JP4699247B2 - モータの速度制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、低速から高速まで広範囲でモータの速度制御を行なうモータの速度制御装置に関する。

上記したモータの速度制御装置としては、例えば、図７に示すものが一般的に知られている。
前記速度制御装置１００は、モータ１０１の回転速度を検出するエンコーダ１０２と、エンコーダ１０２の出力信号をモータ１０１の回転速度を表す電圧信号Ｖに変換する周波数・電圧変換器１０３と、モータ１０１の設定回転速度に対応する電圧信号Ｖｓを出力可能な設定器１０４とを備えている。
エンコーダ１０２は、モータ１０１が所定角度回転する毎にパルス信号を出力できるように構成されている。周波数・電圧変換器１０３は、エンコーダ１０２のパルス信号が立ち上がる際に一定幅のパルスを発生させ、そのパルス列を平滑回路によってパルス密度に応じた電圧に変換する。即ち、モータ１０１の回転速度が増減すれば、パルス密度が増減し、平滑後の電圧信号Ｖはモータ１０１の回転速度に比例するようになる。
そして、モータ１０１の回転速度に対応する電圧信号Ｖ（周波数・電圧変換器１０３の電圧信号Ｖ）と、モータ１０１の設定回転速度に対応する電圧信号Ｖｓとが比較器１０５で比較され、偏差（Ｖｓ−Ｖ）が減少するように制御部１０６がモータ１０１に供給する電力を調節する。

しかし、上記した速度制御装置１００の周波数・電圧変換器１０３では、パルス列を平滑回路に通してパルス密度に応じた電圧に変換する構成のため、前記平滑回路で信号の伝達が遅れる。このため、平滑回路の位相遅れを補償する回路等が必要になり、速度制御装置１００がコスト高となるし、補償しても使用可能な速度範囲が制限されたりする。また、このアナログ式をビット数の少ない低コストのマイコン（例えば、８〜１６ビットマイコン）を使用してディジタル化しても、上記平滑回路から希望する精度の電圧信号Ｖを得るのは難しい。
この問題を解決するため、上記平滑回路を使用せずに、モータの回転速度制御を行なう技術が特許文献１に記載されている。
特許文献１に記載の速度制御装置１２０は、図６（Ａ）に示すように、エンコーダ１０２のパルス信号間の時間Ｔ（パルス間隔Ｔ）をタイマカウンタ１２３で測定する。そして、測定したパルス間隔Ｔに対応するカウント値Ｃと、モータ１０１が設定回転速度で回転しているときのパルス間隔Ｔｓ（設定値Ｔｓ）に対応するカウント値Ｃｓとを比較し、偏差（Ｃｓ−Ｃ）が減少するように制御部１０６がモータ１０１に供給する電力を調節する。
ここで、パルス間隔Ｔは、モータ１０１の回転速度が増加すると減少し、モータ１０１の回転速度が減少すると増加する。即ち、パルス間隔Ｔは、モータ１０１の回転速度の逆数に比例している。しかし、上記した速度制御装置１２０では、パルス間隔Ｔの逆数を演算することなく、そのパルス間隔Ｔに対応するカウント値Ｃをそのまま使用してモータ１０１の速度制御を実施するため、ビット数の少ないマイコンで対応が可能となる。
特開昭６３−２１３４８５号公報

上記した速度制御装置１２０では、図６（Ｂ）に示すように、タイマカウンタ１２３が一定の発振周期ｔに基づいてエンコーダ１０２のパルス間隔Ｔを計数する構成である。例えば、モータ１０１が100（回転／秒）で回転しており、エンコーダ１０２が1回転で一個のパルスを発生させるとする。この場合、パルス間隔Ｔ１は、Ｔ１＝1÷100（秒）となる。このため、タイマカウンタ１２３が例えばｔ＝16（μ秒／カウント）の割合でカウントすると、タイマカウンタの計数値Ｃ（Ｃ＝Ｔ１÷ｔ）は625カウントとなる。一方、モータ１０１が、例えば、650（回転／秒）で高速回転すると、パルス間隔Ｔ２は、Ｔ２＝1÷650（秒）で、タイマカウンタの計数値Ｃ（Ｃ＝Ｔ２÷ｔ）は96カウントとなる。そして、タイマカウンタ１２３の計数値Ｃが、設定値Ｔｓに対応する計数値Ｃｓ（Ｃｓ＝Ｔｓ÷ｔ）と比較される。

ここで、例えば、モータ１０１がＮ＝650（回転／秒）で高速回転している場合（96カウント）に、モータ１０１の設定回転速度Ｎｓを4％低下させた場合を考える。即ち、設定回転速度Ｎｓ＝Ｎ−0.04Ｎ＝650-0.04×650＝624（回転／秒）となる。設定回転速度Ｎｓ＝624（回転／秒）の場合、Ｔｓ＝1÷624（秒）で、タイマカウンタの計数値Ｃ（Ｃ＝Ｔｓ÷ｔ）は100カウントとなる。即ち、高速回転時にモータ１０１の設定回転速度Ｎｓを4％低下させた場合の偏差は、（Ｃｓ−Ｃ）＝（Ｔｓ÷ｔ）−（Ｔ２÷ｔ）＝100−96＝4カウントとなる。
一方、モータ１０１がＮ＝100（回転／秒）で低速回転している場合（625カウント）に、そのモータ１０１の設定回転速度Ｎｓを4％低下させた場合を考える。即ち、設定回転速度Ｎｓ＝Ｎ−0.04Ｎ＝100-0.04×100＝96（回転／秒）となる。設定回転速度Ｎｓ＝96（回転／秒）の場合、Ｔｓ＝1÷96（秒）で、タイマカウンタの計数値Ｃ（Ｃ＝Ｔｓ÷ｔ）は651カウントとなる。即ち、低速回転時にモータ１０１の設定回転速度Ｎｓを4％低下させた場合の偏差は、（Ｃｓ−Ｃ）＝（Ｔｓ÷ｔ）−（Ｔ１÷ｔ）＝651−625＝26カウントとなる。
このように、上記した速度制御装置１２０では、高速回転時、及び低速回転時に共に4％速度誤差がある場合でも、偏差の値が大きく異なるという問題がある。即ち、同じ速度誤差でも、モータ１０１の低速回転時には偏差が大きく、高速回転時には偏差が小さくなり、低速から高速まで等しい精度で良好な制御を行なうことはできない。

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであり、本発明が解決しようとする課題は、ビット数の少ないマイコン（例えば、８〜１６ビットマイコン）を使用して、低速から高速まで等しい精度で良好な速度制御を実施できるようにすることである。

上記した課題は、各請求項の発明によって解決される。
請求項１の発明は、モータが所定角度回転する毎にパルス信号を出力するパルス信号出力手段と、前記パルス信号出力手段により出力されたパルス信号間の時間であるパルス間隔を測定するパルス間隔測定手段と、前記パルス間隔測定手段により測定された前記パルス間隔に対応する値と、前記モータの設定回転速度に対応する値との積を検出値とする検出値演算手段と、前記モータが設定回転速度で回転しているときの前記パルス間隔に対応する値と、前記モータの設定回転速度に対応する値との積を設定値とする設定手段と、前記設定手段の設定値と、前記検出値演算手段により求められた検出値との差である偏差が減少するように、前記モータに供給する電力を調節する制御手段とを有することを特徴とする。

本発明によると、検出値演算手段は、パルス間隔測定手段により測定されたパルス間隔に対応する値と、モータの設定回転速度に対応する値との積を検出値としている。ここで、パルス間隔に対応する値は、モータの回転速度Ｎの逆数（１÷Ｎ）に比例しており、モータの回転速度Ｎが増加する場合は減少し、モータの回転速度Ｎが減少する場合は増加する。また、モータの設定回転速度をＮｓとすると、設定回転速度Ｎｓに対応する値はＫ×Ｎｓで表される。ここで、Ｋは定数である。
したがって、検出値は、Ｋ×Ｎｓ×（１÷Ｎ）＝Ｋ×（Ｎｓ÷Ｎ）で表される。
また、設定手段は、モータが設定回転速度Ｎｓで回転しているときのパルス間隔に対応する値（（１÷Ｎｓ）に比例）と、モータの設定回転速度Ｎｓに対応する値（Ｋ×Ｎｓ）との積を設定値としている。このため、設定値は、Ｋ×Ｎｓ×（１÷Ｎｓ）＝定数Ｋで表される。したがって、設定値は、設定回転速度Ｎｓを低速から高速まで変化させても常に一定となる。
ここで、上記したように、検出値は、Ｋ×（Ｎｓ÷Ｎ）で表される。このため、モータの回転速度Ｎが設定回転速度Ｎｓと一致している場合には、検出値は設定値Ｋと等しくなる。このため、偏差は零になる。
また、例えば、モータが回転速度Ｎで回転している場合に設定回転速度Ｎｓを4％低下させた場合には、Ｎｓ＝Ｎ−0.04Ｎ＝0.96×Ｎとなり、検出値は、Ｋ×（Ｎｓ÷Ｎ）＝0.96×Ｋとなる。同様に、設定回転速度Ｎｓを4％上昇させた場合には、Ｎｓ＝Ｎ+0.04Ｎ＝1.04×Ｎとなり、検出値は、Ｋ×（Ｎｓ÷Ｎ）＝1.04×Ｋとなる。
即ち、検出値は、モータの速度誤差に関係し、モータの回転速度には関係しない。このため、速度誤差が同じであれば、モータの低速回転時、あるいは高速回転時でも検出値は等しくなる。したがって、速度誤差が同じであれば、モータの低速回転時における偏差も高速回転時における偏差も等しくなる。そして、前記偏差が減少するように制御手段がモータに供給する電力を調節する。
このように、本発明によると、パルス間隔測定手段により測定されたパルス間隔に対応する値（（１÷Ｎ）に比例する値）をそのままモータの速度制御に使用しており、前記パルス間隔の逆数からモータの回転速度Ｎを演算する処理を行なっていない。このため、モータの速度制御における演算が簡単になり、ビット数の少ないマイコン（例えば、８〜１６ビットマイコン等）を使用してモータの速度制御が可能になる。
また、モータの設定回転速度Ｎｓを低速から高速まで変化させても、設定値は常に一定（＝Ｋ）である。このため、モータの設定回転速度Ｎｓを低速から高速まで変化させても、実質的な定置制御と同様に取り扱うことができる。さらに、モータの速度誤差が同じであれば、モータの回転速度に係わり無く偏差は常に一定となるため、低速から高速まで等しい精度で良好な速度制御を実施できるようになる。

請求項２の発明によると、設定回転速度に対応する値を連続的に変化させることが可能な操作手段を備えていることを特徴とする。
このため、操作手段により設定最低速度から設定最高速度まで連続的にモータの設定回転速度を変化させることができる。

本発明によると、ビット数の少ないマイコンを使用して、低速から高速まで等しい精度で良好な速度制御を実施できるようになる。

（実施形態１）
以下、図１から図５に基づいて、本発明の実施形態１に係るモータの速度制御装置の説明を行なう。本実施形態に係る速度制御装置は、電動工具に使用されるモータの速度制御装置である。ここで、図１は実施形態１に係るモータの速度制御装置の制御ブロック図であり、図２は制御手段の構成図、図３はパルス間隔測定手段の動作原理を表す模式図である。また、図４はモータの駆動回路を表す模式図、図５はエンコーダを表す模式図である。

＜モータの速度制御装置の全体構成及びエンコーダ１２について＞
本実施形態に係るモータの速度制御装置１０は、図１に示すように、エンコーダ１２と、パルス間隔測定手段１４と、検出値演算手段１６と、設定手段１８、及び制御手段２０を備えている。
エンコーダ１２は、図５の模式図に示すように、モータ１１の回転軸１１ｐと一体に回転する円盤１２ｅと、その円盤１２ｅの外周面に埋め込まれた複数の磁石１２ｍと、前記円盤１２ｅの外周面に接近して設置され、前記磁石１２ｍの磁束を検知するピックアップコイル１２ｃとから構成されている。磁石１２ｍは円盤１２ｅの円周方向において等間隔で配置されており、モータ１１が所定角度回転する毎に各々の磁石１２ｍがピックアップコイル１２ｃの直近位置を通過するように構成されている。そして、各々の磁石１２ｍがピックアップコイル１２ｃの直近位置を通過する際、電磁誘導によりピックアップコイル１２ｃに電圧が発生する。即ち、モータ１１が所定角度回転する毎にピックアップコイル１２ｃに電圧が発生し、エンコーダ１２は前記ピックアップコイル１２ｃの電圧に基づくパルス信号を出力する。
このように、モータ１１が所定角度回転する毎にパルス信号が出力される構成のため、モータ１１の回転速度が増加すればパルス信号間の時間であるパルス間隔は短くなり、モータ１１の回転速度が減少すれば前記パルス間隔は長くなる。
即ち、前記エンコーダ１２が本発明のパルス信号出力手段に相当する。

＜パルス間隔測定手段１４について＞
パルス間隔測定手段１４は、図１に示すように、エンコーダ１２から出力されたパルス信号のパルス間隔Ｔを測定する手段であり、タイマカウンタにより構成されている。タイマカウンタは、図３に示すように、エンコーダ１２から出力された先のパルス信号の立ち上がりタイミングから次のパルス信号の立ち上がりタイミングまで一定の発振周期ｔに基づいて計数を行なう。そして、前記計数値Ｃからパルス間隔Ｔを求める。即ち、タイマカウンタの計数値をＣとすると、計数値Ｃとパルス間隔Ｔとは、次の関係で表される。Ｃ＝Ｔ÷ｔ（カウント）
ここで、本実施形態のタイマカウンタでは、発振周期ｔは、16μ秒に設定されている。
即ち、タイマカウンタの計数値Ｃが本発明のパルス間隔に対応する値に相当する。

＜検出値演算手段１６について＞
検出値演算手段１６は、図１に示すように、パルス間隔測定手段１４により測定されたパルス間隔Ｔの計数値Ｃと、モータ１１の設定回転速度Ｎｓに対応する値とを乗算して、その積を制御系の検出値Ｄとする部分である。
ここで、モータ１１の設定回転速度Ｎｓは、図１に示すように、ボリューム抵抗１６ｂで0〜100％まで可変可能に構成されている。本実施形態では、ボリューム抵抗１６ｂが0％のときに設定回転速度Ｎｓ＝0（回転／秒）であり、ボリューム抵抗１６ｂが100％のときに設定回転速度Ｎｓ＝510（回転／秒）に設定されている。ボリューム抵抗１６ｂの出力信号（アナログ信号）は、例えば、8ビットのＡ／Ｄ変換器１６ｔによってディジタル信号に変換される。即ち、設定回転速度Ｎｓ＝0（回転／秒）で、ボリューム抵抗１６ｂが0％のときに、Ａ／Ｄ変換器１６ｔの出力は0となるように設定される。また、設定回転速度Ｎｓ＝510（回転／秒）で、ボリューム抵抗１６ｂが100％のときに、Ａ／Ｄ変換器１６ｔの出力は255（＝2⁸−1）となるように設定される。このため、設定回転速度Ｎｓが、例えば、510（回転／秒）の場合、設定回転速度Ｎｓに対応する値（ＡＤ変換値）Ｎｓｃは255となる。したがって、Ｎｓｃ＝（255÷510）×Ｎｓ＝0.5×Ｎｓで表せる。
そして、検出値演算手段１６により演算される検出値Ｄは、設定回転速度Ｎｓに対応するＡＤ変換値Ｎｓｃと計数値Ｃとの積、即ち、Ｎｓｃ×Ｃで表される。即ち、ボリューム抵抗１６ｂが本発明の操作手段に相当する。

＜設定手段１８について＞
設定手段１８は、モータ１１が設定回転速度Ｎｓで回転しているときのパルス間隔Ｔｓの計数値Ｃｓと、モータ１１の設定回転速度Ｎｓに対応するＡＤ変換値Ｎｓｃとを乗算して、その積を設定値Ｋとする。
モータ１１が設定回転速度Ｎｓで回転しているときのパルス間隔Ｔｓは、（１÷Ｎｓ）÷ｅ（秒）で表される。ここで、ｅは、モータ１１一回転あたりのエンコーダ１２のパルス信号発生数である。以下、説明を簡単にするため、ｅ＝１として説明を行なう。
ｅ＝１であるため、モータ１１が設定回転速度Ｎｓで回転しているときのタイマカウンタの計数値Ｃｓは、Ｃｓ＝Ｔｓ÷ｔ＝（１÷Ｎｓ）÷ｔ（カウント）となる。
また、設定回転速度Ｎｓに対応するＡＤ変換値Ｎｓｃは、上記したように、Ｎｓｃ＝0.5×Ｎｓである。
前述のように、設定手段１８の設定値Ｋは、モータ１１が設定回転速度Ｎｓで回転しているときのパルス間隔Ｔｓの計数値Ｃｓと、設定回転速度Ｎｓに対応するＡＤ変換値Ｎｓｃとの積、即ち、Ｃｓ×Ｎｓｃで表される。
このため、設定値Ｋは、Ｃｓ×Ｎｓｃ＝（（１÷Ｎｓ）÷ｔ）×0.5×Ｎｓ＝0.5÷ｔとなる。ここで、ｔ＝16（μ秒）である。したがって、設定値Ｋは、31250となる。即ち、ボリューム抵抗１６ｂを操作して、設定回転速度Ｎｓを低速から高速まで任意に変化させても設定値Ｋは常に一定値（＝31250）に保持される。

ここで、前述のように、検出値演算手段１６により演算される検出値Ｄは、設定回転速度Ｎｓに対応するＡＤ変換値Ｎｓｃと計数値Ｃとの積、即ち、Ｎｓｃ×Ｃで表される。ここで、モータ１１の回転速度をＮとすると、計数値Ｃは、（１÷Ｎ）÷ｔで表される。
このため、検出値Ｄ＝Ｎｓｃ×Ｃの式を変形すると、Ｎｓｃ×Ｃ＝0.5×Ｎｓ×（（１÷Ｎ）÷ｔ）＝（0.5÷ｔ）×（Ｎｓ÷Ｎ）＝設定値Ｋ×（Ｎｓ÷Ｎ）となる。
したがって、モータ１１の実際の回転速度Ｎが設定回転速度Ｎｓに等しい場合には、上式の（Ｎｓ÷Ｎ）＝１となり、検出値Ｄは設定値Ｋ（＝31250）に等しくなる。このため、偏差Ｅ＝設定値Ｋ−検出値Ｄは零となる。
また、モータ１１の実際の回転速度Ｎが設定回転速度Ｎｓより大きい場合には、（Ｎｓ÷Ｎ）＜１となり、検出値Ｄは設定値Ｋよりも小さくなって、偏差Ｅは正の値になる。
逆に、モータ１１の実際の回転速度Ｎが設定回転速度Ｎｓより小さい場合には、（Ｎｓ÷Ｎ）＞１となり、検出値Ｄは設定値Ｋよりも大きくなって、偏差Ｅは負の値になる。
このように、検出値Ｄは、実際の回転速度Ｎと設定回転速度Ｎｓとの比、即ち、（Ｎｓ÷Ｎ）に比例する。このため、モータ１１の速度誤差ΔＮに起因した検出値Ｄの変動ΔＤが、例えば、モータ１１の回転速度によって変化するような不具合はない。

＜制御手段２０について＞
制御手段２０は、設定値Ｋと検出値Ｄとの偏差Ｅが減少するように、モータ１１に供給する電力を調節する部分である。
制御手段２０は、図２に示すように、増幅部２２と、コントロールゲート部２４と、モータ駆動部２６とから構成されている。
増幅部２２は偏差Ｅを増幅する部分である。
コントロールゲート部２４は、増幅部２２の出力信号を制限してモータ駆動部２６に出力する部分である。即ち、コントロールゲート部２４は、増幅部２２の出力信号が負〜0の場合には出力信号Ｐを最小値0にし、増幅部２２の出力信号が最大値Ｔｍを超えた場合には出力信号Ｐを最大値Ｔｍに制限するように構成されている。したがって、コントロールゲート部２４は、最小値0〜最大値Ｔｍの間でリニヤに変化する信号Ｐを出力可能に構成されている。
モータ駆動部２６は、コントロールゲート部２４の出力信号Ｐに基づいてモータ１１を駆動させる部分である。モータ駆動部２６は、スイッチング素子２６ｓ（図４参照）と、そのスイッチング素子２６ｓに対するゲートパルスの入力タイミングをコントロールゲート部２４の出力信号Ｐに基づいて調整するゲートパルス調整部２６ｃとを備えている。

スイッチング素子２６ｓには、例えば、双方向サイリスタであるトライアック等が使用され、図４（Ａ）に示すように、モータ１１（直巻きモータ）に対して直列に接続された状態で交流電源に接続されている。このため、スイッチング素子２６ｓが導通状態でモータ１１に対して電源電圧が加わり、非導通状態でモータ１１に対する電源電圧の印加が解除される。
コントロールゲート部２４の出力信号Ｐ（0〜Ｔｍ）は、図４（Ｂ）に示すように、電源電圧波形の位相0°〜位相180°（同様に位相180°〜位相360°）に対応している。なお、電源電圧波形の位相0°〜位相180°間の制御も、位相180°〜位相360°間の制御も同様のため、以下、電源電圧波形の位相0°〜位相180°間の制御について説明する。
ゲートパルス調整部２６ｃは、コントロールゲート部２４の出力信号Ｐ（0〜Ｔｍ）に基づいて、電源電圧波形の位相0°〜位相180°の間でスイッチング素子２６ｓのゲート２６ｇに対してゲートパルスを出力する。即ち、コントロールゲート部２４の出力信号Ｐ＝0（最小値）の時には、ゲートパルス調整部２６ｃは電源電圧波形の位相0°のタイミングでゲート２６ｇに対してゲートパルスを出力する。これによって、スイッチング素子２６ｓは電源電圧波形の位相0°〜位相180°の間で導通し、導通時間が最大になることで、モータ１１のパワーは最大になる。
また、コントロールゲート部２４の出力信号Ｐ＝1/2Ｔｍの時には、図４（Ｂ）に示すように、ゲートパルス調整部２６ｃは電源電圧波形の位相90°のタイミングでゲート２６ｇに対してゲートパルスを出力する。これによって、スイッチング素子２６ｓは電源電圧波形の位相90°〜位相180°の間で導通し、導通時間が半分になることで、モータ１１のパワーは約半分になる。
同様に、コントロールゲート部２４の出力信号Ｐ＝Ｔｍ（最大値）の時には、ゲートパルス調整部２６ｃは電源電圧波形の位相180°のタイミングでゲートパルスを出力する。これによって、スイッチング素子２６ｓは非導通状態に保持され、モータ１１のパワーは零になる。

＜本実施形態に係るモータの速度制御装置の動作について＞
本実施形態に係るモータ１１の速度制御装置１０を備える電動工具が使用されている状態で負荷が増加し、モータ１１の回転速度Ｎが設定回転速度Ｎｓよりも低下すると、検出値Ｄ＝Ｋ×（Ｎｓ÷Ｎ）＞設定値Ｋとなり、偏差Ｅは負の値になる。
偏差Ｅが負の値の場合、制御手段２０のコントロールゲート部２４は出力信号Ｐを最小値0にするため、モータ駆動部２６のゲートパルス調整部２６ｃは電源電圧波形の位相0°のタイミングでゲート２６ｇに対してゲートパルスを出力する。これにより、スイッチング素子２６ｓは電源電圧波形の位相0°〜位相180°の間で導通し、モータ１１のパワーは最大になる。即ち、モータ１１は、回転速度Ｎが増加する方向に制御される。
そして、モータ１１の回転速度Ｎが徐々に増加して、回転速度Ｎが設定回転速度Ｎｓを超えると、検出値Ｄ＝Ｋ×（Ｎｓ÷Ｎ）＜設定値Ｋとなり、偏差Ｅは正の値になる。
偏差Ｅが正の値で、制御手段２０のコントロールゲート部２４の出力信号Ｐが0〜Ｔｍの間では、ゲートパルス調整部２６ｃは電源電圧波形の位相0°〜180°の間（ｘ°）のタイミングでゲートパルスを出力する。これにより、スイッチング素子２６ｓは電源電圧波形の位相ｘ°〜位相180°の間で導通し、モータ１１のパワーは減少する。これによって、モータ１１は、回転速度Ｎが低下する方向に制御される。
このとき、さらに負荷の減少等によりモータ１１の回転速度Ｎが増加すると、偏差Ｅは正の値のまま増加する。そして、コントロールゲート部２４の出力信号Ｐが最大値Ｔｍになると、ゲートパルス調整部２６ｃは電源電圧波形の位相180°のタイミングでゲートパルスを出力する。これにより、スイッチング素子２６ｓは非導通状態に保持され、モータ１１のパワーは零になる。

次に、モータ１１が高速で回転している場合と、低速で回転している場合における偏差Ｅについて考える。
例えば、モータ１１がＮ＝500（回転／秒）で回転しているときに、設置回転速度Ｎｓを4％増加させた場合（速度誤差4％）、Ｎｓ＝Ｎ＋0.04Ｎ＝1.04Ｎ＝520（回転／秒）となる。前述のように、検出値Ｄ＝Ｋ×（Ｎｓ÷Ｎ）で表されるため、検出値Ｄ＝Ｋ×1.04となる。前述のように、Ｋ＝31250であるため、検出値Ｄ＝32500となる。
したがって、偏差Ｅ＝設定値Ｋ−検出値Ｄ＝31250−32500＝−1250となり、コントロールゲート部２４の出力信号Ｐは0となって、モータ１１の回転速度Ｎが増加する方向に制御される。
同様に、モータ１１がＮ＝50（回転／秒）で回転しているときに、設置回転速度Ｎｓを4％増加させた場合（速度誤差4％）、Ｎｓ＝Ｎ＋0.04Ｎ＝1.04Ｎ＝52（回転／秒）となる。前述のように、検出値Ｄ＝Ｋ×（Ｎｓ÷Ｎ）で表されるため、検出値Ｄ＝Ｋ×1.04となる。前述のように、Ｋ＝31250であるため、検出値Ｄ＝32500となり、偏差Ｅ＝31250−32500＝−1250となる。
即ち、検出値Ｄはモータ１１の速度誤差に関係し、モータ１１の回転速度Ｎには関係しない。このため、モータ１１の速度誤差が同じであれば、モータ１１の回転速度Ｎに係わり無く偏差Ｅは常に一定となる。

＜本実施形態に係るモータの速度制御装置の長所＞
本実施形態に係るモータの速度制御装置１０によると、パルス間隔測定手段１４により測定されたパルス間隔Ｔに対応する計数値Ｃ（（１÷Ｎ）に比例する値）をそのままモータ１１の速度制御に使用しており、パルス間隔Ｔの逆数からモータの回転速度Ｎを演算する処理を行なっていない。このため、モータ１１の速度制御における演算が簡単になり、ビット数の少ないマイコン（例えば、８〜１６ビットマイコン等）を使用してモータ１１の速度制御が可能になる。
また、モータ１１の設定回転速度Ｎｓを低速から高速まで変化させても、設定値Ｋは常に一定である。このため、モータ１１の設定回転速度Ｎｓを低速から高速まで変化させても、実質的な定置制御と同様に取り扱うことができる。さらに、検出値Ｄはモータ１１の速度誤差に関係し、モータ１１の回転速度Ｎには関係しない。このため、モータ１１の速度誤差が同じであれば、モータ１１の回転速度Ｎに係わり無く偏差Ｅは常に一定となる。したがって、低速から高速まで等しい精度で良好な速度制御を実施できるようになる。
また、設定回転速度Ｎｓに対応するＡＤ変換値Ｎｓｃを連続的に変化させることが可能な操作手段（ボリューム抵抗１６ｂ）を備えているため、設定最低速度から設定最高速度まで連続的にモータの設定回転速度Ｎｓを変化させることができる。

＜変更例＞
ここで、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲における変更が可能である。例えば、本実施形態では、エンコーダ１２の磁石１２ｍを90°間隔に配置した例を示したが、磁石１２ｍの数や間隔は適宜変更可能である。
また、パルス測定手段１４を構成するタイマカウンタとして、発振周期ｔ＝16μ秒のタイマカウンタを使用する例を示したが、タイマカウンタの種類は適宜変更可能である。
また、制御手段２０において、コントロールゲート部２４は、偏差Ｅが負〜0の場合には出力信号Ｐを0にする例を示したが、偏差Ｅとコントロールゲート部２４の出力信号Ｐとの関係はモータ１１が使用される電動工具の種類に応じて適宜変更可能である。

本発明の実施形態１に係るモータの速度制御装置の制御ブロック図である。 制御手段の構成図である。 パルス間隔測定手段の動作原理を表す模式図である。 モータの駆動回路を表す模式図（Ａ図）、及びゲートパルス調整部の模式図（Ｂ図）である。 エンコーダを表す模式図である。 従来のモータの速度制御装置の制御ブロック図（Ａ図）、及びパルス間隔測定方法を表す模式図（Ｂ図）である。 従来のモータの速度制御装置の制御ブロック図である。

符号の説明

１１ モータ
１２ エンコーダ（パルス信号出力手段）
１４ パルス間隔測定手段
１６ 検出値演算手段
１６ｂ ボリューム抵抗（操作手段）
１８ 設定手段
２０ 制御手段
Ｃ 計数値（パルス間隔に対応する値）
Ｄ 検出値
Ｋ 設定値
Ｎｓ 設定回転速度
Ｎｓｃ ＡＤ変換値（設定回転速度に対応する値）
Ｎ 回転速度
Ｅ 偏差

Claims (2)

1. モータが所定角度回転する毎にパルス信号を出力するパルス信号出力手段と、
   前記パルス信号出力手段により出力されたパルス信号間の時間であるパルス間隔を測定するパルス間隔測定手段と、
   前記パルス間隔測定手段により測定された前記パルス間隔に対応する値と、前記モータの設定回転速度に対応する値との積を検出値とする検出値演算手段と、
   前記モータが設定回転速度で回転しているときの前記パルス間隔に対応する値と、前記モータの設定回転速度に対応する値との積を設定値とする設定手段と、
   前記設定手段の設定値と、前記検出値演算手段により求められた検出値との差である偏差が減少するように、前記モータに供給する電力を調節する制御手段と、
   を有することを特徴とするモータの速度制御装置。
2. 請求項１に記載されたモータの速度制御装置であって、
   設定回転速度に対応する値を連続的に変化させることが可能な操作手段を備えていることを特徴とするモータの速度制御装置。
   

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