように、幅広部１３の側端部と高周波信号線路１２（幅広部１３）直下に位置する直下グランドプレーン１１Ｇのアンチパッド領域１６側の内側端部との間のエッジ間距離の最大値をＤ１とし、高周波信号線路１２（幅広部１３）と幅広部１３の側端部と直下グランドプレーン１１Ｇのアンチパッド領域１６側の内側端部との間のエッジ間距離の最大値をＤ２とした場合、Ｄ２＞Ｄ１となるよう幅広部１３が形成されている。

この場合、図９Ａ〜図９Ｃに示すように、実際のＤ１，Ｄ２については、高周波信号線路１２と直下グランドプレーン１１Ｇとの層間距離Ｄ３が存在するため、斜め方向の最大エッジ間距離となるが、Ｄ１，Ｄ２において層間距離Ｄ３が等しいため、Ｄ１として直交方向Ｙに沿った最大エッジ間距離を用い、Ｄ２として伸延方向Ｘに沿った最大エッジ間距離を用いても、その大小関係は変化しない。
したがって、Ｄ２に発生する電気容量、すなわち折り曲げ内側領域２１における電気容量ＣＡが、Ｄ１に発生する電気容量、すなわち折り曲げ外側領域２２における電気容量ＣＢより大きくなる。

このため、第１の実施の形態と同様に、多層配線基板１１にグランドビア１５を配置する際、高周波信号線路１２の伸延方向Ｘにおいて、グランドビア１５の配置密度に粗密を与えるのに加えて、本実施の形態では、幅広部１３とその周囲に位置する各接地導体との最大エッジ間距離について、伸延方向Ｘにおける最大エッジ間距離と直交方向Ｙにおける最大エッジ間距離との間に対して、大小を与えるようにしたので、より顕著にＣＡ＞ＣＢとすることができる。

したがって、電気容量ＣＡ，ＣＢの大小は、電界密度分布の大小に比例することから、高周波信号線路１２に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域２２では電気容量ＣＢが低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域２１では電気容量ＣＡが高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、第１の実施の形態に比較して、より効果的に高周波信号の反射や空間中への放射が抑制される。

図１０Ａは、第３の実施の形態で得られる反射損失の周波数特性を示すグラフである。図１０Ｂは、第３の実施の形態で得られる通過損失の周波数特性を示すグラフである。図１０Ａ，１０Ｂにおいて、特性Ｌ１は、図１５に示した従来の高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示し、特性Ｌ２は、本実施の形態にかかる高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示している。

したがって、図１０Ａ，図１０Ｂから明らかなように、信号周波数１０ＧＨｚ以上において、反射損失および通過損失のいずれにおいても損失が改善されており、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、少なくとも信号周波数が１０ＧＨｚ〜６０ＧＨｚの範囲の高周波信号を少ない通過損失および反射損失で伝搬できていることが分かる。

［第３の実施形態の効果］
このように、本実施の形態は、第１の実施の形態に加えて、高周波信号線路１２のうち、アンチパッド領域１６の外周縁と交差する交点Ｐから端点Ｑまでの部分において線路幅が拡張された幅広部１３を設け、高周波信号線路１２の直下に位置する直下グランドプレーン１１Ｇにおけるアンチパッド領域１６側の内側端部のうち、伸延方向Ｘと直交する直交方向Ｙに沿った、幅広部１３の側端部と内側端部との間の最大エッジ間距離Ｄ１が、伸延方向Ｘに沿った、端点Ｐと内側端部との間の最大エッジ間距離Ｄ２より小さくしたものである。

これにより、高周波信号線路１２に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、第１の実施の形態よりさらに、折り曲げ外側領域２２では電気容量ＣＢが低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域２１では電気容量ＣＡが高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号が折り曲がる高周波信号線路１２と高周波信号ビア１４との接続点において、より効果的に、高周波信号の反射や空間中への放射を抑制することができる。

［第４の実施の形態］
次に、図１１Ａ〜図１１Ｄを参照して、本発明の第４の実施の形態にかかる高周波伝送線路１０について説明する。図１１Ａは、第４の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図１１Ｂは、図１１ＡのＩ−Ｉ断面図である。図１１Ｃは、図１１Ａの左側面図である。図１１Ｄは、図１１ＢのII−II断面図である。

第３の実施の形態では、高周波信号線路１２がマイクロストリップ線路からなる場合を例として説明した。本実施の形態では、第２の実施の形態と同様、高周波信号線路１２がグランデッドコプレーナ線路からなる場合について説明する。すなわち、本実施の形態は、第３の実施の形態に対して、第２の実施の形態を適用したものに相当する。

本実施の形態において、高周波信号線路１２は、第２の実施の形態と同様、多層配線基板１１の最上層に線状に形成された金属などの導体と、絶縁層１１Ｐを介して最上層の直下に形成された直下グランドプレーン１１Ｇからなる底面グランドとを有する、特性インピーダンスＺ０のグランデッドコプレーナ線路から構成されている。
また、多層配線基板１１の最上層には、上部グランドプレーン１７が形成されている。この上部グランドプレーン１７は、接地電位に接続された金属などの導体層からなり、当該導体層が高周波信号ビア１４を中心として平面視略円環状に選択除去されてなる上部アンチパッド領域１６Ａを挟んで、高周波信号ビア１４および高周波信号線路１２の周囲に形成された接地導体である。

また、本実施の形態は、第１〜第３の実施の形態と同様に、多層配線基板１１にグランドビア１５を配置する際、高周波信号線路１２の伸延方向Ｘにおいて、グランドビア１５の配置密度に粗密を与えるようにしたものである。
すなわち、多層配線基板１１を、伸延方向Ｘにおいて高周波信号線路１２を有する領域Ａと、当該領域Ａの残余からなる領域Ｂとに分割し、領域Ａに配置されたグランドビア１５の配置密度ＰＡが、領域Ｂに配置されたグランドビア１５の配置密度ＰＢより高くなるよう、グランドビア１５を配置している。

図１１Ａの構成例では、領域Ａに６つのグランドビア１５を配置し、領域Ｂに２つのグランドビア１５を配置している。したがって、高周波信号ビア１４の周囲に配置されたグランドビア１５の配置密度は、領域Ａの配置密度ＰＡが領域Ｂの配置密度ＰＢより高くなっている。

グランドビア１５の配置状況については、配置密度ＰＡ，ＰＢで定義するのではなく、アンチパッド領域１６の外側に略円周状に配置された各グランドビア１５の配置間隔で定義してもよい。
すなわち、領域Ａに配置されたグランドビア１５の配置間隔ＤＡが、領域Ｂに配置されたグランドビア１５の配置間隔ＤＢより小さくなるよう、グランドビア１５を配置してもよい。なお、領域Ａ，Ｂ内におけるグランドビア１５の配置間隔が異なる場合、それぞれの配置間隔の最小値を配置間隔ＤＡ，ＤＢとして用いてもよい。

図１２Ａは、図１１Ａで流れる高周波電流の説明図である。図１２Ｂは、図１１Ｂで流れる高周波電流の説明図である。図１２Ｃは、図１１Ｄのグランドプレーン下面で流れる高周波電流の説明図である。図１２Ｄは、図１１Ｄの直下グランドプレーン上面で流れる高周波電流の説明図である。

本実施の形態において、高周波信号は、高周波電流５０とリターン電流５１〜５４が同時に流れることで伝搬される。これら高周波電流５０とリターン電流５１〜５４は、表皮効果によって、導体表面を伝って流れる。すなわち、高周波電流５０は、高周波信号線路１２の表面から高周波信号ビア１４の表面を流れる。

これに対して、リターン電流５１は、グランドビア１５の表面を下側から上側に向かって流れる。また、リターン電流５２は、多層配線基板１１の内層に位置する内層グランドプレーン１１Ｇにおいて、グランドビア１５の表面からグランドプレーン１１Ｇの下面、アンチパッド領域１６側の内側端部、上面を介してグランドビア１５の表面へ流れる。また、リターン電流５３は、高周波信号線路１２直下に位置する直下グランドプレーン１１Ｇ、すなわち高周波信号線路１２の底面グランドにおいて、グランドビア１５の表面から直下グランドプレーン１１Ｇの下面を介して内側端部へ流れた後、その内側端部に沿って高周波信号線路１２直下まで流れ、その後に直下グランドプレーン１１Ｇの上面を高周波電流５０とは逆方向に流れる。また、リターン電流５４は、上部グランドプレーン１７において、グランドビア１５の表面から上部グランドプレーン１７の下面を介してアンチパッド領域１６側の内側端部へ流れた後、その内側端部を高周波信号線路１２と対向する端部まで流れ、その後にその端部を高周波電流５０とは逆方向に流れる。

このような電流分布において、高周波電流５０とリターン電流５１〜５４との電流ループから決定されるインダクタンスＬが上昇すると、擬似同軸線路構造の特性インピーダンスＺが√（Ｌ／Ｃ）で記述されることから、高周波信号線路１２のインピーダンスＺ０と整合できなくなる。特に、図１２Ｃに示すように、グランドビア１５表面からグランドプレーン１１Ｇ下面を介してアンチパッド領域１６側の内側端部へ向かう多数のリターン電流５３の電流パスが、全て電気的に並列接続されており、インダクタンスＬの低減効果が現れる。この効果は、電気容量Ｃを高くした効果と等価であることが、特性インピーダンスを表す式√（Ｌ／Ｃ）から分かる。

これにより、高周波信号ビア１４と領域Ａ側の接地電位との間の電気容量、すなわち折り曲げ内側領域２１における電気容量ＣＡとして、領域Ａに高い密度で配置されたグランドビア１５の存在によって、実効的に高い電気容量を与えることと等価になる。このことは、高周波信号ビア１４と領域Ｂ側の接地電位との間の電気容量、すなわち折り曲げ外側領域２２における電気容量ＣＢとして低い容量を与えていることを意味する。このため、結果としてＣＡ＞ＣＢの関係を与えていることになる。

これに加えて、本実施の形態は、第３の実施の形態と同様、高周波信号線路１２のうち、アンチパッド領域１６内に位置する部分に、線路幅が拡幅された幅広部１３を有している。
この幅広部１３は、平面視略六角形状をなしており、アンチパッド領域１６内に収まる範囲で、高周波信号線路１２の線路幅が直交方向（紙面上下方向）において双方向に等しく一定幅だけ拡幅されたものである。図１１Ａの例では、幅広部１３のうち伸延方向Ｘにおける幅広部１３の先端部が、高周波信号線路１２とアンチパッド領域１６外周縁とが交差する交点Ｐを円弧中心とした、伸延方向Ｘにおける高周波信号ビア１４の端点Ｑを通る円弧形状をなしている。

本実施の形態は、この幅広部１３とその周囲に位置する各接地導体との最大エッジ間距離について、伸延方向Ｘにおける最大エッジ間距離と直交方向Ｙにおける最大エッジ間距離との間に対して、大小を与えるようにしたものである。
図１３Ａは、図１１Ａにおける最大エッジ間距離を示す説明図である。図１３Ｂは、図１３ＡのＩ−Ｉ断面における最大エッジ間距離を示す説明図である。図１３Ｃは、図１３ＡのII−II断面における最大エッジ間距離を示す説明図である。

図１３Ａ〜図１３Ｃに示すように、幅広部１３の側端部と高周波信号線路１２（幅広部１３）直下に位置する直下グランドプレーン１１Ｇのアンチパッド領域１６側の内側端部との間のエッジ間距離の最大値をＤ１とし、高周波信号線路１２（幅広部１３）と幅広部１３の側端部と直下グランドプレーン１１Ｇのアンチパッド領域１６側の内側端部との間のエッジ間距離の最大値をＤ２とした場合、Ｄ２＞Ｄ１となるよう幅広部１３が形成されている。

この場合、図１３Ａ〜図１３Ｃに示すように、実際のＤ１，Ｄ２については、高周波信号線路１２と直下グランドプレーン１１Ｇとの層間距離Ｄ３が存在するため、斜め方向の最大エッジ間距離となるが、Ｄ１，Ｄ２において層間距離Ｄ３が等しいため、Ｄ１として直交方向Ｙに沿った最大エッジ間距離を用い、Ｄ２として伸延方向Ｘに沿った最大エッジ間距離を用いても、その大小関係は変化しない。
したがって、Ｄ２に発生する電気容量、すなわち折り曲げ内側領域２１における電気容量ＣＡが、Ｄ１に発生する電気容量、すなわち折り曲げ外側領域２２における電気容量ＣＢより大きくなる。

このため、第１の実施の形態と同様に、多層配線基板１１にグランドビア１５を配置する際、高周波信号線路１２の伸延方向Ｘにおいて、グランドビア１５の配置密度に粗密を与えるのに加えて、第３の実施の形態と同様に、幅広部１３とその周囲に位置する各接地導体との最大エッジ間距離について、伸延方向Ｘにおける最大エッジ間距離と直交方向Ｙにおける最大エッジ間距離との間に対して、大小を与えるようにしたので、より顕著にＣＡ＞ＣＢとすることができる。

したがって、電気容量ＣＡ，ＣＢの大小は、電界密度分布の大小に比例することから、高周波信号線路１２に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域２２では電気容量ＣＢが低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域２１では電気容量ＣＡが高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、第１の実施の形態に比較して、より効果的に高周波信号の反射や空間中への放射が抑制される。

図１４Ａは、第４の実施の形態で得られる反射損失の周波数特性を示すグラフである。図１４Ｂは、第４の実施の形態で得られる通過損失の周波数特性を示すグラフである。図１４Ａ，１４Ｂにおいて、特性Ｌ１は、図１５に示した従来の高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示し、特性Ｌ２は、本実施の形態にかかる高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示している。

したがって、図１４Ａ，図１４Ｂから明らかなように、信号周波数１０ＧＨｚ以上において、反射損失および通過損失のいずれにおいても損失が改善されており、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、少なくとも信号周波数が１０ＧＨｚ〜６０ＧＨｚの範囲の高周波信号を少ない通過損失および反射損失で伝搬できていることが分かる。

［第４の実施形態の効果］
このように、本実施の形態は、第１の実施の形態に加えて、第３の実施の形態と同様に、高周波信号線路１２のうち、アンチパッド領域１６の外周縁と交差する交点Ｐから端点Ｑまでの部分において線路幅が拡張された幅広部１３を設け、高周波信号線路１２の直下に位置する直下グランドプレーン１１Ｇにおけるアンチパッド領域１６側の内側端部のうち、伸延方向Ｘと直交する直交方向Ｙに沿った、幅広部１３の側端部と内側端部との間の最大エッジ間距離Ｄ１が、伸延方向Ｘに沿った、端点Ｐと内側端部との間の最大エッジ間距離Ｄ２より小さくしたものである。

これにより、高周波信号線路１２がグランデッドコプレーナ線路からなる場合であっても、入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、第１の実施の形態よりさらに、折り曲げ外側領域２２では電気容量ＣＢが低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域２１では電気容量ＣＡが高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号が折り曲がる高周波信号線路１２と高周波信号ビア１４との接続点において、より効果的に、高周波信号の反射や空間中への放射を抑制することができる。

［実施の形態の拡張］
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。また、各実施形態については、矛盾しない範囲で任意に組み合わせて実施することができる。

１０…高周波伝送線路、１１…多層配線基板、１１Ｇ…グランドプレーン、１１Ｐ…絶縁層、１２…高周波信号線路、１３…幅広部、１４…高周波信号ビア、１５…グランドビア、１６…アンチパッド領域、１７…上部グランドプレーン、２１…折り曲げ内側領域、２２…折り曲げ外側領域、Ａ，Ｂ…領域、ＰＡ，ＰＢ…配置密度、ＤＡ，ＤＢ…配置間隔、ＣＡ，ＣＢ…電気容量、Ｄ１，Ｄ２…最大エッジ間距離、Ｄ３…層間距離、Ｐ…交点、Ｑ…端点、Ｘ…伸延方向、Ｙ…直交方向、Ｚ…垂直方向。

Claims (3)

1. グランドプレーンと絶縁体、あるいはグランドプレーンと半導体とが交互に積層された多層配線基板と、
   前記グランドプレーンが選択的に除去されたアンチパッド領域を、前記多層配線基板の最上層から最下層まで垂直方向に貫通して形成された高周波信号ビアと、
   前記アンチパッド領域の外側に前記高周波信号ビアを囲うように点在配置されて、前記各グランドプレーンと接続するとともに、前記多層配線基板の最上層から最下層まで垂直方向に貫通して形成された複数のグランドビアと、
   前記最上層に線状に形成されて、先端が前記高周波信号ビアの上端と接続された高周波信号線路とを備え、
   前記多層配線基板は、前記高周波信号線路の伸延方向において当該高周波信号線路を有する領域Ａと、当該領域Ａの残余からなる領域Ｂとからなり、前記領域Ａに配置された前記グランドビアの配置密度ＰＡが、前記領域Ｂに配置された前記グランドビアの配置密度ＰＢより高く、
   前記各グランドビアは、前記アンチパッド領域の外側に略円周状に配置されており、前記領域Ａに配置された前記グランドビアの配置間隔ＤＡが、前記領域Ｂに配置された前記グランドビアの配置間隔ＤＢより小さい
   ことを特徴とする高周波伝送線路。
2. 請求項１に記載の高周波伝送線路において、
   前記高周波信号線路は、前記アンチパッド領域の外周縁と交差する交点から前記先端までの部分において線路幅が拡張された幅広部を有し、
   前記高周波信号線路の直下に位置する直下グランドプレーンにおける前記アンチパッド領域側の内側端部のうち、前記伸延方向と直交する直交方向に沿った、前記幅広部の側端部と前記内側端部との間の最大エッジ間距離Ｄ１が、前記伸延方向に沿った、前記先端と前記内側端部との間の最大エッジ間距離Ｄ２より小さい
   ことを特徴とする高周波伝送線路。
3. 請求項１または請求項２に記載の高周波伝送線路において、
   前記高周波信号線路は、マイクロストリップ線路、または、グランデッドコプレーナ線路からなることを特徴とする高周波伝送線路。

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