JP4717080B2 - バイアスされた負荷に電圧モードスイッチング型電源から電力供給を開始する方法 - Google Patents

Description

この発明は電圧モードスイッチング型電源に関し、より詳しくいうと、この発明はバイアスされた負荷に電圧モードスイッチング型電源から電力供給を開始する方法に関する。

多くの電子回路システムにおいて、そのシステムの不使用時には、通常動作時にそのシステムに電力を供給している必須のスイッチング型電圧調整器はオフ状態に切り換えられ、小規模な「活性維持」電圧調整器がデータ情報および論理状態を保持するだけの電圧にシステム全体を維持する。図１は一つの電子回路システムの例を図解したものであり、電力供給の対象である構成部分がフルパワーモードでは主電源から、パワーダウンモードではその活性維持電源から動作電力の供給を受けることを表している。主電源はシステム使用中にはフルシステム電圧（例えば２．５ボルト）を供給し、システム不使用時にはオフ状態に切り換えられる。主電源がオフ状態にあるときは、活性維持電源が「活性維持」電圧（例えば１．０ボルト）を負荷に供給する。動作モードに応じて、通常はＭＯＳで構成される一対のパワースイッチで所望の電源を選択する。

図１に示したタイプのシステムでは、主電源は「電圧モード」スイッチング型電源で通常構成する。すなわち、電圧モードスイッチング型電源は広く市販されており、経済的であり、また雑音に強いからである。しかし、図１に示したような予備電源付きのシステムで電圧モードスイッチング型電源を用いることには問題がある。すなわち、電圧モードスイッチング型電源は出力電圧を零ボルトから立ち上がらせるように動作することを特徴とするからである。とくに、バイアスされた負荷に電圧モードスイッチング型電源から電力供給を開始する場合、そのスイッチング型電源の立上り期間中に非零ボルト状態に留まるので問題がある。

より詳しく述べると、図１のシステムがパワーダウンモードにある場合、主電源はオフ状態にあり、負荷のパワーレール電圧は活性維持電源により活性維持電圧にバイアスされる。次にこのシステムがフルパワーモードに切り換わるときは、主電源として動作中の電圧モードスイッチング型電源がオンに切り換わり、負荷におけるパワーレール電圧を、電圧モードスイッチング型電源が上記パワーレール電圧を定常状態のフルパワーレベルに上昇させる前に、上記活性維持電圧からほぼ零ボルトに低下させる。活性維持電源から主電源への切換えの期間中に負荷におけるパワーレール電圧が低下することは不都合である。すなわち、そのために、システムが活性維持電源によってシステム内に保存していたデータまたは論理状態が失われることになるからである。

電圧モードスイッチング型電源の始動動作は略述すれば次のとおりである。電圧モードスイッチング型電源をソフト始動させるには、デューティサイクルを初期にごく小さくして、定常状態まで漸増させる。平均的にいうと、デューティサイクルＤの場合はスイッチング型電源のスイッチ出力電圧（Ｖ_ＳＷ）ノードの実効電圧はＤ＊Ｖｉｎで表される。出力電圧ノードにおけるＤＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴが零ボルトの場合は、電圧モードスイッチング型電源は正常に始動して、電流が出力インダクタから負荷接続の出力電圧ノードに供給される。

しかし、ＤＣ出力電圧が零ボルト以上のある電圧値に既にバイアスされていた場合は、始動の際に、出力電圧ノードの電圧がスイッチ出力電圧ノードの平均スイッチ電圧よりも高くなり、電流が出力インダクタ経由でこの電圧モードスイッチング型電源のスイッチングトランジスタに逆流する。主電源へのこの電流逆流は、活性維持電源によってバイアスがかけてある負荷における出力を低下させるので、望ましくない。

主電源として電流モードスイッチング型電源を使用できる場合もある。電流モード制御の電源は、正極性インダクタ電流（負荷に流れ込む向きのインダクタ電流）を生ずるようにデューティサイクルを調整してあるので、バイアスされた負荷に対しても適切な始動ができる。これは電流モードスイッチング型電源の基本的動作、すなわちインダクタ電流を電圧検出回路で定まる値に強制的に等しくするように制御を行っていることに起因する。一方、電圧モードスイッチング型電源では、デューティサイクルは、インダクタ電流の流れの向きまたは大きさとは関わりなく負荷電圧の大きさだけで定まる。電流モードスイッチング型電源を用いれば始動時における上述の負荷バイアス電圧低下の問題は解消できるが、電流モードスイッチング型電源は具体的に構成することが困難であり、また雑音の影響を受けやすい。

ＵＳＰ ６ ２２９ ２８９

したがって、この発明の目的は、活性維持電源によってバイアスされている負荷の電圧を低下させることなくフルパワーモードを始動できる電圧スイッチング型電源を提供することである。

この発明の一つの実施例による電圧モードスイッチング型電源を説明する。この電圧モードスイッチング型電源は入力電圧を受けてＤＣ出力端子に調整ずみのＤＣ出力電圧を供給する。この電圧モードスイッチング型電源は第１の値の最終ＤＣ出力電圧を生ずるように動作する。上記ＤＣ出力端子を、零以上で上記第１の値以下の第２の値の負荷電圧にバイアスした負荷に接続する。この発明の方法は、上記第２の値の上記負荷電圧の入力電圧に対する比を計算する過程と、上記電圧モードスイッチング型電源のデューティサイクルを表す第１の信号を発生する過程と、そのデューティサイクルを表す第１の信号を上記比と比較する過程と、上記第１の信号が上記比に等しいときだけ上記電圧モードスイッチング型電源の出力段をオンに切り換える過程とを含む。その出力段は、上記ＤＣ出力端子におけるＤＣ出力電圧に対応する平均値を有する第２の信号を発生する。

この発明のもう一つの実施例によると、電圧モードスイッチング型電源は、入力電圧を受ける入力端子と、調整ずみのＤＣ出力電圧を表す第１の信号を生ずるスイッチング出力端子と、上記調整ずみのＤＣ出力電圧を供給するＤＣ出力端子とを含む。この電圧モードスイッチング型電源は、誤差増幅器と、制御回路と、出力段と、デューティサイクル算出器と、比較器とをさらに含む。誤差増幅器は、上記調整ずみのＤＣ出力電圧に対応する饋還電圧を受けるように接続した第１の入力ノードと、第１の基準電圧の供給源に接続した第２の入力ノードと、上記饋還電圧と基準電圧との間の差を表す誤差電圧を供給する出力ノードとを備える。制御回路はその誤差電圧を受ける第１の入力ノードと、イネーブル信号を受ける第２の入力ノードと、誤差電圧に応答して制御信号、すなわちその誤差電圧で定まるデューティサイクルを有する一つ以上の制御信号を供給する出力ノードとを含む。上記出力段はそれら一つ以上の制御信号を受けて調整ずみのＤＣ出力電圧を表す第１の信号を生ずるように接続する。デューティサイクル算出回路は、入力電圧と第１の電圧、すなわち零よりは大きく調整ずみのＤＣ出力電圧の最終値よりも小さい第１の電圧とを受けるように接続してある。このデューティサイクル算出回路は上記第１の電圧の上記入力電圧に対する比を表すデューティサイクルプリセット信号を供給する。上記比較器は誤差信号を受ける第１の入力ノードと上記デューティサイクルプリセット信号を受ける第２の入力ノードとを含み、イネーブル信号を生ずる。

動作の際には、誤差電圧がデューティサイクルプリセット信号と等しいときイネーブル信号をアサートする。イネーブル信号がアサートされることにより、制御回路が出力段駆動用の一つ以上の制御信号を発生する。

予備電源により活性維持電圧にバイアスされている負荷の初期電圧の大きさに関わらず、その初期電圧を低下させることなくフルパワーモードへの始動を可能にする電圧モードスイッチング型電源を提供できる。

この発明の原理によると、電圧モードスイッチング型電源を始動させる回路および方法は、電圧モードスイッチング型電源を、バイアスのかかった負荷の負荷電圧を低下させることなく、その負荷に電力を供給するように始動させる。より詳しく述べると、この発明の始動回路および始動方法は、電源の出力電圧がバイアスのかかった負荷の電圧とほぼ等しいときだけ電圧モードスイッチング型電源がスイッチングを始動できるように動作する。この手法においては、電圧モードスイッチング型電源がバイアスのかかった負荷に電力を供給するように始動すると、そのバイアスのかかった負荷のその時点での電圧を保存し、その保存したデータまたは負荷の論理状態の喪失を防ぐ。

この発明の始動回路および始動方法は電圧モードスイッチング型電源に適用でき、特に予備電源付きの電子回路システム用主電源として使う電圧モードスイッチング型電源に有用である。その種のシステムでは、電圧モードスイッチング型電源がシステム稼働中にフルパワーモードで負荷にフルパワーを供給する。この電圧モードスイッチング型電源は、システムが稼働中でなく予備電源から予備電圧を負荷に供給しているパワーダウンモードまたはスタンバイモードの期間中は、オフ状態に切り換わる。システムが再びフルパワーモードに切り換わる場合は、電圧モードスイッチング型電源がオン状態に戻り負荷にフルパワーを供給する。この発明の始動回路を電圧モードスイッチング型電源に組み入れることによって、電圧モードスイッチング型電源の始動を、予備電源から電力供給を受けている被バイアス負荷の既存の予備電圧を低下させることなく、行うことができる。

図２は電圧モードスイッチング型電源を主電源として組み入れたシステムであって、その電圧モードスイッチング型電源でこの発明の被バイアス負荷の始動を実現するシステムの概略図である。図２を参照すると、システム５０は電圧モードスイッチング型電源１００（電源１００）を主電源として、予備電源１０２を上記活性維持電源として含む。これら電源１００および１０２はスイッチＳ１およびＳ２経由で負荷１０４に接続されて負荷動作電力を供給する。システム５０の使用中はスイッチＳ１が閉じて電源１００が所要システム電圧を負荷１０４に供給する。システム５０が使用中でない場合は、電源１００はオフ状態に切り換わり、システム５０はスタンバイモードに入る。そのモードではスイッチＳ２が閉じて予備電源１０２が予備電圧Ｖ_ＳＢを負荷１０４に供給して、負荷１０４のデータまたは論理状態を維持するようにする。したがって、システム５０では負荷１０４の電圧は常に予備電圧Ｖ_ＳＢ以上に維持される。システムをフルパワーモードに戻す場合は、電源１００をオン状態に切り換えて、この発明の始動手法に従い、負荷１０４の電圧を予備電圧Ｖ_ＳＢから所望のフルパワー電圧に上昇させるようにする。

図２は電圧モードスイッチング型電源の構成を示すとともに、電圧モードスイッチング型電源におけるこの発明の始動回路および始動手法の具体化した構成を示す。電圧モードスイッチング型電源の詳細な回路構成がこの発明の実施に決定的に重要であるわけではないことは理解されよう。この発明の始動回路および始動手法は多様な回路構成の電圧モードスイッチング型電源に組み入れることができる。また、図２におけるブロック１００は単一の集積回路として形成しまたは形成していない電圧モードスイッチング型電源の多様な構成部分を含む。例えば、インダクタＬ１およびキャパシタＣ１は個別部品で構成されることが多い。

図２を参照すると、電圧モードスイッチング型電源１００は入力電圧Ｖｉｎをノード１０６に受ける。入力電圧Ｖｉｎは、この電源回路の出力段を構成する直列接続の一対のスイッチングトランジスタＭ１およびＭ２に接続する。この実施例では、これらトランジスタＭ１およびＭ２はＮＭＯＳトランジスタで構成し、ＰＷＭコントローラ１２６で制御している。スイッチ出力電圧Ｖ_ＳＷがこれらトランジスタＭ１およびＭ２の共通接続ノードに得られる。このスイッチ出力電圧Ｖ_ＳＢをインダクタＬ１とキャパシタＣ１とから成るＬＣ回路に供給してフィルタ処理し、ほぼ一定のＤＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴをＤＣ出力電圧ノード１０８に生ずる。このスイッチ出力電圧Ｖ_ＳＷのデューティサイクルと入力電圧Ｖｉｎとの積がＤＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴの大きさ、すなわち電源１００の供給するフルパワーの大きさを定めることは周知である。換言すると、デューティサイクルＤと入力電圧Ｖｉｎとの積で与えられるスイッチ出力電圧Ｖ_ＳＷの平均値（ａｖｇ（Ｖ_ＳＷ））がＤＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴを表す。

ＰＷＭコントローラ１２６はＰＷＭ鋸歯状波発生器１２０からＰＷＭ鋸歯状波信号を受けるとともに誤差増幅器１２２から誤差電圧信号Ｖ_ｃｏｍｐを受ける。ＤＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、スイッチ出力電圧Ｖ_ＳＷ調整のための饋還制御ループ経由で誤差増幅器１２２に饋還される。より詳細に述べると、ＤＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴは検出電圧Ｖ_{ｓｅｎｓｅ}として誤差増幅器１２２の第１の入力端子に供給される。一方、誤差増幅器１２２の第２の入力端子には基準電圧Ｖ_ｒｅｆを印加する。誤差増幅器１２２は上記検出電圧Ｖ_{ｓｅｎｓｅ}と基準電圧Ｖ_ｒｅｆとの差を検出して誤差電圧信号Ｖ_ｃｏｍｐをＰＷＭコントローラ１２６への出力信号とする。動作の際には、誤差電圧信号Ｖ_ｃｏｍｐがＰＷＭコントローラ１２６のデューティサイクルを定める。誤差信号Ｖ_ｃｏｍｐの制御に基づき、ＰＷＭコントローラ１２６はスイッチングトランジスタＭ１およびＭ２を駆動し、所望のスイッチ出力電圧Ｖ_ＳＷおよびそれを通じて所望のＤＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴが得られるようにする。

慣用の電圧モードスイッチング型電源の始動は、初めにデューティサイクルをごく小さくし、次にそれを漸増させて定常状態に達するようにすることによって行う。上述のとおり、バイアスされた負荷に上述の従来のやり方で電圧モードスイッチング型電源を始動して電力を供給すると、ＤＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴをほぼ零まで低下させるので不都合である。

この発明の一つの実施例によると、電圧モードスイッチング型電源１００は、電源の出力段をその電源のデューティサイクルが被バイアス負荷の電圧に等しいＤＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生ずるレベルに達するまで切り換わらないようにするこの発明の始動手法を具体化する。この手法により、電圧モードスイッチング型電源の出力段が被バイアス負荷への電力供給に向けて最終的に始動される際に被バイアス負荷の既存電圧を電源回路が低下させることはなくなる。すなわち、この電圧モードスイッチング型電源は被バイアス負荷の既存電圧に等しいＤＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴを供給するように始動し、そのＤＣ出力電圧を所望の最終電圧に到達するまで引き続き漸増させる。

図２は、この発明の始動方法を具体化するように電圧モードスイッチング型電源１００に組み入れることのできる始動回路の一つの実施例を示している。図２の実施例において、この電源の出力段、すなわちトランジスタＭ１およびＭ２は、ＤＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴを表す平均スイッチ出力電圧ａｖｇ（Ｖ_ＳＷ）が少なくとも予備電圧Ｖ_ＳＢに等しくなるレベルに電源回路のデューティサイクルが達するまでスイッチング動作を開始しない。

図２を参照すると、電源１００はデューティサイクルプリセット算出器１３０および比較器１３２を含む。デューティサイクルプリセット算出器１３０は、予備電圧Ｖ_ＳＢをＸ入力値とし、入力電圧ＶｉｎをＹ入力値としてそれぞれ受け、比Ｘ／Ｙをデューティサイクルプリセット値として算出する。すなわち、比Ｘ／Ｙの値は、電源１００が、予備電圧Ｖ_ＳＢに維持されている被バイアス負荷の電圧を低下させることなく始動し得るデューティサイクル値を表す。比較器１３２では、誤差電圧信号Ｖ_ｃｏｍｐをこのデューティサイクルプリセット値と比較してイネーブル信号ＥＮ−ＳＷ（ノード１３４）を発生する。このイネーブル信号ＥＮ−ＳＷは、電圧Ｖ_ｃｏｍｐがデューティサイクルプリセット値Ｘ／Ｙ以下の場合はアサート解除する。イネーブル信号ＥＮ−ＳＷは、まず、電圧Ｖ_ｃｏｍｐがデューティサイクルプリセット値Ｘ／Ｙに等しいときアサートし、その電圧Ｖ_ｃｏｍｐが値Ｘ／Ｙ以上のときアサート状態を継続する。

イネーブル信号ＥＮ−ＳＷがアサートされているときだけスイッチングトランジスタＭ１およびＭ２の動作をＰＷＭコントローラ１２６が開始させるように、イネーブル信号をＰＷＭコントローラ１２６に加える。このようにして、この始動回路は電圧Ｖ_ｃｏｍｐで表される電源１００のデューティサイクルをモニタする。電圧Ｖ_ｃｏｍｐが上記デューティサイクルプリセット値以下のときは、イネーブル信号ＥＮ−ＳＷはアサート解除し、ＰＷＭコントローラ１２６はスイッチングトランジスタＭ１およびＭ２をオン状態に切り換えない。電圧Ｖ_ｃｏｍｐが上記デューティサイクルプリセット値まで増加すると、すなわちＶ_ｃｏｍｐがＶ_ＳＢ／Ｖｉｎに等しくなると、この電源のデューティサイクルは上記スイッチングトランジスタをオン状態にするに十分なレベルに達したことになる。その時点でイネーブル信号ＥＮ−ＳＷがアサートされ、ＰＷＭコントローラ１２６がスイッチングトランジスタＭ１およびＭ２によるスイッチ出力電圧Ｖ_ＳＷの発生を開始する。

上述のとおり、この発明の始動方法においては、誤差電圧信号Ｖ_ｃｏｍｐを予備電圧対入力電圧比であるデューティサイクルプリセット値と比較し、その誤差電圧Ｖ_ｃｏｍｐがデューティサイクルプリセット値に等しいときだけ電源１００をオン状態にする。すなわち、誤差電圧信号Ｖ_ｃｏｍｐがそのデューティサイクルプリセット値に等しいときは、トランジスタＭ１およびＭ２からのスイッチ出力電圧の平均値（ａｖｇ（Ｖ_ＳＷ））が負荷１０４にかかっている予備電圧Ｖ_ＳＢに等しくなる。したがって、電源１００は、その負荷がバイアスされている電圧を低下させることなく負荷への電力供給を開始できる。誤差電圧信号Ｖ_ｃｏｍｐとデューティサイクルＤとの関係は次式、すなわち
Ｄ＝Ｖ_ｃｏｍｐ／Ｖ_Ｒ
で与えられる。ここでＶ_ＲはＰＷＭ鋸歯状波発生器１２０からの鋸歯状信号のピークピーク値である。誤差電圧Ｖ_ｃｏｍｐが零であれば、デューティサイクルも零になる。誤差電圧Ｖ_ｃｏｍｐがＶ_Ｒに等しい場合は、デューティサイクルは１００％になる。

上に述べたとおり、スイッチ出力電圧平均値ａｖｇ（Ｖ_ＳＷ）は次式、すなわち
ａｖｇ（Ｖ_ＳＷ）＝Ｄ＊Ｖｉｎ
で与えられる。すなわち、スイッチ出力電圧平均値ａｖｇ（Ｖ_ＳＷ）は上記ＬＣフィルタからのＤＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴ（ノード１０８）に等しい。電源１００の始動時において、その電源の出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、被バイアス負荷における電圧を低下させないために、その負荷と同じ電圧レベルになければならない。すなわち、始動時には上記ａｖｇ（Ｖ_ＳＷ）は予備電圧Ｖ_ＳＢと等しくなければならない。上記二つの式に代入および再配列を加えると、誤差電圧Ｖ_ｃｏｍｐは次式、すなわち
Ｖ_ｃｏｍｐ＝Ｖ_ＳＢ＊Ｖ_Ｒ／Ｖｉｎ
で表される。

すなわち、誤差電圧信号Ｖ_ｃｏｍｐは、負荷にかけられたバイアス電圧である予備電圧対入力電圧Ｖｉｎの比に比例する。誤差電圧Ｖ_ｃｏｍｐと予備電圧対入力電圧比とを比較し、その比較結果を電圧モードスイッチング型電源の出力段をイネーブルするのに用いることにより、この電源は被バイアス負荷に対し何ら悪影響を及ぼすことなくフルパワーを供給するようにオンに切り換わることができる。より詳細に述べると、この発明の方法により電圧モードスイッチング型電源をオンに切り換えた際には、この電源の出力電圧Ｖ_ＯＵＴは既に予備電圧になっているので、被バイアス負荷の電圧を低下させることはないのである。

電源１００の中のデューティサイクル算出器１３０は当業者に周知の多様な方法で具体化できる。一つの実施例では、デューティサイクルプリセット算出器１３０は二つのＤＣ電圧ＸおよびＹを除算するように動作できるアナログ除算回路で構成する。

上に述べてきた詳細な説明はこの発明の特定の実施例の例示のための説明であって、限定を意図するものではない。この発明の範囲内で多数の変形および改変が可能である。例えば、図２に示した回路構成において、電圧モードスイッチング型電源は、基準電圧Ｖ_ｒｅｆと比較すべき饋還電圧としてＤＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴを受けているが、別の回路構成では、このＤＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴのステップダウン出力を誤差増幅器に饋還する。この発明の範囲は請求の範囲の各請求項の文言のみによって画定されるものである。

機能を向上させたＤＣ−ＤＣコンバータの製造に利用できる。

主電源および活性維持電源から電力供給を受ける例示用電子回路システムのブロック図。 バイアスされた負荷に対する始動動作を行うようにこの発明の指導方法を具体化した電圧モードスイッチング型電源を主電源として含む電子回路システムの概略図。

符号の説明

５０ 電子回路システム
１００ 主電源
１０２ 予備電源
１０４ 負荷
１０６ 入力電圧ノード
１２０ ＰＷＭ鋸歯状波発生回路
１２２ 誤差増幅器
１２６ ＰＷＭコントローラ
１３０ デューティサイクルプリセット算出器
１３２ 比較器
Ｍ１，Ｍ２ スイッチングトランジスタ

Claims (11)

1. 入力電圧を受けるとともに調整ずみのＤＣ出力電圧をＤＣ出力電圧端子に生ずる電圧モードスイッチング型電源であって、第１の値の最終ＤＣ出力電圧を生ずるように動作する電圧モードスイッチング型電源を始動させる方法において、
   前記電圧モードスイッチング型電源の前記ＤＣ出力電圧端子を零以上で前記第１の値よりも小さい第２の値の負荷電圧にバイアスされた負荷にスイッチ経由で接続する過程と、
   前記第２の値の前記負荷電圧の前記入力電圧に対する比を算出する過程と、
   前記電圧モードスイッチング型電源のデューティサイクルを表す第１の信号を生ずる過程と、
   前記デューティサイクルを表す前記第１の信号と前記比とを比較する過程と、
   前記デューティサイクルを表す前記第１の信号が前記比以上のとき前記電圧モードスイッチング型電源の出力段をイネーブルし、その出力段から、前記ＤＣ出力電圧端子の前記ＤＣ出力電圧に対応する平均値を有する第２の信号を生ずる過程と
   を含む方法。
2. 前記電圧モードスイッチング型電源のデューティサイクルを表す第１の信号と前記比とを比較する過程が、
   前記ＤＣ出力電圧端子における前記調整ずみのＤＣ出力電圧に対応する電圧と基準電圧との差を表す誤差電圧を前記比と比較する過程
   を含む請求項１記載の方法。
3. 前記デューティサイクルを表す前記第１の信号が前記比以上のとき前記電圧モードスイッチング型電源の前記出力段をイネーブルする過程が、
   前記デューティサイクルを表す前記第１の信号が前記比よりも小さいとき前記電圧モードスイッチング型電源の前記出力段をディスエーブルする過程と、
   前記デューティサイクルを表す前記第１の信号が前記比以上のとき前記電圧モードスイッチング型電源の前記出力段をイネーブルする過程と
   を含む請求項１記載の方法。
4. 前記電圧モードスイッチング型電源の前記出力段が、ＰＷＭコントローラに制御される一つ以上のスイッチングトランジスタを含む請求項３記載の方法。
5. 前記電圧モードスイッチング型電源の前記出力段をディスエーブルする過程が前記ＰＷＭコントローラへのイネーブル信号をアサート解除する過程を含み、前記アサート解除により前記ＰＷＭコントローラが前記一つ以上のスイッチングトランジスタをオフ状態に切り換えるようにする請求項４記載の方法。
6. 前記電圧モードスイッチング型電源の前記出力段をイネーブルする過程が前記ＰＷＭコントローラへのイネーブル信号をアサートする過程を含み、前記アサートにより前記ＰＷＭコントローラが前記一つ以上のスイッチングトランジスタの制御を開始して前記第２の信号を生ずるようにする請求項４記載の方法。
7. 電圧モードスイッチング型電源であって、
   入力電圧を受ける入力端子と、
   調整ずみのＤＣ出力電圧を表す第１の信号を生ずるスイッチ出力端子と、
   前記調整ずみのＤＣ出力電圧を生ずるＤＣ出力電圧端子と、
   前記調整ずみのＤＣ出力電圧に対応する饋還電圧を受けるように接続した第１の入力ノード、第１の基準電圧の供給源に接続した第２の入力ノード、および前記饋還電圧と前記基準電圧との間の差を表す誤差電圧信号を生ずる出力ノードを有する誤差増幅器と、
   前記誤差電圧信号を受ける第１の入力ノード、イネーブル信号を受ける第２の入力ノード、および前記誤差電圧信号で定まるデューティサイクルを有する一つ以上の制御信号を前記誤差電圧信号に応答して生ずる出力ノードを有する制御回路と、
   前記一つ以上の制御信号を受けて前記調整ずみのＤＣ出力電圧を表す前記第１の信号を生ずるように接続した出力段と、
   零よりも大きく前記調整ずみのＤＣ出力電圧の最終的な値よりは小さい第１の電圧と前記入力電圧とを受けるように接続され、前記第１の電圧対前記入力電圧の比を表すデューティサイクルプリセット信号を生ずるデューティサイクル算出回路と、
   前記誤差電圧信号を受ける第１の入力ノードおよび前記デューティサイクルプリセット信号を受ける第２の入力ノードを含み前記イネーブル信号を生ずる比較器と
   を含み、
   前記誤差電圧信号が前記デューティサイクルプリセット信号以上の値のとき前記イネーブル信号をアサートし、そのアサートされたイネーブル信号により前記制御回路に前記出力段の駆動のための一つ以上の制御信号を発生させる
   電圧モードスイッチング型電源。
8. 前記誤差電圧信号が前記デューティサイクルプリセット信号よりも小さいとき前記イネーブル信号をアサート解除し、そのイネーブル信号のアサート解除により前記制御回路に前記出力段のディスエーブルのための前記一つ以上の制御信号を発生させる請求項７記載の電圧モードスイッチング型電源。
9. 前記出力段が前記制御回路により制御される一つ以上のスイッチングトランジスタを含む請求項７記載の電圧モードスイッチング型電源。
10. 前記スイッチ出力電圧端子を前記調整ずみＤＣ出力電圧発生のための出力フィルタ回路に接続した請求項７記載の電圧モードスイッチング型電源。
11. 前記デューティサイクル算出回路が前記第１の電圧を前記入力電圧で除算するアナログ除算回路を含む請求項７記載の電圧モードスイッチング型電源。

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