近年、2.4GHz帯または5GHz帯を用いた高速無線アクセスシステムとして、IEEE802.11g規格、IEEE802.11a規格などの普及が目覚しい。これらのシステムでは、マルチパスフェージング環境での特性を安定化させるための技術である直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式を用い、最大で54Mbpsの伝送速度を実現している。但し、ここでの伝送速度とは、物理レイヤ上での伝送速度であり、実際には、MAC(Medium Access Control)レイヤでの伝送効率が50〜70%程度であるため、実際のスループットの上限値は30Mbps程度である。
一方で、有線LANの世界では、Ethernet(登録商標)の100Base−Tインタフェースを始め、各家庭にも光ファイバを用いたFTTH(Fiber to the home)の普及から、100Mbpsの高速回線の提供が普及しており、無線LANの世界においても、更なる伝送速度の高速化が求められている。
そのための技術としては、MIMO技術が有力である。このMIMO技術とは、送信局側において複数の送信アンテナから同一チャネル上で異なる独立な信号を送信し、受信局側において同じく複数のアンテナを用いて信号を受信し、各送信アンテナ/受信アンテナ間の伝達関数行列を求め、この行列を用いて送信局側で各アンテナから送信した独立な信号を推定し、データを再生するものである。
ここで、N本の送信アンテナを用いてN系統の信号を送信し、M本のアンテナを用いて信号を受信する場合を考える。まず、送受信局の各アンテナ間には、M×N個の伝送のパスが存在し、第i送信アンテナから送信され、第j受信アンテナで受信される場合の伝達関数をhj,iとし、これを第(j,i)成分とするM行N列の行列をHと表記する。さらに、第i送信アンテナからの送信信号をt1とし(t1,t2,t3,…tN)を成分とする列ベクトルをTx、第j受信アンテナでの受信信号をrjとし(r1,r2,r3,…rM)を成分とする列ベクトルをRx、第j受信アンテナの熱雑音をnjとし(n1,n2,n3,…nM)を成分とする列ベクトルをnと表記する。この場合、以下の関係式が成り立つ。
したがって、受信局側で受信した信号Rxを元に、送信信号Txを推定する技術が求められている。
このMIMO通信においては、伝搬路の情報を利用して、その伝搬路に対して最適な状況で信号を送信することにより、最も効率的に通信を行うことができる。例えば、固有モードSDM(Space Division Multiplexing)方式を用いたMIMO伝送においては、信号の伝送方向のMIMOチャネルの伝達関数行列Hを送信局側で取得できた場合に、この伝達関数行列に対応した送信信号の最適化を行う。具体的には、伝達関数行列Hとそのエルミート共役な行列HHとの積を対角化可能なユニタリ行列Uを取得し、このユニタリ行列で送信信号を変換して信号を送信する。このユニタリ変換行列Uと伝達関数行列Hとの間には以下の関係式が成り立つ。
ここで、右辺の行列Λは、対角成分のみが値を持ち、その他の成分がゼロである対角行列である。このような特徴を持つユニタリ行列Uを列ベクトルTxに作用させて信号を送信することにより、数式(1)は以下のように変換される。
この変換により、送信信号はMIMOチャネル毎に直交化され、受信側での処理において簡易なZF(Zero Forcing)方式を用いた場合であっても、各送信信号をMIMOチャネル毎のSNR特性が良好になるように調整される。また、このユニタリ行列の各列ベクトルは、送信信号である列ベクトルTxを各送信アンテナに分配する際の各アンテナに乗算する係数(以降、「送信ウエイト」と呼ぶ)を与える。ここで、ある信号系列に着目すると、各アンテナに対してユニタリ行列のある列ベクトルを構成する送信ウエイトが乗算され、以降、これを「送信ウエイトベクトル」と呼ぶ。この送信ウエイトベクトル群を用いることで、各MIMOチャネル毎に直交したビーム形成を行い、それぞれのビーム(固有ビーム)に相当するチャネルの利得がその固有ベクトルの固有値となる。したがって、全MIMOチャネルのチャネル容量Cの上限は以下の式で与えられる。
ここで、Bは帯域幅、Piは第i番のMIMOチャネルの総送信電力、σ2は雑音電力の分散値を意味する。この数式(4)から、どの程度の伝送レートの伝送モード(ここではQPSK、64QAM等の変調方式と誤り訂正の符号化率との組み合わせにより規定されるモードを「伝送モード」と定義する)を適用可能か、さらにどの程度の数のMIMOチャネルを多重化できるかが推定できる。
ちなみに、数式(4)の中の送信電力Piは、全てのMIMOチャネルに共通の値である必要はなく、また各MIMOチャネル毎に伝送モードを変更しても構わない。一般に、注水定理と呼ばれる手法を用いることで、このPiの値を最適化することが可能である。この中で、Pi=0となるMIMOチャネルが存在した場合、そのチャネルは、実際の伝搬には用いずに、他のMIMOチャネルに電力を配分した方が効率的であることを意味している。つまり、MIMOの多重数を元々の上限値よりも少なく設定することになる。このようにして、多重化するMIMOチャネルの最適値を判定することも可能である。
いずれにしろ、送信側でMIMOチャネルの情報、すなわち伝達関数行列Hを把握できている場合には、信号送信時の送信ウエイトを最適化したり、伝送モードやMIMO多重数を最適化することが可能となる。この結果、通信状態を良好な状態に保ち、無用な伝送エラーおよびそれに伴う再送を避けることが可能となる。なお、OFDM変調方式を用いるシステムの場合には、各サブキャリア毎に伝達関数行列が異なり、全てないしは一部のサブキャリアの伝達関数行列を取得する必要がある。
次に、送信側において、空間多重する信号系列毎およびアンテナ毎に送信ウエイトを最適化する処理について考える。基本的に、数式(2)で与えられるような伝達関数行列Hまたは行列HH×Hに対する特異値分解により、固有値および固有ベクトルを求める処理が必要となる。ここで、例えば、N×Nの行列の固有値はN次方程式の解となり、Nが2よりも大きい場合には簡単な公式で解を求めることはできない。同様に、固有ベクトルを求める演算も必要となる。
このように、大きな次元の行列の固有値、固有ベクトルを求める場合には、計算機上においては、以下のような原理を用いることが多い。まず、Mを3×3の行列とし、この行列の固有値をλ1〜λ3、固有ベクトルをe1〜e3とする。任意のベクトルをa×e1+b×e2+c×e3と表現した場合、このベクトルに行列をk回作用させると、ベクトルは以下のように変換される。
ここで、λ1>λ2>λ3の時、k⇒Largeとすれば以下のように近似できる。
固有値が最大の第1固有ベクトルは、このように取得可能であり、この固有ベクトルに直交した部分空間で同様の演算を行えば、順次、第2固有ベクトル、第3固有ベクトルが求まる。また、各固有値は、この固有ベクトルに行列Mを作用させた際に現れる係数として求めることができる。
次に、従来技術について図を参照してより詳細に説明する(例えば、特許文献1参照)。以下の説明においては、便宜上、空間多重を行い、信号を送信する無線局を第1の無線局、この信号を受信する局を第2の無線局として説明する。通常の無線システムにおいては、第1の無線局も第2の無線局も共に、無線信号の送信機能と受信機能とを併せ持つのが一般であるが、以下の説明では、特に、第1の無線局に関しては信号の送信機能部分に着目し、第2の無線局に関しては信号の受信機能部分に着目して説明する。実際には、これらの両者の機能を備え持つ無線局が想定される。また、説明の都合上、空間多重する信号系列数は2、アンテナ数は3の場合を例に説明を行う。
まず、図14は、従来技術による第1の無線局の送信部の構成例を示すブロック図である。図において、100はデータ分割回路、101−1、101−2はプリアンブル付与回路、102−1、102−2は変調回路、103は送信信号変換回路、104−1〜104−3は無線部、105−1〜105−3はアンテナ、106は送信ウエイト算出回路、107は伝達関数行列取得回路である。
アンテナ105−1〜105−3および無線部104−1〜104−3は、無線信号の送受信を行うことが可能であり、これらを介して第1の無線局の各アンテナと第2の無線局の各アンテナとの間の伝達関数行列を取得可能である。この伝達関数行列の取得方法については明記しないが、アンテナ105−1〜105−3および無線部104−1〜104−3を経由した信号が伝達関数行列取得回路107に入力され、各アンテナ間の伝達関数の情報が取得される。この情報は、送信ウエイト算出回路106に入力され、各信号系列のそれぞれのアンテナにおける送信ウエイトが算出される。各信号系列において、各アンテナの送信ウエイトを成分とするベクトルを送信ウエイトベクトル、および複数の信号系列の送信ウエイトベクトルにより構成される行列を信号変換行列Uとここでは定義しておく。
上記構成において、送信すべくデータが入力されると、データ分割回路100では、1系統の信号を2系統の信号系列に分割し、それぞれをプリアンブル付与回路101−1および101−2へ入力する。ここでは、MIMOチャネル推定用のプリアンブル信号等が付与され、データ部分は変調回路102−1、102−2にて変調される。これらの信号は、2つの成分を持つベクトルTxとして表記される送信信号として送信信号変換回路103に入力される。ここでは、送信信号ベクトルTxと先ほどの信号変換行列Uとが乗算されたU・Txに変換される。ここで、空間多重を行う信号系統数が2、アンテナ数が3であるため、2次元のベクトルTxが3次元ベクトルU・Txに変換されている。3つの成分を持つこのベクトルの信号は、その各成分が無線部104−1〜104−3に入力され、アンテナ105−1〜105−3を介して無線信号として送信される。
以上の例はシングルキャリアでの例であるが、OFDM変調方式においては各サブキャリアで同様の処理が行われる。ここで、図15は、従来技術によるOFDM変調方式を用いた第1の無線局の送信部の構成例を示すブロック図である。図において、110はデータ分割回路、111−1、111−2はプリアンブル付与回路、112−1、112−2は変調回路、113は送信信号変換回路、114−1〜114−3はIFFT回路、115−1〜115−3は無線部、116−1〜116−3はアンテナ、117は送信ウエイト算出回路、118は伝達関数行列取得回路である。
なお、プリアンブル付与回路111−1、111−2、変調回路112−1、112−2、送信信号変換回路113、送信ウエイト算出回路117は、各々、サブキャリア毎に設けられており、符号119としてK面の構成を持つことを明記している。図14との差分は、各サブキャリア毎に求められた信号ベクトルU・Txは、信号系列毎に全サブキャリアの情報がIFFT回路114−1〜114−3に入力され、ここでIFFT処理が実施され、処理後の信号が無線部115−1〜115−3に入力される点である。
次に、図16は、従来技術による第2の無線局の受信部の構成例を示すブロック図である。ここでも同様に、一例として、3つのアンテナを備える場合について説明する。図において、121−1〜121−3はアンテナ、122−1〜122−3は無線部、123はチャネル推定回路、124は受信信号管理回路、125は伝達関数行列管理回路、126は行列演算回路、127は行列演算回路、128は硬判定回路、129はデータ合成回路である。
まず、アンテナ121−1〜121−3は、それぞれ個別に受信信号を受信する。無線部122−1〜122−3を経由して、受信した信号は、チャネル推定回路123に入力される。ここで、送信側で付与した所定のプリアンブル信号の受信状況から、チャネル推定回路123にて第i送信アンテナと第j受信アンテナとの間の伝達関数を取得する。なお、図14および図15において、送信信号変換回路103および113では、付与されたプリアンブル信号も同時に変換が行われている。
この場合、実際には3本のアンテナを用いて無線信号の送信が行われるのであるが、受信側においては、信号変換行列で3本を合成して作られた仮想的な2本のアンテナで送信が行われることに相当するため、各伝達関数の情報{hj,i}により構成される伝達関数行列Hは、3×2の非正方行列となっている。このようにして取得された伝達関数行列は、伝達関数行列管理回路125にて伝達関数行列Hとして管理される。
行列演算回路126では、伝達関数行列管理回路125で管理された伝達関数行列Hを元に、HH、HH×H、(HH×H)−1、(HH×H)−1×HHを順次、演算により求める。一方、プリアンブル信号に後続するデータ信号は、1シンボル分づつ受信信号管理回路124に入力される。受信信号管理回路124では、各アンテナの受信信号(rl,r2,r3)を成分とした受信信号ベクトルRxとして一旦管理される。この受信信号ベクトルRxは、行列演算回路127にて、行列演算回路126で求めた(HH×H)−1×HHと乗算される。このようにして、3次元の受信信号ベクトルは2次元の信号ベクトルTx’に変換される。この信号は、送信信号ベクトルTxにノイズが乗った信号であるため、硬判定回路128にて信号判定が行われ、データ合成回路129で2次元の成分が合成され、元のユーザデータが再生されて出力される。
なお、以上の説明では簡単のため、行列演算回路126および行列演算回路127での処理は、ZF(Zero Forcing)法と呼ばれる簡単なMIMO信号検出法を仮定して説明を行った。また、硬判定回路128では、硬判定を行うことを仮定していたが、誤り訂正を組み合わせ、軟判定を用いることも可能である。さらに、図15に示すようにOFDM変調方式を用いる場合には、サブキャリア毎に同様の処理を行うことになる。
次に、上述した従来技術における処理フローについて図を参照して説明する。図17は、従来技術による第1の無線局の送信動作を説明するためのフローチャートである。データが入力されると、空間多重を行う信号の系統数をnとした場合、データをn系統に分割する(SS1)。ここではシリアル・パラレル変換等の処理を行う。次に、分割された各信号系列にプリアンブルを付与し(SS2)、信号系列毎に変調処理を行う(SS3)。該変調処理は、シンボル単位で行われ、例えば、あるシンボルでの各信号系列の信号を成分とするベクトルを送信信号ベクトルTxとすると、この送信信号ベクトルに対して伝達関数行列Hを対角化するユニタリ行列等の信号変換行列を用い、Tx→U・Txのように信号変換処理を実施する(SS4)。このように処理されたベースバンド信号は、各アンテナに対応する無線部によりRF信号に変換され送信される(SS5)。
図18は、従来技術による第2の無線局の受信動作を説明するためのフローチャートである。無線パケットを受信すると、その無線パケットの先頭部分に収容されたプリアンブル信号を検出し(SS10)、この既知の信号を用いて伝搬チャネルのチャネル推定を行う(SS11)。ここでのチャネル推定とは、送信局側のアンテナ(ないしは仮想的なアンテナ)と各受信アンテナとの間の全てのパスの伝達関数を取得することを意味する。この結果として、チャネル推定結果を各成分とする伝達関数行列Hが求まる。
次に、信号検出を行う際に事前に必要な行列演算処理#1として、伝達関数行列Hから、HH、HH・H、(HH・H)−1、(HH・H)−1・Hを順次求める(SS12)。以降、データ部分について1シンボル単位で処理を行う。まず、各アンテナでのあるシンボルの受信信号を成分とするベクトルを受信信号ベクトルRxとし(SS13)、行列演算処理#2として(HH・H)−1・H・Rxを求める(SS14)。この結果を硬判定処理し(SS15)、当該送信信号ベクトルの推定値を確定する(SS16)。後続する受信データがまだある場合には(SS17)、ステップSS13に戻り、ステップSS15〜SS17を繰り返す。受信データが終わると、受信処理が完了したデータを再構築して出力する(SS18)。
上述した処理は、図16で説明したように、簡単の為にZF法を用いた場合を例としたものである。その他の信号検出方法の場合も、行列演算処理などで部分的に処理が異なることはあるが、概ね同様の流れを示す。また、信号に送信側で誤り訂正用の処理が成されている場合などでは、硬判定処理(SS15)が軟判定処理に置き換えられ、信号決定の処理SS16では各信号の尤度情報などを用いて処理を行うこともある。さらに、図17および図18の説明では、シングルキャリアの無線システムの場合を例に用いたが、OFDM変調方式を用いる場合も各サブキャリア毎に同様の処理を行うに過ぎない。
国際公開第2005/055484号パンフレット
上述した従来技術では、数式(3)に示したように、1つの信号系列を複数の送信アンテナに拡散し送信する際に用いる送信ウエイトベクトルには、伝達関数行列の固有ベクトルを用いることが多い。しかし、2行2列より高次の行列の固有値、固有ベクトルは一般には簡単に求まらず、数式(5)および数式(6)に関連して説明したような繰り返し演算が余儀なくされる。
計算機シミュレーションなどを行う際には、何の問題もない処理であるが、これらの処理を実際の装置に実装する場合には、行列の次元に対して指数関数的に比例する形で演算量が増大し、これに伴い回路規模の増大により実装が困難となる。また、処理遅延時間も増大し、リアルタイムでの対処が困難となり、取得した伝達関数行列に対応した送信ウエイトをある程度遅延させて利用することが余儀なくされ、その結果として伝搬チャネルの時変動に伴う最適送信ウエイトからの誤差が、特性の劣化を引き起こす可能性も考慮しなければならない。
また、OFDM変調方式を用いる無線システムにおいては、送信アンプにおけるPAPR(Peak−to−Average Power Ratio)の問題が無視できない。複数のサブキャリアを寄せ集めて1つの信号を合成する場合、大量のサブキャリアの信号が同位相で加算される瞬間には、ピーク電力が膨大となり、アンプの非線形ひずみを引き起こす。この現象は、MIMO通信における複数の信号系列の信号を所定の係数(送信ウエイト)を乗算して加算する際にも問題となる。例えば、不均一な送信ウエイトにより、特定のアンテナのみの送信電力が他のアンテナに比較して異様に高くなる可能性もある。また、加算する際に多数の信号系列の信号が同位相で加算される瞬間には、より高いピーク電力となる。
以上説明したように、1つの信号を複数のアンテナに拡散し、それぞれに送信ウエイトを乗算して信号を送信する無線システムでは、十分な特性を得ることができる範囲で信号を拡散するアンテナの本数を少なく限定することが求められる。また、合わせてPAPRを低減する工夫が求められている。
本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、全ての信号系列およびアンテナに対して設定する送信ウエイトを、より簡易に算出することができるとともに、良好な通信特性を実現することができ、より効率的にシステム全体での総送信電力を高めることができる無線通信装置および無線通信方法を提供することにある。
上述した課題を解決するために、N(N>1:Nは整数)本の第1のアンテナ群を備え、K本のサブキャリア(K>1:Kは整数)を用いた直交周波数分割多重変調方式を用いて、複数本の第2のアンテナ群を備えた他の無線通信装置との間で前記第1および第2のアンテナ群により構成されるMIMOチャネルを介して複数の信号系列を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重化して通信する無線通信装置において、前記K本のサブキャリア毎に、前記第1のアンテナ群と前記第2のアンテナ群との間の各MIMOチャネルの伝達関数情報を取得する伝達関数情報取得手段と、前記伝達関数情報取得手段によって取得された伝達関数情報に基づいて、前記K本のサブキャリアのそれぞれについて、前記複数の信号系列の各々に対して前記第1のアンテナ群の中から前記Nより少ない所定のN’(N>N’>1:N’は整数)本のアンテナを選択するアンテナ選択手段と、前記アンテナ選択手段によって選択された複数のアンテナに対して該信号系列に対応させて送信時に乗算する係数である送信ウエイトの群、すなわち送信ウエイトベクトルを算出する送信ウエイトベクトル算出手段と、前記複数の信号系列の各々に対応する送信ウエイトベクトルを乗算した信号を生成する乗算手段と、前記乗算手段によって送信ウエイトベクトルが乗算された信号を、前記選択されたアンテナ毎に、前記複数の信号系列および全サブキャリアに渡って加算した信号を生成する加算手段と、前記加算手段によって加算した信号を無線信号として該当するアンテナより送信する送信手段とを具備し、前記アンテナ選択手段は、前記K本のサブキャリアのそれぞれについて選択されるN’本のアンテナの組み合わせが全て同一とはならないようにアンテナを選択することを特徴とする。これにより、直交周波数分割多重変調方式を用いた無線通信において、前記空間多重する信号系列毎に前記第1のアンテナ群の中からNより少ない本数の複数のアンテナを選択するアンテナ選択手段と、選択されたアンテナ毎に該信号系列に対応した送信ウエイトベクトルを算出する送信ウエイトベクトル算出手段とを備えた点で、従来方式と異なる。この結果、求めるべき送信ウエイトベクトルの次元が低くなり、より簡易な手順で送信ウエイトベクトルを求めることが実現される。
本発明は、上記発明において、前記アンテナ選択手段は、前記信号系列の全て、または一部の複数の信号系列の送信先が同一の他の無線通信装置である場合、それら複数の信号系列に対して、各サブキャリア毎に同一組み合わせの複数本のアンテナを選択することを特徴とする。これにより、直交周波数分割多重変調方式を用いた無線通信において、複数の信号系列にそれぞれアンテナを選択し、送信ウエイトを決定する際の処理を簡易化し、演算量を削減することが実現される。
本発明は、上記発明において、前記サブキャリアに対して所定の順番で前記第1のアンテナ群の中から前記N’本のアンテナを選択する場合に、前記アンテナ選択手段は、既にアンテナが選択された全てのサブキャリアに対し、第iアンテナ(N≧i≧1)を送信に用いるサブキャリアの個数をカウントするカウント手段と、前記カウント手段による各アンテナに対するカウント値が所定の閾値を超えているか否かを判定する判定手段と、前記判定手段によって前記閾値を超えていると判定された場合、該閾値を超えたアンテナを、アンテナが未選択のサブキャリアに対するアンテナ選択の候補から除外する候補除外手段とを具備することを特徴とする。これにより、直交周波数分割多重変調方式を用いた無線通信において、アンテナ選択の条件をサブキャリア間で関連付けることにより、システム的に最適なアンテナを選択することが実現される。
本発明は、上記発明において、前記サブキャリアに対して所定の順番で前記第1のアンテナ群の中から前記N’本のアンテナを選択する場合に、前記アンテナ選択手段は、既にアンテナが選択された全てのサブキャリアに対し、第iアンテナ(N≧i≧1)に対応した各信号系列の前記送信ウエイトの絶対値ないしは絶対値のべき乗値の累積和を算出する累積和算出手段と、前記累積和算出手段による各アンテナの累積和が所定の閾値を超えているか否かを判定する判定手段と、前記判定手段によって前記閾値を超えていると判定された場合、該閾値を超えたアンテナを、アンテナが未選択のサブキャリアに対するアンテナ選択の候補から除外する候補除外手段とを具備することを特徴とする。これにより、直交周波数分割多重変調方式を用いた無線通信において、アンテナ選択の条件をサブキャリア間で関連付けることにより、システム的に最適なアンテナを選択することが実現される。
本発明は、上記発明において、前記他の無線通信装置の第2のアンテナ群の本数がM(M>1:Mは整数)本であり、かつ前記第1のアンテナ群の前記N’本のアンテナと前記他の無線通信装置の前記M本の第2のアンテナとの間の伝達関数を成分として構成されるM行N’列の部分伝達関数行列をHと表記した場合に、前記アンテナ選択手段は、各サブキャリアに対して、前記部分伝達関数行列Hの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算する演算手段を具備し、前記演算手段による評価関数を最大または最小とする前記N’本のアンテナを選択することを特徴とする。
本発明は、上記発明において、前記アンテナ選択手段は、アンテナを選択する際の前記サブキャリアに対する前記順番を当該サブキャリアの優先度とした場合、前記K本のサブキャリアの中で優先度が均一になるように該順番を定めることを特徴とする。これにより、所定の順番で各サブキャリアに対するアンテナを選択する際に、そのサブキャリアの順序を与える1つの具体的な方法が提供可能となる。
本発明は、上記発明において、前記演算手段は、前記部分伝達関数行列Hとそのエルミート共役の行列H H との積であるHH・H(N’行N’列)、またはH・HH(M行M列)のいずれかの行列の非ゼロの固有値の積の絶対値で与えられる物理量を前記評価関数とし、前記アンテナ選択手段は、前記演算手段による評価関数を最大とする前記N’本のアンテナを選択することを特徴とする。これにより、具体的な物理量として評価関数を演算することが可能となる。
本発明は、上記発明において、前記演算手段は、前記他の無線通信装置宛の全ての信号系列の数をn(N>n>1:nは正の整数)とした場合、前記部分伝達関数行列Hとそのエルミート共役の行列H H との積であるHH・H(N’行N’列)、またはH・HH(M行M列)のいずれかの行列の複数の固有値の中で絶対値が大きいほうから前記n個の固有値の積の絶対値で与えられる物理量を前記評価関数とし、前記アンテナ選択手段は、前記演算手段による評価関数を最大とする前記N’本のアンテナを選択することを特徴とする。これにより、具体的な物理量として評価関数を演算することが可能となる。
また、上述した課題を解決するために、本発明は、N(N>1:Nは整数)本の第1のアンテナ群を備え、K本のサブキャリア(K>1:Kは整数)を用いた直交周波数分割多重変調方式を用いて、複数本の第2のアンテナ群を備えた他の無線通信装置との間で前記第1および第2のアンテナ群により構成されるMIMOチャネルを介して複数の信号系列を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重化して通信する無線通信方法において、前記K本のサブキャリア毎に、前記第1のアンテナ群と前記第2のアンテナ群との間の各MIMOチャネルの伝達関数情報を取得する伝達関数情報取得ステップと、前記伝達関数情報に基づいて、前記K本のサブキャリアのそれぞれについて、前記複数の信号系列の各々に対して前記第1のアンテナ群の中から前記Nより少ない所定のN’(N>N’>1:N’は整数)本のアンテナを選択するアンテナ選択ステップと、前記選択された複数のアンテナに対して該信号系列に対応させて送信時に乗算する係数である送信ウエイトの群、すなわち送信ウエイトベクトルを算出する送信ウエイトベクトル算出ステップと、前記複数の信号系列の各々に対応する送信ウエイトベクトルを乗算した信号を生成する乗算ステップと、前記送信ウエイトベクトルが乗算された信号を、前記選択されたアンテナ毎に、前記複数の信号系列および全サブキャリアに渡って加算した信号を生成する加算ステップと、前記加算した信号を無線信号として該当アンテナより送信する送信ステップとを含み、前記アンテナ選択ステップでは、前記K本のサブキャリアのそれぞれについて選択されるN’本のアンテナの組み合わせが全て同一とはならないようにアンテナを選択することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記サブキャリアに対して所定の順番で前記第1のアンテナ群の中から前記N’本のアンテナを選択する場合に、前記アンテナ選択ステップは、既にアンテナが選択された全てのサブキャリアに対し、第iアンテナ(N≧i≧1)を送信に用いるサブキャリアの個数をカウントするカウントステップと、前記カウントステップで得られた各アンテナに対するカウント値が所定の閾値を超えているか否かを判定する判定ステップと、前記判定ステップで前記閾値を超えていると判定された場合、該閾値を超えたアンテナを、アンテナが未選択のサブキャリアに対するアンテナ選択の候補から除外する候補除外ステップとを含むことを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記サブキャリアに対して所定の順番で前記第1のアンテナ群の中から前記N’本のアンテナを選択する場合に、前記アンテナ選択ステップは、既にアンテナが選択された全てのサブキャリアに対し、第iアンテナ(N≧i≧1)に対応した各信号系列の前記送信ウエイトの絶対値ないしは絶対値のべき乗値の累積和を算出する累積和算出ステップと、前記累積和算出ステップで得られた各アンテナの累積和が所定の閾値を超えているか否かを判定する判定ステップと、前記判定ステップで前記閾値を超えていると判定された場合、該閾値を超えたアンテナを、アンテナが未選択のサブキャリアに対するアンテナ選択の候補から除外する候補除外ステップとを含むことを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記アンテナ選択ステップでは、アンテナを選択する際の前記サブキャリアに対する前記順番を当該サブキャリアの優先度とした場合、前記K本のサブキャリアの中で優先度が均一になるように該順番を定めることを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記他の無線通信装置の第2のアンテナ群の本数がM(M>1:Mは整数)本であり、かつ前記第1のアンテナ群の前記N’本のアンテナと前記他の無線通信装置の前記M本の第2のアンテナとの間の伝達関数を成分として構成されるM行N’列の部分伝達関数行列をHと表記した場合に、前記アンテナ選択ステップは、各サブキャリアに対して、前記部分伝達関数行列Hの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算する演算ステップを含み、前記演算ステップで得られた評価関数を最大または最小とする前記N’本のアンテナを選択することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記演算ステップでは、前記部分伝達関数行列Hとそのエルミート共役の行列H H との積であるH H ・H(N’行N’列)、またはH・H H (M行M列)のいずれかの行列の非ゼロの固有値の積の絶対値で与えられる物理量を前記評価関数とし、前記アンテナ選択ステップでは、前記演算ステップで得られた評価関数を最大とする前記N’本のアンテナを選択することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記演算ステップでは、前記他の無線通信装置宛の全ての信号系列の数をn(N>n>1:nは正の整数)とした場合、前記部分伝達関数行列Hとそのエルミート共役の行列H H との積であるH H ・H(N’行N’列)、またはH・H H (M行M列)のいずれかの行列の複数の固有値の中で絶対値が大きいほうから前記n個の固有値の積の絶対値で与えられる物理量を前記評価関数とし、前記アンテナ選択ステップでは、前記演算ステップで得られた評価関数を最大とする前記N’本のアンテナを選択することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記アンテナ選択ステップでは、前記信号系列の全て、または一部の複数の信号系列の送信先が同一の他の無線通信装置である場合、それら複数の信号系列に対して、各サブキャリア毎に同一組み合わせの複数本のアンテナを選択することを特徴とする。
この発明によれば、伝達関数情報取得手段により、当該無線通信装置の第1のアンテナ群と他の無線通信装置の第2のアンテナ群との間の各MIMOチャネルの伝達関数情報を取得し、アンテナ選択手段により、伝達関数情報に基づいて複数の信号系列の各々に対して第1のアンテナ群の中からNより少ない本数の複数本のアンテナを選択し、送信ウエイトベクトル算出手段により、選択された複数のアンテナに対して該信号系列に対応した送信時に乗算する係数群、すなわち送信ウエイトベクトルを算出し、乗算手段により、複数の信号系列の各々に対応する送信ウエイトベクトルを乗算した信号を生成し、加算手段により、送信ウエイトベクトルが乗算された信号を、選択されたアンテナ毎に、複数の信号系列に渡って加算した信号を生成し、送信手段により、加算した信号を無線信号として該当アンテナより送信する。したがって、全ての信号系列およびアンテナに対して設定する送信ウエイトを、より次元の低い行列に対する処理により簡易に算出することができるとともに、良好な通信特性を実現することができ、より効率的にシステム全体での総送信電力を高めることができるという利点が得られる。
また、本発明によれば、同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重する複数の信号系列の中の全て、または一部の複数の信号系列の送信先が同一の他の無線通信装置である場合、アンテナ選択手段により、それら複数の信号系列に対して、同一組み合わせの複数本のアンテナを選択する。したがって、複数の信号系列にそれぞれアンテナを選択し、送信ウエイトを決定する際の処理を簡易化し、演算量を減らすことができるという利点が得られる。
また、本発明によれば、ある1つの他の無線通信装置宛の全ての信号系列に着目し、該信号系列群に対して第1のアンテナ群の中からN>N’>1となる整数N’本のアンテナを選択し、かつ他の無線通信装置の第2のアンテナ群の本数がM(M>1:Mは整数)本であり、さらに第1のアンテナ群のN’本のアンテナと他の無線通信装置のM本の第2のアンテナとの間の伝達関数を成分として構成されるM行N’列の部分伝達関数行列をHと表記した場合に、演算手段により、部分伝達関数行列Hの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算し、アンテナ選択手段により、該評価関数を最大または最小とするN’本のアンテナを選択する。したがって、この評価関数を用いて空間多重に適したアンテナを容易に選択することができるという利点が得られる。
また、この発明によれば、伝達関数情報取得手段により、K本のサブキャリア毎に、当該無線通信装置の第1のアンテナ群と他の無線通信装置の第2のアンテナ群との間の各MIMOチャネルの伝達関数情報を取得し、アンテナ選択手段により、伝達関数情報に基づいて複数の信号系列の各々に対して第1のアンテナ群の中からNより少ない本数の複数本のアンテナを選択し、送信ウエイトベクトル算出手段により、選択された複数のアンテナに対して該信号系列に対応した送信時に乗算する係数群、すなわち送信ウエイトベクトルを算出し、乗算手段により、複数の信号系列の各々に対応する送信ウエイトベクトルを乗算した信号を生成し、加算手段により、送信ウエイトベクトルが乗算された信号を、選択されたアンテナ毎に、複数の信号系列に渡って加算した信号を生成し、送信手段により、加算した信号を無線信号として該当するアンテナより送信する。したがって、OFDM変調方式を用いる場合において、全ての信号系列およびアンテナに対して設定する送信ウエイトを、より次元の低い行列に対する処理により簡易に算出することができるとともに、良好な通信特性を実現することができ、より効率的にシステム全体での総送信電力を高めることができるという利点が得られる。
また、本発明によれば、同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重する複数の信号系列の中の全て、または一部の複数の信号系列の送信先が同一の他の無線通信装置である場合、アンテナ選択手段により、それら複数の信号系列に対して、同一組み合わせの複数本のアンテナを選択する。したがって、複数の信号系列にそれぞれアンテナを選択し、送信ウエイトを決定する際の処理を簡易化し、演算量を減らすことができるという利点が得られる。
また、本発明によれば、ある1つの他の無線通信装置宛の全ての信号系列に着目し、該信号系列群に対して前記第1のアンテナ群の中からN>N’>1となる整数N’本のアンテナを選択し、かつ前記他の無線通信装置の第2のアンテナ群の本数がM(M>1:Mは整数)本であり、さらに前記第1のアンテナ群のN’本のアンテナと前記他の無線通信装置のM本の第2のアンテナとの間の伝達関数を成分として構成されるM行N’列の部分伝達関数行列をHと表記した場合に、演算手段により、各サブキャリアに対して、部分伝達関数行列Hの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算し、アンテナ選択手段により、該評価関数を最大または最小とするN’本のアンテナを選択する。したがって、この評価関数を用いて空間多重に適したアンテナをサブキャリア毎に容易に選択することができるという利点が得られる。
また、本発明によれば、ある1つの他の無線通信装置宛の全ての信号系列に着目し、サブキャリアに対して所定の順番で、前記信号系列群に対して第1のアンテナ群の中からN>N’>1となる整数N’本のアンテナを選択し、かつ他の無線通信装置の第2のアンテナ群の本数がM(M>1:Mは整数)本であり、さらに第1のアンテナ群のN’本のアンテナと他の無線通信装置のM本の第2のアンテナとの間の伝達関数を成分として構成されるM行N’列の部分伝達関数行列をHと表記した場合に、既にアンテナが選択された全てのサブキャリアに対し、第iアンテナ(N≧i≧1)を送信に用いるサブキャリアの個数をカウントし、判定手段により、各アンテナに対するカウント値が所定の閾値を超えているか否かを判定し、閾値を超えていると判定された場合、候補除外手段により、閾値を超えたアンテナを、アンテナが未選択のサブキャリアに対するアンテナ選択の候補から除外し、演算手段により、各サブキャリアに対して、伝達関数行列Hの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算し、アンテナ選択手段により、該評価関数を最大または最小とするN’本のアンテナを選択する。したがって、OFDM変調方式を用いる場合において、アンテナ選択の条件をサブキャリア間で関連付けることにより、システム的に最適なアンテナを選択することができるという利点が得られる。
また、本発明によれば、ある1つの他の無線通信装置宛の全ての信号系列に着目し、前記サブキャリアに対して所定の順番で、前記信号系列群に対して前記第1のアンテナ群の中からN>N’>1となる整数N’本のアンテナを選択し、かつ前記他の無線通信装置の第2のアンテナ群の本数がM(M>1:Mは整数)本であり、さらに前記第1のアンテナ群のN’本のアンテナと前記他の無線通信装置のM本の第2のアンテナとの間の伝達関数を成分として構成されるM行N’列の部分伝達関数行列をHと表記した場合に、既にアンテナが選択された全てのサブキャリアに対し、第iアンテナ(N≧i≧1)に対応した各信号系列の送信ウエイトの絶対値ないしは絶対値のべき乗値の累積和を算出し、判定手段により、各アンテナの累積和が所定の閾値を超えているか否かを判定し、閾値を超えていると判定された場合、候補除外手段により、閾値を超えたアンテナを、アンテナが未選択のサブキャリアに対するアンテナ選択の候補から除外し、演算手段により、各サブキャリアに対して、部分伝達関数行列Hの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算し、アンテナ選択手段により、該評価関数を最大または最小とするN’本のアンテナを選択する。したがって、OFDM変調方式を用いる場合において、アンテナ選択の条件をサブキャリア間で関連付けることにより、システム的に最適なアンテナを選択することができるという利点が得られる。
また、本発明によれば、アンテナ選択手段により、アンテナを選択する際のサブキャリアに対する順番を当該サブキャリアの優先度とした場合、K本のサブキャリアの中で優先度が均一になるように、前記サブキャリアの順番を定める。したがって、所定の順番で各サブキャリアのアンテナを容易に選択しながらも、サブキャリアの並びの中で制限なくアンテナを選択できるサブキャリアを均一化することができるという利点が得られる。
また、本発明によれば、演算手段により、伝達関数行列Hとそのエルミート共役の行列との積であるHH・H(N’行N’列)、またはH・HH(M行M列)のいずれかの行列の非ゼロの固有値の積の絶対値で与えられる物理量を評価関数とし、アンテナ選択手段により、該評価関数を最大とするN’本のアンテナを選択する。したがって、評価関数を容易に算出することができるという利点が得られる。
また、本発明によれば、演算手段により、他の無線通信装置宛の全ての信号系列の数をn(nは正の整数)とした場合、伝達関数行列Hとそのエルミート共役の行列との積であるHH・H(N’行N’列)、またはH・HH(M行M列)のいずれかの行列の複数の固有値の中で絶対値が大きいほうからn個の固有値の積の絶対値で与えられる物理量を評価関数とし、アンテナ選択手段により、該評価関数を最大とするN’本のアンテナを選択する。したがって、評価関数を容易に算出することができるという利点が得られる。
また、この発明によれば、伝達関数情報取得手段により、当該無線通信装置の第1のアンテナ群と他の無線通信装置の第2のアンテナ群との間の各MIMOチャネルの伝達関数情報を取得し、部分伝達関数行列取得手段により、第2のアンテナ群の本数がM(M>1:Mは整数)本であり、n(n>1:nは整数)系統の信号系列を空間多重化して送信する場合に、第1のアンテナ群の中から抜き出した任意のn本のアンテナとM本の第2のアンテナ群との間の伝達関数を成分として構成されるM行n列の部分伝達関数行列Hを取得し、演算手段により、部分伝達関数行列Hの各成分、または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算し、アンテナ選択手段により、該評価関数を最大または最小とするn本のアンテナを選択し、対応付け手段により、n個の信号系列の各々にn本のアンテナを1対1に対応させ、送信手段により、信号系列に対応付けされたn本のアンテナの各々から空間多重化する各信号系列の信号を無線信号として送信する。したがって、全ての信号系列およびアンテナに対して設定する送信ウエイトを、より簡易に算出することができるとともに、良好な通信特性を実現することができ、より効率的にシステム全体での総送信電力を高めることができるという利点が得られる。
また、この発明によれば、伝達関数情報取得手段により、K本のサブキャリア毎に、当該無線通信装置の第1のアンテナ群と他の無線通信装置の第2のアンテナ群との間の各MIMOチャネルの伝達関数情報を取得し、部分伝達関数行列取得手段により、第2のアンテナ群の本数がM(M>1:Mは整数)本であり、n(n>1:nは整数)系統の信号系列を空間多重化して送信する場合に、第1のアンテナ群の中から抜き出した任意のn本のアンテナとM本の第2のアンテナ群との間の伝達関数を成分として構成されるM行n列の部分伝達関数行列Hを取得し、演算手段により、部分伝達関数行列Hの各成分、または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算し、アンテナ選択手段により、該評価関数を最大または最小とするn本のアンテナを選択し、対応付け手段により、n個の信号系列の各々にn本のアンテナを1対1に対応させ、送信手段により、信号系列に対応付けされたn本のアンテナの各々から空間多重化する各信号系列の信号を無線信号として送信する。したがって、全ての信号系列およびアンテナに対して設定する送信ウエイトを、より簡易に算出することができるとともに、良好な通信特性を実現することができ、より効率的にシステム全体での総送信電力を高めることができるという利点が得られる。
また、この発明によれば、当該無線通信装置の第1のアンテナ群と他の無線通信装置の第2のアンテナ群との間の各MIMOチャネルの伝達関数情報を取得するステップと、伝達関数情報に基づいて、複数の信号系列の各々に対して第1のアンテナ群の中からNより少ない本数の複数本のアンテナを選択するステップと、複数の選択されたアンテナに対して該信号系列に対応した送信時に乗算する係数群、すなわち送信ウエイトベクトルを算出するステップと、複数の信号系列の各々に対応する送信ウエイトベクトルを乗算した信号を生成するステップと、送信ウエイトベクトルが乗算された信号を、選択されたアンテナ毎に、複数の信号系列に渡って加算した信号を生成するステップと、加算した信号を無線信号として該当アンテナより送信するステップとを実施する。したがって、全ての信号系列およびアンテナに対して設定する送信ウエイトを、より簡易に算出することができるとともに、良好な通信特性を実現することができ、より効率的にシステム全体での総送信電力を高めることができるという利点が得られる。
また、この発明によれば、K本のサブキャリア毎に、当該無線通信装置の第1のアンテナ群と他の無線通信装置の第2のアンテナ群との間の各MIMOチャネルの伝達関数情報を取得するステップと、伝達関数情報に基づいて、複数の信号系列の各々に対して第1のアンテナ群の中からNより少ない本数の複数本のアンテナを選択するステップと、選択された複数のアンテナに対して該信号系列に対応した送信時に乗算する係数群、すなわち送信ウエイトベクトルを算出するステップと、複数の信号系列の各々に対応する送信ウエイトベクトルを乗算した信号を生成するステップと、送信ウエイトベクトルが乗算された信号を、選択されたアンテナ毎に、複数の信号系列および全サブキャリアに渡って加算した信号を生成するステップと、加算した信号を無線信号として該当アンテナより送信するステップとを実施する。したがって、全ての信号系列およびアンテナに対して設定する送信ウエイトを、より簡易に算出することができるとともに、良好な通信特性を実現することができ、より効率的にシステム全体での総送信電力を高めることができるという利点が得られる。
以下、本発明の一実施形態による無線通信装置を、図面を参照して説明する。なお、以下で説明する本発明による各実施形態において、第1の無線局は、他の無線通信装置との間でMIMOチャネルを介して複数の信号系列を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重化して送信を行う無線通信装置に相当する。また、第2の無線局は、ここでいう「他の無線通信装置」に相当する。例えば、1対1で通信する場合には、第1の無線局または第2の無線局に対応する無線通信装置とは、送受信を行う移動端末装置(以下、移動局とも記載)あるいは基地局装置(以下、基地局とも記載)などに相当する。また、1対多で通信する場合には、第1の無線局に対応する無線通信装置は基地局装置に、第2の無線局に対応する無線通信装置は移動局に相当する。
A.第1実施形態
図1は、本発明の第1実施形態による第1の無線局の送信部の構成を示すブロック図である。本第1実施形態では、第1の無線局として、1対1の通信で、シングルキャリアを用いた通信に対応するものを想定している。図において、10はデータ分割回路、11−1、11−2はプリアンブル付与回路、12−1、12−2は変調回路、13は送信信号変換回路、14−1〜14−3は無線部、15−1〜15−3はアンテナ、16は送信ウエイト算出回路、17は伝達関数行列取得回路、18は送信アンテナ選択回路である。
従来技術の場合と同様に、アンテナ15−1〜15−3および無線部14−1〜14−3は、無線信号の送受信を行うことが可能であり、これらを介して第1の無線局の各アンテナと第2の無線局の各アンテナとの間の伝達関数行列を取得することが可能である。この伝達関数行列の取得方法は、アンテナ15−1〜15−3および無線部14−1〜14−3を経由した信号が伝達関数行列取得回路17に入力され、各アンテナ間の伝達関数の情報が取得される。
この情報は、送信アンテナ選択回路18にも入力され、ここでN本(図では3本)の中から2本のアンテナが選択される。選択されたアンテナの結果と、該当するアンテナに関する伝達関数情報とは、送信ウエイト算出回路16に入力され、各信号系列のそれぞれのアンテナにおける送信ウエイトが、例えば、複素係数として算出される。各信号系列において、各アンテナの送信ウエイトを成分とするベクトルを送信ウエイトベクトル、および複数の信号系列の送信ウエイトベクトルにより構成される行列を信号変換行列Uと定義しておく。ここでの信号変換行列打は2×2の行列となっている。送信ウエイト算出回路16からは、以下に説明を行うデータの送信時において、この信号変換行列Uと選択されたアンテナの情報とが送信信号変換回路13に出力される。
次に、データ分割回路10では、送信すべくデータが入力されると、1系統の信号を2系統の信号系列に分割し、それぞれをプリアンブル付与回路11−1および11−2へ入力する。プリアンブル付与回路11−1、11−2では、MIMOチャネル推定用のプリアンブル信号等が付与され、データ部分は変調回路12−1、12−2にて変調される。これらの信号は、2つの成分を持つベクトルTxとして表記される送信信号として送信信号変換回路13に入力される。
送信信号変換回路13では、送信信号ベクトルTxと先ほどの信号変換行列Uとが乗算され、U・Txに変換される。ここで、空間多重を行う信号系統数が2、選択されたアンテナ数が2であるため、2次元のベクトルTxは、2次元ベクトルU・Txに変換されている。2つの成分を持つこのベクトルの信号は、その各成分が選択されたアンテナの無線部(例えば、無線部14−1、14−2)に入力され、アンテナ15−1および15−2を介して無線信号として送信される。この場合、無線部14−3、アンテナ15−3は送信には使用されない。
次に、図2は、本第1実施形態による第1の無線局の送信動作を説明するためのフローチャートである。データが入力されると、空間多重を行う信号の系統数をnとした場合、データをn系統に分割を行う(S1)。ここでは、シリアル・パラレル変換等の処理を行う。次に、分割された各信号系列にプリアンブルを付与し(S2)、信号系列毎に変調処理を行う(S3)。該変調処理は、シンボル単位で行われ、例えば、あるシンボルでの各信号系列の信号を成分とするベクトルを送信信号ベクトルTxとすると、この送信信号ベクトルに対して送信ウエイト行列Uを用い、Tx→U・Txのように信号変換処理を実施する(S4)。このように処理されたベースバンド信号は、送信ウエイト行列に対応したアンテナを選択し(S5)、この選択された各アンテナに対応する無線部によりRF信号に変換されて送信される(S6)。
以上の説明からも分かるように、従来技術に関する図14との違いは、送信アンテナ選択回路18が追加され、ここで選択したアンテナに限定して送信ウエイトを算出し、そのアンテナのみから信号が送信されている点である。例えば、送信アンテナが3本ある場合、送信ウエイトとして数式(2)に示したような伝達関数行列に関する固有値ベクトルで構成されるユニタリ変換を求める場合には、3×3の行列の特異値分解を実施しなければならない。
しかし、本第1実施形態のように、2本の送信アンテナを用いる場合には、2×2の行列の特異値分解でよい。この場合、2次方程式の解の公式を用い、固有値、固有ベクトルは簡易に求めることができる。なお、送信ウエイトとしては、如何なる係数を用いても構わないが、特に、1対1の無線通信の場合には、伝達関数行列(厳密には選択されたアンテナに関する部分的な伝達関数行列)を対角化するユニタリ行列を用いるのが一般的である。
なお、送信信号変換回路13の処理においては、信号変換行列Uを使用しないアンテナに関する成分を持たないとしていたが、使用しないアンテナに関する行ベクトル成分をゼロとした変換行列とみなしても構わない。つまり、前述した2×2の行列の行列に、無線部14−3に対応した列ベクトルとして、成分がゼロのベクトルを追加し、3×2の行列とみなしても構わない。この場合には、送信ウエイト算出回路16から送信信号変換回路13に出力される情報は、信号変換行列Uのみとなり、選択されたアンテナの情報は必要ない。
B.第2実施形態
次に、本発明の第2実施形態について説明する。上述した第1実施形態は、シングルキャリアでの例であるが、本第2実施形態は、OFDM変調方式を用いた第1の無線局に関する。OFDM変調方式においては、各サブキャリアで同様の処理が行われる。
図3は、本発明の第2実施形態による、OFDM変調方式を用いた第1の無線局の送信部の構成を示すブロック図である。図において、20はデータ分割回路、21−1、21−2はプリアンブル付与回路、22−1、22−2は変調回路、23は送信信号変換回路、24−1〜24−3はIFFT回路、25−1〜25−3は無線部、26−1〜26−3はアンテナ、27は送信ウエイト算出回路、28は伝達関数行列取得回路、29は送信アンテナ選択回路である。
なお、プリアンブル付与回路21−1、21−2、変調回路22−1、22−2、送信信号変換回路23、送信ウエイト算出回路27、伝達関数行列取得回路28は、それぞれサブキャリア毎に同様の回路を備え、符号19としてK面の構成を持つことを明記している。その他の図1との差分は、各サブキャリア毎に求められた信号ベクトルU・Txが信号系列毎に全サブキャリアの情報としてIFFT回路24−1〜24−3にそれぞれ入力され、ここでIFFT処理が実施され、処理後の信号が無線部25−1〜25−3に入力される点である。
また、図1で行った送信アンテナ選択は、各サブキャリア毎に個別に行うため、例えば、サブキャリア#1ではアンテナ26−1と26−2を選択し、サブキャリア#2ではアンテナ26−2と26−3を選択、サブキャリア#3ではアンテナ26−1と26−3を選択するというように、それぞれ別々であって構わない。この結果として、図1のように必ずしも使用しないIFFT回路、無線部、アンテナが存在する訳ではない。
次に、図4は、本第2実施形態による第1の無線局の送信動作を説明するためのフローチャートである。第2実施形態では、OFDM変調方式を用いているため、第1実施形態におけるステップS1〜S5までがサブキャリア毎に個別に行われる(S11〜S15)。また、これらの処理の前段では、入力されたデータをサブキャリア毎に分割(シリアル・パラレル変換)する(S10)。ステップS15以降は、全てのサブキャリア毎の信号がアンテナ別に集約され、IFFT処理を実施する(S16)。そして、これらの信号が、各アンテナに対応する無線部によりRF信号に変換されて送信される(S17)。
C.第3実施形態
次に、本発明の第3実施形態について説明する。上述した第1または第2実施形態では、1対1の通信として、1つの第1の無線局と1つの第2の無線局との間の通信を想定した。本第3実施形態は、1つの第1の無線局と複数の第2の無線局との間の通信を想定しているため、第1の無線局に対応する無線通信装置は、基地局装置に相当しており、1対m(m≧2:mは整数)の通信で、シングルキャリアを用いた通信に対応するものである。
図5は、本発明の第3実施形態による、第1の無線局の送信部の構成を示すブロック図である。図において、30−1〜30−mはデータ分割回路、31−1−1,31−1−2〜31−m−1,31−m−2はプリアンブル付与回路、32−1−1,32−1−2〜32−m−1,32−m−2は変調回路、33は送信信号変換回路、34−1〜34−Nは無線部、35−1〜35−Nはアンテナ、36は送信ウエイト算出回路、37は伝達関数行列取得回路、38は送信アンテナ選択回路、39伝達関数記憶回路である。
図1の場合と同様に、アンテナ35−1〜35−Nおよび無線部34−1〜34−Nは、無線信号の送受信を行うことが可能であり、これらを介して第1の無線局の各アンテナと複数の第2の無線局の各アンテナとの間の伝達関数行列を取得することが可能である。この伝達関数行列の取得方法は、ここでは明記しないが、アンテナ35−1〜35−Nおよび無線部34−1〜34−Nを経由した信号が伝達関数行列取得回路37に入力され、各アンテナ間の伝達関数の情報が取得される。この情報は、伝達関数記憶回路39に入力されて記憶される。
本第3実施形態では、他の無線通信装置として複数の移動局と同時に通信するため、多数の移動局の情報を収集しておき、同時に通信を行うのに適した移動局を幾つかピックアップして通信を行う。この組み合わせは、通信状況によって変更される可能性があり、かつ、同時に通信を行う移動局に関する伝達関数は、必ずしも同時に取得できる訳ではない。そこで、ある移動局の伝達関数情報が得られたときに伝達関数記憶回路39に記録しておき、必要に応じて該当する複数の移動局に関連した伝達関数情報を読み出し、その移動局の組み合わせに適した送信ウエイト等を決める必要がある。
そこで、ある移動局の組み合わせが決まったところで、各移動局の伝達関数情報を送信アンテナ選択回路38に入力する。ここで、各移動局毎にN本の中からN’本(N>N’>1)のアンテナを選択する。各移動局に対する選択されたアンテナの結果と、該当するアンテナに関する伝達関数情報とは、送信ウエイト算出回路36に入力され、各信号系列のそれぞれのアンテナにおける送信ウエイトが算出される。
各移動局および各信号系列において、各アンテナの送信ウエイトを成分とするベクトルを送信ウエイトベクトル、および複数の信号系列の送信ウエイトベクトルにより構成される行列を信号変換行列Uと定義しておく。ここで、第j番目の移動局に対する空間多重数をnjとする。この場合、信号変換行列Uは、N’×njの行列となっている。図の説明においては、簡単のため、nj=2として説明する。なお、送信ウエイト算出回路36からは、以下に説明するデータの送信時において、各移動局毎に、この信号変換行列Uと選択されたアンテナの情報とが送信信号変換回路33に出力される。
次に、データ分割回路30−1〜30−mでは、複数の移動局宛に送信すべくデータ#1〜#mが入力されると、1系統の信号を2系統の信号系列に分割し、それぞれをプリアンブル付与回路31−1−1,3−1−2〜31−m−1,31−m−2へ入力する。ここでは、MIMOチャネル推定用のプリアンブル信号等が付与され、データ部分は変調回路32−1−1,32−2−2〜32−m−1,32−m−2にて変調される。
ここで、ある移動局宛の信号は、2つの成分を持つベクトルTxとして表記される送信信号として送信信号変換回路33に入力される。送信信号変換回路33では、送信信号ベクトルTxと、この移動局に対応した先ほどの信号変換行列Uとが乗算されたU・Txに変換される。ここで、空間多重を行う信号系統数が2、選択されたアンテナ数がN’であるため、2次元のベクトルTxは、N’次元ベクトルU・Txに変換されている。別の移動局宛の信号に対しても全く同様の処理が行われる。異なる移動局が共に、あるアンテナを選択している場合には、各移動局宛の信号を加算した信号が出力される。このようにして、全移動局に対して行った処理の合成信号は、各アンテナ毎に対応する無線部34−1〜34−Nに入力され、アンテナ35−1〜35−Nを介して無線信号として送信される。
上記送信信号変換回路33の処理においては、移動局毎に個別に処理を行う例を用いて説明したが、変調回路32−1〜32−4の全ての系列(例えば、m’系統)の信号を成分とする送信ベクトルTxと、全ての無線部34−1〜34−Nへの変換を行うN行m’列の行列Uとを用いて、一括してU・Txに変換する処理を行っても構わない。この場合、変換行列Uの各列ベクトルにおいて、ある系統の信号に対し、アンテナ選択で選択されなかったアンテナに該当する成分をゼロとすればよい。この場合には、送信ウエイト算出回路36から送信信号変換回路33に出力される情報は信号変換行列Uのみとなり、選択されたアンテナの情報は必要ない。
次に、図6は、本第3実施形態による第1の無線局の送信動作を説明するためのフローチャートである。第1および第2実施形態では、通信相手となる無線局が1局の1対1通信を前提としていたが、第2の無線局に相当する複数の移動局と同時に通信する場合には、前述した図2におけるステップS1〜S5までを宛先局毎に個別に行う(S20−1〜S24−1、S20−2〜S24−2、…、S20−m〜S24−m)。各系統のステップS24−1、S24−2、…、S24−mの後、各無線局毎の信号は、アンテナ毎に合成され(S25)、各アンテナに対応する無線部によりRF信号に変換されて送信される(S26)。
なお、本第3実施形態による第1の無線局の送信フローとしては、図5に示す送信信号変換回路33の処理として、移動局毎に個別に信号変換を行う場合と、一括して全体的な信号変換行列Hを用いる場合とを説明していたが、それぞれで若干処理が異なる。
図7は、本第3実施形態による第1の無線局の別の送信動作を説明するためのフローチャートである。ステップS20−1〜S22−1、S20−2〜S22−2、S20−m〜S22−mまでは共通であり、この結果を集約し、各無線局の各信号系列のそれぞれを成分とするベクトルを送信信号ベクトルTxとみなし、全体的な信号変換行列Uを用いて信号変換を実施する(S30)。この中で、前述した説明の通り、選択されなかったアンテナに関する送信ウエイトがゼロとなり、そのアンテナを用いないことと等価な処理となる。それ以降の処理(S27、S28)は図6と同様である。
このように、1対mの通信の場合には、送信ウエイトは、単に移動局毎の伝達関数行列の固有ベクトルを用いるのではなく、移動局間での信号の漏れ込みによる干渉を抑制するため、何らかの指向性制御を追加することが必要となる。本発明は、上述した第3実施形態で説明したように、その制御方法を制限することなく、様々な制御方法と組み合わせて適用することが可能である。
D.第4実施形態
次に、本発明の第4実施形態について説明する。本第4実施形態では、前述した第2実施形態と同様にOFDM変調方式を組み合わせている。図8は、本発明の第4実施形態による、OFDM変調方式を用いた第1の無線局の送信部の構成を示すブロック図である。図において、40−1〜40−mはデータ分割回路、41−1−1,41−1−2〜41−m−1,41−m−2はプリアンブル付与回路、42−1−1,42−1−2〜42−m−1,42−m−2は変調回路、43は送信信号変換回路、44−1〜44−NはIFFT回路、45−1〜45−Nは無線部、46−1〜46−Nはアンテナ、47は送信ウエイト算出回路、48は伝達関数行列取得回路、49は送信アンテナ選択回路、50は伝達関数記憶回路である。
本第4実施形態による第1の無線局の送信動作については、前述した図6に示すフローチャートにおいて、ステップS20−1〜S24−1、S20−2〜S24−2、S20−m〜S24−m、S25の処理を、図4と同様にOFDMのサブキャリア毎に個別に行う処理に拡張すればよい。図7の場合も同様で、ステップS20−1〜S22−1、S20−2〜S22−2、S20−m〜S22−m、S30、S27の処理を、図4と同様にOFDMのサブキャリア毎に個別に行う処理に拡張すればよい。
なお、プリアンブル付与回路41−1−1,41−1−2〜41−m−1,41−m−2、変調回路42−1−1,42−1−2〜42−m−1,42−m−2、送信信号変換回路43、送信ウエイト算出回路47、伝達関数行列取得回路49、伝達関数記憶回路50は、各々、サブキャリア毎に同様の回路を備え、符号51としてK面の構成を持つことを明記している。基本的に図1に対する図3におけるOFDM対応への拡張と同様の変更を、図5に対して施している点が差分である。個々のサブキャリアでの信号処理は図5に説明したものと等価である。
また、第1から第4実施形態のいずれにおいても、宛先となる無線局が同じである信号系列は、それぞれ同一の複数本のアンテナを用いる場合を例にとって示した。これは信号系列数がnで選択するアンテナ数がN’の場合に、N’行n列の行列Uを変換行列として用いる点に現れている。しかし、一般には、送信ウエイトを決める際のアンテナ選択は、信号系列毎に個別であって構わない。これは、全体的な信号変換行列Uを全アンテナの本数Nに対し、信号変換行列UをN行n列の行列に拡張し、各行ベクトルのうち少なくとも1つの成分がゼロとなっているようにすれば良い。このように理解することで、全ての実施形態を一般化すると、宛先となる無線局が同じである信号系列は、それぞれ同一の複数本のアンテナを用いることも可能であるし、異なるアンテナを用いることも可能である。そして、その構成および処理内容は以上の説明と同様のものになる。
E.第5実施形態
次に、本発明の第5実施形態について説明する。
上述した第2および第4実施形態は、OFDM変調方式を用いた場合に対応し、アンテナ選択を含め、各サブキャリア間の処理をそれぞれ独立に行うとしてきたが、本第5実施形態では、アンテナ選択処理において、所定の順番で1つずつサブキャリアに対応するアンテナを選択することを特徴としている。
図9および図10は、本発明の第5実施形態による、第1の無線局の送信部の構成を示すブロック図である。ここでは、特に、第2実施形態(図3)の場合を例に説明を行い、図3に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。図において、52はサブキャリア選択順序管理回路、53(図9)および56(図10)は選択条件履歴記憶回路、54(図9)および57(図10)は閾値判定回路、55(図9)および58(図10)は選択可能アンテナ管理回路を示す。
まず、図9において、初期状態では、選択可能アンテナ管理回路55は、選択可能アンテナとして、全てのアンテナ26−1〜26−3を管理する。アンテナ選択を行う際には、サブキャリア選択順序管理回路52が選択するサブキャリアを指定する。送信アンテナ選択回路29は、指定されたサブキャリアに対し、選択可能なアンテナがどれであるかを選択可能アンテナ管理回路55に問い合わせ、選択可能なアンテナの候補を把握した上で、この中から所定の本数(この例では2本)のアンテナを選び出す。
アンテナ選択結果は、送信ウエイト算出回路27に加え、選択条件履歴記憶回路53にも出力される。選択条件履歴記憶回路53では、各アンテナに対し、既に選択済みのサブキャリアのうちの何本がそのアンテナを選択したかを逐次カウントして管理する。閾値判定回路54では、選択条件履歴記憶回路53が記憶しているカウント情報から、既に所定の閾値に達しているアンテナの有無を判定する。例えば、あるサブキャリアまでアンテナ選択を行った時点で既にアンテナ26−3の選択数が閾値に達していたら、以降のサブキャリアでは、このアンテナを選択の候補から除外し、選ばないこととする。このように選択可能なアンテナの情報は、選択可能アンテナ管理回路55にて管理する。
上述した図9を参照しての説明では、アンテナ毎の選択サブキャリア数を均等化することを判定条件としていたが、本来は各アンテナからの送信電力を均一化することが好ましい。各送信アンテナからの送信電力は、そのアンテナに対する各信号系列の送信ウエイトの絶対値(または送信ウエイトの絶対値のべき乗値)に比例するため、この送信ウエイトに関する情報を選択条件の履歴として記憶し、閾値判定に用いることも可能である。
次に、図10では、サブキャリア選択順序管理回路52によって選択されたサブキャリアにおいて、送信アンテナ選択回路29は、選択可能なアンテナがどれであるかを選択可能アンテナ管理回路55に問い合わせ、選択可能なアンテナの候補を把握した上で、この中から所定の本数(この例では2本)のアンテナを選び出す。アンテナ選択結果は、送信ウエイト算出回路27に出力される。送信ウエイト算出回路27で算出した送信ウエイトは、送信信号変換回路23に加えて選択条件履歴記憶回路56に出力される。選択条件履歴記憶回路56では、各アンテナに対する送信ウエイトの絶対値(ないしは絶対値のべき乗)を逐次累積して管理する。
閾値判定回路57では、選択条件履歴記憶回路56が記憶している上記情報から、既に所定の閾値に達しているアンテナの有無を判定する。例えば、あるサブキャリアまでアンテナ選択を行った時点で、既にアンテナ26−3の送信ウエイトの絶対値(または絶対値のべき乗)の累積値が閾値に達していたら、以降のサブキャリアでは、このアンテナを選択の候補から除外し、選ばないこととする。このように選択可能なアンテナの情報は、選択可能アンテナ管理回路55にて管理する。
次に、サブキャリア選択順序管理回路52が指定するサブキャリアの順番は、最も単純には周波数の低い方(ないしは高い方)から昇順(ないしは降順)で指定する方法が考えられる。しかし、一般に、後で選択するサブキャリアでは、選択可能なアンテナが制限されているため、必ずしも全アンテナの中から最適なアンテナを選べるとは限らない。このようなサブキャリアでは、十分な最適化が行われていない故に通信の品質が若干劣ることが予想される。誤り訂正を実施する場合には、一般に誤りの発生するビットをランダム化した際に特性が向上することが知られている。つまり、連続したビットで連続的に通信の品質が劣化している場合には、全体としてのパケット誤り率が劣化することになる。このため、アンテナ選択を行うサブキャリアの順番は、ビット列とサブキャリアの対応に対してなるべく均等に選ぶことが好ましい。
次に、図11は、本第5実施形態におけるサブキャリア選択順序の決定方法を示す概念図である。図において、丸で囲まれた数字はサブキャリア番号を示す。大きな円の円周上を時計回りに回ると、サブキャリアとして1→2→3→…→7→8→1→2→…となる。送信するビット列も、このようなサブキャリアの順番で割り当てられるものとする。また、この丸で囲まれた数字の下側に示された四角で囲んだ数字は、選択の順番を示す。ここでは、1→5→3→7→4→8→6→2→1→5→3→…の順番となっている。太い実線でその順番を示したが、連続する2つのサブキャリアが大きな円の中心から見て、なるべく反対の方向ないしは90度の方向となるように選ぶことで、全体の中での偏りをなくしている。すなわち、アンテナ選択を行うサブキャリアの順番を当該サブキャリアの優先度と定義した場合、当該優先度が均一になるように、連続する2つのサブキャリアが大きな円の中心から見て、反対の方向ないしは90度の方向となるように選択する。なお、厳密に反対の方向ないしは90度でなくてもよく、全体の中で偏りがないようにすることで同様の効果が得られる。
図11の例では、サブキャリアの並び順にビット列が対応する場合を説明したが、誤り訂正を適用する場合には、誤りのランダム化を目的としてビットインタリーブをかける場合がある。例えば、インタリーバにおいて2×4の8個のメモリを用いて、縦方向に書き込み、横方向に読み出しを行ったとする。この場合、ビット列順に対応するサブキャリアを並べると、1→3→5→7→2→4→6→8→1→3→5…となる。これを先ほどの図11に当てはめたものが図12である。図12では、大きな円の円周上を時計回りに回ると、1→3→5→7→2→4→6→8→1→3→5…となる。先ほどと同様のルールでサブキャリアを選ぶと、1→2→5→6→7→8→4→3→1→2→5…となる。このような順番でサブキャリアを選ぶことにより、連続したビット列での通信の品質が均一化され、誤り訂正効果を向上することができる。
次に、図13は、本第5実施形態による第1の無線局のアンテナ選択に関する処理を説明するためのフローチャートである。図9および図10で説明したように、OFDM変調方式を用いる場合のアンテナ選択は、サブキャリア毎に独立、かつ、同時並行的にアンテナ選択を行うだけでなく、所定の順番に沿って選択することが考えられる。
所定の条件をトリガにアンテナ選択が開始されると、まず、サブキャリア番号が選択され(S40)、そのサブキャリアにおいて選択可能なアンテナ番号が把握され(S41)、この中から所定の本数を選ぶ際の全ての組み合わせに対して評価関数を算出する(S42)。この評価関数を最大ないし最小にするアンテナの組み合わせを選択し(S42)、その組み合わせのアンテナに対応した送信ウエイトを算出する(S43)。
このアンテナ選択の履歴の情報は、管理されて更新される(S44)。履歴情報は、例えば、選択済みのサブキャリアにおいて、各アンテナ毎に何本のサブキャリアで利用されているかに関する情報であったり、送信ウエイトの絶対値の累積値をアンテナ毎に加算したものでも良い。その結果、所定の閾値を超えたアンテナがあるかどうかを判定し(S45)、閾値を超えたアンテナを選択肢から除外して管理する(S46)。そして、全てのサブキャリアに対してアンテナ選択が完了していなければ(S47)、ステップS40に戻り、ステップS40〜S47を繰り返す。
図13に示す説明では、OFDM変調方式を前提として説明を行ったが、ステップS42で行う評価関数の利用は、シングルキャリアにおいても同様に利用可能である。つまり、本発明の第1および第3実施形態、第2および第4実施形態の双方において、アンテナ選択を行う際には、伝達関数行列の成分の全て、または、一部を引数とする評価関数を元に、この関数を最大ないしは最小にするアンテナの組み合わせを選ぶ。
この評価関数およびアンテナ選択条件の具体例としては、例えば、選択したアンテナで形成されるMIMOの伝達関数行列をHと表記した場合、(1)行列{H,HH・H,H・HH}のいずれかの行列の行列式の値を評価関数とし、この値を最大とするアンテナの組み合わせ、(2)n’系統の信号系列を空間多重する場合、行列{H,HH・H,H・HH}のいずれかの行列の固有値の絶対値の大きい方からn’個の積の絶対値を評価関数とし、この値を最大とするアンテナの組み合わせ、(3)n’系統の信号系列を空間多重する場合、行列{H,HH・H,H・HH}のいずれかの行列の固有値の絶対値の大きい方からn’個の和の絶対値を評価関数とし、この値を最大とするアンテナの組み合わせ、(4)行列{H,HH・H,H・HH}のいずれかの行列の固有値の全て、または、一部の線形演算(加減乗除の四則演算の組み合わせ:例えば、最大固有値と最小固有値の比や、最大固有値とn’番目の固有値の比など)の絶対値を評価関数とする、(5)行列{H,HH・H,H・HH}のいずれかの行列の各成分の絶対値のべき乗和(1/2乗、1乗、2乗等)の値を評価関数とし、この値を最大とするアンテナの組み合わせ、などが挙げられる。ここで、(4)は(1)〜(3)を一部含む、より一般的な条件である。さらに、これらの評価関数以外の如何なる評価関数も本発明に適用することが可能である。
なお、これらの評価関数の物理的な意味は以下の通りである。数式(4)に示した通り、伝達関数行列の固有値は、そのMIMOチャネルのチャネル容量を表す指標として知られている。数式(4)では、固有値の対数の和の演算であり、(λi・Pi/σi)が1よりも十分に大きければ、固有値の積に比例する。一方、伝達関数行列の行列式は、これらの固有値の積で表されるため、近似的には、チャネル容量と比例関係にある。また、空間多重をn’系統に限定するならば、固有値の大きい方からn’個だけ抜粋した値をチャネル容量として議論することが好ましい。この場合には、固有値の積も大きい方からn’個だけ抜粋したものとすべきである。
なお、(λi・Pi/σi)が1よりも十分に大きいという条件が崩れれば、固有値の絶対値の積から絶対値の和に近づくことになる。これらを一般化すると、行列の固有値の全て、または一部の線形演算とすることができる。この中で、例えば、最大固有値と最小固有値との比は、「条件数」と呼ばれ、アンテナ間の相関を表す1つの指標として知られている。例えば、アンテナの相関が非常に小さければ、複数の固有値の差は小さくなる。逆に、アンテナの相関が高いと、固有値の差は大きくなる。
アンテナの相関が高い場合には、MIMOチャネルの個々のチャネルの歪が大きくなり、固有値にばらつきが出る。このような状況では、チャネル容量が低くなることが経験的に知られている。言い換えれば、最大固有値を最小固有値で割った値が大きい場合、あるいは最小固有値を最大固有値で割った値が小さい場合には、チャネル容量が低くなることを意味する。また、もし、空間多重をn’系統に限定するならば、この「条件数」の定義も最大固有値とn’番目の固有値との比とみなすのが妥当である。
また、このような物理量を求める場合、例えば、複素数の絶対値は、実数部と虚数部の絶対値の2乗和の平方根として定義されている。しかし、この2乗の演算や平方根の演算を実際に行わなくても、例えば、実数部と虚数部の絶対値の和で近似することも可能である。他にも、平方根を省略し、2乗和で代用することも可能である。このような近似計算を評価関数に用いることで、演算量を減らしたり、実装時の回路規模を抑えることが可能となる。
F.各実施形態における送信ウエイトの選択方法
次に、本発明の各実施形態における送信ウエイトの選択方法について説明する。例えば、n’本のアンテナを選択し、m系統の信号系列を空間多重する場合を考える。この場合、n’個の成分を持つn’次元ベクトルである送信ウエイトベクトルをm個選択する。ここで空間多重を行う場合には、n’≧mの関係が成り立つ。この際、n’次元の空間の中からm次元の部分空間を切り出して、その部分空間内のベクトル方向に信号を送信することになる。
もし、m個のベクトルが全て直交していれば、この部分空間を最大限に広く取って送信することになり、伝送の効率が良い。したがって、いずれかの実施形態においては、送信ウエイトベクトルは、互いに直交しているように選択する。但し、直交化された送信ウエイトベクトルの選択の演算量が大きい場合には、簡易化のために完全に直交化を行わなくても良い。例えば、部分的に直交している場合もあるし、全く直交化されていなくても構わない。
ここでの1つの理想的な解としては、行列{H,HH・H,H・HH}のいずれかの行列の固有ベクトルを用いることが挙げられる。これは、先に説明した固有モードSDMと呼ばれるものであり、それを全体のアンテナの中から一部のアンテナを選択して適用したことになる。
また、上述した第3および第4実施形態においては、複数の移動局に同時に信号を空間多重して行うため、なるべく送信ウエイトベクトルで定義されるアレーアンテナの送信指向性が、宛先局以外の移動局方向に対してヌル形成(その方向のアンテナ利得が極端に低い)していることが好ましい。この場合には、各移動局が個々の固有ベクトルを用いることと、ヌル形成が両立しない場合があり、移動局側でのSNIR(信号対干渉雑音比)が最適になるように送信ウエイトベクトルを若干修正する必要がある。
また、上述した第5実施形態においては、OFDM変調方式を用いる場合のアンテナ選択のルールを、サブキャリア間で関連付けて行っている。本第5実施形態においては、例えば、48サブキャリア、第1のアンテナ群のアンテナの本数が4本、各サブキャリアで2本のアンテナを選択するという条件の場合、各アンテナが最大で24本のサブキャリアまで選択可能という条件を付けることが可能である。つまり、各サブキャリアで各2本づつ、延べ96本のアンテナを選ぶ際に、第1〜第4アンテナの全てで24本づつ選択されているという状況である。
このようなアンテナ選択の制限を設けない場合には、最悪の場合、全てのサブキャリアで同一のアンテナを選択する可能性もある。この場合、選択されなかったアンテナに関しては、送信アンプは休止状態にあり、選択されたアンテナの送信アンプのみが稼動する。送信アンプの最大入力電力に上限がある場合には、1サブキャリア当りに割り当てられる送信電力は全体の48分の1(サブキャリア数48本の場合)になる。しかし、各アンテナで最大24サブキャリアしか送信しない場合には、1サブキャリア当りに割り当てられる送信電力は全体の24分の1であり、先ほどの例の2倍の送信電力を入力することが可能である。このように、通常の信号入力の電力に対し、N本中からN’本を選択する場合には、電力をN/N’倍することが可能となる。また、厳密にN/N’倍でなくても、これにマージンを見込んで、1より小さい係数βを用いてβ×N/N’倍としてもよい。
この制御は、より精度よく行う場合には、送信アンテナの本数で管理するより、実際のサブキャリア毎の入力電力量を基に制御することが好ましい。送信ウエイトの絶対値とは、ある信号の所定のアンテナへの配分量を意味するので、この送信ウエイトの絶対値を全サブキャリアに渡って加算すると、全サブキャリアでの電力量が評価できる。これを基に、1つのアンテナ当りの入力電力の上限に相当する閾値を設け、その閾値を超えた場合には、それ以降のアンテナ選択においてはそのアンテナを選ばないように制御を行う。
上述した説明では、選択するアンテナの本数N’を複数として説明を行ってきたが、一般的にはN’=1とした条件下でも運用は可能である。この場合、送信ウエイトベクトルは、1つの成分が1で、他の成分がゼロとなる。つまり、空間多重する信号系統数をmとすると、全信号系統数に対してm本のアンテナを選択し、各信号系列毎に1本のアンテナを割り当てればよい。この場合でも、全体としてm本のアンテナを選択する際には、先に説明した評価関数や、第5実施形態で示したOFDM変調方式を用いる場合のサブキャリア選択条件を適用することも可能である。
また、上述した第1から第5実施形態を説明するための図中においては、アンテナの本数やサブキャリア数など、各種パラメータを特定の条件(例えばアンテナの本数を3本としたり、空間多重を行う信号系統数を2系統とした)に仮定して説明を行ったが、当然ながらその他の一般的なパラメータによって実施可能である。すなわち、上述した第1から第5実施形態は、全て本発明を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は、他の種々の変形態様および変更態様で実施することができる。したがって、本発明の範囲は、特許請求の範囲およびその均等範囲によってのみ規定されるものである。
上述した第1から第5実施形態によれば、1つまたは複数の無線局宛に、複数の信号系列を同一周波数チャネル上で同時刻に空間多重を行ってMIMO通信を実施する場合、空間多重する信号系列の総数よりも冗長な本数のアンテナを備えた無線局がそれらのアンテナを用いて送信する際に、全ての信号系列およびアンテナに対して設定する送信ウエイトを、より簡易に算出することが可能となり、しかも、良好な通信特性を実現することが可能となる。
また、演算の簡易化は、短時間での処理完了を実現し、リアルタイムでのチャネル情報のフィードバックにより送信ウエイトの最適化の精度を向上させることが可能となる。さらに、OFDM変調方式を用いる場合には、アンテナ選択を各サブキャリア間で均等化し、これにより複数の送信アンテナに接続された送信アンプの非線形ひずみを抑えながら、より効率的にシステム全体での総送信電力を高めることが可能となる。この結果、より広範囲で通信が可能になると共に、システム全体の容量の向上につながる。