JP4873663B2 - 信号を復号するための方法と装置 - Google Patents

Description

本発明は、請求項１の上位概念に記載されている、データ伝送システムの少なくとも１つのコネクション線路を介して伝送された信号を、この信号を受信したデータ伝送システムの加入者において復号する方法に関する。さらに本発明は、請求項１５の上位概念に記載されている信号を復号する方法に関する。さらに本発明は、請求項２６の上位概念に記載されているデータ伝送システムに関する。さらに本発明は、請求項２８の上位概念に記載されているデータ伝送システムの加入者に関する。最後に本発明は、請求項３８の上位概念に記載されているデータ伝送システムの加入者の通信コントローラにも関する。

従来技術
近年、例えばバスシステムの形の通信システムおよび通信コネクションを用いる制御機器、センサ系およびアクチュエータのネットワーク化は現代の自動車の組み立てまたは機械製作、殊に工作機械の分野においても、さらにはオートメーションにおいても劇的に増加した。そのようなネットワーク化では複数の制御機器に機能を分散することにより相乗効果を達成することができる。ここでは分散型システムについて説明する。

その種のデータ伝送システムの種々の加入者間の通信はますますバスシステムを介して行われている。バスシステムにおける通信トラフィック、アクセスおよび受信メカニズムならびにエラー処理はプロトコルを介して制御される。公知のプロトコルは例えばフレックスレイプロトコルであり、目下のところフレックスレイプロトコル仕様ｖ２．１が基礎をなしている。フレックスレイは高速で決定性且つ耐故障性のバスシステムであり、殊に自動車に使用される。フレックスレイプロトコルは時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）の原理に従い機能し、加入者もしくは伝送すべきメッセージには固定のタイムスロットが割り当てられ、このタイムスロットにおいては通信コネクションへの排他的アクセスが行われる。タイムスロットは一定の周期で繰り返されるので、メッセージがバスを介して伝送される時点を正確に予測することができ、またバスアクセスが決定性で行われる。

バスシステムにおいてメッセージを伝送するための帯域幅を最適に利用するために、フレックスレイは周期を静的な部分と動的な部分に分割する。静的な部分においては固定のタイムスロットがバス周期の開始時に存在する。動的な部分においてはタイムスロットが動的に設定される。そこでは排他的なバスアクセスがその都度短時間のみ、少なくとも１つのいわゆるミニスロットの持続時間にわたり実現される。ミニスロット内でバスアクセスが行われる場合にのみ、タイムスロットは必要とされる時間だけ延長される。すなわちこれにより、帯域幅が実際にも必要とされる場合にのみその帯域幅が使用される。フレックスレイは１つまたは２つの物理的に分離された線路を介して、それぞれ最大で１０Ｍビット／秒のデータレートで通信する。しかしながらもちろんフレックスレイはそれよりも低いデータレートでも動作することができる。２つのチャネルは殊にいわゆるＯＳＩ（Open System Interconnection）層モデルの物理層に相当する。これらのチャネルは主としてメッセージの冗長的したがって耐故障性の伝送に使用されるが、異なるメッセージを伝送することもでき、これによってデータレートは２倍になる。コネクション線路を介して伝送される信号を２つの線路を介して伝送される信号の差から形成することも考えられる。物理層は、線路を介する１つまたは複数の信号の電気的な伝送および光学的な伝送または別の経路における伝送を実現するよう構成されている。

同期的な機能を実現し、また帯域幅を２つのメッセージ間の短い間隔により最適化するために、通信ネットワークにおける加入者は共通の時間軸、いわゆるグローバル時間を必要とする。時計同期に関して同期メッセージが周期の静的な部分において伝送され、フレックスレイ仕様に応じた特別なアルゴリズムにより加入者の局所的な時計の時刻が修正され、全ての局所的な時計は包括的な時計に同期して動く。

その種のバスシステムを介したデータまたはメッセージの伝送においてはパルスが歪まされる。何故ならばハイからローに切り替わる際のエッジもしくはローからハイに切り替わる際のエッジが伝送経路において異なる大きさで遅延されるからである。送信されたパルスが受信器においてその受信器に設けられているサンプリングクロック（いわゆるサンプリングレート）の数倍（例えばビット毎にｎ倍）でサンプリングされ、サンプリング点の位置、すなわちこのｎ個のサンプリング値において１つだけ選択されたサンプリング値により、データは正確にサンプリングされたか否かが判定される。このような判定は、サンプリング時点が信号のエッジを基準とし、且つこれに関連してサンプリングクロックの複数の周期にわたり送信器の複数のバイナリデータ値（ビット）が評価される場合には殊に困難である。パルスの歪みに加え、送信器と受信器との間ではクロック周波数も異なる。種々の伝送経路における非対称的な遅延を考慮せずにサンプリング点を固定的に規定することにより問題が生じることが分かった。

ビット毎のサンプリング点を固定的に選択することにより（例えばビット毎にｎ＝８のサンプリング値において５番目のサンプリング値、ビットの真ん中）、非対称的な歪みの影響も、サンプリングによる周波数差および付加的な時間離散化も問題となり、また伝送チャネルに対して高い要求が課される。非対称的な遅延を低減するためにエッジの勾配を大きくすることは確かにタイミングに関して有利であるが、他方では技術的に要求が多いコンポーネント、したがって高価なコンポーネントが必要となり、さらにはデータ伝送システムのＥＭＣ特性が不利な影響を受けることになる。しかしながらパルスの歪みに応じて、ビットの一方の境界において、もしくは他方の境界において誤ったデータが評価される危険が生じる。

さらには、殊に複数のスター結合器および受動的なネットワークを包含する複雑なシステムにおいてフレックスレイデータ伝送システムを実現する場合、このフレックスレイデータ伝送システムにおいて発生する非対称的な遅延時間はフレックスレイプロトコルによって設定されている時間予算すなわちタイムバジェットを上回るほどに大きいことが分かった。フレックスレイプロトコルによればサンプリングカウンタは降下するＢＳＳ（Byte Start Sequence）エッジと同期される、すなわちこのＢＳＳエッジでリセットされる。カウンタ状態が５のときにサンプリングが行われる。目下のところフレックスレイにおいて予定されているような８倍オーバーサンプリングでは、サンプリング点（５番目のサンプリング値）と８番目のサンプリング値との間にまだ３つのサンプリングクロックが残っており、これは８０ＭＨｚの通信コントローラクロックではそれぞれ１２．５ｎｓ、すなわち合計で３７．５ｎｓの時間に相当する。本来この時間は、降下エッジ勾配と上昇エッジ勾配の差に起因する非対称的な遅延を補償調整するために使用されるものである。しかしながら、複雑なネットワークトポロジにおいて生じる可能性があるように、非対称的な遅延が所定の時間予算を上回る場合には、これにより５番目のサンプリングクロック（サンプリングカウンタのカウンタ状態が５）におけるサンプリングの際に誤った値が求められることになる。何故ならば、本来サンプリングされたであろうビットは非対称的な遅延に起因してサンプリング時点よりも早い時点に既に存在しており、また早期のエッジ変化によりもはや存在していないからである。同様のことは遅い時点への非対称的な遅延にも該当する。４つのサンプリングクロックの時間は５０ｎｓに相当する。早めまたは遅めに時間予算を超えると復号エラーが生じ、よって誤ったデータが受信される。

この復号エラーを確かに適切なエラー識別アルゴリズムによって識別することができるが、その結果ビットまたは全体のデータフレームを再度伝送しなければならない可能性が生じる。エラー識別アルゴリズムとして例えば巡回冗長検査（ＣＲＣ）を使用することができる。しかしながらエラー識別アルゴリズムが頻繁に要求されることにより、これに付随してデータ伝送システムのアベイラビリティが劣化することは欠点である。

要約すればフレックスレイプロトコルにより、少なくとも複雑なネットワークトポロジでは物理層を維持できないというハンディキャップを負うことになる。

したがって本発明の課題は、この矛盾を解消し、且つ伝送レート、信頼性およびアベイラビリティが高いデータ伝送システムを介してデータを伝送し、受信側の加入者においてこのデータを復号できるようにすることである。

この課題を解決するために、冒頭で述べたような方法を基礎として以下のことが提案される。すなわち、非対称的な遅延を考慮せずに、受信側の加入者に到来する信号の潜在的なエッジ変化に関する位置を求め、この到来した信号を潜在的なエッジ変化に関する位置よりも前で少なくとも１つのサンプリングクロックでサンプリングし、および／または、潜在的なエッジ変化に関する位置よりも後で少なくとも１つのサンプリングクロックでサンプリングし、到来した信号のサンプリングされた値を事前に求められて記憶されている値と比較し、比較の結果に依存して２つの潜在的なエッジ変化の間において受信したビットの値を検出することが提案される。

発明の利点
従来技術との決定的な相違点は、もはや所定のサンプリング点、つまり固定的に設定されているサンプリング点においても可変のサンプリング点においてもサンプリングは行われないということである。むしろ、ｎ倍のオーバーサンプリングに基づき存在する複数のサンプリング値ないしこれらのサンプリング値の一部が目下のビットの値を求めるために使用される。現在のビット値を求めるために複数のサンプリング値が使用され、このビット値に関する一義的で信頼性の高い情報を提供することができる。このようにしてデータ伝送システムにおいて使用される非対称的な遅延のために設けられている時間予算を顕著に拡大、例えば２倍にすることができる。

本発明による提案を例示的にフレックスレイデータ伝送システムに基づき説明する。しかしながらこれは本発明の限定として理解されるべきではない。本発明を異なる種類のデータ伝送システムに使用することができ、また同等のシステムに容易に転用することができる。

本発明によれば、考えられるエッジ位置の十分前および十分後にサンプリングが行われる。所定のサンプリング位置においてサンプリングされるのではなく、エッジの場所が識別される。ｎ倍のオーバーサンプリングにおいては、ｎ個のサンプリングクロックの周期でエッジ変化を生じさせることができる。いわゆる潜在エッジ位置（ＫＦＰ）はＥＭＣジッタまたは他の非対称的な遅延の確率的または体系的な影響のない潜在的なエッジ変化の位置を表す。復号が降下エッジ、例えば降下するＢＳＳ（Byte Start Sequence）エッジに同期される場合には、上昇潜在エッジ変化の基準位置は非対称的な遅延により影響を受ける。しかしながら降下潜在エッジ変化の基準位置は体系的で非対称的な遅延時間による影響は受けない。降下潜在エッジ変化では確率的な影響しか生じず、これはＥＭＣジッタまたは非対称的な遅延のＥＭＣ成分として識別される。したがって降下エッジに同期する場合には、降下潜在エッジ変化のみが影響を受け、上昇潜在エッジ変化は影響を受けない。エッジ変化を検出するために、基準潜在エッジ位置の最大でｎ個のサンプリングクロック前また最大でｎ個のサンプリングクロック後にサンプリングが行われ、ここでｎはオーバーサンプリングの値ｎに対応する。しかしながら、基準潜在エッジ位置の前のサンプリングクロックの数および／または基準潜在エッジ位置の後のサンプリングクロックの数は相応の周辺条件が設定されている場合にはその周辺条件を考慮してそれどころか１に低減することができる。したがって、すなわち潜在エッジ変化は２ｎまでの連続するサンプリング値で測定され、また特徴付けられる。

実際のエッジ変化が検査される一連の連続するサンプリング値の領域はサンプリング領域または感度領域とも称される。実際のエッジ変化は潜在エッジ位置に比べて非対称的な遅延およびＥＭＣジッタによりシフトされている。上昇エッジの感度領域は８倍オーバーサンプリングの場合、基準潜在エッジ位置前の６個のサンプリングクロックと基準潜在エッジ位置後の６個のサンプリングクロックとの間の期間内にある。下降エッジの感度領域は８倍オーバーサンプリングの場合、基準潜在エッジ位置前の２個のサンプリングクロックと基準潜在エッジ位置後の２個のサンプリングクロックとの間の期間内にある。もちろん、基準エッジ位置の前および後のサンプリングクロックの数についての数字は単に例示的な値に過ぎない。この値は別のオーバーサンプリングの場合、または所定の周辺条件が設定されており、この周辺条件が考慮される場合にはほぼ任意に変更することができる。感度領域外のサンプリング値は顧慮されないが、検出することはできる。

潜在エッジ変化の２ｎのサンプリング値の整理された組み合わせをエッジ許容ベクトルと称する。所定のエッジの種類（上昇または下降）に関して複数のエッジ許容ベクトルが存在する。最後のビットから反転したビット（上昇エッジが予期される場合には目下のビットは０であり、これから反転したビットは１となる）はエッジ許容ベクトルのうちのいずれかに少なくとも１つ含まれていなければならない。この理由から上昇エッジに関して０しか有していないベクトルは認められない。必要とされるエッジ許容ベクトルの数は一連の全ての作用の最大限許容可能な非対称的な遅延およびオーバーサンプリングの程度に従う。

求められたエッジ許容ベクトルのセットから、上昇エッジを識別するためにサブセットが選択され、このサブセットは上昇エッジの識別およびその潜在エッジ位置との対応付けを一義的なやり方で実現する。有利には、必ずプロトコルにおいて予定されているかランダムな、上昇エッジおよび下降エッジの１つまたは複数の変化の遅延を測定することによって、（ＥＭＣの影響の不確実性を有する）非対称的な遅延の傾向が検出される。評価に使用されるエッジ許容ベクトルは、求められた傾向位置の周囲におけるエッジ変化が予期されるように選択される。殊に、選択されたサブセットは連続する０を復号する際にエッジ識別の多義性は考えられないことを保証していなければならない。多義性とは、識別された上昇エッジが潜在エッジ位置（ｉ）から後にシフトされている可能性も、潜在エッジ位置（ｉ＋１）から前にシフトされている可能性もあり、よって（評価時点ＢＥＷ（ｉ）および評価時点ＢＥＷ（ｉ＋１）における）２つのエッジ許容ベクトルが該当することになる場合である。

プロトコルにおいて必ず予定されている、上昇エッジおよび下降エッジの少なくとも１つの変化の遅延を測定することによって、サンプリング周期内の潜在エッジ位置の前または後の所定の位置において予期されるエッジ変化が分かる。この場合、エッジ許容ベクトルのサブセットがエッジ許容ベクトルセットとして選択される。サブセットは一方ではエッジ許容ベクトルを包含し、このエッジ許容ベクトルを用いてエッジ変化を予期されるエッジ変化位置において検出することができる。さらにサブセットはこの第１のベクトルの前および第１のベクトルの後の所定数のエッジ許容ベクトルを包含する。このベクトルの前および後の付加的なエッジ許容ベクトルの数は非対称的な遅延におけるＥＭＣ成分の大きさに依存する。例えば、遅延に対するＥＭＣの影響は２つのサンプリングクロックよりも小さいと仮定できる場合には、第１のベクトルの前および後の２つの付加的なエッジ許容ベクトルで十分である。この場合には、エッジ許容ベクトルセットは５つのエッジ許容ベクトルから構成されることになる。

予期される下降エッジに関しては相応のやり方でエッジ許容ベクトルセットが得られ、エッジ許容ベクトルにおいて感度領域は予期される上昇エッジの場合よりも小さく、またしたがって考慮されるべきサンプリング値の数は予期される上昇エッジの場合よりも少ない。

本方法においては、最初に到来したビットが最初にサンプリングされる。ビットをサンプリングする前に、先行してサンプリングされたビットの識別された値に基づき、考えられる後続のエッジが定められ、これに基づき該当するエッジ許容ベクトルセットが検出される。最後のビットが「１」であった場合には、下降エッジに関する相応のエッジ許容ベクトルセットが選択される。最後のビットが「０」であった場合には、予期される上昇するエッジに関する相応のエッジ許容ベクトルセットが選択される。

ｎ倍のオーバーサンプリングにおいて存在する２ｎのサンプリング値が検出された場合には常に、検出されたサンプリング値の評価、したがって相応のビット値の算出が評価時点ＢＥＷにおいて行われる。上述したように、サンプリング値の検出および評価を感度領域のサンプリング値に制限することもできる。感度領域の境界に達した際に既に評価を開始することも可能である。何故ならば、感度領域外のサンプリング値は評価にとって重要ではないからである。

評価の際に、選択されたエッジ許容ベクトルセットの集合に属する少なくとも１つのベクトルがサンプリング値のメモリ内に存在することが分かると、所属のエッジが識別されたものとみなされ、また所属のビット値は検出されている。その他の場合にはエッジは識別されていないので、目下のビットは先行のビットと同じであることが前提とされる。

本発明による方法を実現するために、データ伝送システムの加入者、しかしながら少なくとも受信側の加入者には有利には２つのメモリが設けられており、これらのメモリに交互に書き込むことができる。例えば１６ビットメモリを使用することが考えられ、これらのメモリは２つのカウンタによって１６までの値領域において制御され、カウンタはサンプリングクロック毎に増分される。

本方法を実現するために、以下の周辺条件のうちの１つまたは複数を設定することができる：
Majority-Votingマシンのフィルタリング作用が考慮されなければならない。非対称的な遅延時間に対して最大限に許容される時間予算を決定する際には、サンプリングの時間離散化エラーが考慮されなければならない。殊に、「考慮しない（don't cares）」＝「Ｘ」の隣に０ないし１しか有さないエッジ許容ベクトルは、本方法のロバスト性を高めるために使用される。

本発明によれば、ベクトルを使用せずともカウンタ状態に関するエッジ変化および識別された変化の位置を検出し求めることができる。エッジ変化の位置を求めることにより、目下のビット値の信頼性が高く且つ確実な評価が実現される。感度領域は上述の例とは異なるものであってもよい。ここで説明する８倍オーバーサンプリングの代わりに、任意の他のｎ倍のオーバーサンプリングを選択することもできる。降下エッジに同期させる代わりに、上昇エッジと同期させることもできる。同期エッジにしたがいサンプリングされるべきビットの数は変化する。サンプリングされた値の評価により、正しくない組み合わせを入力ビットエラーと診断することができる（例えば変動する入力ビットストリーム）。評価時点ＢＥＷは２ｎ個の観察されるサンプリング値の後に必ずしも現れる必要は無く、全ての２ｎ個のサンプリング値が観察される前であっても、感度領域の全てのサンプリング値が観察された後に既に評価を行うことができる（例えばｉ個のサンプリング値の後。ここでｉ＝１〜（２ｎ−１））。何故ならば、感度領域外のサンプリング値は評価にとって重要ではないからである。Majority-Votingは３つのサンプリングクロック持続時間の１フェーズないし０フェーズの最小持続時間を必要とする。択一的に、Majortity-Votingをサンプリングクロックの連続する２つのエッジ（上昇エッジと下降エッジ）に低減することができるか、エッジ許容ベクトルを適切に選択することによってフィルタリングを達成することができる。

図面の簡単な説明
本発明のさらなる利点および有利な実施形態は以下の実施例に基づいた説明および付属の図面より明らかになる。ここで、
図１は、本発明によるデータ伝送システムにおいて受信されるビットの遷移図を示す。
図２は、予期される上昇エッジおよび下降エッジに関する感度領域を示す。
図３ａは、上昇エッジに関するエッジ許容ベクトルの構成に関する第１の例を示す。
図３ｂは、上昇エッジに関するエッジ許容ベクトルの構成に関する第２の例を示す。
図４ａは、図３ａのエッジ許容ベクトルのサブセットを示す。
図４ｂは、図３ｂのエッジ許容ベクトルのサブセットを示す。
図５ａは、下降エッジに関するエッジ許容ベクトルの構成に関する第１の例を示す。
図５ｂは、下降エッジに関するエッジ許容ベクトルの構成に関する第２の例を示す。
図６は、第１の例示的なビット列に関して本発明による方法を実現するための第１の例を示す。
図７は、第２の例示的なビット列に関して本発明による方法を実現するための第２の例を示す。
図８は、第３の例示的なビット列に関して本発明による方法を実現するための第３の例を示す。
図９は、第４の例示的なビット列に関して本発明による方法を実現するための第４の例を示す。
図１０は、第５の例示的なビット列に関して本発明による方法を実現するための第５の例を示す。
図１１は、上昇エッジおよび下降エッジの遅延を測定するための本発明による方法を実現するための第１の例を示す。
図１２は、上昇エッジおよび下降エッジの遅延を測定するための本発明による方法を実現するための第２の例を示す。
図１３は、有利な実施形態による本発明による方法のフローチャートを示す。
図１４ａは、データ伝送システムにおける下降エッジないし上昇エッジの信号経過を示す。
図１４ｂは、送信側の加入者によって送信された信号の経過および受信側の加入者によって受信された信号の経過を示す。
図１５は、５番目のサンプリング点で信号を復号するための従来技術から公知のように機能する方法を示す。
図１６は、復号エラーが生じる、５番目のサンプリング点で信号を復号するための従来技術から公知の方法を示す。
図１７は、ＥＭＣ成分を有さない、結果として生じた非対称的な遅延に関する相応の例示的な値を有するデータ伝送システムの信号チェーンに関する例を示す。

実施例の説明
近年、例えばバスシステムの形の通信システムおよび通信コネクションを用いる制御機器、センサ系およびアクチュエータのネットワーク化は現代の自動車の組み立てまたは機械製作、殊に工作機械の分野においても、さらにはオートメーションにおいても劇的に増加した。そのようなネットワーク化では複数の制御機器に機能を分散することにより相乗効果を達成することができる。ここでは分散型システムについて説明する。

その種のデータ伝送システムの種々の加入者間の通信はますますバスシステムを介して行われている。バスシステムにおける通信トラフィック、アクセスおよび受信メカニズムならびにエラー処理はプロトコルを介して制御される。公知のプロトコルは例えばフレックスレイプロトコルであり、目下のところフレックスレイプロトコル仕様ｖ２．１が基礎をなしている。フレックスレイは高速で決定性且つ耐故障性のバスシステムであり、殊に自動車に使用される。フレックスレイプロトコルは時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）の原理に従い機能し、加入者もしくは伝送すべきメッセージには固定のタイムスロットが割り当てられ、このタイムスロットにおいては通信コネクションへの排他的アクセスが行われる。タイムスロットは一定の周期で繰り返されるので、メッセージがバスを介して伝送される時点を正確に予測することができ、またバスアクセスが決定性で行われる。フレックスレイは１つまたは２つの物理的に分離された線路を介して、それぞれ最大で１０Ｍビット／秒のデータレートで通信する。しかしながらもちろんフレックスレイはそれよりも低いデータレートでも動作することができる。２つのチャネルは殊にいわゆるＯＳＩ（Open System Interconnection）層モデルの物理層に相当する。これらのチャネルは主としてメッセージの冗長的したがって耐故障性の伝送に使用されるが、異なるメッセージを伝送することもでき、これによってデータレートは２倍になる。伝送される信号を線路を介して伝送される２つの信号の差から差信号として形成することも同様に考えられる。物理層を介する信号伝送を電気的、光学的または他の任意の方式で行うことができる。

同期的な機能を実現し、また帯域幅を２つのメッセージ間の短い間隔により最適化するために、通信ネットワークにおける加入者は共通の時間軸、いわゆるグローバル時間を必要とする。時計同期に関して同期メッセージが周期の静的な部分において伝送され、フレックスレイ仕様に応じた特別なアルゴリズムにより加入者の局所的な時計の時刻が修正され、全ての局所的な時計は包括的な時計に同期して動く。

図１４には、信号がハイからローまたはローからハイへのエッジ変化の領域において理想的な矩形の経過を有しているのではなく、斜めまたはスロープ状の経過を有していることが示されている。下降エッジの勾配と上昇エッジの勾配とが異なる大きさであることが分かる。この差により、上昇エッジについて生じる遅延と下降エッジについて生じる遅延とが異なるものになる（図１４ｂを参照されたい）。上昇エッジ１３に関する遅延と下降エッジ１４に関する遅延との差に依存して非対称的な遅延１５が生じる。図１４ｂの上には送信された信号１０の経過が示されており、下には受信された信号１０の経過が示されている。遅延１３，１４は送信信号ＴｘＤと受信信号ＲｘＤとの間の相応のエッジの差に関係する。

その種の遅延を有するバスシステムを介してデータまたはメッセージを伝送する場合には、ハイ−ローエッジもしくはロー−ハイエッジが伝送経路において異なる大きさで遅延されるのでパルスが歪まされる。従来技術では送信されたパルスが受信器においてその受信器に設けられているサンプリングクロック（いわゆるサンプリングレート）の数倍（例えばビット毎に８倍）でサンプリングされ、サンプリング点の位置、すなわちこの８つのサンプリング値において１つだけ選択されたサンプリング値により、データは正確にサンプリングされたか否かが判定される。これを以下では図１５および１６に基づき詳細に説明する。

検出すべき信号には参照番号１０が付されている。検出は降下するＢＳＳ（Byte Start Sequence）エッジと同期されている。同期時点にサンプリングカウンタはカウントを開始し、カウンタ状態が８に達する度にリセットされる。図１５および１６の例においては信号が５番目のサンプリング点においてその都度サンプリングされる。種々の伝送経路における非対称的な遅延を考慮せずにサンプリング点を固定的に設定することにより問題が生じる。

ビット毎のサンプリング点を固定的に選択することにより（例えばビット毎の８つのサンプリング値において５番目のサンプリング値、ビットの真ん中）、非対称的な遅延の影響も、周波数偏差およびサンプリングによる付加的な時間離散化も問題となり、また伝送チャネルに対して高い要求が課される。非対称的な遅延を低減するためにエッジの勾配を大きくすることは確かにタイミングに関して有利であるが、他方では技術的に要求が多いコンポーネント、したがって高価なコンポーネントが必要となり、さらにはデータ伝送システムのＥＭＣ特性が不利な影響を受けることになる。しかしながらパルスの歪みに応じて、ビットの一方の境界において、もしくは他方の境界において誤ったデータが評価される危険が生じる。このことは図１５および１６に示されている。

理想的な場合、生じるエッジ変化は本来カウンタ状態がちょうど８であるときにＦＥＳ「０」とＦＥＳ「１」との間において生じなければならない。しかしながら非対称的な遅延に基づき図１５においては、エッジ変化がちょうど５番目のサンプリング値と６番目のサンプリング値との間において生じるほど早い時点にこのエッジ変化はシフトされている。この例においてこのシフトはサンプリング点が依然としてエッジ変化の手前にある限り深刻なものではなく、エッジ変化に先行するビット（０）を適切に復号することができる。

図１６においてはエッジ変化がより大きな非対称的な遅延に基づきさらに早い時点にシフトされているので、エッジ変化は３番目のサンプリング値と４番目のサンプリング値との間のサンプリング点の手前に生じている。この場合もはや正確なビット値（０）を検出することはできない。正確なビットが検出される代わりに５番目のサンプリング値におけるサンプリング点において誤ったビット値（１）が検出される。つまり復号エラーが生じる。

殊に複数のスター結合器および受動的なネットワークを包含する比較的複雑なトポロジを有するシステムにおいてフレックスレイデータ伝送システムを実現する場合、このフレックスレイデータ伝送システムにおいて発生する非対称的な遅延時間はフレックスレイプロトコルによって設定されている時間予算を上回るほどに大きいことが分かった。フレックスレイプロトコルによればサンプリングカウンタは降下するＢＳＳ（Byte Start Sequence）エッジと同期される、すなわちこのＢＳＳエッジでリセットされる。カウンタ状態が５のときにサンプリングが行われる。目下のところフレックスレイにおいて予定されているような８倍オーバーサンプリングでは、サンプリング点（５番目のサンプリング値）と８番目のサンプリング値との間にまだ３つのサンプリングクロックが残っており、これは８０ＭＨｚの通信コントローラクロックではそれぞれ１２．５ｎｓ、すなわち合計で３７．５ｎｓの時間に相当する。本来この時間１２は、降下エッジ勾配と上昇エッジ勾配の差に起因する非対称的な遅延を補償調整するために使用されるものである。しかしながら、複雑なネットワークトポロジにおいて生じる可能性があるように、非対称的な遅延が所定の時間予算１２を上回る場合には（図１６を参照されたい）、これにより５番目のサンプリングクロック（サンプリングカウンタのカウンタ状態が５）におけるサンプリングの際に誤った値が求められることになる。

より複雑なネットワークトポロジにおけるデータ伝送経路は非対称的な遅延に関して相応に生じる遅延時間を有し、例示的に図１７に示されている。データ伝送経路は送信側の加入者１４を含み、この加入者１４は通信コントローラ(ＣＣ)１６、導体路およびモジュールを備えたプリント回路基板（ＰＣＢ）１８および送信器を有する。送信器はバスドライバ（ＢＤ）２０および接続素子（ＣＭＣ）２２を含む。送信側の加入者１４は、実質的にコネクション線路を含む受動的な第１のネットワーク２４を介して、殊に２つのバスドライバを含む能動的な第１のスター型ノード２６に接続されている。

第１のスター型ノード２６は別のコネクション線路２８を介して能動的な第２のスター型ノード３０と接続されており、この第２のスター型ノード３０は同様に２つのバスドライバを含む。第２のスター型ノード３０は受動的な第２のネットワーク３４を介して受信側の加入者３６と接続されており、この受信側の加入者３６は通信コントローラ（ＣＣ）３８、プリント回路基板（ＰＣＢ）４０および受信器を有する。受信器は接続素子（ＣＭＣ）４２およびバスドライバ（ＢＤ）４４を含む。

非対称的な遅延（ＥＭＣ成分無し）に関して相応に評価、モデリングおよび／または計算された時間情報が種々のコンポーネントに対して提供され、また全体の非対称的な遅延を求めるために加算されなければならない。大規模なネットワークトポロジに関して想定される数値では約７２ｎｓの非対称的な遅延が生じる。これは、上記において求められた約３７．５ｎｓの時間予算を上回る。したがって従来技術から公知の復号方法は図１７によるネットワークトポロジにおける所定の時点において、約１０Ｍビット／秒の所望の高さのデータレートが維持されているともはや正常には機能しない可能性がある
要約すればフレックスレイプロトコルにより、少なくとも複雑なネットワークトポロジでは物理層を維持できないというハンディキャップを負うことになる。本発明はこれを回避することができる。

本発明によれば、信号が所定の時点（例えばサンプリングカウンタが５のとき）にはサンプリングされない復号方法が提案される。第１のステップにおいては、復号すべき信号の考えられるエッジ位置は何処に位置する可能性があるかが評価される。評価の枠内においては、必ずプロトコルにおいて予定されているかランダムな少なくとも１組の上昇エッジと下降エッジの間隔がカウンタによって測定され、この測定から非対称的な遅延の体系的な部分が求められる。続いて、考えられるエッジ位置の十分に前および十分に後にサンプリングが行われる。サンプリングされた値は事前に取得されているサンプリング値と比較され、この比較に基づき相応のビット値が求められる。複数のサンプリング値のそれぞれ１つのセットがエッジ変化の１つの位置に関して取得および記憶されている。すなわち記憶されているサンプリング値の所定のセットとサンプリングされた値が一致する場合には、これはエッジ変化がサンプリング値の相応の位置に生じていることが仮定される。本発明による方法は伝送チャネルの特性を考慮することができる。非対称的な遅延に対して殊にロバストである。

本発明による方法を以下ではフレックスレイプロトコルに基づき詳細に説明する。しかしながら本方法をもちろん他の任意のプロトコルにも使用することができる。

本発明による方法においては先ず図１に示した遷移図に基づき、受信したビットの所定の状態から出発して種々の考えられる後続の状態が決定される。０の後には０または１が続かなければならない。１の後には１または０が続く。上昇エッジは０の後にのみ続くことができる。下降エッジは１の後にのみ続くことができる。上昇エッジが１に続くか、下降エッジが０に続くことは考えられない。

本発明による復号方法を以下では図６に基づき詳細に説明する。フレックスレイプロトコル仕様ｖ２．１によれば、下降するＢＳＳエッジとの同期が行われる。しかしながらもちろん上昇エッジに同期させることもできる。下降ＢＳＳエッジとの同期が行われると、第１のカウンタＡ（Counter A）は１にセットされ、第２のカウンタＢ（Counter B）は９にセットされる。

しかしながら本方法をもちろんカウンタを１つだけ用いて実現することもできる。本来はMajority-Votingを使用する場合カウンタＡが２にセットされ、カウンタＢが１０にセットされる。何故ならば、周期は信号処理において失われるが、外部から巨視的に考察すると、カウンタＡ，Ｂの１ないし９への初期化は有効だからである。

フレックスレイプロトコル仕様ｖ２．１において使用される８倍オーバーサンプリングは維持される。しかしながらもちろん本方法は他のあらゆる種類のオーバーサンプリングでも良好に機能する。ｎ倍のオーバーサンプリング（ｎ≠８）では相応の適合が必要である。

８つのサンプリング周期の周期性でもってエッジ変化を行うことができるが、これは必ずしも必要とされるものではない（図１およびその説明を参照されたい）。先ず、ジッタまたは他の非対称的な遅延の確率的または体系的な影響を受けない潜在的なエッジ変化の位置が求められる。この位置を潜在エッジ位置（ＫＦＰ）と称する。図６における理想的なビット列ではエッジ変化が常にちょうどＫＦＰ、殊にＫＦＰ１−２、ＫＦＰ３−４、ＫＦＰ４−５およびＫＦＰ５−６において生じる。非対称的な遅延時間によって、下降ＢＳＳエッジとの同期（つまり上昇ＢＳＳエッジとの同期ではない）の結果、上昇する潜在エッジ変化の基準位置に影響が及ぼされる。したがって図６では、実際のビット列において上昇するエッジ変化がＫＦＰに相対的に早い時点または遅い時点にシフトされている。これに対して下降するエッジ変化のシフトは著しく小さい。何故ならば、この下降するエッジ変化では非対照的な遅延のＥＭＣ成分のみが作用するからである。すなわちＥＭＣジッタとして識別できる確率的な影響を除き、非対称的な遅延時間は下降する潜在エッジ変化の実際の位置に僅かな影響しか及ぼさない。

８倍オーバーサンプリングでは、潜在エッジ変化が基準位置から最大で８サンプリングクロック前および最大で８サンプリングクロック後にサンプリングされる。これが一連のサンプリング値として表される。もちろん、基準位置から８未満のサンプリングクロック前および／または後に潜在エッジ変化をサンプリングすることもできる。

連続する一連のサンプリング値が生じ、（非対称的な遅延時間およびＥＭＣジッタにより基準位置からシフトされている）実際のエッジ変化が検査される領域を感度領域と称する。この感度領域は本明細書の図２に示されている。上昇エッジに関する感度領域５０は基準ＫＦＰの６サンプリングクロック前と６のサンプリングクロック後の間の期間内にある。下降エッジの感度領域５２は基準ＫＦＰの２サンプリングクロック前と２サンプリングクロック後の間の期間内にある。もちろん上昇エッジに関する感度領域５０も下降エッジに関する感度領域５２も、殊に８倍ではないオーバーサンプリングの場合には、基準ＫＦＰから上記の数よりも多いまたは少ない数のサンプリングクロック前および／または後の期間を有することができる。感度領域５０，５２外のサンプリング値は顧慮されない。

潜在エッジ変化の１６個のサンプリング値の整理された組み合わせをエッジ許容ベクトル（ＦＡＶ）と称する。エッジの種類（上昇または下降）に関して複数のＦＡＶが存在する。図３ａおよび図３ｂには上昇エッジに関して種々のＦＡＶが上下に並べて例示的に示されている（ここでは左側が時間的に先になる）。先行のビット（「０」）から反転したビット（「１」）は少なくとも１つＦＡＶ内に含まれていなければならない。したがって０だけで構成されているＦＡＶは認められない。ＦＡＶの最初と最後の「Ｘ」は、感度領域外のサンプリング値が評価にとって重要でないということを表している。

取得されたサンプリング値と比較されるべきＦＡＶの数を低減し、したがって評価に関するリソースと時間を節約するために、図３ａないし図３ｂに示されているＦＡＶから、上昇エッジの識別に関してサブセットが選択され、このサブセットは上昇エッジの識別ならびに上昇エッジとそのＫＦＰとの対応付けを一義的に実現する。有利には、必ずプロトコルにおいて予定されているかランダムに生じる、上昇エッジと下降エッジの１つまたは複数の変化の遅延を測定することによって、（ＥＭＣ影響の不確実性を伴う）非対称的な遅延の体系的な部分の傾向が検出される。評価に使用されるＦＡＶは、求められた傾向位置の周囲におけるエッジ変化が予期されるように選択される。殊に、選択されたサブセットは連続する０を復号する際にエッジ識別の多義性は考えられないことを保証していなければならない。多義性とは、識別された上昇エッジがＫＦＰ（ｉ）から後にシフトされている可能性も、ＫＦＰ（ｉ＋１）から前にシフトされている可能性もあり、よって（ＢＥＷ（ｉ）およびＢＥＷ（ｉ＋１）における）２つのＦＡＶが該当することになる場合である。プロトコルにおいて必ず予定されている、上昇エッジと下降エッジとの間の変化として、例えばＦＳＳ（Frame Start Sequence）とＢＳＳとの差を使用することができる。

図４ａおよび４ｂには、図３ａおよび３ｂのＦＡＶのそのようなサブセットが例示的に示されている。測定によりＫＦＰから４サンプリング周期位置前において、予期されるエッジ変化が明らかになったことを前提とする。ＫＦＰから４位置前における「０」から「１」へのエッジ変化は図３ａにおけるＦＡＶのセットのうちの３番目のＦＡＶから分かる。したがってこのＦＡＶはいずれにせよ選択されたサブセットの一部である。求められた傾向の周囲におけるエッジ変化の検出を十分な確実性と信頼性で実現するために、図３ａの３番目のＦＡＶを基礎として、３番目のＦＡＶから所定数前のＦＡＶおよび３番目のＦＡＶから所定数後のＦＡＶがサブセットに取り入れられる。図４ａに示されている実施例においては、３番目のＦＡＶを基礎として、３番目のＦＡＶの２つ前および２つ後のＦＡＶがサブセットに取り入れられており、したがって上昇エッジに関するエッジ許容ベクトルセットは全部で５つのＦＡＶを包含する。もちろん、本発明はエッジ許容ベクトルセットとしてこの数のＦＡＶに限定されるものではない。すなわちこの実施例においては、非対照的な遅延へのＥＭＣの影響は２より多いサンプリング周期を許容しない。すなわち約２５ｎｓを越えてはならない。ｍに依存して選択されたサブセットのベクトルは図４ｂにおいて星「＊」によって示されている。

図５ａおよび図５ｂには下降エッジに関するＦＡＶが例示的に示されている（ここでは左側が時間的に先になる）。感度領域は基準ＫＦＰの２サンプリングクロック前および２サンプリングクロック後にしか含んでおらず、また他の全ての測定値は評価にとって重要ではないので、この実施例においては４つのＦＡＶしか生じない。先行のビット（「１」）から反転したビット（「０」）は少なくとも１つＦＡＶ内に含まれていなければならない。したがって１だけで構成されているベクトルは認められない。

図１３には本発明による方法のフローチャートが示されている。サンプリングないし復号の枠内において、最初に到来したビットが最初にサンプリングされる。本方法は機能ブロック６０から始まる。ビットをサンプリングする前に、先行してサンプリングされたビット（ｉ）の識別された値に基づき、考えられる後続のエッジ（図１を参照されたい）が確定される。これに関して、上昇エッジが予期される場合には判定ブロック６２から機能ブロック６４に分岐し、下降エッジが予期される場合には判定ブロック６２から機能ブロック６６に分岐する。最後のビットが「０」であった場合には、適切なエッジ許容ベクトルセットを図４（もしくは図３）にしたがい選択することができる。最後のビットが「１」であった場合には、適切なエッジ許容ベクトルセットを図５にしたがい選択することができる。この確定に基づき、相応のエッジ許容ベクトルセットが決定される。容易に想到できるヴァリエーションとしては、この経過とは逆に、先ずエッジを識別し、続いて先行するデータビット値の識別に基づきビット値を決定することも考えられる。

（８倍オーバーサンプリングにおいて）１６のサンプリング値が存在する場合には常に、時点ＢＥＷに機能ブロック６８ないし７０において評価が行われる。例えば図６の実施例においては、時点ＢＥＷ２においてビット＃２の値が求められる。「Ｘ」の評価は重要ではないので、有利には感度領域５０，５２が境界に際に既に評価を行うことができる。評価の枠内において、記憶されているＦＡＶのうちの１つが選択されたエッジ許容ベクトルセットの集合に属することが確認されると、所属のエッジが識別されたとみなされ、また所属のビット値も決定される（機能ブロック７２および７４を参照されたい）。そうでない場合にはエッジは識別されず、目下のビットは先行ビットと同一の値を有する（機能ブロック７６および７８を参照されたい）。

図７には本発明の簡単なヴァリエーションが示されている。予期される上昇エッジの感度領域５４は１２のサンプリング値ではなく、１３のサンプリング値を含む。これによってそれどころかＫＦＰ２−３の２つ位置前における上昇エッジ変化をさらに検出することができる。このことは図６の感度領域５０ではもはや実現されない。感度領域５２，５４が重なっているにもかかわらず、検出の一義性が危うくなることもなく感度領域５４をサンプリング値について拡張することができる。

別の実施例が図８に示されている。図８のこの実施例においては先ず、伝送チャネルによる非対称的な遅延は存在しないことを前提とする。したがって、送信側の加入者（１４）から送信された信号「ＴｘＤデータ信号」（８１２）は受信側の加入者（３６）に到来した信号「ＲｘＤデータ信号」（８１３）と一致する。図面を簡略化するために、この実施例においては基本的に非対照的な遅延のみが示されている。トポロジ通過の際の遅延は本発明にとって重要ではないので図面には示されていない。したがって信号経過８１２と８１３のエッジは正確に重なっている。図６の実施例と同様に潜在エッジ位置ＫＦＰが見て取れる。受信したデータ信号８１３は周期的にサンプリング点８１６においてサンプリングされる。サンプリングカウンタ８０１の再同期８０２から説明を始める。この時点においては上昇エッジ許容ベクトル８０３の適切なサブセットが既に選択されている。この実施例においてエッジ許容ベクトルは、図３ａ，４ａおよび５ａのものとは異なる特性を有する。この実施例において使用されるエッジ許容ベクトルは図３ｂ，４ｂおよび５ｂに示されている。しかしながらここでもまた基本的に、上昇エッジを識別するためのベクトルが少なくとも１つの「１」また下降エッジを識別するためのベクトルが少なくとも「０」を有していなければならないという規則が守られている。サンプリングカウンタ８０１は１６に達するまで増分される。１６を過ぎると１に戻り、これが繰り返される。カウンタ状態が１６に達している場合には、入力レジスタＲｅｇＡ（８０４）が１６の連続するサンプリング値で満たされており、また判定アルゴリズムが評価点ＢＥＷ１（８０５）に関して実施される。中間結果は図８の下の部分における表８１５内において、評価点に対応付けられている列にそれぞれ記載されている。最後のデータビットの値は０であったので（ＢＳＳ＝０）、上昇エッジしか考えられない。したがってエッジ感度は「上昇」にセットされている。このことは、入力レジスタＲｅｇＡ（８０４）の内容が上昇エッジ許容ベクトルの選択されたサブセットと比較されることを意味している。上昇エッジ許容ベクトルのうちのどれが選択されたかはベクトル参照符号の後ろの星「＊」で表される。各エッジ許容ベクトルには参照符号、例えば「ＶＲ０１」から「ＶＲ１５」が付されている。選択されたサブセットの各ベクトルを入力レジスタＲｅｇＡ（８０４）の内容と比較することにより、ベクトル「ＶＲ０８」は入力レジスタＲｅｇＡ（８０４）の内容に対応することが明らかになる。このことから上昇エッジが識別されており、したがって復号されたデータビット１の値は「１」であることが結論される。８サンプリング周期後では別の入力レジスタＲｅｇＢ（８０７）が満たされており、また判定アルゴリズムが評価点ＢＥＷ２に関して実施される。最後のデータ値が「１」であったので、この時点では基本的に下降エッジが生じることが考えられる。しかしながら図８のこの実施例では、ＢＥＷ２（８０７）において下降エッジ許容ベクトルは入力レジスタＲｅｇＢ（８０７）の内容と一致しない。したがってエッジは識別されておらず、データビット２の値は「１」である。評価点ＢＥＷ３（８０８）では同一の経過となり、結果はここでもまたデータビット３に関して「１」である。評価点ＢＥＷ４（８０９）においては、入力レジスタＲｅｇＢ（８０７）の内容が下降エッジ許容ベクトルＶＦ０４に対応するので、下降エッジが識別される。フレックスレイプロトコルヴァージョンｖ２．１において予定されているように、８つの連続するデータビットを復号するためには判定アルゴリズムが８回実施されなければならない。この判定アルゴリズムは評価点ＢＥＷ１〜ＢＥＷ８において実施される。結果はＢＳＳ＝１に関して常に「１」でなければならないので、ＢＥＷ９（８１１）における付加的な実施は任意である。ＢＥＷ９（８１１）を妥当性検査のために使用することができる。後続のＢＳＳエッジを識別するために、ＢＳＳ識別がアクティブにされる（８１４）。これは例えばフレックスレイ仕様ｖ２．１において公開されており、また機能する方法によって実施することができる。

連続する上昇エッジと下降エッジの測定による適切なサブセットの選択の有利な実施形態が図１１に示されている。基本的に、上昇エッジと下降エッジとの間のサンプリングクロックの数、もしくは複数の上昇エッジと複数の下降エッジとの間のサンプリングクロックの数もカウンタ（１１０１）によって求められる。この実施例においては、各同期点ＢＳＳ（１１０２）に関して、下降ＢＳＳエッジと直前の上昇エッジとの距離が測定される。測定結果をｉで表すものとする。ＢＳＳ＝１前ではちょうどｗ個のデータビットが「１」を有するものとする。ベクトルサブセットの選択に関して、パラメータｍが式ｍ＝ｉ−８ｗにしたがって決定される。ベクトルのサブセットは例えば図４ｂにしたがってｍに依存して選択される。８倍オーバーサンプリングにおいては、一義的な復号を保証するために、サブセットのベクトルの最大数は７である。理論的には８つのベクトルも考えられるが、これにより許容差が非対称的に分けられることになる恐れがある。これによっていずれにせよ復号のロバスト性は高まることになる。測定工程が図１２に例示的に示されている。この図においては体系的な非対称的な遅延時間によって、下降ＢＳＳエッジに対する各上昇エッジが３サンプリング周期「早い時点に」シフトされている。サンプリング周期の付加的で確率的なジッタにより受信信号「ＲｘＤデータ信号」（１２０１）が生じる。測定カウンタはＢＳＳエッジ後の最初の上昇エッジでスタートする（１２０２）（すなわち１から増分し始める）。測定カウンタは各サンプリング周期において下降エッジが識別されるまで増分される。測定カウンタの状態は次の上昇エッジが生じるまで定まらないままである（論理的に「Ｘ」）。測定は次の上昇エッジと共にカウンタ常態「１」で開始される（１２０２）。図１２においてはＢＳＳ＝１の前に値「１」を有する２つのデータビットが存在し、したがってｗはこの例において２にセットされる。測定カウンタの最終的な状態はｉ＝２７である。したがってｍは次式にしたがい計算される。ｍ＝ｉ−８ｗ＝２７−１６＝１１。これに応じて図４ｂからはｍ＝１１の表にしたがいサブセットを選択することができる。サブセットの選択は下降ＢＳＳエッジ（１２０３）の識別と共に行われる。

さらに具体的に説明するために、図９には「早い時点への」最大限の非対称性を有する復号の例が示されており、図１０には「遅い時点への」最大限の非対称性を有する復号の例が示されている。これらの図においては、静的な（＝体系的な）非対称性９０１が下降エッジに対する上昇エッジのシフトによって生じ、他方では確率的な非対称性９０２が付加的に各エッジに影響を及ぼす。

付加的なベクトル「ＶＲｒｅｃ」および「ＶＦｒｅｃ」は、短時間の誤った復号後に信号線路に短い障害が発生した場合にデコーダを適切な経過に移行させる。これによって確かにエラー回避またはエラー訂正が実現されない可能性はあるが、エラー識別にとって重要なハミング距離を上回ることはないことが保証される。ベクトル「ＶＲｒｅｃ」および「ＶＦｒｅｃ」はこの例において示されているものよりも重要性が低い「１」ないし「０」を有していても良い。

本発明によれば、通信コントローラが有利には交互に書き込まれる２つのメモリ、有利には２つの１６ビットメモリを有する。記憶は各サンプリングクロック（サンプリング周期）において増分される値領域１６を有する２つのカウンタＡおよびＢによって制御される。所属のカウンタＡ，Ｂが１になるたびに、メモリには潜在エッジ変化サンプリングの最初のサンプリングビットが書き込まれる。しかしながらまた、少なくとも１ビットを含む短いセグメントでの比較を実現する比較的小さいメモリも考えられる。

周辺条件を定義および遵守することにより本発明による方法を簡略化および高速化することができる。サンプリングクロックの和は連続する２つの感度領域（８倍オーバーサンプリングの場合）１６を上回ってはならない。Majority-Votingマシンのフィルタリング作用が考慮されなければならない。非対称的な遅延時間に対して最大限に許容される時間予算を決定する際には、サンプリングの時間離散化エラーが考慮されなければならない。殊に、感度領域において「０」ないし「１」しか含んでいないＦＡＶが時間離散化エラーを補償するために使用される。図８の例においては、全てのＦＡＶを使用する場合には少なくとも以下の非対称的な総遅延が許容される：
・下降エッジと上昇エッジを区別するために＋／−７のサンプリングクロック（すなわち１２．５ｎｓのサンプリング周期持続時間において最大で８７．５ｎｓ）
・下降エッジと下降エッジを区別するために＋／−３のサンプリングクロック（すなわち３７．５ｎｓ）。

本発明の考えられる幾つかのヴァリエーションを以下では例示的に説明する：ベクトルを評価する代わりに（このことは組み合わせ理論に相当する）、エッジ変化を別のやり方で検出することができ、識別されたエッジ変化の位置はカウンタＡ，Ｂのカウンタ状態に関連して求められる。この位置により目下のビット値を評価することができる。感度領域５０，５２，５４の大きさは可変でよい。８倍オーバーサンプリングの変わりに他のｎ倍のオーバーサンプリングを選択することもできる。下降エッジに同期させる代わりに、上昇エッジに同期させることもできる。同期エッジ後にサンプリングすべきビットの数は可変でよい。サンプリングされた値を評価することにより入力ビットエラーとしてのあり得ない組み合わせ（例えば変動する入力ビットストリーム）を診断することができる。評価点ＢＥＷは１６のサンプリング値を確認した後に必ず生じなければならないものではなく、評価の感度領域の終了後に生じてもよい。何故ならば感度領域外のサンプリング値の評価は重要ではないからである。Majority-Votingは２つのサンプリングクロック持続時間の１フェーズないし０フェーズの最小持続時間を必要とする。択一的に、Majortity-Votingをサンプリングクロックの連続する２つのエッジ（上昇エッジと下降エッジ）に低減することができるか、エッジ許容ベクトルを適切に選択することによってもフィルタ効果を達成することができる。

本発明によるデータ伝送システムにおいて受信されるビットの遷移図を示す。 予期される上昇エッジおよび下降エッジに関する感度領域を示す。 上昇エッジに関するエッジ許容ベクトルの構成に関する第１の例を示す。 上昇エッジに関するエッジ許容ベクトルの構成に関する第２の例を示す。 図３ａのエッジ許容ベクトルのサブセットを示す。 図３ｂのエッジ許容ベクトルのサブセットを示す。 下降エッジに関するエッジ許容ベクトルの構成に関する第１の例を示す。 下降エッジに関するエッジ許容ベクトルの構成に関する第２の例を示す。 第１の例示的なビット列に関して本発明による方法を実現するための第１の例を示す。 第２の例示的なビット列に関して本発明による方法を実現するための第２の例を示す。 第３の例示的なビット列に関して本発明による方法を実現するための第３の例を示す。 第４の例示的なビット列に関して本発明による方法を実現するための第４の例を示す。 第５の例示的なビット列に関して本発明による方法を実現するための第５の例を示す。 上昇エッジおよび下降エッジの遅延を測定するための本発明による方法を実現するための第１の例を示す。 上昇エッジおよび下降エッジの遅延を測定するための本発明による方法を実現するための第２の例を示す。 有利な実施形態による本発明による方法のフローチャートを示す。 データ伝送システムにおける下降エッジないし上昇エッジの信号経過を示す。 送信側の加入者によって送信された信号の経過および受信側の加入者によって受信された信号の経過を示す。 ５番目のサンプリング点で信号を復号するための従来技術から公知のように機能する方法を示す。 復号エラーが生じる、５番目のサンプリング点で信号を復号するための従来技術から公知の方法を示す。 ＥＭＣ成分を有さない、結果として生じた非対称的な遅延に関する相応の例示的な値を有するデータ伝送システムの信号チェーンに関する例を示す。

Claims (39)

1. データ伝送システムの少なくとも１つのコネクション線路（２４；３４）を介して伝送される信号（１０）を、該信号（１０）を受信する前記データ伝送システムの加入者（３６）において復号する方法であって、
   前記信号（１０）において符号化されているデータをデータフレームにおいて伝送し、前記データをビット毎に連続的に伝送し、受信側の前記加入者（３６）において各ビットを複数のクロックによってサンプリングし、１つのデータフレームにおいて同期点（ＢＳＳ）としての上昇エッジまたは下降エッジを受信した各ビットのサンプリングに関して設定する、復号方法において、
   受信側の前記加入者（３６）に到来した前記信号（１０）の非対称的な遅延を考慮せずに、潜在的なエッジ変化に関する位置（ＫＦＰ）を求め、
   到来した前記信号（１０）を、潜在的なエッジ変化に関する前記位置（ＫＦＰ）の少なくとも１サンプリングクロック前および潜在的なエッジ変化に関する前記位置（ＫＦＰ）の少なくとも１サンプリングクロック後にサンプリングし、
   到来した前記信号（１０）のサンプリングされた値を事前に求められて記憶されている相応の値と比較し、
   前記比較の結果に依存して、２つの潜在的なエッジ変化（ＫＦＰ）の間において受信したビットの値を検出することを特徴とする、復号方法。
2. 到来した前記信号の前記サンプリングされた値を、少なくとも１つのビットを含む任意の大きさのセグメントにおいて、事前に求められて記憶されている値を比較する、請求項１記載の復号方法。
3. 事前に求められたサンプリング値を整理された順序で少なくとも１つのメモリに記憶する、請求項１または２記載の復号方法。
4. 到来した前記信号（１０）のｎ倍のオーバーサンプリングにおいてエッジ許容ベクトル（ＦＡＶ）は最大で２ｎのサンプリング値を含む、請求項１から３までのいずれか１項記載の復号方法。
5. 上昇エッジに関するエッジ許容ベクトルにおいて少なくとも１つのビット値は１である、請求項３または４記載の復号方法。
6. 下降エッジに関するエッジ許容ベクトルにおいて少なくとも１つのビット値は０である、請求項３または４記載の復号方法。
7. 到来した前記信号（１０）をｎ倍のオーバーサンプリングで感度領域（５０，５２，５４）においてサンプリングし、該感度領域（５０，５２，５４）は潜在的なエッジ変化に関する位置の前において最大でｎ個のサンプリングクロックおよび潜在的なエッジ変化に関する位置の後において最大でｎ個のサンプリングクロックを含む、請求項１から６までのいずれか１項記載の復号方法。
8. 目下のビット値（ｉ）を基準にして、後続のビット値（ｉ＋１）に移行する場合の前記エッジ変化の考えられる方向を求め、上昇エッジが予期されるか下降エッジが予期されるかに応じて、サンプリング領域の中からサンプリングされた値を種々のエッジ許容ベクトル（ＦＡＶ）と比較する、請求項６または７記載の復号方法。
9. 前記データ伝送システムにおいて使用される伝送プロトコルにおいて必ず予定されている、および／または、ランダムに生じる、上昇エッジから下降エッジへの少なくとも１つの変化の遅延を測定し、該測定から非対称的な遅延の傾向を求める、請求項１から８までのいずれか１項記載の復号方法。
10. 前記データ伝送システムにおいて使用される伝送プロトコルにおいて必ず予定されている、および／または、ランダムに生じる、下降エッジから上昇エッジへの少なくとも１つの変化の遅延を測定し、該測定から非対称的な遅延の傾向を求める、請求項１から８までのいずれか１項記載の復号方法。
11. １つ以上の同期点（ＢＳＳエッジ）に関する測定を少なくとも一度実施する、請求項９または１０記載の復号方法。
12. サンプリングされたクロックと到来した信号（１０）との間の同一の位相関係を使用して測定および復号を実施する、請求項１１記載の復号方法。
13. ビット値を評価するために全てのエッジ許容ベクトル（ＦＡＶ）のただ１つのサブセットを使用し、前記サブセットは、該サブセット内に存在するエッジ許容ベクトル（ＦＡＶ）に基づき、求められた傾向位置周囲のエッジ変化の検出が可能であるように選択されている、請求項９から１２までのいずれか１項記載の復号方法。
14. 記憶されているサンプリング値を事前に求められて記憶されている値と比較し、該比較の結果に依存してサンプリングされた値の妥当性を評価する、請求項２から１３までのいずれか１項記載の復号方法。
15. データ伝送システムの少なくとも１つのコネクション線路（２４；３４）を介して伝送される信号（１０）を、該信号（１０）を受信する前記データ伝送システムの加入者（３６）において復号する方法であって、
    前記信号（１０）において符号化されているデータをデータフレームにおいて伝送し、前記データをビット毎に連続的に伝送し、受信側の前記加入者（３６）において各ビットを複数のクロックによってサンプリングし、１つのデータフレームにおいて同期点（ＢＳＳ）としての上昇エッジまたは下降エッジを受信した各ビットのサンプリングに関して設定する、復号方法において、
    受信者側の前記加入者（３６）に到来した前記信号（１０）の非対称的な遅延を考慮せずに、潜在的なエッジ変化に関する位置（ＫＦＰ）を求め、
    到来した前記信号（１０）を、潜在的なエッジ変化に関する前記位置（ＫＦＰ）の少なくとも１サンプリングクロック前および潜在的なエッジ変化に関する前記位置（ＫＦＰ）の少なくとも１サンプリングクロック後にサンプリングし、
    到来した前記信号（１０）のサンプリングされた値を事前に求められて記憶されている相応の値と比較し、該比較からエッジ変化を検出することを特徴とする、復号方法。
16. 到来した前記信号の前記サンプリングされた値を、少なくとも１つのビットを含む任意の大きさのセグメントにおいて、事前に求められて記憶されている値を比較する、請求項１５記載の復号方法。
17. 事前に求められたサンプリング値を整理された順序で少なくとも１つのメモリに記憶する、請求項１６記載の復号方法。
18. 識別されたエッジ変化を、少なくとも１つの同期点（ＢＳＳ）を参照するカウンタの状態に関連させ、エッジ変化の位置の評価に依存して、２つの潜在的なエッジ変化（ＫＦＰ）の間において受信したビットの値を検出する、請求項１７記載の復号方法。
19. 目下のビット値（ｉ）を基準にして、識別されたエッジ変化がどのビット値（ｉ＋１）において生じたかを求める、請求項１８記載の復号方法。
20. 前記データ伝送システムにおいて使用される伝送プロトコルにおいて必ず予定されている、上昇エッジから下降エッジへの少なくとも１つの変化の遅延を測定し、該測定から非対称的な遅延の傾向を求める、請求項１５から１９までのいずれか１項記載の復号方法。
21. 前記データ伝送システムにおいて使用される伝送プロトコルにおいて必ず予定されている、下降エッジから上昇エッジへの少なくとも１つの変化の遅延を測定し、該測定から非対称的な遅延の傾向を求める、請求項１５から１９までのいずれか１項記載の復号方法。
22. 各同期点（ＢＳＳエッジ）に関する測定を少なくとも一度実施する、請求項２０または２１記載の復号方法。
23. サンプリングされたクロックと到来した信号（１０）との間の同一の位相関係を使用して測定および復号を実施する、請求項２２記載の復号方法。
24. ビット値を検出するために、少なくとも１つの同期点（ＢＳＳ）を参照するカウンタの状態の値領域のただ１つのサブ領域を使用し、前記サブ領域は、該サブ領域においてカバーされている時間領域に基づき、求められた傾向位置周囲のエッジ変化の検出が可能であるように選択されている、請求項２１から２３までのいずれか１項記載の復号方法。
25. 記憶されているサンプリング値を事前に求められて記憶されている値と比較し、該比較の結果に依存してサンプリングされた値の妥当性を評価する、請求項１６から２４までのいずれか１項記載の復号方法。
26. データ伝送システムであって、
    コネクション線路（２４；３４）を用いて相互に接続されている複数の加入者（１４，３６）を有し、該加入者（１４，３６）はデータフレームにおいてデータを伝送し、且つ前記データをビット毎に連続的に伝送する手段（１６，１８）を有し、前記データを受信する加入者（３６）内には複数のクロックにより各ビットをサンプリングする手段（３８）が設けられており、データフレームには受信した各ビットのサンプリングに関する同期点（ＢＳＳ）としての上昇エッジまたは下降エッジが設定されている、データ伝送システムにおいて、
    復号手段（３８）を有し、該復号手段（３８）は前記加入者（３６）に接続されている少なくとも１つのコネクション線路（３４）を介して伝送される信号（１０）の非対称的な遅延を考慮せずに、潜在的なエッジ変化に関する位置（ＫＦＰ）を求め、前記信号（１０）を、潜在的なエッジ変化に関する前記位置（ＫＦＰ）の少なくとも１サンプリングクロック前および潜在的なエッジ変化に関する前記位置（ＫＦＰ）の少なくとも１サンプリングクロック後にサンプリングし、前記信号（１０）のサンプリングされた値を事前に求められて記憶されている相応の値と比較し、前記比較の結果に依存して、２つの潜在的なエッジ変化（ＫＦＰ）の間において受信したビットの値を検出することを特徴とする、データ伝送システム。
27. 請求項２から１４または１６から２５までのいずれか１項記載の方法を実施する手段を有する、請求項２６記載のデータ伝送システム。
28. データ伝送システムの加入者（３６）であって、
    データフレームにおいてデータを伝送し、且つ前記データをビット毎に連続的に伝送する手段（１６，１８）を有し、複数のクロックにより各ビットをサンプリングする手段（３８）が設けられており、データフレームには受信した各ビットのサンプリングに関する同期点（ＢＳＳ）としての上昇エッジまたは下降エッジが設定されている、加入者（３６）において、
    復号手段（３８）を有し、該復号手段（３８）は加入者（３６）に接続されている少なくとも１つのコネクション線路（３４）を介して伝送される信号（１０）の非対称的な遅延を考慮せずに、潜在的なエッジ変化に関する位置（ＫＦＰ）を求め、前記信号（１０）を、潜在的なエッジ変化に関する前記位置（ＫＦＰ）の少なくとも１サンプリングクロック前および潜在的なエッジ変化に関する前記位置（ＫＦＰ）の少なくとも１サンプリングクロック後にサンプリングし、前記信号（１０）のサンプリングされた値を事前に求められて記憶されている相応の値と比較し、前記比較の結果に依存して、２つの潜在的なエッジ変化（ＫＦＰ）の間において受信したビットの値を検出することを特徴とする、加入者（３６）。
29. 請求項２から１４または１６から２５までのいずれか１項記載の方法を実施する手段を有する、請求項２８記載の加入者（３６）。
30. 感度領域（５０，５２，５４）のサンプリングされた値および／またはエッジ許容ベクトル（ＦＡＶ）の事前に求められた値を記憶するメモリおよび／または記憶領域および／またはレジスタを有する、請求項２８または２９記載の加入者（３６）。
31. 感度領域（５０，５２，５４）のサンプリングされた値をエッジ許容ベクトル（ＦＡＶ）の事前に求められた値と比較するロジックを有する、請求項２８から３０までのいずれか１項記載の加入者（３６）。
32. 例えば状態マシンである制御部を有し、該制御部は、到来した前記信号（１０）の潜在的なエッジ変化に関する前記位置（ＫＦＰ）の検出、到来した前記信号（１０）のサンプリング、感度領域（５０，５２，５４）のサンプリングされた値とエッジ許容ベクトル（ＦＡＶ）の事前に求められて記憶されている値との比較、受信したビットの検出を制御する、請求項２８から３１までのいずれか１項記載の加入者（３６）。
33. 少なくとも１つの同期点を時間と関連付けるカウンタを有する、請求項２８から３２までのいずれか１項記載の加入者（３６）。
34. サンプリングされた値の評価を妥当性に基づき制御する、例えば状態マシンおよびロジックである制御部を有する、請求項２８から３３までのいずれか１項記載の加入者（３６）。
35. カウンタを同期点に同期させる、例えば状態マシンおよびロジックである制御部を有する、請求項２８から３４までのいずれか１項記載の加入者（３６）。
36. 前記妥当性の検査の結果を記憶する少なくとも１つのレジスタまたはメモリを有する、請求項２８から３５までのいずれか１項記載の加入者（３６）。
37. 伝送された前記信号（１０）のサンプリングされた値からエッジ変化を識別するロジックを有する、請求項２８から３６までのいずれか１項記載の加入者（３６）。
38. データ伝送システムの加入者（３６）の通信コントローラ（３８）であって、
    データフレームにおいてデータを伝送し、且つ前記データをビット毎に連続的に伝送する手段（１６，１８）を有し、複数のクロックにより各ビットをサンプリングする手段が設けられており、データフレームには受信した各ビットのサンプリングに関する同期点（ＢＳＳ）としての上昇エッジまたは下降エッジが設定されている、通信コントローラ（３８）において、
    復号手段を有し、該復号手段は前記加入者（３６）に接続されている少なくとも１つのコネクション線路（３４）を介して伝送される信号（１０）の非対称的な遅延を考慮せずに、潜在的なエッジ変化に関する位置（ＫＦＰ）を求め、前記信号（１０）を、潜在的なエッジ変化に関する前記位置（ＫＦＰ）の少なくとも１サンプリングクロック前および潜在的なエッジ変化に関する前記位置（ＫＦＰ）の少なくとも１サンプリングクロック後にサンプリングし、前記信号（１０）のサンプリングされた値を事前に求められて記憶されている相応の値と比較し、前記比較の結果に依存して、２つの潜在的なエッジ変化（ＫＦＰ）の間において受信したビットの値を検出することを特徴とする、通信コントローラ（３８）。
39. 請求項２から１４または１６から２５までのいずれか１項記載の方法を実施する手段を有する、請求項３８記載の通信コントローラ（３８）。

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