JP4740318B2 - 信号の復号化方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は、特許請求の範囲に記載の請求項１の上位概念に基づく、信号を受信するデータ伝送システムの加入者において、データ伝送システムの少なくとも１つの接続線を介して伝送される信号の復号化方法に関する。また本発明は、特許請求の範囲に記載の請求項１０の上位概念に基づく、信号の伝送システムに関わる。さらに、本発明は特許請求の範囲に記載の請求項１２の上位概念に基づく、データ伝送システムの加入者に関わる。さらに、本発明は特許請求の範囲に記載の請求項１４の上位概念に基づく、データ伝送システムの加入者の通信制御部に関わる。

通信システムまたはデータ伝送システム及びバスシステム等の形の通信接続を利用した、制御装置、センサ及びアクチュエータのネットワーク化は、近年近代的な車両やその他の領域において、例えば機械工学、特に工作機械分野で、及びオートメーション化領域において急激に増加している。その際、機能を通信システムの複数の加入者、例えば制御装置等に分散させて相乗効果を狙うことが可能である。つまり、ここでは分散型システムに関わっている。

このようなデータ伝送システムの様々な加入者間の通信は、ますますバスシステムを介して行われるようになっている。バスシステム間の通信、アクセス及び受信機構、並びにエラー処理は、プロトコルを介して制御されている。公知のプロトコルとして、例えば、現在ＦｌｅｘＲａｙプロトコル仕様バージョン２．１に基づく、ＦｌｅｘＲａｙプロトコルが挙げられる。ＦｌｅｘＲａｙにおいては、特に車両に投入する、高速で、決定論的で、フォールト・トレラントなバスシステムが関わっている。ＦｌｅｘＲａｙプロトコルは、加入者または伝送されるメッセージに固定のタイムスロットを割り当てる、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）の原理に従い機能する。固定のタイムスロットにおいて、加入者または伝送されるメッセージは、通信接続の排他的使用権を持つ。その際、タイムスロットは設定されたサイクルで繰り返されるので、メッセージがバスシステムを介して伝送される時点が事前に正確に予告され、バス使用権の取得も決定論的に行われる。

バスシステムにおいてメッセージを伝送するための帯域幅を最適に利用するため、ＦｌｅｘＲａｙ通信はサイクルを静的部分及び動的部分、または静的セグメント及び動的セグメントに分割する。その際、バスサイクルの先頭にある静的部分に固定のタイムスロットが存在する。動的部分では、タイムスロットは動的に設定される。ぞれぞれの動的部分においては、短時間にのみ、少なくとも１つのミニスロットの間にのみ排他的バス使用権が与えられる。ミニスロット内でバスアクセスが行われると、タイムスロットがアクセスに必要な時間の分だけ追加される。つまり、帯域幅は実際に必要な場合に限って使用されるのである。その際、ＦｌｅｘＲａｙは、１つまたは２つの物理的に離れた線を介して、データ転送速度最大１０Ｍｂｉｔｓ／ｓで通信する。しかし、当然のことながら、ＦｌｅｘＲａｙはデータ転送速度が遅い場合でも稼動できる。その際、この２つのチャネルは、特にＯＳＩ参照モデルの物理層に相当する。２つのチャネルは、主に冗長的でフォールト・トレラントなメッセージ伝送に貢献する。しかし、種類の異なるメッセージを伝送することも可能であり、その場合データ転送速度は２倍の速さになるであろう。また、接続線を介して伝送される信号が、２つの線を介して伝送される信号の差により生成されることも想定される。物理層は、接続線を介した１つのまたは複数の信号の電気的、光学的な伝送またはその他の経路での伝送を可能にするように構成されている。

同期機能を実現し、２つのメッセージ間に短い間隔を入れて帯域幅を最適化するため、通信ネットワークの加入者は、共通の時間基準、つまりグローバル時間を必要とする。加入者のローカル時計を同期させるため、サイクルの静的部分において同期メッセージが伝送される。その際、ＦｌｅｘＲａｙ仕様に従った特別なアルゴリズムによって、加入者のローカル時計は、すべてのローカル時計がグローバル時間に同期して稼動するように修正される。

このようなバスシステムを介したデータまたはメッセージの伝送においては、伝送路で立ち下がり（Ｈｉｇｈ−ｔｏ−Ｌｏｗ）エッジまたは立ち上がり(Ｌｏｗ−ｔｏ−Ｈｉｇｈ)エッジが様々な度合いで遅れるため、パルスがひずんでしまう。受信者において、送信されたパルスがサンプルクロックにて複数回（例えばn回／１ビット)サンプリングされると、サンプリング点のステータスに応じて、つまり、このｎ個のサンプリング値からただ１つの値を選択することによって、データが正しくまたは誤ってサンプリングされるかが決まる。この決定方式は、特にサンプリング時点が信号のエッジに関連し、さらにサンプルクロックの複数の周期にわたって、送信者の複数の２進データ値（ビット）を評価している場合には困難になる。さらにパルスひずみに加えて、送信者と受信者との間のクロック周波数の差異も影響を与える。その際、サンプリングされる信号に事前処理を行い、例えば、短時間のノイズをフィルタで取り除くことが可能である。このようなフィルタリングは、複数のサンプリング信号を時系列に沿って多数決で評価して行われる。特に、ネットワークノード数nの際、

通りの伝送経路が存在しうる（想定可能な経路には、それぞれ２通りの送信者と受信者の組み合わせがある）。ＦｌｅｘＲａｙプロトコル仕様においては、非対称な遅延を考慮せずに、様々な伝送路においてサンプリング点を固定して設定すると、様々な伝送路においてタイミングの面で問題が発生するということが明らかになっている。信号の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとの間の遅延は、パルスひずみまたは非対称な遅延とも呼ばれている。

非対称な遅延には、規則的な要因と確率的な要因がある。ＦｌｅｘＲａｙプロトコルにおいては、立ち下がりエッジに合わせて同期されるので、規則的な遅延は、立ち上がりエッジにのみ影響を与える。確率的な遅延は、立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジ双方に影響を及ぼす。確率的な遅延は、ノイズの発生またはＥＭＣ（電磁両立性）ジッタが原因で引き起こされる。

ビット単位でサンプリング時点を厳密に選択すると(例えばビット当たりのサンプリング値nに対してｎ／２番目、即ちビットの中間など)、非対称な遅延の影響及び周波数差異、並びにサンプリングによる追加的な時間離散化が問題となり、伝送チャネルに対する要請が大きくなる。非対称な遅延を小さくするためにエッジの角度を上げた場合、タイミングにおいては利点があるかもしれない。しかし、その一方で技術的な要求度がより高く、より高価な構成要素を前提条件とし、さらにデータ伝送システムのEMC状態に不利な影響を及ぼすであろう。したがって、エッジの角度をそれ程大きくしない方が有利な場合もある。しかし、パルスひずみによっては、一方のまたは他方のビット境界で誤ったデータを評価するという危険を冒すことになる。

ＦｌｅｘＲａｙデータ伝送システムを実現する際、特に複数のスターカプラと受動ネットワークを含む複雑なシステムの場合は、非対称な遅延時間がとても長く、ＦｌｅｘＲａｙプロトコルによって設定されたタイムバジェット（Ｚｅｉｔｂｕｄｇｅｔ）を超過してしまうことが判明している。ＦｌｅｘＲａｙプロトコルにより、サンプルカウンタは立ち下がりエッジ（バイトスタートシーケンス）と共に同期される。つまり、（カウンタが）１に再設定される。サンプリングはカウンタ示度が５の際に行われる。現在ＦｌｅｘＲａｙで規定されているように、８倍オーバーサンプリングした場合、サンプリング時点（第５サンプリング値）と第８サンプリング値の間には、まだ３サンプルクロック残っている。これは、８０ＭＨｚの通信制御部・クロックの場合、1サンプルクロック当たり１２．５ｎｓ、合計３７．５ｎｓのタイムバジェットに相当する。このタイムバジェットは本来、立ち下がりエッジの角度と立ち上がりエッジの角度の差に基づく、非対称な遅延の調整のために役立てられる。しかし、複雑なネットワークトポロジーが概してそうであるように、非対称な遅延が規定されたタイムバジェットを超過した場合、第５サンプルクロック（サンプルカウンタのカウンタ示度は５）のサンプリングにおいて、結果として誤った値が求められるのである。つまり、本来サンプリングされるべきであったビットは、非対称な遅延のせいでサンプリング時点よりも早い時点に存在し、エッジが早く切り替わったことによって、もはや第５サンプルクロックには位置していないのである。アナログ処理により、これは後ろに遅れる非対称な遅延と見なされる。その結果、タイムバジェットは５０ｎｓに相当する４サンプルクロック分となる。タイムバジェットが短過ぎ、または長過ぎると復号化エラーが生じ、誤ったデータが受信されるのである。

この復号化エラーは、適切なエラー認識アルゴリズムによって認識することが可能なので、ビットまたはデータフレーム全体の再送信が行われる。エラー認識アルゴリズムとしては、例えばパリティビットまたは巡回冗長検査（ＣＲＣ）が用いられる。エラー認識アルゴリズムが頻繁に実行されることによる欠点は、それによりデータ伝送システムの利用性が低下することである。つまり、エラーを含んだデータは、再送信されるかまたは破棄されるのである。

以上より、ＦｌｅｘＲａｙプロトコル仕様の物理層においては、少なくとも複雑なネットワークトポロジーの信頼性を保つことができないと言える。

従って、本発明の課題は、上記の矛盾を解決し、いかにして伝送速度が速く、信頼性が高く、また利用性の高いデータ伝送システムを介してデータを伝送し、受信する加入者において復号化する可能性を生み出すかという点にある。

この課題を解決するため、前述した形式の方法に基づき、データ伝送システムにて使用される伝送プロトコルにおいて規定された信号の立ち上がりエッジから立ち下がりエッジへ、または立ち下がりエッジから立ち上がりエッジへの、遷移の間隔を測定することを提案する。

測定された間隔から、好ましくは非対称な遅延の傾向が、特に非対称な遅延の規則的な要因が求められる。測定された間隔、または求められた伝送信号の非対称な遅延に従って、受信したビットのサンプリングを改善する適切な対策を講じることができる。例えば、受信したビットのサンプリング時点は、測定された間隔、または求められた非対称な遅延に従って、可変的に調整することができる。その他の可能性として、または追加的に、測定された間隔、または求められた非対称な遅延を診断目的に投入することが可能である。

従来の技術との決定的な違いは、もはや固定値として規定されたサンプリング時点ではなく、むしろ可変的なサンプリング時点においてサンプリングを行う点である。本発明により、サンプリング点のステータスは、つまりn倍オーバーサンプリングした際のｎ個のサンプリング値からの１つの値の選択は、可変的に行われる。その際、この選択は受信ノードにおいて、例えば、送信および受信加入者間の信号伝送の品質に従って、つまり、受信される信号の品質に従って行われる。信号伝送または信号の品質は、２つの加入者ノード間の各接続について求められ、加入者において記憶される。一方、個々の伝送されたデータフレームの品質を求めることも想定できる。伝送された信号または信号伝送の品質は、例えば、伝送された信号の非対称な遅延を使って求められ、サンプリング時点がそれにより適切に調整され得る。

以下、本発明による提案を、ＦｌｅｘＲａｙデータ伝送システムに基づいて例を挙げながら記載する。この提案は、本発明の範囲を限定するものと理解すべきものではない。本発明は、様々な種類の複数のデータ伝送システムのために利用することが可能であり、さらに類似するシステムにおいても転用することができる。

従来サンプリング時点が固定値として規定されていたのに対し、本発明により、以下に述べるとおり、サンプリング時点を可変的に動かすことによって、特にＦｌｅｘＲａｙにおいては、サンプルクロックの少なくとも１クロック周期分の時間を節約することができる。このような時間の節約は、電気的物理層の仕様バージョン２．1による物理層モジュールを実現するにあたって有益であり、より有利で可変的なサンプリングによって、純粋なＰＴＰ（ポイントツーポイント）接続よりも複雑なトポロジーにおいて、伝送速度１０Ｍｂｉｔｓ／ｓを完全に可能にする。プロトコルにおいて固定値で規定されている、サンプリング点のステータス用定数cStrobeoffset（＝５）は、本発明により、間隔、非対称な遅延または非対称な遅延の規則的な要因の測定結果に従って、増やされ、減らされ、または同じ値のまま維持される。

現実の伝送路において、プロトコルで規定された受信信号の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジの遷移の遅延を測定することによって、サンプリング時点を所定の場所に移動することが可能であり、結果として伝送のロバスト性も高められる。立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとの間の遅延は、パルスひずみまたは非対称な遅延とも呼ばれる。測定は、それぞれの現実のデータ伝送路おいて、少なくとも一度行われるのが好ましい。その際、測定精度が上がると、確率的な破損の影響が小さくなる。特に測定は、データ伝送中にも続行し、場合によっては伝送の間にサンプリング時点を修正してもよい。また、複数回の測定から矛盾したサンプリング時点が生じるようであれば、それをエラーとして認識してもよい。

本発明により、それぞれの受信加入者を個別に、送信加入者またはデータチャネルに適合させることが可能である。この適合は、個々のデータフレームで行われるのが好ましい。サンプリング時点の適合によって、伝送のロバスト性がより高くなる。本発明は、状況によって測定カウンタの追加ハードウェアを必要としないため、特にシンプルに実現される。そのため、かなりの部分の測定がその場にあるハードウェアで行われる。その際、従来恒常的にcStrobeOffsetに設定されたサンプリング時点の位置のみ変えなければならない。位置は、間隔または非対称な遅延の測定の後で新たに設定される。

別の可能性として、現実の伝送路において測定した、伝送プロトコルにて規定された受信信号の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジの遷移の間隔、測定から求められた非対称な遅延、及び非対称な遅延の規則的要因は、診断目的に使用してもよい。特に、上記の方法により、送信加入者による送信処理のエラー、受信加入者による受信処理のエラー及び通信接続における不具合を検出することが想定できる。

通信システム及びバスシステム等の形の通信接続を利用した、制御装置、センサ及びアクチュエータのネットワーク化は、近年近代的な車両の構造や機械工学、特に工作機械分野において、及びオートメーション化領域において急激に増加している。その際、機能を通信システムの複数の加入者（例えば制御装置）に分散させて相乗効果を狙うことが可能である。つまり、ここでは分散型システムが関わっている。

このようなデータ伝送システムの様々な加入者間の通信は、より一層バスシステムを介して行われるようになっている。バスシステムにおける通信、アクセス及び受信機構、並びにエラー処理は、プロトコルによって制御されている。公知のプロトコルとして、例えば、現在ＦｌｅｘＲａｙプロトコル仕様バージョン２．１に基づく、ＦｌｅｘＲａｙプロトコルが挙げられる。ＦｌｅｘＲａｙにおいては、特に車両に適用する、高速で決定論的でフォールト・トレラントなバスシステムが関わっている。ＦｌｅｘＲａｙは、１つまたは２つの物理的に離れた線を介して、データ転送速度最大１０Ｍｂｉｔｓ／ｓで通信する。しかし、当然のことながら、ＦｌｅｘＲａｙはデータ転送速度が遅い場合でも稼動できる。その際、２つのチャネルは、特にＯＳＩ参照モデルの物理層に該当する。２つのチャネルは、主に冗長的でフォールト・トレラントなメッセージ伝送に貢献する。しかし、種類の異なるメッセージを伝送することも可能であり、その場合、データ伝送速度は２倍の速さになるであろう。また、伝送される信号が、線を介して伝送される２つの信号の差に基づき、差分信号として生成されることも想定される。物理層を介する信号伝送は、電気的、光学的またはその他の任意の形態で行われる。

ＦｌｅｘＲａｙプロトコルは、加入者または伝送されるメッセージに固定のタイムスロットを割り当てる、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）の原理に従い機能する。固定のタイムスロットにおいて、加入者または伝送されるメッセージは、通信接続の排他的使用権を持つ。その際、タイムスロットは設定されたサイクルで繰り返されるので、メッセージがバスシステムを介して伝送される時点が事前に正確に予告され、バス使用権の取得も決定論的に行われる。図１３において、ＦｌｅｘＲａｙ通信システムの通信サイクルの例が示されている。静的部分（静的セグメント）は符号２、動的部分（動的セグメント）は符号４で示されている。タイムスロットはフレームとも呼ばれるが、符号６で示されている。バスシステムにおけるメッセージ伝送のために帯域幅を最適に使用するため、ＦｌｅｘＲａｙはサイクルを静的部分（静的セグメント）２と動的部分（動的セグメント）４に分割する。その際、固定のタイムスロット６は、バスサイクルの先頭の静的部分２にある。動的部分において、タイムスロット８ａ、８ｂは動的に設定される。動的部分においては、排他的なバス使用権がそれぞれ短時間８aの間、つまり、少なくとも１つのミニスロットの長さの間与えられる。ミニスロットの範囲内でバスアクセスが行われる場合にのみ、タイムスロット８aはアクセスに必要な時間８ｂに延長され得る。このように、帯域幅は、実際に必要な場合に限って使用されるのである。動的セグメント４のデータ伝送のためのタイムスロット８ｂは、その長さと構造については、実質的に静的セグメント２の固定のタイムスロット２に相当する。

同期機能を実現し、２つのメッセージの間に短い間隔を置いて帯域幅を最適化するため、通信ネットワークの加入者は、共通の時間基準、つまりグローバル時間を必要とする。時刻同期を行うため、サイクルの静的部分２において同期メッセージが伝送される。そして、ＦｌｅｘＲａｙ仕様に従った特別なアルゴリズムを用いて、加入者のローカル時計は、すべてのローカル時計がグローバル時間に同期して稼動するように修正される。

以下、ＦｌｅｘＲａｙデータ伝送システムに基づいて、本発明について例を挙げながら説明する。しかし、これにより本発明の範囲を限定して理解すべきものではない。むしろ本発明は、様々な種類の複数のデータ伝送システムのために利用することが可能であり、さらに類似のシステムにも適用することができる。

通信接続の接続線を介して通信システムの送信加入者から受信加入者へ伝送される信号１０が、高（ｈｉｇｈ）から低（ｌｏｗ）へ、または低から高へエッジを遷移させる領域において、理想的な方形ではなく、斜めに傾斜した波形を描く様子を図１４に示している。つまり、立ち下がりエッジ及び立ち上がりエッジの傾きが異なっていることが分かる。このように波形が違い、エッジの長さが異なると、立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジにおいて、送信信号１０（ＴｘＤ）及び受信信号１０（ＲｘＤ）との間に生じる遅延も異なってくる（図１５参照）。立ち上がりエッジ１６及び立ち下がりエッジ１８の遅延の差に従って、非対称な遅延２０が生じる。図１５において、上段に送信信号１０（ＴｘＤ）、及び下段に受信信号１０の波形を示している。遅延１６、１８は、送信信号（ＴｘＤ）と受信信号（ＲｘＤ）の間の当該エッジの差に相当する。

バスシステムを介したデータまたはメーセージの伝送においてこのような遅延が生じると、立ち下がりエッジまたは立ち上がりエッジが伝送路において様々な程度で遅延するので、パルスがひずんでしまう。従来の技術では、送信されたパルスが受信者において所定の固定サンプルクロックで複数回（例えば、８回／ビット）サンプリングされると、サンプリング点のステータスにより、つまり８つのクロック値からの１つの値を選択することにより、データが正しくサンプリングされるか誤ってサンプリングされるかが決まる。このことに関しては、以下に図１６、１７及び１８を参照しながら詳細に説明する。

図１６において、送信された信号１０のビット列のパルス図を示している。ビット列は、第１ビット＝高（１）と第２ビット＝低（０）間の立ち下がりエッジで始まり、その後、低（０）のビットが複数続いた後、少なくとも１つのビットｉが高（１）となっている。ビットの位置は点線で示されており、例えば、最上位ビット（ＭＳＢ）で伝送が開始される。伝送においては、伝送チャネルの非対称な遅延によって、ビット(ｉ＋１)とビットｉの間の立ち上がりエッジは、より早い（図１７）またはより遅い（図１８）方向にずれることとなる。

ビット値のサンプリングは、データビットレートのn倍の周波数であるサンプルクロックによって行われるが、送信者と受信者の周波数には許容される範囲の差異がある。そのため、ビット値のサンプリングは必ずしも正確にビット列の中央（ｉｎ ｄｅｒ ｍｉｔｔｅ）では行われなくなる。非対称なひずみとサンプリング時点１２の遅延が、それぞれのビットの位置で不都合に重なってしまった場合、ビット値（ｉ＋１）が誤って値１と認識され（図１７）、またはビット値（ｉ）が誤って値０と認識される（図１８）。これは、従来の技術において、固定のサンプルカウンタの値ｋ（１＜＝ｋ＜＝ｎ）が利用されていることによる。つまり、ｎ個のビットのサンプリング値のうちどれが実際にビット値として使われるのかが、厳密に規定されているのである。

ビット単位でサンプリング時点１２を固定して選択すると（例えば、ビット単位で８つのサンプル値がある場合、ビットの中央の５番目のサンプル値など）、非対称な遅延による影響、周波数差異、及びサンプリングによる追加的な時間離散化が問題となり、伝送チャネルに対する要請が大きくなる。非対称な遅延を小さくするため、エッジの角度を上げた場合、タイミングにおいては利点があるかもしれない。しかし、その一方、技術的な要求度がより高く、より高価な構成要素を前提条件とし、さらにデータ伝送システムのＥＭＣの状態にも不利な影響を及ぼすであろう。また、パルスひずみによっては、一方のまたは他方のビット境界において誤ったデータを評価するという危険を冒すことになる。

伝送チャネルの非対称な遅延には、規則的な要因がある。つまり、当該エッジは互いに比較的同じ形式で遅延するのである。この規則的な要因を補うため、２つの可能性に従ってサンプリング時点１２をサンプルクロックｘ分だけ移動すること、即ちサンプルカウンタの値ｋ＋ｘ（ｘ＜０（図１参照）またはｘ＞０（図２参照））に移動することを本発明により提案する。これによって、伝送のロバスト性が高められる（修正されたサンプリング時点１２´）。

伝送において、サンプリング時点１２に対応する規則的なずれの大きさの有意な値を求めるためには、伝送路を正確に把握できなければならない。そのため、伝送される信号１０には、フレーム６、８ｂにおいて情報ビットを伝送する前に、互いに方向が異なる２つのエッジがあり、その間に所定の間隔が定義された、少なくとも１つのビット列が必要である。また、この１組のエッジを伝送する際には、チャネルで情報ビットを伝送する際と同様の一定の条件が整っていることを保証しなければならない。さらには、もし伝送チャネルの構成の際に、既に厳密に定義されたビット列（例えばフレームスタートビットまたはバイトスタートビット等）を利用することができれば、より有意義である。また別の方法として、測定を目的とする定義されたデータワードをデータ伝送プロトコルに追加的に挿入することも可能である。それには、２つのエッジ（立ち下がりエッジ及び立ち上がりエッジ）の間の間隔が相当に大きいデータワードが適しており、そうすれば周波数差異による影響をより厳密に考慮することができる。このようなデータワードとして、例えば０ｘ００（２進法：００００００００）または０ｘＦＦ（２進法：１１１１１１１１）が挙げられる。同様に、エッジが非常に多いデータワードも、測定結果による平均値の算出、多数決判定またはその他の方法によって、チャネルにおけるノイズ等の確率的な要因による影響を小さくするのに適している。そのようなデータワードとしては、例えば０ｘ５５（２進法：０１０１０１０１）または０ｘＡＡ（２進法：１０１０１０１０）が挙げられる。さらに、規則的な要因の最新の測定値をデータ伝送中に非対称な遅延に合わせて適合させることが可能である。これは特に、同期時点（サンプルカウンタのリセット）間に比較的大きな間隔が生じ、間隔の末尾のデータにおいてクロックの差異が比較的大きく、その差異により起きたサンプリング時点１２の相対的な遅延の影響でエラーが比較的目立つ場合に、有意義である。

本発明の具体的な実施形態においては、測定のために、ＦｌｅｘＲａｙプロトコル仕様バージョン２．１によるフレームスタートシーケンス（ＦＳＳ）及びバイトスタートシーケンス（ＢＳＳ）を共に使用する。これらのビット列は、２つの高ビット（ｈｉｇｈ−ｂｉｔ）により構成され、高ビットの後にそれぞれ少なくとも１つの低ビット（ｌｏｗ−ｂｉｔ）が続く。それにより、パルスひずみ（伝送路における非対称な遅延）を測定することが可能になる。ビット長１００ｎｓ、クロック速度８０ＭＨｚでのサンプリングの場合には、ｎ＝８のオーバーサンプリングが得られる。図３は、パルス列、それに割り当てられたサンプルクロック及び測定カウンタを示している。

測定値を算定するため、少なくともｌｄ（ｎ）ビットのｎを法とする剰余計算器を使用すると有意義である。つまり、ｎ＝８倍のオーバーサンプリングには、ｌｄ（８）＝３ビットの測定カウンタが必要である。ビット時間の５０％以上を占めるひずみの場合は、カウンタをさらに少なくとも１ビット拡張しなければならない。このカウンタは、ＦＳＳ（フレームスタートシーケンス）の最初の高ビットの値によって、サンプルクロックと同期して値‘０’に設定される（図３の実線の矢印参照）。または次のクロックで値‘１’に設定される（図３の点線の矢印参照）。それに続く、ＢＳＳ（バイトスタートシーケンス）の最初の低ビットの値と共に、カウンタ示度はサンプルクロックと同期して保存され、または場合によっては１クロック遅れて測定点Ｙで保存される。保存された値は、規則的な遅延を考慮してサンプリング時点の調整量ｘをどう設定すべきかの基準となる。図３に示す例において、点Ｙに値１、ひずみに値０が設定される、つまりｘは‘０’に設定される。時点Ｙはビット列の値‘０’がサンプルクロックによって保存された時点を表している。その時には測定カウンタも、１つ分先の値までカウントされてしまっている。カウンタクロック（受信されたビット列に関するクロックの非同期性）と受信者におけるクロックの間の周波数差異による時間離散化によって、長さがちょうど２ビット時間でひずみがないパルスＦＳＳ−ＢＳＳ（１）においてさえも、測定された値が‘０’から‘２’の間にある可能性がある。値‘０’は、ひずみがないパルス伝送において、受信者クロックが送信者のクロックより速くない場合に限り取得される。また値‘２’は、受信者クロックが送信者クロックより遅くない場合に限り取得される。測定された値に従って、特に測定値が‘０’、‘１’及び‘２’ではない場合、サンプルカウンタの同期を立ち下がりエッジまたは立ち上がりエッジと共に開始するかどうか、つまり、実際のひずみが測定の際と同じ方向に進むのか違う方向に進むのかを区別しなければならない。ＦｌｅｘＲａｙの例においては、サンプルカウンタはＢＳＳ（１）からＢＳＳ（０）ビットへの立ち下がりエッジと共に開始される。従って、測定値が‘２’、‘３’及び‘４’の場合、ｘは負の数とするべきである。表１は、１つ、２つまたは３つ分のクロックの調整を容認する場合の候補値を示している。一般的ケースは、調整量を正の値と負の値のどちらにするかの境界を決定できる場合に適用される。場合によっては、ビットの幅をより拡張し、測定カウンタの分解能をさらに高める必要がある。しかし、特に確率的なノイズも考慮しなければならない場合は、それ以上サンプリング点の調整のために１クロック増やさない方が有益である。その方が、サンプリングのロバスト性がより高められる。

測定過程のロバスト性を更に高めるには、測定カウンタに少なくとも１つ、または出来れば２つのビットを追加し、バイトスタートシーケンス（ＢＳＳ）の立ち下がりエッジを、カウンタ示度の最小値（例えば、１０進法では１２、即ち１６進法では０ｘＣ）を基準として評価するのも有意義である（図４参照）。それによって、測定値に基づき表２の補正値が求められる。値ｘの第１列は、サンプリング時点１２の論理的な調整可能量を表している。ここで提案している最大でも１クロックの調整は、よりロバスト性が高く、その場の確率的な影響を受けても確実に修正することが可能である。これら２つの対極的な方式以外にも、他の観点から決定され得る任意の中間の案を用いてもよい。

ロバスト性を更に高めるには、サンプリングされた値をそれぞれ、その直前及び／または直後のサンプリング値と比較し、これらの値から多数決判定によって有効な信号を求めてもよい。その点において、図３または図４に示しているサンプリングされた入力信号は、既に多数決判定され、比較的小さなノイズが抑えられた信号である。

チャネルひずみにおいて、確率的な要因（EMC放射（ＥＭＶ−Ｅｉｎｓｔｒａｈｌｕｎｇ）、干渉など）より規則的な要因（非対称な遅延、立ち下がりエッジ及び立ち上がりエッジの様々な遅延）が占める割合が高い場合には、表１及び表２を参照しながら図３及び図４の測定プロセスを行うと有意義である。これは、ＦｌｅｘＲａｙ通信システムにおいて可能である。しかし、特定の実施形態においては常に確率的要因が存在するため、理論上出された補正値（表２など）はあまり有意義とは言えない。確率的な影響を評価するため、また、さらに正確な補正値を取得するため、図３または図４に示す方法で複数回測定を実行しなければならない。最初からプロトコルにない限り、本来のデータやその他の情報より前（例えばヘッダ）において伝送される、測定に適していて厳密に定義されたパルス形を、伝送の先頭部分に追加的に設ける必要がある。

図４に示すように測定カウンタの５ビットの値を保存する代わりに、表２に応じて直接提案される調整量（１ビット）を保存することができる。そうすることによってハードウェアのコストが節約され、複数回測定する際の多数決判定が容易になる。その際、測定ごとに１ビットの１つの調整量だけが保存される。さらに、パルスのひずみを可能な限り多く調査するために、例えばデータ値０ｘＡＡまたは０ｘ５５の１バイトを伝送することが可能である。その時、例えばパルスの高位相が１ビットのみ、若しくは２、３または４ビット時間続くかどうかに関係なく、高位相パルス（ｈｉｇｈ−Ｉｍｐｕｌｓｅｓ）を測定した測定値の差異についてのみ、調整量ｘが負の値となる。低位相パルス（ｌｏｗ−Ｉｍｐｕｌｓｅｓ）の場合、調整量は正の値となる。測定されたすべての値に基づいて、最終的に中央値の算出、多数決判定またはその他の適切な方法によって、合計調整量が形成される。

それに対して、送信者と受信者の間のクロック差異の影響が圧倒的に大きい場合は、少なくとも１つの、データ値０ｘ００または０ｘＦＦの１バイト等の比較的長い高位相パルスまたは低位相パルスを測定に用いると有利である。それによって、クロックの不正確さがより正確に求められ、サンプリング時点１２のずれについてより深く考慮することが出来る。

図６は、ＦｌｅｘＲａｙデータ伝送システムの一例の詳細を示している。システムは、２つのスターカプラと８つの加入者ノード３０を備えており、接続線３２を介してノード間でデータが伝送される。ここでは、２つのアクティブ・スターＡ１及びＡ２を介した、ノードＡからノードＨへの可能な伝送路が示されている。その伝送路において、上記のチャネルひずみが発生する。理論的には、許容されるクロックの不正確さが1500ｐｐｍ、チャネルひずみ tfr が例えばビット時間の３５％の場合、正確なサンプリングが行われると想定されるであろう。しかし、この考察に関して、送信者クロックの不正確さや個々の回路部分の非対称性が十分に考慮されていないので、正確なサンプリング条件が整った物理層仕様を実装することはできないであろう。そこで、本発明に係る、さらに時間の節約が可能となる方法を提案する。ここで想定される最悪の条件（第一、第二のワーストケース）は、受信者のサンプルクロックが最も遅く、立ち下がりエッジ及び立ち上がりエッジの間の時間、つまり時間 tfr が３５ｎｓ短くなることである。または、受信者のサンプルクロックがもっとも早く、時間 tfr が３５ｎｓ長くなることである。

第一のワーストケースとして、ＴｘＤノードＡから送信されＲｘＤノードＨに届いたひずんだ波形（Ｗａｖｅｆｏｒｍ）を、図７に示している。ノードＡのクロック速度は少し速すぎて、clk_pA＝１２．４８１２５ｎｓである（サイクル時間の−０．１５％速い）。また、ノードＨのクロック速度は少し遅すぎて、clk_pH＝１２．５１８７５ｎｓである（サイクル時間の＋０．１５％遅い）。名目上のサイクル時間clk_p_nomは１２．５ｎｓである。ＴｘＤノードAからＲｘＤノードＨへ送信された波形は、t_1＝１０＊８＊clk_p_nom＝１．０００ｎｓになる。プロトコル仕様２．０．２０の７３ページ、表３−１及び３．２．７．５項によると、 tfr ＝（ｎ±０．３５）＊gdBitであり、これは送信者ノードの実際のクロック速度に依存しない。図７の例では、非対称性 tfr が gdBit−３５％であることに基づいている。ひずみがあるときに限り、ＦＥＳ（フレームエンドシーケンス）エッジは、t_2＝０．３５＊８＊clk_p_nom＝３５ｎｓ早くなる。t_resは、t_1とt_2との差に基づき９６５ｎｓになり、これが tfr に相当する。サンプルカウンタはまず、ＢＳＳの立ち下がりエッジを認識した際に値‘１’に設定される（同期される）。これは、送信者と受信者のクロックが異なるため、どのバイトの先頭でも新たに行われる。サンプリングされた値がさらに多数決判定される場合（比較的小さなノイズを抑えるための多数決判定）には、バイトの先頭は、多数決による遅延（Ｖｏｔｉｎｇ ｄｅｌａｙ）t_VD1の後にようやく認識される。多数決判定された信号は、２または３クロック（波形とクロックの互いの非同期性のため３クロックまで）の遅延の後に値を更新する。

図８は、受信ノードＨにおいてサンプリングされた波形を示している。多数決による遅延t_VDは、２＊clk_pH＜＝t_VD＜＝３＊clk_pHである。ここでは、t_VD1＝３＊clk_pH、 t_VD2＝２＊clk_pHとしている。また、tS_FES1＝（９＊８＋４＋t_VD1−t_VD2）＊clk_pH＝７７＊１２．５１８７５ｎｓ＝９６３．９４３７５ｎｓである。FES1を正確にサンプリングするためには、t_resはtS_FES1より長くなければならない。図８の例から、タイムリザーブ（t_res−t_S_FES1）は１．０５６２５ｎｓであるため、ノードＨのサンプリングは機能することが分かる。しかし、その約1ｎｓのタイムリザーブt_res−t_S_FES1は、上記すべての要件を満たすには十分ではない。おそらく、±０．５ｎｓのサンプリングの時間軸方向のずれ（ジッタ）を補償するには十分であろう。

図９は、第二のワーストケースを示している。ノードＡのクロック速度は少し遅すぎて、clk_pA＝１２．５１８７５ｎｓである（サイクル時間より＋０．１５％遅い）。ノードＨのクロック速度は少し速すぎて、clk_pH＝１２．４８１２５ｎｓである（サイクル時間より−０．１５％速い）。ここでも名目上のサイクル時間clk_p_nomは１２．５ｎｓである。ＴｘＤノードＡからＲｘＤノードＨへ送信された波形は、t_1＝１０＊８＊clk_p_nom＝１．０００ｎｓである。プロトコル仕様２．２．２０、７３ページ、表３−１及び３．２．７．５項に基づき、tfr ＝（ｎ±０．３５）＊gdBitであり、これは送信者ノードの実際のクロック速度に依存しない。図９の例では、非対称性 tfr が gdBit＋３５％であることに基づいている。ひずみがあるときに限り、ＦＥＳ（フレームエンドシーケンス）エッジは、t_2＝０．３５＊８＊clk_p_nom＝３５ｎｓ遅くなる。t_resは、t_1及びt_2の和に基づき１０３５ｎｓになり、これは tfr に相当する。

図１０は、受信ノードHによってサンプリングされた波形を示している。多数決による遅延t-VDは、２＊clk_pH＜＝t_VD＜＝３＊clk_pHである。ここでは、t_VD1＝２＊clk_pH、 t_VD2＝２＊clk_pHとしている。また、tS_FES2＝（１０＊８＋４＋t_VD1−t_VD2）＊clk_pH＝８４＊１２．４８１２５ｎｓ＝１０４８．４２５ｎｓである。ＦＥＳ２を正確にサンプリングするためには、t_res は tS-FES2 より短くなければならない。図１０の例から、タイムリザーブ（t_S_FES2−t_res）は１３．４２５ｎｓであるため、ノードＨのサンプリングは機能することが分かる。ここで、サンプリング時点１２を１クロック前に移動した場合、つまりサンプルカウンタの値４でサンプリングを行えば、正しい値を取得できるが、それによりタイムリザーブは減少し、１ｎｓより短く（０．９４３７５ｎｓ）なるであろう。そうすると、上記の追加的なひずみを吸収することがもはや出来なくなり、伝送においてエラーが生じるであろう。

上記の実施形態から、データ伝送のロバスト性に関して必要とされた条件が、プロトコル仕様では、純粋に理論的においてのみであれば満たされるということが明らかになっている。サンプルカウンタの値が４または５ならば、正確なデータサンプリングのために使用することができる。その際、tfr によってエッジのひずみが速くなる方向または遅くなる方向に作用するのかを、つまり、低ビット領域（ｌｏｗ−ｂｒｅｉｃｈ）が短縮されるのか延長されるのかを、事前に予知できるのであれば、目標に合わせてサンプリング時点を調整し、伝送のロバスト性をさらに高めることができるであろう。ここに示した２つのワーストケース（図７及び図９参照）においては、サンプリング点４及び５における伝送は実行されるが、ひずみ具合によって伝送のロバスト性に差がある。チャネルひずみに関しては、比較的多くの部分を占める規則的な要因しか考慮することができない。従って、規則的なひずみが一方または他方の方向において相当に大きい場合に限って、ひずみが確率的な要因を有する場合にも、エッジのひずみの方向自体も測定することが出来る。いずれにせよ、一様に調整され得る規則的なひずみに関しては、図７及び図９の上記のワーストケースの例で示したとおり、どの値がサンプリングされても問題ない。

図１１は、２つのバイトスタートシーケンス（ＢＳＳ）の間全体がチャネルひずみによって短縮されたか延長されたかを、データフレームの第１データバイトとして追加的に送信されるデータバイト０ｘ００によりどのように判定できるかを示している。ここでも、ワーストケースの測定が示されている。ＲｘＤにおいて受信される波形は、t_1＝９＊８＊clk_p_nom＝９００ｎｓである。プロトコル仕様２．２．２０、７３ページ、表３−１及び３．２．７．５項に基づき、tfr＝（ｎ±０．３５）＊gdBitであり、送信者ノードの実際のクロック速度には依存しない。図１１の例においては、非対称性 tfr ＝ gdBit±３５％であることに基づいている。ひずみがある場合は、ＦＥＳ（フレームエンドシーケンス）エッジはt_2＝０．３５＊８＊clk_p_nom＝３５ｎｓだけ早くなるか遅くなるかのどちらかである。t_res1はt_1とt_2との差に基づき８６５ｎｓで tfr の最小値に相当し、t_res2はt_1及びt_2との和に基づき９３５ｎｓで tfr の最大値に相当する。

図１２に、受信ノードＨによってサンプリングされた波形が示されている。多数決による遅延t_VD1は、２＊clk_pH＜＝t_VD1＜＝３＊clk_pHであり、t_VD2は、２＊clk_pH＜＝t_VD2＜＝３＊clk_pHである。第１の考察として、サンプルカウンタの値ｘ＝１…４の場合は、以下のようになる。
tS_BSS1a＝（９＊８＋（ｘ−１）＋t_VD1−t_VD2）＊clk_pH
tS_BSS1a_min＝（７２＋１−１−１）＊１２．５１８７５ｎｓ＝８８８．８３１２５ｎｓ
tS_BSS1a_max＝（７２＋４−１＋１）＊１２．５１８７５ｎｓ＝９５１．４２５ｎｓ
よって、tS_BSS1aは、８８８．８３１２５ｎｓ から９５１．４２５ｎｓの間の領域で推移する。

第２の考察として、ｘ＝５…８の場合は、以下のようになる。
tS_BSS1b＝（９＊８＋（ｘ−１）＋t_VD1−t_VD2）＊clk_pH
tS_BSS1b_min＝（７２＋５−１−１）＊１２．４８１２５ｎｓ＝９３６．０９３７５ｎｓ
tS_BSS1b_max＝（７２＋８−１＋１）＊１２．４８１２５ｎｓ＝９９８．５ｎｓ
よって、tS_BSS1bは、９３６．０９３７５ｎｓから９９８．５ｎｓの間の領域で推移する。

また図１２は、ＢＳＳの立ち上がりエッジが検知された際に、つまり、信号値が最初に高ビットでサンプリングされた際に、サンプルカウンタの値が保存されることを示している。サンプルカウンタはＢＳＳの立ち下がりエッジにおいて、多数決判定のために時間 t_VD1 だけ遅れて開始され、または同期される。つまり、サンプルカウンタは値‘１’に設定される。その後、測定は終了する。つまり、測定カウンタは、データが初めて‘１’になった場合に停止され、測定値が保存される。ひずみ具合に応じて、このサンプリング時点はカウンタ起動後t_res1とt_res2の間にある。表３は、サンプリングされるカウンタ値と、図１２の例の当該サンプル時点との対応を示している。その時設けられているサンプルカウンタの値は‘１’から‘８’までしかない。測定値は、データ値０ｘ００の第１ヘッダバイトの後に測定された第２バイトの、ＢＳＳ（１）のサンプルカウンタの最小値に相当する。表３では、それぞれの測定値とサンプリング時点１２としての定数ｃＳｔｒｏｂｅＯｆｆｓｅｔが対応している。サンプリング時点は、定数値として設定される。従来仕様において規定されていた固定値５の代わりに、測定結果に従って、値‘４’及び‘５’が可変的に入れ替えられる。図１１のサンプリングされた波形の時間領域は、部分的に重なっている。従って、規則的な要因によるエラーが相当にひどくないかぎり、任意で値を割り当てることが可能である。

図５は、本発明に係るデータ伝送システムの加入者ノードの例を示している。加入者は、エネルギー供給部２０、及び例えばマイクロプロセッサとして構成されるホスト２２を備えている。エネルギー供給部２０は加入者の構成要素全体に必要なエネルギーを供給する。さらに、加入者には通信制御部２４を含んでいる。通信制御部２４は、（ホスト２２によって）送信されるデータを符号化し、通信接続を介して伝送を行うために加入者のバスドライバ２６へ送信し、または（バスドライバ２６によって）受信されるデータを復号化し、その後の処理のためにホスト２２へと転送する。複数の加入者のいる通信接続に接続されている場合、加入者の中には、複数のバスドライバ２６、特に各通信接続について個別のバスドライバ２６が含まれる。または、または加入者において選択的に少なくとも１つのバスドライバ２６を監視する、最低でも１つのバスガーディアン２８を設けてもよい。

通信制御部２４において、伝送されるデータは、利用するデータ伝送プロトコル（ＦｌｅｘＲａｙ等）に応じて構成されたフォーマットに格納される。そのため、例えばデータは、所定の適切な構造のデータフレームに入れられ、ビット単位でシリアル伝送される。さらに通信制御部２４においては、受信したビットを複数のクロックによって個々にサンプリングするための手段が設けられている。受信した個々のビットのサンプリングに関する同期点（ＦｌｅｘＲａｙの場合はＢＳＳなど）を、データフレーム内にて指定することが可能である。

通信データ及びステータス情報は、ホスト２２と通信制御部２４との間で、ホスト２２とバスドライバ２６との間で、及びホスト２２とバスガーディアン２８との間で交換される。伝送し、または伝送されるデータ（通信データ）は、ホスト２２と通信制御部２４との間で、更に通信制御部２４と少なくとも１つのバスドライバ２６との間で交換される。制御信号は、通信制御部２４から少なくとも１つのバスドライバ２６へ、バスガーディアン２８から少なくとも１つのバスドライバ２６へ、及びバスドライバ２６からエネルギー供給部２０へ伝達される。従って、バスガーディアン２８はエラーの際、１つのまたは複数の加入者の構成要素へのエネルギー供給を中断し、エラーが生じたデータ伝送の続行を停止する。通信制御部２４と少なくとも１つのバスガーディアン２８との間では、同期信号が交換される。ステータス信号は、少なくとも１つのバスドライバ２６からバスガーディアン２８へ伝送される。

さらに、通信制御部２４には、受信した信号のビットのサンプリング時点１２´を可変的に調整するための手段も設けられる。サンプリング時点１２´の調整は、例えば伝送される信号の品質に応じて、特に信号の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの非対称なひずみに応じて行われる。そのため、通信制御部２４はさらに、信号の品質の測定、特に信号の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジのひずみを測定する手段を追加的に有してもよい。信号の品質の測定は、一定の限界条件の下で行われる。つまり例えば、一定の環境圧力、一定の環境気温、及び一定の供給電圧で行われる。信号の非対称な遅延の測定のため、信号の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとの間、または立ち下がりエッジと立ち上がりエッジとの間のある既知の間隔が、ある既知の値と比較される。実際に測定された間隔と名目上の間隔との差に基づき、非対称な遅延が求められる。エッジ間の間隔を測定するため、測定カウンタ、特に８を法とする剰余計算器、つまりサンプルカウンタが導入される。

測定精度を高めるため、例えばEMCの影響、時間離散化エラーに基づく不正確さについて考慮が行われる。時間離散化エラーは、およそ１サンプルクロック（サンプリング周期）に相当する。さらに通信制御部２４は、本発明による方法を実現するための手段を備える。

本発明の効果及び有利な実施形態は、以下の図の説明及び図面から明らかとなろう。
複数のエッジにおける、立ち上がりエッジが早まる規則的なひずみ、及び本発明に係るサンプルクロックとサンプリング時点の前方への移動を示している。 複数のエッジにおける、立ち上がりエッジが遅れる規則的なひずみ、及び本発明に係るサンプルクロックとサンプリング時点の後方への移動を示している。 ＦＳＳ（フレームスタートシーケンス）及びＢＳＳ（バイトスタートシーケンス）を使ってチャネルの対称性を計算するための測定カウンタの使用について示している。 ＦＳＳ及びＢＳＳを使ってチャネルの対称性を計算するための拡張された測定カウンタの使用について示している。 データ伝送システムの本発明による加入者の詳細を示している。 ２つのスターカプラ及び８つのノードがあり、それらの間でデータが伝送される、本発明に係るデータ伝送システムのトポロジーの例を示している。 受信ノードのクロックが最も遅く、立ち下がりエッジと立ち上がりエッジとの間の時間が短縮された第１のワーストケースを示している。 図７のケースのためタイムリザーブを考慮した際の、信号の正確なサンプリングを示している。 受信ノードのクロックが最も速く、立ち下がりエッジと立ち上がりエッジとの間の時間が延長された第２のワーストケースを示している。 図９のケースのためにタイムリザーブを考慮した際の、信号の正確なサンプリングを示している。 特にデータフレームの第１データバイトして追加的に送信される、データバイト０ｘ００を使ったチャネルひずみの算定（２つのＢＳＳ間の信号のＬレベルの短縮または延長）を示している。 図１１のケースのチャネルひずみを測定するための、ＢＳＳ−立ち下がりエッジにおいて算出されたサンプルカウンタの値の保存を示している。 ＦｌｅｘＲａｙプロトコルによるデータフレームの大まかな構成を示している。 ＢＳＳの立ち下がりエッジまたはＦＥＳ（フレームエンドシーケンス）の立ち上がりエッジにおける非対称なひずみを示している。 立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジにおける、送信される信号（ＴｘＤ）と受信される信号（ＲｘＤ）との間に生じる遅延を示している。 同期箇所が定義されている、伝送されるパルス列を示している。 立ち上がりエッジが早まるひずみと、サンプルクロックが遅すぎる際の誤ったビット値のサンプリングを示している。 立ち上がりエッジが遅れるひずみと、サンプルクロックが早すぎる際の誤ったビット値のサンプリングを示している。

Claims (17)

1. データ伝送システム内で信号（１０）を受信する加入者（３０）において前記データ伝送システムの少なくとも１つの接続線（３２）を介して伝送される前記信号（１０）を復号化する方法であって、
   前記データ伝送システムは、複数の加入者（３０）を含み加入者間を繋ぐ前記接続線を備えており、
   前記信号（１０）は、符号化されたデータを特定構造のデータフレームによって伝送するものであり、
   データはビット単位でシリアル伝送されており、
   前記受信加入者（３０）において各ビットが複数回のクロックによってサンプリングされており、
   受信される各ビットのサンプリング時点を決定するための基準点がデータフレーム内にて予め指定されており、
   前記信号（１０）の立ち上がりエッジから立ち下がりエッジへ、または立ち下がりエッジから立ち上がりエッジへの前記データ伝送システムにて使用される伝送プロトコルで規定されている所定の遷移の間隔を測定する
   ことを特徴とする復号化方法。
2. 前記間隔の測定は、前記データフレームのフレームスタートシーケンス（ＦＳＳ）における立ち上がりエッジと、バイトスタートシーケンス（ＢＳＳ）における立ち下がりエッジとの間の間隔を測定することを特徴とする、請求項１に記載の復号化方法。
3. 測定カウンタを前記信号の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジと共に起動し、前記測定カウンタを信号の立ち下がりエッジまたは立ち上がりエッジと共に停止し、そのカウンタ示度を間隔を測定する基準として用いることを特徴とする、請求項１または請求項２に記載の復号化方法。
4. 前記測定カウンタとして、調整されたサンプリング時点を求め、前記サンプリング時点にサンプリングを開始するサンプルカウンタ（１４）が用いられることを特徴とする、請求項３に記載の復号化方法。
5. 測定された間隔により非対称な遅延の傾向を求めることを特徴とする、請求項１から請求項４のいずれかに記載の復号化方法。
6. 伝送された前記信号（１０）について測定した前記間隔または求めた前記非対称な遅延に応じて、受信したビットのサンプリングを改善するための適切な対応策を講じることを特徴とする、請求項１から請求項５のいずれかに記載の復号化方法
7. 受信したビットのサンプリングの改善のために、受信したビットのサンプリング時点を可変的に調整することを特徴とする、請求項６に記載の復号化方法。
8. 受信した各データフレームにおける前記サンプリング時点の変数値を可変的に調整することを特徴とする、請求項７に記載の復号化方法。
9. 伝送された前記信号（１０）について測定した前記間隔または求めた前記非対称な遅延に応じて、指定された通常のサンプリング時点（ｔ＿ｎｏｍ）に対する調整量（ｘ）を求め、前記通常のサンプリング時点（ｔ＿ｎｏｍ）を前記調整量（ｘ）によって補正した、調整後の可変的なサンプリング時点（ｔ＿ｖａｒ）を用いることを特徴とする、請求項７または請求項８に記載の復号化方法。
10. 前記可変的なサンプリング時点（ｔ＿ｖａｒ）は、受信したビットをｎ倍オーバーサンプリングした際に、ｔ＿ｖａｒ＝ｔ＿ｎｏｍ−（ｙ−ｎ）／ａ という方程式に基づいて求められ、ｔ＿ｎｏｍは前記通常のサンプリング時点を、ｙは前記測定カウンタのカウンタ示度を、ａはビット数を表し、前記オーバーサンプリングの後に非対称な遅延の測定が実行されることを特徴とする、請求項７から請求項９のいずれかに記載の復号化方法。
11. 受信した前記信号（１０）について測定した間隔または非対称な遅延を診断目的に用いることを特徴とする、請求項１から請求項５のいずれかに記載の復号化方法。
12. 信号（１０）を伝送するシステムであって、
    信号伝送用の接続線（３２）により互いに接続する複数の加入者（３０）を含み、
    前記信号（１０）は、符号化されたデータを特定構造のデータフレームによって伝送し、
    データをビット単位でシリアル伝送する手段（２６）と、前記信号を受信する少なくとも１つの加入者（３０）が複数回のクロックによって各ビットをサンプリングする手段（２４）とを有し、
    受信される各ビットのサンプリング時点を決定するための基準点がデータフレーム内にて予め指定されており、前記信号（１０）を受信する少なくとも１つの加入者（３０）が、前記信号（１０）の立ち上がりエッジから立ち下がりエッジへ、または立ち下がりエッジから立ち上がりエッジへの伝送プロトコルで規定されている所定の遷移の間隔を測定する手段を有する
    ことを特徴とする、信号の伝送システム。
13. 請求項２から請求項１１のいずれかの方法を実行する手段を有することを特徴とする、請求項１２に記載の信号の伝送システム。
14. データ伝送システムの加入者（３０）であって、
    前記システムは、信号伝送のための接続線（３２）を介してその加入者（３０）と互いに接続する少なくとも１つのさらに別の加入者（３０）を含み、
    前記信号（１０）に関して符号化されたデータを特定構造のデータフレームによってビット単位でシリアル伝送する手段（２６）と、
    前記加入者（３０）が複数回のクロックによって各ビットをサンプリングする手段（２４）とを有し、
    受信される各ビットのサンプリング時点を決定するための基準点がデータフレーム内にて予め指定されており、
    前記加入者（３０）が、前記信号（１０）の立ち上がりエッジから立ち下がりエッジへ、または立ち下がりエッジから立ち上がりエッジへのデータ伝送プロトコルで規定されている所定の遷移の間隔を測定する手段を有する
    ことを特徴とする、データ伝送システムの加入者。
15. 請求項２から請求項１１のいずれかに記載の方法を実行する手段を有することを特徴とする、請求項１４に記載の加入者（３０）。
16. データ伝送システムの加入者（３０）の通信制御部（２４）であって、
    前記システムは、信号伝送のための接続線を介して互いに接続する複数の加入者（３０）を含み、
    前記信号（１０）に関して、符号化されたデータを特定構造のデータフレームによってビット単位でシリアル伝送する手段（２６）と、
    前記加入者（３０）が複数回のクロックによって各ビットをサンプリングする手段（２４）とを有し、
    受信される各ビットのサンプリング時点を決定するための基準点がデータフレーム内にて予め指定されており、
    前記通信制御部（２４）が、前記信号（１０）の立ち上がりエッジから立ち下がりエッジへ、または立ち下がりエッジから立ち上がりエッジへの、データ伝送プロトコルで規定されている所定の遷移の間隔を測定する手段を有する
    ことを特徴とする、データ伝送システムの加入者の通信制御部。
17. 請求項２から請求項１１のいずれかに記載の方法を実行する手段を有することを特徴とする、請求項１６に記載の前記通信制御部（２４）。

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