JP4695920B2 - インピーダンス測定装置 - Google Patents

Description

本発明は、被測定試料に接続されるそれぞれ一対のソース端子（電流供給端子）とセンス端子（電圧検出端子）とを有する４線式のインピーダンス測定装置に関し、さらに詳しく言えば、測定中においても各端子の接続状態（断線の有無）を検出可能とする技術に関するものである。

４線式のインピーダンス測定については各種の文献にその記述が見られ、原理的には測定用リード線の配線抵抗やプローブピン（ソース端子，センス端子）の接触抵抗の影響を受けないとされているため、特に低抵抗測定に多用されている。

しかしながら、現実的にはプローブピンの接触抵抗を無視できない場合がある。プローブピンの接触抵抗は一般的に１Ω以下であるが、摩耗や火花放電による酸化によっては１ｋΩ以上になることがある。また、それ以前の問題としてプロービング時にプローブピンが被測定試料に接触しなかったり、測定中にプローブピンが被測定試料から外れてしまうこともある。

本明細書では、上記のようにプローブピンが被測定試料に接触していない状態のみならず、プローブピンの接触抵抗が高い場合を含めての接触不良を「断線」というが、この種の断線検出手段を備えた従来例を図１０により説明する。なお、この従来例は下記の特許文献１に示されている発明にしたがったものである。

この従来例に係る４線式のインピーダンス測定装置は、基本的な構成として、被測定試料ＲｘにＨｉ側のソース端子１１ａとＬｏ側のソース端子１１ｂを介して測定電流を流す定電流源１０と、その測定電流によって被測定試料Ｒｘに発生する電圧降下をＨｉ側のセンス端子２１ａとＬｏ側のセンス端子２１ｂを介して検出する測定部２０とを備えている。

Ｈｉ側のセンス端子２１ａとＬｏ側のセンス端子２１ｂとによって検出された電圧は差動オペアンプ２２で所定に増幅されたのち、Ａ／Ｄコンバータ２３にてデジタル信号に変換され、演算制御手段としてのＣＰＵ２４に与えられる。ＣＰＵ２４は測定電圧と測定電流とから被測定試料Ｒｘの抵抗値を算出する。

この従来例では、断線を検出するため、Ｈｉ側のソース端子１１ａとＨｉ側のセンス端子２１ａとを選択的に定電流源１０に切替接続するスイッチＳ１と、Ｌｏ側のソース端子１１ｂとＬｏ側のセンス端子２１ｂとを選択的に定電流源１０に切替接続するスイッチＳ２とが設けられており、また、定電流源１０の振幅を監視するコンパレータからなる振幅モニタ２５を備えている。

この断線検出法は、いずれかの端子が断線している場合には定電流源１０の電圧振幅が無限大になることに着目したもので、一例として、まずスイッチＳ１，Ｓ２をともにＨｉ側のソース端子１１ａおよびＬｏ側のソース端子１１ｂ側に切り替えて定電流源１０に接続する。このとき接触不良であれば、振幅モニタ２５からＣＰＵ２４に断線ありの信号が出力される。

次に、スイッチＳ１，Ｓ２をともにＨｉ側のセンス端子２１ａおよびＬｏ側のセンス端子２１ｂ側に切り替えて定電流源１０に接続する。このとき接触不良であれば、上記と同様に振幅モニタ２５からＣＰＵ２４に断線ありの信号が出力される。このように、上記従来例によれば、簡単な構成でソース端子１１ａ，１１ｂ側およびセンス端子２１ａ，２１ｂ側の断線の有無を検査することができる。

しかしながら、断線はプロービング時にのみ生ずるものではなく、何らかの原因によって測定中にも生ずることがあり、上記従来例では、測定中に断線が生じた場合には、それを検出することができない。したがって、測定に入る前に断線検査を行い、信頼性を高めるには測定後にも断線検査するようにしており、その断線検査に時間がかかるという問題がある。
特開２０００−１１１５９３号公報

したがって、本発明の課題は、４線式のインピーダンス測定装置おいて、測定を中断することなく、測定中においても接触不良を含めてプローブピン（接触端子）の断線を検出できるようにすることにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載の発明は、Ｈｉ側とＬｏ側の信号供給用の各ソース端子を介して被測定試料に測定信号を供給する測定用信号源と、上記測定信号により上記被測定試料に生ずる電圧をＨｉ側とＬｏ側の信号検出用の各センス端子を介して測定する測定部とを備えているインピーダンス測定装置において、上記測定用信号源と上記測定部は、グランドが電気的に分離されている電源系を別々に有し、上記測定部は、上記Ｈｉ側のセンス端子と上記Ｌｏ側のセンス端子との間に断線検出用の交流定電流を供給する断線検出用交流定電流源と、上記断線検出用の交流定電流により上記各センス端子に生ずる電圧を検出する電圧検出手段とを備えていることを特徴としている。

上記請求項１に記載の発明には、請求項２に記載のように、上記断線検出用交流定電流源の周波数をｆ２として、上記測定用信号源に周波数がｆ１（ｆ１≠ｆ２）の交流定電流源が用いられ、上記測定部は、上記各センス端子間で測定される測定電圧から周波数ｆ１の信号成分を検出するｆ１信号成分検出手段と、周波数ｆ２の信号成分を検出するｆ２信号成分検出手段とを備える態様が含まれる。

上記請求項２において、請求項３に記載のように、上記ｆ１信号成分検出手段および上記ｆ２信号成分検出手段のうち、少なくとも上記ｆ１信号成分検出手段には、上記各センス端子間で測定される測定電圧を上記周波数ｆ１で同期検波するロックインアンプが用いられることが好ましい。

上記請求項１に記載の発明には、請求項４に記載のように、上記断線検出用交流定電流源の周波数をｆ２として、上記測定用信号源に周波数がｆ１（ｆ１≠ｆ２）の交流定電流源が用いられ、上記測定部は、上記各センス端子間で測定される測定電圧を同期検波する一つのロックインアンプと、上記測定用信号源および上記断線検出用交流定電流源を上記ロックインアンプに選択的に接続して同期信号を得る切替スイッチとを備える態様が含まれる。

上記請求項１に記載の発明には、請求項５に記載のように、上記測定部は、上記各センス端子間で測定される測定電圧がＡ／Ｄ変換器を介して入力される制御手段を備え、上記制御手段は、上記断線検出用交流定電流源と上記測定用信号源とに異なる周波数を割り当て、その周波数情報に基づいて、上記被測定試料のインピーダンスと上記各センス端子の接触抵抗とをそれぞれ算出する態様が含まれる。

上記請求項１に記載の発明には、請求項６に記載のように、上記測定用信号源に電流検出回路を有する交流定電圧源が用いられ、上記測定部は、上記各センス端子間で測定される測定電圧および上記電流検出回路からの検出電流がそれぞれＡ／Ｄ変換器を介して入力される制御手段を備え、上記制御手段は、上記断線検出用交流定電流源と上記測定用信号源とに異なる周波数を割り当て、その周波数情報に基づいて、上記被測定試料のインピーダンスと上記各センス端子の接触抵抗とをそれぞれ算出する態様が含まれる。

上記請求項１に記載の発明には、請求項７に記載のように、上記測定用信号源と上記断線検出用交流定電流源とに、同一周波数の交流信号が用いられ、上記測定用信号源側の位相φ１と上記断線検出用交流定電流源側の位相φ２が、相対的に＋９０゜もしくは−９０゜ずらされており、上記測定部は、上記各センス端子間で測定される測定電圧から位相φ１の信号成分を検出する第１信号成分検出手段と、位相φ２の信号成分を検出する第２信号成分検出手段とを備える態様が含まれる。

上記請求項１に記載の発明には、請求項８に記載のように、上記測定用信号源に直流定電流源が用いられ、上記測定部は、上記各センス端子間で測定される測定電圧から上記被測定試料による電圧分を抽出するローパスフィルタと、上記各センス端子の接触抵抗に起因する電圧分を抽出するハイパスフィルタとを備える態様も含まれる。

また、請求項９に記載の発明は、Ｈｉ側とＬｏ側の信号供給用の各ソース端子を介して被測定試料に測定信号を供給する測定用信号源と、上記測定信号により上記被測定試料に生ずる電圧をＨｉ側とＬｏ側の信号検出用の各センス端子を介して測定する測定部とを備えているインピーダンス測定装置において、上記測定用信号源と上記測定部は、グランドが電気的に分離されている電源系を別々に有し、上記測定用信号源に交流定電流源が用いられ、上記測定部は、上記Ｈｉ側のセンス端子と上記Ｌｏ側のセンス端子との間に断線検出用の直流定電流を供給する断線検出用直流定電流源と、上記断線検出用の直流定電流により上記各センス端子に生ずる電圧を検出する電圧検出手段とを備えていることを特徴としており、これによっても上記課題を解決することができる。

請求項２ないし８を従属項として含む請求項１に記載の発明によれば、断線検出用交流定電流源によりＨｉ側のセンス端子とＬｏ側のセンス端子とに交流定電流を供給し、その交流定電流により各センス端子に生ずる電圧を電圧検出手段により検出することにより、測定中においても、各センス端子の断線検出を行うことができる。請求項１に記載の発明は、特に低インピーダンスの試料を測定する場合に好適である。

また、請求項９に記載の発明によれば、断線検出用直流定電流源によりＨｉ側のセンス端子とＬｏ側のセンス端子とに直流定電流を供給し、その直流定電流により各センス端子に生ずる電圧を電圧検出手段により検出することにより、請求項１に記載の発明と同じく、測定中においても、各センス端子の断線検出を行うことができる。この請求項９に記載の発明も、特に低インピーダンスの試料を測定する場合に好適である。

次に、図１ないし図９により、本発明のいくつかの実施形態について説明するが、本発明はこれに限定されるものてはない。

図１に本発明の第１実施形態（参考実施形態）に係るインピーダンス測定装置の回路図を示す。このインピーダンス測定装置は、４線式の交流インピーダンス測定装置で、測定用信号源１００と測定部２００とを備える。

図１の例において、測定用信号源１００には、一端が接地された交流定電圧源１０１が用いられ、この交流定電圧源１０１からＨｉ側のソース端子１１１とＬｏ側のソース端子１１２を介して被測定試料Ｒｘに測定信号としての電流が流される。Ｈｉ側のソース端子１１１は、電流制限用抵抗Ｒ１を介して交流定電圧源１０１に接続され、Ｌｏ側のソース端子１１２は、オペアンプからなる電流検出回路１０２と接続される。

測定部２００は、被測定試料Ｒｘの両端に接触するＨｉ側のセンス端子２１１とＬｏ側のセンス端子２１２と、これらセンス端子２１１，２１２より検出される被測定試料Ｒｘの電圧を増幅して出力する交流出力アンプ２１０とを備える。この交流出力アンプ２１０の出力電圧と、電流検出回路１０２から得られる電流とにより、図示しない制御手段にて被測定試料Ｒｘのインピーダンスが算出される。

ソース端子１１１，１１２およびセンス端子２１１，２１２は、図示しない例えばＸ−Ｙ移動機構により駆動される可動プローブもしくはピンボードに植設された位置固定プローブのいずれであってもよいが、この第１実施形態では、被測定試料Ｒｘに対する各端子の接触抵抗（断線および断線と見なされる高接触抵抗）を検出するための第１および第２の断線検出手段２２０，２３０を備える。

第１断線検出手段２２０は、Ｈｉ側のソース端子１１１およびＨｉ側のセンス端子２１１を含むＨｉ側電流路に直流定電流Ｉ_ＤＣ１を供給する第１直流定電流源２２１と、第１直流定電流源２２１の振幅Ｖ_ＤＣ１（Ｈｉ側電流路に含まれる接触抵抗Ｒａ×Ｉ_ＤＣ１）を所定に増幅する第１直流アンプ２２２と、第１直流アンプ２２２により増幅された振幅Ｖ_ＤＣ１と所定の基準電圧Ｖ２とを比較する第１比較器２２３とを備える。第１比較器２２３がＨｉ側の接触抵抗異常検出手段で、基準電圧Ｖ２＜（もしくは≦）振幅Ｖ_ＤＣ１ のとき断線信号を出力する。

第２断線検出手段２３０は、Ｌｏ側のソース端子１１２およびＬｏ側のセンス端子２１２を含むＬｏ側電流路に直流定電流Ｉ_ＤＣ２を供給する第２直流定電流源２３１と、第２直流定電流源２３１の振幅Ｖ_ＤＣ２（Ｌｏ側電流路に含まれる接触抵抗Ｒｂ×Ｉ_ＤＣ１）を所定に増幅する第２直流アンプ２３２と、第２直流アンプ２２２により増幅された振幅Ｖ_ＤＣ２と所定の基準電圧Ｖ３とを比較する第２比較器２３３とを備える。第２比較器２３３がＬｏ側の接触抵抗異常検出手段で、基準電圧Ｖ３＜（もしくは≦）振幅Ｖ_ＤＣ２ のとき断線信号を出力する。なお、厳密に言えば、上記接触抵抗Ｒａ，Ｒｂには端子自体の線抵抗も含まれるが、通常、線抵抗は端子の接触抵抗に比べて小さいため無視してよい。仮に、線抵抗が大きい場合には、それも端子の異常として検出できる。

この第１断線検出手段２２０および第２断線検出手段２３０による断線検出は、被測定抵試料Ｒｘのインピーダンス測定中においても行われる。また、各基準電圧Ｖ２，Ｖ３を可変とすることにより、コンタクトチェックレベル（接触抵抗の判定基準レベル）を任意に設定することができる。この場合において、各直流定電流源２２１，２３１の出力インピーダンスは、被測定抵試料Ｒｘと各端子との接触抵抗に比べて十分に大きければよい。

なお、第１比較器２２３および第２比較器２３２は、Ａ／Ｄ変換器により代替可能であり、この態様も本発明に含まれる。すなわち、比較器２２３，２３３は１ビットのＡ／Ｄ変換器に相当するため、これを多ビットのＡ／Ｄ変換器に置き換えることにより、より具体的な接触抵抗値を検出することができる。

第１実施形態の変形例として、図２に示すように、測定用信号源１００に交流定電流源１０３を用いてもよい。また、図２に示すように、測定用信号源１００の電源系と測定部２００側の電源系とを分離し（それらのグランドＧＮＤ１，ＧＮＤ２を電気的に分離し）、各直流定電流源２２１，２３１に測定部２００側の電源系の電源を使用することにより、第２断線検出手段２３０の第２直流アンプ２３２を省略することができる。この場合、第２断線検出手段２３０の第２比較器２３２の基準電圧Ｖ３は、測定部２００側の電源系のグランドＧＮＤ２を基準とする。

これとは反対に、図３に示すように、第２断線検出手段２３０側の直流定電流源２３１に測定用信号源１００の電源系の電源を使用してもよく、この場合においても、第２断線検出手段２３０の第２直流アンプ２３２を省略することができる。ただし、第２断線検出手段２３０の第２比較器２３２の基準電圧Ｖ３は、測定用信号源１００の電源系のグランドＧＮＤ１を基準とする。

次に、図４により本発明の第２実施形態に係るインピーダンス測定装置について説明する。この第２実施形態において、上記第１実施形態と同一もしくは同一と見なされてよい構成要素には、それと同じ参照符号を用いる。

この第２実施形態に係るインピーダンス測定装置も４線式であるが、特に被測定試料Ｒｘが低インピーダンスである場合に好適である。低インピーダンスの試料としては、電池の等価直列抵抗，チップインダクタの直列抵抗，コンデンサの等価直列抵抗などを例示することができる。

この第２実施形態において、測定用信号源１００と測定部２００は、それらの電源系が電気的に分離されている。すなわち、測定用信号源１００側のグランドＧＮＤ１と、測定部２００側のグランドＧＮＤ２とが電気的に分離されている。

図４の例において、測定用信号源１００には交流定電流源１０３が用いられ、交流定電流源１０３によりＨｉ側のソース端子１１１とＬｏ側のソース端子１１２を介して被測定試料Ｒｘに測定用の交流定電流Ｉ_ＡＣ１が供給される。

測定部２００は、Ｈｉ側のセンス端子２１１とＬｏ側のセンス端子２１２により被測定試料Ｒｘの電圧を検出し、その電圧を交流出力アンプ２１０により所定に増幅して出力するが、この第２実施形態によると、測定部２００は、断線（端子の接触抵抗）を検出するため、Ｈｉ側のセンス端子２１１とＬｏ側のセンス端子２１２との間に交流定電流Ｉ_ＡＣ２を供給する断線検出用交流定電流源２４０と、交流出力アンプ２１０の出力側に並列的に接続される第１および第２の２つのロックインアンプ２５１，２５２とを備える。断線検出用交流定電流源２４０には、測定部２００側の電源系の電源を使用する。

交流定電流源１０３の周波数ｆ１と、断線検出用交流定電流源２４０の周波数ｆ２は異なる周波数として、第１ロックインアンプ２５１は周波数ｆ１で同期検波をかけ、第２ロックインアンプ２５２は周波数ｆ２で同期検波をかける。すなわち、この第２実施形態において、第１ロックインアンプ２５１がｆ１信号成分検出手段に相当し、第２ロックインアンプ２５２がｆ２信号成分検出手段に相当する。

これにより、第１ロックインアンプ２５１からは、測定用の交流定電流Ｉ_ＡＣ１により被測定試料Ｒｘに生ずる電圧Ｖａが出力され、第２ロックインアンプ２５２からは、断線検出用の交流定電流Ｉ_ＡＣ２と、センス端子２１１，２１２間の抵抗とによる電圧Ｖｂが出力される。

ここで、Ｈｉ側のソース端子１１１の接触抵抗をＲ_Ｃ１，Ｌｏ側のソース端子１１２の接触抵抗をＲ_Ｃ２，Ｈｉ側のセンス端子２１１の接触抵抗をＲ_Ｃ３，Ｌｏ側のソース端子２１２の接触抵抗をＲ_Ｃ４とすると、センス端子２１１，２１２間の抵抗は、（Ｒ_Ｃ３＋Ｒｘ＋Ｒ_Ｃ４）と交流定電流源１０３の出力抵抗Ｒ_０１との合成抵抗である。したがって、Ｒ_０１≫Ｒ_Ｃ３＋Ｒｘ＋Ｒ_Ｃ４で、Ｒ_Ｃ３＋Ｒ_Ｃ４≫Ｒｘのとき、上記電圧Ｖｂからセンス端子２１１，２１２の接触抵抗Ｒ_Ｃ３＋Ｒ_Ｃ４を検出することができる。

なお、被測定試料Ｒｘに生ずる電圧Ｖａを正確に検出するうえで、ｆ１信号成分検出手段はロックインアンプ（第１ロックインアンプ２５１）であることが好ましいが、断線検出側は基準値よりも上か下かを判定できればよいため、例えば周波数ｆ１，ｆ２がある程度以上離れている場合には、第２ロックインアンプ２５２に代えて、ハイパスフィルタもしくはバンドパスフィルタと整流回路とを組み合わた検出回路やハイパスフィルタとピーク検出回路とを組み合わた検出回路などを使用することができる。

また、第２実施形態の変形例として、図５に示すように、交流出力アンプ２１０の出力側に接続するロックインアンプを一つのロックインアンプ２５０とし、このロックインアンプ２５０に切替スイッチＳＷにて交流定電流源１０３と断線検出用交流定電流源２４０とを選択的に接続して、インピーダンス測定と断線検査（コンタクトチェック）とを交互に行うようにすることもできる。この場合、切替スイッチＳＷのＯＮ抵抗が高くても問題はない。

また、第２実施形態の別の変形例として、図６に示すように、交流出力アンプ２１０の出力側にＡ／Ｄ変換器２６１を介して制御手段（例えばＣＰＵ）２６０を接続し、制御手段２６０により交流定電流源１０３と断線検出用交流定電流源とに異なる周波数ｆ１，ｆ２を割り当て、制御手段２６０に入力される測定電圧を、その周波数情報に基づいて選別して、被測定試料Ｒｘのインピーダンスと、各センス端子２１１，２１２の接触抵抗とをそれぞれ算出するようにしてもよい。

さらに、第２実施形態の別の変形例として、図７に示すように、測定用信号源１００に交流定電圧源１０１を用いるとともに、交流定電圧源１０１とＨｉ側のソース端子１１１との間に電流検出抵抗Ｒ_０２を接続して、計装アンプ２６２にて被測定試料Ｒｘに供給される測定電流を検出し、その測定電流をＡ／Ｄ変換器２６３を介して先の図６で説明した制御手段２６０に与えるようにしてもよい。

なお、図４〜図７の各例において、被測定試料Ｒｘが抵抗成分のみの純抵抗である場合には、測定用信号源１００と断線検出用交流定電流源２４０の周波数を同一として、測定用信号源１００側の信号の位相φ１と断線検出用交流定電流源側の信号の位相φ２とを相対的に＋９０゜もしくは−９０゜ずらし、測定部２００側に、各センス端子２１１，２１２間で測定される測定電圧から位相φ１の信号成分を検出する第１信号成分検出手段と、位相φ２の信号成分を検出する第２信号成分検出手段とを設けてもよい。

この場合、図４の例では、第１ロックインアンプ２５１が第１信号成分検出手段に相当し、第２ロックインアンプ２５２が第２信号成分検出手段に相当する。図５の例では、一つのロックインアンプ２５０が第１，第２信号成分検出手段を兼用することになる。また、図６および図７の例では、制御手段２６０が第１，第２信号成分検出手段の機能を果たすことになる。

また、第２実施形態には、図８に示すように、測定信号源１００に直流定電流源１０４を用い、直流定電流源１０４から被測定試料Ｒｘに直流定電流Ｉ_ＤＣ１を供給する変形例も含まれる。この場合には、交流出力アンプ２１０の出力側にローパスフィルタ（ＬＰＦ）２７１と、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）２７２とを並列的に接続する。

これによれば、ローパスフィルタ２７１からは、測定用の直流定電流Ｉ_ＤＣ１により被測定試料Ｒｘに生ずる電圧Ｖａが出力され、ハイパスフィルタ２７２からは、断線検出用の交流定電流Ｉ_ＡＣ２と、センス端子２１１，２１２間の抵抗とによる電圧Ｖｂが出力される。

図４の例でも説明したように、センス端子２１１，２１２間の抵抗は、（Ｒ_Ｃ３＋Ｒｘ＋Ｒ_Ｃ４）と直流定電流源１０４の出力抵抗Ｒ_０１との合成抵抗である。したがって、Ｒ_０１≫Ｒ_Ｃ３＋Ｒｘ＋Ｒ_Ｃ４で、Ｒ_Ｃ３＋Ｒ_Ｃ４≫Ｒｘのとき、上記電圧Ｖｂからセンス端子２１１，２１２の接触抵抗Ｒ_Ｃ３＋Ｒ_Ｃ４を検出することができる。

また、本発明の第３実施形態として、図９に示すように、測定信号源１００に交流定電流源１０３を使用し、測定部２００側の断線検出用の電源として直流定電流源２４１を用いてもよい。交流出力アンプ２１０の出力側には、図８の例と同じく、ローパスフィルタ２７１と、ハイパスフィルタ２７２とを並列的に接続する。

この第３実施形態によれば、図８の例とは反対に、ローパスフィルタ２７１からは、直流定電流源２４１から供給される断線検出用の直流定電流Ｉ_ＤＣ２と、センス端子２１１，２１２間の抵抗とによる電圧Ｖｂが出力され、ハイパスフィルタ２７２からは、交流定電流源１０３から供給される測定用の交流定電流Ｉ_ＡＣ１により被測定試料Ｒｘに生ずる電圧Ｖａが出力されることになる。

以上説明したように、本発明によれば、４線式のインピーダンス測定装置において、インピーダンス測定を中断することなく、測定中においてもコンタクトチェック（断線を検出）を行うことができるため、測定時間の短縮が図れるとともに、測定精度の信頼性が高められる。

本発明の第１実施形態（参考実施形態）に係るインピーダンス測定装置を示す回路図。 上記第１実施形態の変形例を示す回路図。 上記第１実施形態の別の変形例を示す回路図。 本発明の第２実施形態に係るインピーダンス測定装置を示す回路図。 上記第２実施形態の変形例を示す回路図。 上記第２実施形態の変形例を示す回路図。 上記第２実施形態の変形例を示す回路図。 上記第２実施形態の変形例を示す回路図。 本発明の第３実施形態に係るインピーダンス測定装置を示す回路図。 従来例の４線式インピーダンス測定装置を示す回路図。

符号の説明

１００ 測定用信号源
１０３ 交流定電流源
１０４ 直流定電流源
１１１ Ｈｉ側のソース端子
１１２ Ｌｏ側のソース端子
２００ 測定部
２１０ 交流出力アンプ
２１１ Ｈｉ側のセンス端子
２１２ Ｌｏ側のセンス端子
２２０ 第１断線検出手段
２３０ 第２断線検出手段
２２１，２３１ 断線検出用直流定電流源
２２２，２３２ 直流アンプ
２２３，２３３ 比較器
２４０ 断線検出用交流定電流源
２４１ 断線検出用直流定電流源
２５０，２５１，２５２ ロックインアンプ
２６０ 制御手段
２７１ ローパスフィルタ
２７２ ハイパスフィルタ
Ｒｘ 被測定試料

Claims (9)

1. Ｈｉ側とＬｏ側の信号供給用の各ソース端子を介して被測定試料に測定信号を供給する測定用信号源と、上記測定信号により上記被測定試料に生ずる電圧をＨｉ側とＬｏ側の信号検出用の各センス端子を介して測定する測定部とを備えているインピーダンス測定装置において、
   上記測定用信号源と上記測定部は、グランドが電気的に分離されている電源系を別々に有し、上記測定部は、上記Ｈｉ側のセンス端子と上記Ｌｏ側のセンス端子との間に断線検出用の交流定電流を供給する断線検出用交流定電流源と、上記断線検出用の交流定電流により上記各センス端子に生ずる電圧を検出する電圧検出手段とを備えていることを特徴とするインピーダンス測定装置。
2. 上記断線検出用交流定電流源の周波数をｆ２として、上記測定用信号源に周波数がｆ１（ｆ１≠ｆ２）の交流定電流源が用いられ、上記測定部は、上記各センス端子間で測定される測定電圧から周波数ｆ１の信号成分を検出するｆ１信号成分検出手段と、周波数ｆ２の信号成分を検出するｆ２信号成分検出手段とを備えることを特徴とする請求項１に記載のインピーダンス測定装置。
3. 上記ｆ１信号成分検出手段および上記ｆ２信号成分検出手段のうち、少なくとも上記ｆ１信号成分検出手段には、上記各センス端子間で測定される測定電圧を上記周波数ｆ１で同期検波するロックインアンプが用いられることを特徴とする請求項２に記載のインピーダンス測定装置。
4. 上記断線検出用交流定電流源の周波数をｆ２として、上記測定用信号源に周波数がｆ１（ｆ１≠ｆ２）の交流定電流源が用いられ、上記測定部は、上記各センス端子間で測定される測定電圧を同期検波する一つのロックインアンプと、上記測定用信号源および上記断線検出用交流定電流源を上記ロックインアンプに選択的に接続して同期信号を得る切替スイッチとを備えることを特徴とする請求項１に記載のインピーダンス測定装置。
5. 上記測定部は、上記各センス端子間で測定される測定電圧がＡ／Ｄ変換器を介して入力される制御手段を備え、上記制御手段は、上記断線検出用交流定電流源と上記測定用信号源とに異なる周波数を割り当て、その周波数情報に基づいて、上記被測定試料のインピーダンスと上記各センス端子の接触抵抗とをそれぞれ算出することを特徴とする請求項１に記載のインピーダンス測定装置。
6. 上記測定用信号源に電流検出回路を有する交流定電圧源が用いられ、上記測定部は、上記各センス端子間で測定される測定電圧および上記電流検出回路からの検出電流がそれぞれＡ／Ｄ変換器を介して入力される制御手段を備え、上記制御手段は、上記断線検出用交流定電流源と上記測定用信号源とに異なる周波数を割り当て、その周波数情報に基づいて、上記被測定試料のインピーダンスと上記各センス端子の接触抵抗とをそれぞれ算出することを特徴とする請求項１に記載のインピーダンス測定装置。
7. 上記測定用信号源と上記断線検出用交流定電流源とに、同一周波数の交流信号が用いられ、上記測定用信号源側の位相φ１と上記断線検出用交流定電流源側の位相φ２が、相対的に＋９０゜もしくは−９０゜ずらされており、上記測定部は、上記各センス端子間で測定される測定電圧から位相φ１の信号成分を検出する第１信号成分検出手段と、位相φ２の信号成分を検出する第２信号成分検出手段とを備えることを特徴とする請求項１に記載のインピーダンス測定装置。
8. 上記測定用信号源に直流定電流源が用いられ、上記測定部は、上記各センス端子間で測定される測定電圧から上記被測定試料による電圧分を抽出するローパスフィルタと、上記各センス端子の接触抵抗に起因する電圧分を抽出するハイパスフィルタとを備えることを特徴とする請求項１に記載のインピーダンス測定装置。
9. Ｈｉ側とＬｏ側の信号供給用の各ソース端子を介して被測定試料に測定信号を供給する測定用信号源と、上記測定信号により上記被測定試料に生ずる電圧をＨｉ側とＬｏ側の信号検出用の各センス端子を介して測定する測定部とを備えているインピーダンス測定装置において、
   上記測定用信号源と上記測定部は、グランドが電気的に分離されている電源系を別々に有し、上記測定用信号源に交流定電流源が用いられ、上記測定部は、上記Ｈｉ側のセンス端子と上記Ｌｏ側のセンス端子との間に断線検出用の直流定電流を供給する断線検出用直流定電流源と、上記断線検出用の直流定電流により上記各センス端子に生ずる電圧を検出する電圧検出手段とを備えていることを特徴とするインピーダンス測定装置。

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