JP2007194812A - 無線通信装置および無線通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】全ての信号系列およびアンテナに対して設定する送信ウエイトをより簡易に算出し、良好な通信特性を実現し、より効率的に総送信電力を高める。
【解決手段】伝達関数行列取得回路１７は、各アンテナ間の伝達関数の情報を取得する。送信アンテナ選択回路１８は、各アンテナ間の伝達関数の情報に従って、Ｎ本（図では３本）の中から２本のアンテナを選択する。送信ウエイト算出回路１６は、選択されたアンテナの結果と、該当するアンテナに関する伝達関数情報とに従って、各信号系列のアンテナにおける送信ウエイトベクトルＴｘを算出する。送信信号変換回路１３は、送信ウエイトベクトルＴｘと信号変換行列Ｕとを乗算してＵ・Ｔｘに変換する。無線部１４−１、１４−２は、アンテナ１５−１、１５−２を介して無線信号として送信する。
【選択図】図１

Description

本発明は、同一の周波数チャネルを用い、異なる複数の送信アンテナより独立な信号系列を空間多重して送信し、複数の受信アンテナを用いて信号を受信し、各送受信アンテナ間の伝達関数行列を元に受信局側でデータの復調を行うＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信を実現する無線通信装置および無線通信方法に関する。

近年、２．４ＧＨｚ帯または５ＧＨｚ帯を用いた高速無線アクセスシステムとして、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格などの普及が目覚しい。これらのシステムでは、マルチパスフェージング環境での特性を安定化させるための技術である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調方式を用い、最大で５４Ｍｂｐｓの伝送速度を実現している。但し、ここでの伝送速度とは、物理レイヤ上での伝送速度であり、実際には、ＭＡＣ（Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ）レイヤでの伝送効率が５０〜７０％程度であるため、実際のスループットの上限値は３０Ｍｂｐｓ程度である。

一方で、有線ＬＡＮの世界では、Ｅｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）の１００Ｂａｓｅ−Ｔインタフェースを始め、各家庭にも光ファイバを用いたＦＴＴＨ（Ｆｉｂｅｒ ｔｏ ｔｈｅ ｈｏｍｅ）の普及から、１００Ｍｂｐｓの高速回線の提供が普及しており、無線ＬＡＮの世界においても、更なる伝送速度の高速化が求められている。

そのための技術としては、ＭＩＭＯ技術が有力である。このＭＩＭＯ技術とは、送信局側において複数の送信アンテナから同一チャネル上で異なる独立な信号を送信し、受信局側において同じく複数のアンテナを用いて信号を受信し、各送信アンテナ／受信アンテナ間の伝達関数行列を求め、この行列を用いて送信局側で各アンテナから送信した独立な信号を推定し、データを再生するものである。

ここで、Ｎ本の送信アンテナを用いてＮ系統の信号を送信し、Ｍ本のアンテナを用いて信号を受信する場合を考える。まず、送受信局の各アンテナ間には、Ｍ×Ｎ個の伝送のパスが存在し、第ｉ送信アンテナから送信され、第ｊ受信アンテナで受信される場合の伝達関数をｈ_ｊ，ｉとし、これを第（ｊ，ｉ）成分とするＭ行Ｎ列の行列をＨと表記する。さらに、第ｉ送信アンテナからの送信信号をｔ_１とし（ｔ_１，ｔ_２，ｔ_３，…ｔ_Ｎ）を成分とする列ベクトルをＴｘ、第ｊ受信アンテナでの受信信号をｒ_ｊとし（ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３，…ｒ_Ｍ）を成分とする列ベクトルをＲｘ、第ｊ受信アンテナの熱雑音をｎ_ｊとし（ｎ_１，ｎ_２，ｎ_３，…ｎ_Ｍ）を成分とする列ベクトルをｎと表記する。この場合、以下の関係式が成り立つ。

したがって、受信局側で受信した信号Ｒｘを元に、送信信号Ｔｘを推定する技術が求められている。

このＭＩＭＯ通信においては、伝搬路の情報を利用して、その伝搬路に対して最適な状況で信号を送信することにより、最も効率的に通信を行うことができる。例えば、固有モードＳＤＭ（Ｓｐａｃｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を用いたＭＩＭＯ伝送においては、信号の伝送方向のＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列Ｈを送信局側で取得できた場合に、この伝達関数行列に対応した送信信号の最適化を行う。具体的には、伝達関数行列Ｈとそのエルミート共役な行列Ｈ^Ｈとの積を対角化可能なユニタリ行列Ｕを取得し、このユニタリ行列で送信信号を変換して信号を送信する。このユニタリ変換行列Ｕと伝達関数行列Ｈとの間には以下の関係式が成り立つ。

ここで、右辺の行列Λは、対角成分のみが値を持ち、その他の成分がゼロである対角行列である。このような特徴を持つユニタリ行列Ｕを列ベクトルＴｘに作用させて信号を送信することにより、数式（１）は以下のように変換される。

この変換により、送信信号はＭＩＭＯチャネル毎に直交化され、受信側での処理において簡易なＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）方式を用いた場合であっても、各送信信号をＭＩＭＯチャネル毎のＳＮＲ特性が良好になるように調整される。また、このユニタリ行列の各列ベクトルは、送信信号である列ベクトルＴｘを各送信アンテナに分配する際の各アンテナに乗算する係数（以降、「送信ウエイト」と呼ぶ）を与える。ここで、ある信号系列に着目すると、各アンテナに対してユニタリ行列のある列ベクトルを構成する送信ウエイトが乗算され、以降、これを「送信ウエイトベクトル」と呼ぶ。この送信ウエイトベクトル群を用いることで、各ＭＩＭＯチャネル毎に直交したビーム形成を行い、それぞれのビーム（固有ビーム）に相当するチャネルの利得がその固有ベクトルの固有値となる。したがって、全ＭＩＭＯチャネルのチャネル容量Ｃの上限は以下の式で与えられる。

ここで、Ｂは帯域幅、Ｐ_ｉは第ｉ番のＭＩＭＯチャネルの総送信電力、σ^２は雑音電力の分散値を意味する。この数式（４）から、どの程度の伝送レートの伝送モード（ここではＱＰＳＫ、６４ＱＡＭ等の変調方式と誤り訂正の符号化率との組み合わせにより規定されるモードを「伝送モード」と定義する）を適用可能か、さらにどの程度の数のＭＩＭＯチャネルを多重化できるかが推定できる。

ちなみに、数式（４）の中の送信電力Ｐ_ｉは、全てのＭＩＭＯチャネルに共通の値である必要はなく、また各ＭＩＭＯチャネル毎に伝送モードを変更しても構わない。一般に、注水定理と呼ばれる手法を用いることで、このＰ_ｉの値を最適化することが可能である。この中で、Ｐ_ｉ＝0となるＭＩＭＯチャネルが存在した場合、そのチャネルは、実際の伝搬には用いずに、他のＭＩＭＯチャネルに電力を配分した方が効率的であることを意味している。つまり、ＭＩＭＯの多重数を元々の上限値よりも少なく設定することになる。このようにして、多重化するＭＩＭＯチャネルの最適値を判定することも可能である。

いずれにしろ、送信側でＭＩＭＯチャネルの情報、すなわち伝達関数行列Ｈを把握できている場合には、信号送信時の送信ウエイトを最適化したり、伝送モードやＭＩＭＯ多重数を最適化することが可能となる。この結果、通信状態を良好な状態に保ち、無用な伝送エラーおよびそれに伴う再送を避けることが可能となる。なお、ＯＦＤＭ変調方式を用いるシステムの場合には、各サブキャリア毎に伝達関数行列が異なり、全てないしは一部のサブキャリアの伝達関数行列を取得する必要がある。

次に、送信側において、空間多重する信号系列毎およびアンテナ毎に送信ウエイトを最適化する処理について考える。基本的に、数式（２）で与えられるような伝達関数行列Ｈまたは行列Ｈ^Ｈ×Ｈに対する特異値分解により、固有値および固有ベクトルを求める処理が必要となる。ここで、例えば、Ｎ×Ｎの行列の固有値はＮ次方程式の解となり、Ｎが2よりも大きい場合には簡単な公式で解を求めることはできない。同様に、固有ベクトルを求める演算も必要となる。

このように、大きな次元の行列の固有値、固有ベクトルを求める場合には、計算機上においては、以下のような原理を用いることが多い。まず、Ｍを３×３の行列とし、この行列の固有値をλ_１〜λ_３、固有ベクトルをｅ_１〜ｅ_３とする。任意のベクトルをａ×ｅ_１＋ｂ×ｅ_２＋ｃ×ｅ_３と表現した場合、このベクトルに行列をｋ回作用させると、ベクトルは以下のように変換される。

ここで、λ_１＞λ_２＞λ_３の時、ｋ⇒Ｌａｒｇｅとすれば以下のように近似できる。

固有値が最大の第１固有ベクトルは、このように取得可能であり、この固有ベクトルに直交した部分空間で同様の演算を行えば、順次、第２固有ベクトル、第３固有ベクトルが求まる。また、各固有値は、この固有ベクトルに行列Ｍを作用させた際に現れる係数として求めることができる。

次に、従来技術について図を参照してより詳細に説明する（例えば、特許文献１参照）。以下の説明においては、便宜上、空間多重を行い、信号を送信する無線局を第１の無線局、この信号を受信する局を第２の無線局として説明する。通常の無線システムにおいては、第１の無線局も第２の無線局も共に、無線信号の送信機能と受信機能とを併せ持つのが一般であるが、以下の説明では、特に、第１の無線局に関しては信号の送信機能部分に着目し、第２の無線局に関しては信号の受信機能部分に着目して説明する。実際には、これらの両者の機能を備え持つ無線局が想定される。また、説明の都合上、空間多重する信号系列数は２、アンテナ数は３の場合を例に説明を行う。

まず、図１４は、従来技術による第１の無線局の送信部の構成例を示すブロック図である。図において、１００はデータ分割回路、１０１−１、１０１−２はプリアンブル付与回路、１０２−１、１０２−２は変調回路、１０３は送信信号変換回路、１０４−１〜１０４−３は無線部、１０５−１〜１０５−３はアンテナ、１０６は送信ウエイト算出回路、１０７は伝達関数行列取得回路である。

アンテナ１０５−１〜１０５−３および無線部１０４−１〜１０４−３は、無線信号の送受信を行うことが可能であり、これらを介して第１の無線局の各アンテナと第２の無線局の各アンテナとの間の伝達関数行列を取得可能である。この伝達関数行列の取得方法については明記しないが、アンテナ１０５−１〜１０５−３および無線部１０４−１〜１０４−３を経由した信号が伝達関数行列取得回路１０７に入力され、各アンテナ間の伝達関数の情報が取得される。この情報は、送信ウエイト算出回路１０６に入力され、各信号系列のそれぞれのアンテナにおける送信ウエイトが算出される。各信号系列において、各アンテナの送信ウエイトを成分とするベクトルを送信ウエイトベクトル、および複数の信号系列の送信ウエイトベクトルにより構成される行列を信号変換行列Ｕとここでは定義しておく。

上記構成において、送信すべくデータが入力されると、データ分割回路１００では、１系統の信号を２系統の信号系列に分割し、それぞれをプリアンブル付与回路１０１−１および１０１−２へ入力する。ここでは、ＭＩＭＯチャネル推定用のプリアンブル信号等が付与され、データ部分は変調回路１０２−１、１０２−２にて変調される。これらの信号は、２つの成分を持つベクトルＴｘとして表記される送信信号として送信信号変換回路１０３に入力される。ここでは、送信信号ベクトルＴｘと先ほどの信号変換行列Ｕとが乗算されたＵ・Ｔｘに変換される。ここで、空間多重を行う信号系統数が２、アンテナ数が３であるため、２次元のベクトルＴｘが３次元ベクトルＵ・Ｔｘに変換されている。３つの成分を持つこのベクトルの信号は、その各成分が無線部１０４−１〜１０４−３に入力され、アンテナ１０５−１〜１０５−３を介して無線信号として送信される。

以上の例はシングルキャリアでの例であるが、ＯＦＤＭ変調方式においては各サブキャリアで同様の処理が行われる。ここで、図１５は、従来技術によるＯＦＤＭ変調方式を用いた第１の無線局の送信部の構成例を示すブロック図である。図において、１１０はデータ分割回路、１１１−１、１１１−２はプリアンブル付与回路、１１２−１、１１２−２は変調回路、１１３は送信信号変換回路、１１４−１〜１１４−３はＩＦＦＴ回路、１１５−１〜１１５−３は無線部、１１６−１〜１１６−３はアンテナ、１１７は送信ウエイト算出回路、１１８は伝達関数行列取得回路である。

なお、プリアンブル付与回路１１１−１、１１１−２、変調回路１１２−１、１１２−２、送信信号変換回路１１３、送信ウエイト算出回路１１７は、各々、サブキャリア毎に設けられており、符号１１９としてＫ面の構成を持つことを明記している。図１４との差分は、各サブキャリア毎に求められた信号ベクトルＵ・Ｔｘは、信号系列毎に全サブキャリアの情報がＩＦＦＴ回路１１４−１〜１１４−３に入力され、ここでＩＦＦＴ処理が実施され、処理後の信号が無線部１１５−１〜１１５−３に入力される点である。

次に、図１６は、従来技術による第２の無線局の受信部の構成例を示すブロック図である。ここでも同様に、一例として、３つのアンテナを備える場合について説明する。図において、１２１−１〜１２１−３はアンテナ、１２２−１〜１２２−３は無線部、１２３はチャネル推定回路、１２４は受信信号管理回路、１２５は伝達関数行列管理回路、１２６は行列演算回路、１２７は行列演算回路、１２８は硬判定回路、１２９はデータ合成回路である。

まず、アンテナ１２１−１〜１２１−３は、それぞれ個別に受信信号を受信する。無線部１２２−１〜１２２−３を経由して、受信した信号は、チャネル推定回路１２３に入力される。ここで、送信側で付与した所定のプリアンブル信号の受信状況から、チャネル推定回路１２３にて第ｉ送信アンテナと第ｊ受信アンテナとの間の伝達関数を取得する。なお、図１４および図１５において、送信信号変換回路１０３および１１３では、付与されたプリアンブル信号も同時に変換が行われている。

この場合、実際には３本のアンテナを用いて無線信号の送信が行われるのであるが、受信側においては、信号変換行列で３本を合成して作られた仮想的な２本のアンテナで送信が行われることに相当するため、各伝達関数の情報｛ｈ_ｊ，_ｉ｝により構成される伝達関数行列Ｈは、３×２の非正方行列となっている。このようにして取得された伝達関数行列は、伝達関数行列管理回路１２５にて伝達関数行列Ｈとして管理される。

行列演算回路１２６では、伝達関数行列管理回路１２５で管理された伝達関数行列Ｈを元に、Ｈ^Ｈ、Ｈ^Ｈ×Ｈ、（Ｈ^Ｈ×Ｈ）^−１、（Ｈ^Ｈ×Ｈ）^−１×Ｈ^Ｈを順次、演算により求める。一方、プリアンブル信号に後続するデータ信号は、１シンボル分づつ受信信号管理回路１２４に入力される。受信信号管理回路１２４では、各アンテナの受信信号（ｒ_ｌ，ｒ_２，ｒ_３）を成分とした受信信号ベクトルＲｘとして一旦管理される。この受信信号ベクトルＲｘは、行列演算回路１２７にて、行列演算回路１２６で求めた（Ｈ^Ｈ×Ｈ）^−１×Ｈ^Ｈと乗算される。このようにして、３次元の受信信号ベクトルは２次元の信号ベクトルＴｘ’に変換される。この信号は、送信信号ベクトルＴｘにノイズが乗った信号であるため、硬判定回路１２８にて信号判定が行われ、データ合成回路１２９で２次元の成分が合成され、元のユーザデータが再生されて出力される。

なお、以上の説明では簡単のため、行列演算回路１２６および行列演算回路１２７での処理は、ＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）法と呼ばれる簡単なＭＩＭＯ信号検出法を仮定して説明を行った。また、硬判定回路１２８では、硬判定を行うことを仮定していたが、誤り訂正を組み合わせ、軟判定を用いることも可能である。さらに、図１５に示すようにＯＦＤＭ変調方式を用いる場合には、サブキャリア毎に同様の処理を行うことになる。

次に、上述した従来技術における処理フローについて図を参照して説明する。図１７は、従来技術による第１の無線局の送信動作を説明するためのフローチャートである。データが入力されると、空間多重を行う信号の系統数をｎとした場合、データをｎ系統に分割する（ＳＳ１）。ここではシリアル・パラレル変換等の処理を行う。次に、分割された各信号系列にプリアンブルを付与し（ＳＳ２）、信号系列毎に変調処理を行う（ＳＳ３）。該変調処理は、シンボル単位で行われ、例えば、あるシンボルでの各信号系列の信号を成分とするベクトルを送信信号ベクトルＴｘとすると、この送信信号ベクトルに対して伝達関数行列Ｈを対角化するユニタリ行列等の信号変換行列を用い、Ｔｘ→Ｕ・Ｔｘのように信号変換処理を実施する（ＳＳ４）。このように処理されたベースバンド信号は、各アンテナに対応する無線部によりＲＦ信号に変換され送信される（ＳＳ５）。

図１８は、従来技術による第２の無線局の受信動作を説明するためのフローチャートである。無線パケットを受信すると、その無線パケットの先頭部分に収容されたプリアンブル信号を検出し（ＳＳ１０）、この既知の信号を用いて伝搬チャネルのチャネル推定を行う（ＳＳ１１）。ここでのチャネル推定とは、送信局側のアンテナ（ないしは仮想的なアンテナ）と各受信アンテナとの間の全てのパスの伝達関数を取得することを意味する。この結果として、チャネル推定結果を各成分とする伝達関数行列Ｈが求まる。

次に、信号検出を行う際に事前に必要な行列演算処理＃１として、伝達関数行列Ｈから、Ｈ^Ｈ、Ｈ^Ｈ・Ｈ、（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１、（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１・Ｈを順次求める（ＳＳ１２）。以降、データ部分について１シンボル単位で処理を行う。まず、各アンテナでのあるシンボルの受信信号を成分とするベクトルを受信信号ベクトルＲｘとし（ＳＳ１３）、行列演算処理＃２として（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１・Ｈ・Ｒｘを求める（ＳＳ１４）。この結果を硬判定処理し（ＳＳ１５）、当該送信信号ベクトルの推定値を確定する（ＳＳ１６）。後続する受信データがまだある場合には（ＳＳ１７）、ステップＳＳ１３に戻り、ステップＳＳ１５〜ＳＳ１７を繰り返す。受信データが終わると、受信処理が完了したデータを再構築して出力する（ＳＳ１８）。

上述した処理は、図１６で説明したように、簡単の為にＺＦ法を用いた場合を例としたものである。その他の信号検出方法の場合も、行列演算処理などで部分的に処理が異なることはあるが、概ね同様の流れを示す。また、信号に送信側で誤り訂正用の処理が成されている場合などでは、硬判定処理（ＳＳ１５）が軟判定処理に置き換えられ、信号決定の処理ＳＳ１６では各信号の尤度情報などを用いて処理を行うこともある。さらに、図１７および図１８の説明では、シングルキャリアの無線システムの場合を例に用いたが、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合も各サブキャリア毎に同様の処理を行うに過ぎない。
国際公開第２００５／０５５４８４号パンフレット

上述した従来技術では、数式（３）に示したように、１つの信号系列を複数の送信アンテナに拡散し送信する際に用いる送信ウエイトベクトルには、伝達関数行列の固有ベクトルを用いることが多い。しかし、２行２列より高次の行列の固有値、固有ベクトルは一般には簡単に求まらず、数式（５）および数式（６）に関連して説明したような繰り返し演算が余儀なくされる。

計算機シミュレーションなどを行う際には、何の問題もない処理であるが、これらの処理を実際の装置に実装する場合には、行列の次元に対して指数関数的に比例する形で演算量が増大し、これに伴い回路規模の増大により実装が困難となる。また、処理遅延時間も増大し、リアルタイムでの対処が困難となり、取得した伝達関数行列に対応した送信ウエイトをある程度遅延させて利用することが余儀なくされ、その結果として伝搬チャネルの時変動に伴う最適送信ウエイトからの誤差が、特性の劣化を引き起こす可能性も考慮しなければならない。

また、ＯＦＤＭ変調方式を用いる無線システムにおいては、送信アンプにおけるＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）の問題が無視できない。複数のサブキャリアを寄せ集めて１つの信号を合成する場合、大量のサブキャリアの信号が同位相で加算される瞬間には、ピーク電力が膨大となり、アンプの非線形ひずみを引き起こす。この現象は、ＭＩＭＯ通信における複数の信号系列の信号を所定の係数（送信ウエイト）を乗算して加算する際にも問題となる。例えば、不均一な送信ウエイトにより、特定のアンテナのみの送信電力が他のアンテナに比較して異様に高くなる可能性もある。また、加算する際に多数の信号系列の信号が同位相で加算される瞬間には、より高いピーク電力となる。

以上説明したように、１つの信号を複数のアンテナに拡散し、それぞれに送信ウエイトを乗算して信号を送信する無線システムでは、十分な特性を得ることができる範囲で信号を拡散するアンテナの本数を少なく限定することが求められる。また、合わせてＰＡＰＲを低減する工夫が求められている。

本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、全ての信号系列およびアンテナに対して設定する送信ウエイトを、より簡易に算出することができるとともに、良好な通信特性を実現することができ、より効率的にシステム全体での総送信電力を高めることができる無線通信装置および無線通信方法を提供することにある。

上述した課題を解決するために、本発明は、Ｎ（Ｎ＞１：整数）本の第１のアンテナ群を備え、複数本の第２のアンテナ群を備えた他の無線通信装置との間で前記第１および第２のアンテナ群により構成されるＭＩＭＯチャネルを介して複数の信号系列を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重化して通信する無線通信装置において、前記第１のアンテナ群と前記第２のアンテナ群との間の各ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得する伝達関数情報取得手段と、前記伝達関数情報取得手段によって取得された伝達関数情報に基づいて、前記複数の信号系列の各々に対して前記第１のアンテナ群の中からＮより少ない本数の複数本のアンテナを選択するアンテナ選択手段と、前記アンテナ選択手段によって選択された複数のアンテナに対して該信号系列に対応した送信時に乗算する係数群、すなわち送信ウエイトベクトルを算出する送信ウエイトベクトル算出手段と、前記複数の信号系列の各々に対応する送信ウエイトベクトルを乗算した信号を生成する乗算手段と、前記乗算手段によって送信ウエイトベクトルが乗算された信号を、前記選択されたアンテナ毎に、前記複数の信号系列に渡って加算した信号を生成する加算手段と、前記加算手段によって加算した信号を無線信号として該当アンテナより送信する送信手段とを具備することを特徴とする。これにより、前記空間多重する信号系列毎に前記第１のアンテナ群の中からＮより少ない本数の複数のアンテナを選択するアンテナ選択手段と、選択されたアンテナ毎に該信号系列に対応した送信ウエイトベクトルを算出する送信ウエイトベクトル算出手段とを備えた点で、従来方式と異なる。この結果、求めるべき送信ウエイトベクトルの次元が低くなり、より簡易な手順で送信ウエイトベクトルを求めることが実現される。

本発明は、上記の発明において、前記アンテナ選択手段は、前記信号系列の全て、または一部の複数の信号系列の送信先が同一の他の無線通信装置である場合、それら複数の信号系列に対して、同一組み合わせの複数本のアンテナを選択することを特徴とする。これにより、複数の信号系列にそれぞれアンテナを選択し、送信ウエイトを決定する際の処理を簡易化し、演算量を削減することが実現される。

本発明は、上記の発明において、ある１つの他の無線通信装置宛の全ての信号系列に着目し、該信号系列群に対して前記第１のアンテナ群の中からＮ＞Ｎ’＞１となる整数Ｎ’本のアンテナを選択し、かつ前記他の無線通信装置の第２のアンテナ群の本数がＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本であり、さらに前記第１のアンテナ群のＮ’本のアンテナと前記他の無線通信装置のＭ本の第２のアンテナとの間の伝達関数を成分として構成されるＭ行Ｎ’列の部分伝達関数行列をＨと表記した場合に、前記アンテナ選択手段は、前記部分伝達関数行列Ｈの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算する演算手段を具備し、前記演算手段による評価関数を最大または最小とするＮ’本のアンテナを選択することを特徴とする。これにより、アンテナ選択のための１つの基準として、伝達関数行列Ｈの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えれる評価関数を用いてアンテナを選択することが実現される。

また、上述した課題を解決するために、本発明は、Ｎ（Ｎ＞１：整数）本の第１のアンテナ群を備え、Ｋ本のサブキャリア（Ｋ＞１：整数）を用いた直交周波数分割多重変調方式を用いて、複数本の第２のアンテナ群を備えた他の無線通信装置との間で前記第１および第２のアンテナ群により構成されるＭＩＭＯチャネルを介して複数の信号系列を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重化して通信する無線通信装置において、前記Ｋ本のサブキャリア毎に、前記第１のアンテナ群と前記第２のアンテナ群との間の各ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得する伝達関数情報取得手段と、前記伝達関数情報取得手段によって取得された伝達関数情報に基づいて、前記複数の信号系列の各々に対して前記第１のアンテナ群の中からＮより少ない本数の複数本のアンテナを選択するアンテナ選択手段と、前記アンテナ選択手段によって選択された複数のアンテナに対して該信号系列に対応した送信時に乗算する係数群、すなわち送信ウエイトベクトルを算出する送信ウエイトベクトル算出手段と、前記複数の信号系列の各々に対応する送信ウエイトベクトルを乗算した信号を生成する乗算手段と、前記乗算手段によって送信ウエイトベクトルが乗算された信号を、前記選択されたアンテナ毎に、前記複数の信号系列および全サブキャリアに渡って加算した信号を生成する加算手段と、前記加算手段によって加算した信号を無線信号として該当するアンテナより送信する送信手段とを具備することを特徴とする。これにより、直交周波数分割多重変調方式を用いた無線通信において、前記空間多重する信号系列毎に前記第１のアンテナ群の中からＮより少ない本数の複数のアンテナを選択するアンテナ選択手段と、選択されたアンテナ毎に該信号系列に対応した送信ウエイトベクトルを算出する送信ウエイトベクトル算出手段とを備えた点で、従来方式と異なる。この結果、求めるべき送信ウエイトベクトルの次元が低くなり、より簡易な手順で送信ウエイトベクトルを求めることが実現される。

本発明は、上記の発明において、前記アンテナ選択手段は、前記信号系列の全て、または一部の複数の信号系列の送信先が同一の他の無線通信装置である場合、それら複数の信号系列に対して、同一組み合わせの複数本のアンテナを選択することを特徴とすることを特徴とする。これにより、直交周波数分割多重変調方式を用いた無線通信において、複数の信号系列にそれぞれアンテナを選択し、送信ウエイトを決定する際の処理を簡易化し、演算量を削減することが実現される。

本発明は、上記の発明において、ある１つの他の無線通信装置宛の全ての信号系列に着目し、該信号系列群に対して、前記第１のアンテナ群の中からＮ＞Ｎ’＞１となる整数Ｎ’本のアンテナを選択し、かつ前記他の無線通信装置の第２のアンテナ群の本数がＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本であり、さらに前記第１のアンテナ群のＮ’本のアンテナと前記他の無線通信装置のＭ本の第２のアンテナとの間の伝達関数を成分として構成されるＭ行Ｎ’列の部分伝達関数行列をＨと表記した場合に、前記アンテナ選択手段は、各サブキャリアに対して、前記部分伝達関数行列Ｈの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算する演算手段を具備し、前記演算手段による評価関数を最大または最小とするＮ’本のアンテナを選択することを特徴とする。これにより、直交周波数分割多重変調方式を用いた無線通信において、アンテナ選択のための１つの基準として、伝達関数行列Ｈの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えれる評価関数を用いてアンテナを選択することが実現される。

本発明は、上記の発明において、ある１つの他の無線通信装置宛の全ての信号系列に着目し、前記サブキャリアに対して所定の順番で、前記信号系列群に対し、前記第１のアンテナ群の中からＮ＞Ｎ’＞１となる整数Ｎ’本のアンテナを選択し、かつ前記他の無線通信装置の第２のアンテナ群の本数がＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本であり、さらに前記第１のアンテナ群のＮ’本のアンテナと前記他の無線通信装置のＭ本の第２のアンテナとの間の伝達関数を成分として構成されるＭ行Ｎ’列の部分伝達関数行列をＨと表記した場合に、前記アンテナ選択手段は、既にアンテナが選択された全てのサブキャリアに対し、第ｉアンテナ（Ｎ≧ｉ≧１）を送信に用いるサブキャリアの個数をカウントするカウント手段と、前記カウント手段による各アンテナに対するカウント値が所定の閾値を超えているか否かを判定する判定手段と、前記判定手段によって閾値を超えていると判定された場合、閾値を超えたアンテナを、アンテナが未選択のサブキャリアに対するアンテナ選択の候補から除外する候補除外手段と、各サブキャリアに対して、前記部分伝達関数行列Ｈの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算する演算手段とを具備し、前記演算手段による評価関数を最大または最小とするＮ’本のアンテナを選択することを特徴とする。これにより、直交周波数分割多重変調方式を用いた無線通信において、アンテナ選択の条件をサブキャリア間で関連付けることにより、システム的に最適なアンテナを選択することが実現される。

本発明は、上記の発明において、ある１つの他の無線通信装置宛の全ての信号系列に着目し、前記サブキャリアに対して所定の順番で、前記信号系列群に対し、前記第１のアンテナ群の中からＮ＞Ｎ’＞１となる整数Ｎ’本のアンテナを選択し、かつ前記他の無線通信装置の第２のアンテナ群の本数がＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本であり、さらに前記第１のアンテナ群のＮ’本のアンテナと前記他の無線通信装置のＭ本の第２のアンテナとの間の伝達関数を成分として構成されるＭ行Ｎ’列の部分伝達関数行列をＨと表記した場合に、前記アンテナ選択手段は、既にアンテナが選択された全てのサブキャリアに対し、第ｉアンテナ（Ｎ≧ｉ≧１）に対応した各信号系列の送信ウエイトの絶対値ないしは絶対値のべき乗値の累積和を算出する累積和算出手段と、前記累積和算出手段による各アンテナの累積和が所定の閾値を超えているか否かを判定する判定手段と、前記判定手段により閾値を超えていると判定された場合、閾値を超えたアンテナを、アンテナが未選択のサブキャリアに対するアンテナ選択の候補から除外する候補除外手段と、各サブキャリアに対して、前記部分伝達関数行列Ｈの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算する演算手段とを具備し、前記演算手段による評価関数を最大または最小とするＮ’本のアンテナを選択することを特徴とする。これにより、直交周波数分割多重変調方式を用いた無線通信において、アンテナ選択の条件をサブキャリア間で関連付けることにより、システム的に最適なアンテナを選択することが実現される。

本発明は、上記の発明において、前記アンテナ選択手段は、アンテナを選択する際の前記サブキャリアに対する順番を当該サブキャリアの優先度とした場合、前記Ｋ本のサブキャリアの中で優先度が均一になるように、前記サブキャリアの順番を定めることを特徴とする。これにより、所定の順番で各サブキャリアに対するアンテナを選択する際に、そのサブキャリアの順序を与える１つの具体的な方法が提供可能となる。

本発明は、上記の発明において、前記演算手段は、前記部分伝達関数行列Ｈとそのエルミート共役の行列との積であるＨ^Ｈ・Ｈ（Ｎ’行Ｎ’列）、またはＨ・Ｈ^Ｈ（Ｍ行Ｍ列）のいずれかの行列の非ゼロの固有値の積の絶対値で与えられる物理量を前記評価関数とし、前記アンテナ選択手段は、前記演算手段による評価関数を最大とするＮ’本のアンテナを選択することを特徴とする。これにより、具体的な物理量として評価関数を演算することが可能となる。

本発明は、上記の発明において、前記演算手段は、前記他の無線通信装置宛の全ての信号系列の数をｎ（Ｎ＞ｎ＞１：ｎは正の整数）とした場合、前記部分伝達関数行列Ｈとそのエルミート共役の行列との積であるＨ^Ｈ・Ｈ（Ｎ’行Ｎ’列）、またはＨ・Ｈ^Ｈ（Ｍ行Ｍ列）のいずれかの行列の複数の固有値の中で絶対値が大きいほうからｎ個の固有値の積の絶対値で与えられる物理量を前記評価関数とし、前記アンテナ選択手段は、前記演算手段による評価関数を最大とするＮ’本のアンテナを選択することを特徴とする。これにより、具体的な物理量として評価関数を演算することが可能となる。

また、上述した課題を解決するために、本発明は、Ｎ（Ｎ＞１：整数）本の第１のアンテナ群を備え、複数本の第２のアンテナ群を備えた他の無線通信装置との間で前記第１および第２のアンテナ群により構成されるＭＩＭＯチャネルを介して複数の信号系列を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重化して通信する無線通信装置において、前記第１のアンテナ群と前記第２のアンテナ群との間の各ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得する伝達関数情報取得手段と、前記第２のアンテナ群の本数がＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本であり、ｎ（Ｎ＞ｎ＞１：ｎは整数）系統の信号系列を空間多重化して送信する場合に、前記第１のアンテナ群の中から抜き出した任意のｎ本のアンテナとＭ本の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数を成分として構成されるＭ行ｎ列の部分伝達関数行列Ｈを取得する部分伝達関数行列取得手段と、前記部分伝達関数行列取得手段により取得された部分伝達関数行列Ｈの各成分、または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算する演算手段と、前記演算手段による評価関数を最大または最小とするｎ本のアンテナを選択するアンテナ選択手段と、前記ｎ個の信号系列の各々に、前記アンテナ選択手段によって選択されたｎ本のアンテナを１対１に対応させる対応付け手段と、前記対応付け手段によって信号系列に対応付けされたｎ本のアンテナの各々から空間多重化する各信号系列の信号を無線信号として送信する送信手段とを具備することを特徴とする。これにより、選択するアンテナを信号系列毎に各１本とし、その結果として、送信ウエイトベクトルの取得処理を省略可能とする、１つの簡易な実現方法が実現される。

また、上述した課題を解決するために、本発明は、Ｎ（Ｎ＞１：整数）本の第１のアンテナ群を備え、Ｋ本のサブキャリア（Ｋ＞１：整数）を用いた直交周波数分割多重変調方式を用いて、複数本の第２のアンテナ群を備えた他の無線通信装置との間で前記第１および第２のアンテナ群により構成されるＭＩＭＯチャネルを介して複数の信号系列を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重化して通信する無線通信装置において、前記Ｋ本のサブキャリア毎に、前記第１のアンテナ群と前記第２のアンテナ群との間の各ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得する伝達関数情報取得手段と、前記他の無線通信装置の第２のアンテナ群の本数がＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本であり、ｎ（Ｎ＞ｎ＞１：ｎは整数）系統の信号系列を空間多重化して送信する場合に、前記第１のアンテナ群の中から抜き出した任意のｎ本のアンテナとＭ本の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数を成分として構成されるＭ行ｎ列の部分伝達関数行列Ｈを取得する部分伝達関数行列取得手段と、前記部分伝達関数行列取得手段により取得された部分伝達関数行列Ｈの各成分、または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算する演算手段と、前記演算手段による評価関数を最大または最小とするｎ本のアンテナを選択するアンテナ選択手段と、前記ｎ個の信号系列の各々に、前記アンテナ選択手段によって選択されたｎ本のアンテナを１対１に対応させる対応付け手段と、前記対応付け手段によって信号系列に対応付けされたｎ本のアンテナの各々から空間多重化する各信号系列の信号を無線信号として送信する送信手段とを具備することを特徴とする。これにより、選択するアンテナを信号系列毎に各１本とし、その結果として、送信ウエイトベクトルの取得処理を省略可能とする、１つの簡易な実現方法が実現される。

また、上述した課題を解決するために、本発明は、Ｎ（Ｎ＞１：整数）本の第１のアンテナ群を備え、複数本の第２のアンテナ群を備えた他の無線通信装置との間で前記第１および第２のアンテナ群により構成されるＭＩＭＯチャネルを介して複数の信号系列を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重化して通信する無線通信方法において、前記第１のアンテナ群と前記第２のアンテナ群との間の各ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得するステップと、前記伝達関数情報に基づいて、前記複数の信号系列の各々に対して前記第１のアンテナ群の中からＮより少ない本数の複数本のアンテナを選択するステップと、前記選択された複数のアンテナに対して該信号系列に対応した送信時に乗算する係数群、すなわち送信ウエイトベクトルを算出するステップと、前記複数の信号系列の各々に対応する送信ウエイトベクトルを乗算した信号を生成するステップと、前記送信ウエイトベクトルが乗算された信号を、前記選択されたアンテナ毎に、前記複数の信号系列に渡って加算した信号を生成するステップと、前記加算した信号を無線信号として該当アンテナより送信するステップとを含むことを特徴とする。

また、上述した課題を解決するために、本発明は、Ｎ（Ｎ＞１：整数）本の第１のアンテナ群を備え、Ｋ本のサブキャリア（Ｋ＞１：整数）を用いた直交周波数分割多重変調方式を用いて、複数本の第２のアンテナ群を備えた他の無線通信装置との間で前記第１および第２のアンテナ群により構成されるＭＩＭＯチャネルを介して複数の信号系列を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重化して通信する無線通信方法において、前記Ｋ本のサブキャリア毎に、前記第１のアンテナ群と前記第２のアンテナ群との間の各ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得するステップと、前記伝達関数情報に基づいて、前記複数の信号系列の各々に対して前記第１のアンテナ群の中からＮより少ない本数の複数本のアンテナを選択するステップと、前記選択された複数のアンテナに対して該信号系列に対応した送信時に乗算する係数群、すなわち送信ウエイトベクトルを算出するステップと、前記複数の信号系列の各々に対応する送信ウエイトベクトルを乗算した信号を生成するステップと、前記送信ウエイトベクトルが乗算された信号を、前記選択されたアンテナ毎に、前記複数の信号系列および全サブキャリアに渡って加算した信号を生成するステップと、前記加算した信号を無線信号として該当アンテナより送信するステップとを含むことを特徴とする。

この発明によれば、伝達関数情報取得手段により、当該無線通信装置の第１のアンテナ群と他の無線通信装置の第２のアンテナ群との間の各ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得し、アンテナ選択手段により、伝達関数情報に基づいて複数の信号系列の各々に対して第１のアンテナ群の中からＮより少ない本数の複数本のアンテナを選択し、送信ウエイトベクトル算出手段により、選択された複数のアンテナに対して該信号系列に対応した送信時に乗算する係数群、すなわち送信ウエイトベクトルを算出し、乗算手段により、複数の信号系列の各々に対応する送信ウエイトベクトルを乗算した信号を生成し、加算手段により、送信ウエイトベクトルが乗算された信号を、選択されたアンテナ毎に、複数の信号系列に渡って加算した信号を生成し、送信手段により、加算した信号を無線信号として該当アンテナより送信する。したがって、全ての信号系列およびアンテナに対して設定する送信ウエイトを、より次元の低い行列に対する処理により簡易に算出することができるとともに、良好な通信特性を実現することができ、より効率的にシステム全体での総送信電力を高めることができるという利点が得られる。

また、本発明によれば、同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重する複数の信号系列の中の全て、または一部の複数の信号系列の送信先が同一の他の無線通信装置である場合、アンテナ選択手段により、それら複数の信号系列に対して、同一組み合わせの複数本のアンテナを選択する。したがって、複数の信号系列にそれぞれアンテナを選択し、送信ウエイトを決定する際の処理を簡易化し、演算量を減らすことができるという利点が得られる。

また、本発明によれば、ある１つの他の無線通信装置宛の全ての信号系列に着目し、該信号系列群に対して第１のアンテナ群の中からＮ＞Ｎ’＞１となる整数Ｎ’本のアンテナを選択し、かつ他の無線通信装置の第２のアンテナ群の本数がＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本であり、さらに第１のアンテナ群のＮ’本のアンテナと他の無線通信装置のＭ本の第２のアンテナとの間の伝達関数を成分として構成されるＭ行Ｎ’列の部分伝達関数行列をＨと表記した場合に、演算手段により、部分伝達関数行列Ｈの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算し、アンテナ選択手段により、該評価関数を最大または最小とするＮ’本のアンテナを選択する。したがって、この評価関数を用いて空間多重に適したアンテナを容易に選択することができるという利点が得られる。

また、この発明によれば、伝達関数情報取得手段により、Ｋ本のサブキャリア毎に、当該無線通信装置の第１のアンテナ群と他の無線通信装置の第２のアンテナ群との間の各ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得し、アンテナ選択手段により、伝達関数情報に基づいて複数の信号系列の各々に対して第１のアンテナ群の中からＮより少ない本数の複数本のアンテナを選択し、送信ウエイトベクトル算出手段により、選択された複数のアンテナに対して該信号系列に対応した送信時に乗算する係数群、すなわち送信ウエイトベクトルを算出し、乗算手段により、複数の信号系列の各々に対応する送信ウエイトベクトルを乗算した信号を生成し、加算手段により、送信ウエイトベクトルが乗算された信号を、選択されたアンテナ毎に、複数の信号系列に渡って加算した信号を生成し、送信手段により、加算した信号を無線信号として該当するアンテナより送信する。したがって、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合において、全ての信号系列およびアンテナに対して設定する送信ウエイトを、より次元の低い行列に対する処理により簡易に算出することができるとともに、良好な通信特性を実現することができ、より効率的にシステム全体での総送信電力を高めることができるという利点が得られる。

また、本発明によれば、同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重する複数の信号系列の中の全て、または一部の複数の信号系列の送信先が同一の他の無線通信装置である場合、アンテナ選択手段により、それら複数の信号系列に対して、同一組み合わせの複数本のアンテナを選択する。したがって、複数の信号系列にそれぞれアンテナを選択し、送信ウエイトを決定する際の処理を簡易化し、演算量を減らすことができるという利点が得られる。

また、本発明によれば、ある１つの他の無線通信装置宛の全ての信号系列に着目し、該信号系列群に対して前記第１のアンテナ群の中からＮ＞Ｎ’＞１となる整数Ｎ’本のアンテナを選択し、かつ前記他の無線通信装置の第２のアンテナ群の本数がＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本であり、さらに前記第１のアンテナ群のＮ’本のアンテナと前記他の無線通信装置のＭ本の第２のアンテナとの間の伝達関数を成分として構成されるＭ行Ｎ’列の部分伝達関数行列をＨと表記した場合に、演算手段により、各サブキャリアに対して、部分伝達関数行列Ｈの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算し、アンテナ選択手段により、該評価関数を最大または最小とするＮ’本のアンテナを選択する。したがって、この評価関数を用いて空間多重に適したアンテナをサブキャリア毎に容易に選択することができるという利点が得られる。

また、本発明によれば、ある１つの他の無線通信装置宛の全ての信号系列に着目し、サブキャリアに対して所定の順番で、前記信号系列群に対して第１のアンテナ群の中からＮ＞Ｎ’＞１となる整数Ｎ’本のアンテナを選択し、かつ他の無線通信装置の第２のアンテナ群の本数がＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本であり、さらに第１のアンテナ群のＮ’本のアンテナと他の無線通信装置のＭ本の第２のアンテナとの間の伝達関数を成分として構成されるＭ行Ｎ’列の部分伝達関数行列をＨと表記した場合に、既にアンテナが選択された全てのサブキャリアに対し、第ｉアンテナ（Ｎ≧ｉ≧１）を送信に用いるサブキャリアの個数をカウントし、判定手段により、各アンテナに対するカウント値が所定の閾値を超えているか否かを判定し、閾値を超えていると判定された場合、候補除外手段により、閾値を超えたアンテナを、アンテナが未選択のサブキャリアに対するアンテナ選択の候補から除外し、演算手段により、各サブキャリアに対して、伝達関数行列Ｈの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算し、アンテナ選択手段により、該評価関数を最大または最小とするＮ’本のアンテナを選択する。したがって、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合において、アンテナ選択の条件をサブキャリア間で関連付けることにより、システム的に最適なアンテナを選択することができるという利点が得られる。

また、本発明によれば、ある１つの他の無線通信装置宛の全ての信号系列に着目し、前記サブキャリアに対して所定の順番で、前記信号系列群に対して前記第１のアンテナ群の中からＮ＞Ｎ’＞１となる整数Ｎ’本のアンテナを選択し、かつ前記他の無線通信装置の第２のアンテナ群の本数がＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本であり、さらに前記第１のアンテナ群のＮ’本のアンテナと前記他の無線通信装置のＭ本の第２のアンテナとの間の伝達関数を成分として構成されるＭ行Ｎ’列の部分伝達関数行列をＨと表記した場合に、既にアンテナが選択された全てのサブキャリアに対し、第ｉアンテナ（Ｎ≧ｉ≧１）に対応した各信号系列の送信ウエイトの絶対値ないしは絶対値のべき乗値の累積和を算出し、判定手段により、各アンテナの累積和が所定の閾値を超えているか否かを判定し、閾値を超えていると判定された場合、候補除外手段により、閾値を超えたアンテナを、アンテナが未選択のサブキャリアに対するアンテナ選択の候補から除外し、演算手段により、各サブキャリアに対して、部分伝達関数行列Ｈの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算し、アンテナ選択手段により、該評価関数を最大または最小とするＮ’本のアンテナを選択する。したがって、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合において、アンテナ選択の条件をサブキャリア間で関連付けることにより、システム的に最適なアンテナを選択することができるという利点が得られる。

また、本発明によれば、アンテナ選択手段により、アンテナを選択する際のサブキャリアに対する順番を当該サブキャリアの優先度とした場合、Ｋ本のサブキャリアの中で優先度が均一になるように、前記サブキャリアの順番を定める。したがって、所定の順番で各サブキャリアのアンテナを容易に選択しながらも、サブキャリアの並びの中で制限なくアンテナを選択できるサブキャリアを均一化することができるという利点が得られる。

また、本発明によれば、演算手段により、伝達関数行列Ｈとそのエルミート共役の行列との積であるＨ^Ｈ・Ｈ（Ｎ’行Ｎ’列）、またはＨ・Ｈ^Ｈ（Ｍ行Ｍ列）のいずれかの行列の非ゼロの固有値の積の絶対値で与えられる物理量を評価関数とし、アンテナ選択手段により、該評価関数を最大とするＮ’本のアンテナを選択する。したがって、評価関数を容易に算出することができるという利点が得られる。

また、本発明によれば、演算手段により、他の無線通信装置宛の全ての信号系列の数をｎ（ｎは正の整数）とした場合、伝達関数行列Ｈとそのエルミート共役の行列との積であるＨ^Ｈ・Ｈ（Ｎ’行Ｎ’列）、またはＨ・Ｈ^Ｈ（Ｍ行Ｍ列）のいずれかの行列の複数の固有値の中で絶対値が大きいほうからｎ個の固有値の積の絶対値で与えられる物理量を評価関数とし、アンテナ選択手段により、該評価関数を最大とするＮ’本のアンテナを選択する。したがって、評価関数を容易に算出することができるという利点が得られる。

また、この発明によれば、伝達関数情報取得手段により、当該無線通信装置の第１のアンテナ群と他の無線通信装置の第２のアンテナ群との間の各ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得し、部分伝達関数行列取得手段により、第２のアンテナ群の本数がＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本であり、ｎ（ｎ＞１：ｎは整数）系統の信号系列を空間多重化して送信する場合に、第１のアンテナ群の中から抜き出した任意のｎ本のアンテナとＭ本の第２のアンテナ群との間の伝達関数を成分として構成されるＭ行ｎ列の部分伝達関数行列Ｈを取得し、演算手段により、部分伝達関数行列Ｈの各成分、または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算し、アンテナ選択手段により、該評価関数を最大または最小とするｎ本のアンテナを選択し、対応付け手段により、ｎ個の信号系列の各々にｎ本のアンテナを１対１に対応させ、送信手段により、信号系列に対応付けされたｎ本のアンテナの各々から空間多重化する各信号系列の信号を無線信号として送信する。したがって、全ての信号系列およびアンテナに対して設定する送信ウエイトを、より簡易に算出することができるとともに、良好な通信特性を実現することができ、より効率的にシステム全体での総送信電力を高めることができるという利点が得られる。

また、この発明によれば、伝達関数情報取得手段により、Ｋ本のサブキャリア毎に、当該無線通信装置の第１のアンテナ群と他の無線通信装置の第２のアンテナ群との間の各ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得し、部分伝達関数行列取得手段により、第２のアンテナ群の本数がＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本であり、ｎ（ｎ＞１：ｎは整数）系統の信号系列を空間多重化して送信する場合に、第１のアンテナ群の中から抜き出した任意のｎ本のアンテナとＭ本の第２のアンテナ群との間の伝達関数を成分として構成されるＭ行ｎ列の部分伝達関数行列Ｈを取得し、演算手段により、部分伝達関数行列Ｈの各成分、または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算し、アンテナ選択手段により、該評価関数を最大または最小とするｎ本のアンテナを選択し、対応付け手段により、ｎ個の信号系列の各々にｎ本のアンテナを１対１に対応させ、送信手段により、信号系列に対応付けされたｎ本のアンテナの各々から空間多重化する各信号系列の信号を無線信号として送信する。したがって、全ての信号系列およびアンテナに対して設定する送信ウエイトを、より簡易に算出することができるとともに、良好な通信特性を実現することができ、より効率的にシステム全体での総送信電力を高めることができるという利点が得られる。

また、この発明によれば、当該無線通信装置の第１のアンテナ群と他の無線通信装置の第２のアンテナ群との間の各ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得するステップと、伝達関数情報に基づいて、複数の信号系列の各々に対して第１のアンテナ群の中からＮより少ない本数の複数本のアンテナを選択するステップと、複数の選択されたアンテナに対して該信号系列に対応した送信時に乗算する係数群、すなわち送信ウエイトベクトルを算出するステップと、複数の信号系列の各々に対応する送信ウエイトベクトルを乗算した信号を生成するステップと、送信ウエイトベクトルが乗算された信号を、選択されたアンテナ毎に、複数の信号系列に渡って加算した信号を生成するステップと、加算した信号を無線信号として該当アンテナより送信するステップとを実施する。したがって、全ての信号系列およびアンテナに対して設定する送信ウエイトを、より簡易に算出することができるとともに、良好な通信特性を実現することができ、より効率的にシステム全体での総送信電力を高めることができるという利点が得られる。

また、この発明によれば、Ｋ本のサブキャリア毎に、当該無線通信装置の第１のアンテナ群と他の無線通信装置の第２のアンテナ群との間の各ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得するステップと、伝達関数情報に基づいて、複数の信号系列の各々に対して第１のアンテナ群の中からＮより少ない本数の複数本のアンテナを選択するステップと、選択された複数のアンテナに対して該信号系列に対応した送信時に乗算する係数群、すなわち送信ウエイトベクトルを算出するステップと、複数の信号系列の各々に対応する送信ウエイトベクトルを乗算した信号を生成するステップと、送信ウエイトベクトルが乗算された信号を、選択されたアンテナ毎に、複数の信号系列および全サブキャリアに渡って加算した信号を生成するステップと、加算した信号を無線信号として該当アンテナより送信するステップとを実施する。したがって、全ての信号系列およびアンテナに対して設定する送信ウエイトを、より簡易に算出することができるとともに、良好な通信特性を実現することができ、より効率的にシステム全体での総送信電力を高めることができるという利点が得られる。

以下、本発明の一実施形態による無線通信装置を、図面を参照して説明する。なお、以下で説明する本発明による各実施形態において、第１の無線局は、他の無線通信装置との間でＭＩＭＯチャネルを介して複数の信号系列を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重化して送信を行う無線通信装置に相当する。また、第２の無線局は、ここでいう「他の無線通信装置」に相当する。例えば、１対１で通信する場合には、第１の無線局または第２の無線局に対応する無線通信装置とは、送受信を行う移動端末装置（以下、移動局とも記載）あるいは基地局装置（以下、基地局とも記載）などに相当する。また、１対多で通信する場合には、第１の無線局に対応する無線通信装置は基地局装置に、第２の無線局に対応する無線通信装置は移動局に相当する。

Ａ．第１実施形態
図１は、本発明の第１実施形態による第１の無線局の送信部の構成を示すブロック図である。本第１実施形態では、第１の無線局として、１対１の通信で、シングルキャリアを用いた通信に対応するものを想定している。図において、１０はデータ分割回路、１１−１、１１−２はプリアンブル付与回路、１２−１、１２−２は変調回路、１３は送信信号変換回路、１４−１〜１４−３は無線部、１５−１〜１５−３はアンテナ、１６は送信ウエイト算出回路、１７は伝達関数行列取得回路、１８は送信アンテナ選択回路である。

従来技術の場合と同様に、アンテナ１５−１〜１５−３および無線部１４−１〜１４−３は、無線信号の送受信を行うことが可能であり、これらを介して第１の無線局の各アンテナと第２の無線局の各アンテナとの間の伝達関数行列を取得することが可能である。この伝達関数行列の取得方法は、アンテナ１５−１〜１５−３および無線部１４−１〜１４−３を経由した信号が伝達関数行列取得回路１７に入力され、各アンテナ間の伝達関数の情報が取得される。

この情報は、送信アンテナ選択回路１８にも入力され、ここでＮ本（図では３本）の中から２本のアンテナが選択される。選択されたアンテナの結果と、該当するアンテナに関する伝達関数情報とは、送信ウエイト算出回路１６に入力され、各信号系列のそれぞれのアンテナにおける送信ウエイトが、例えば、複素係数として算出される。各信号系列において、各アンテナの送信ウエイトを成分とするベクトルを送信ウエイトベクトル、および複数の信号系列の送信ウエイトベクトルにより構成される行列を信号変換行列Ｕと定義しておく。ここでの信号変換行列打は２×２の行列となっている。送信ウエイト算出回路１６からは、以下に説明を行うデータの送信時において、この信号変換行列Ｕと選択されたアンテナの情報とが送信信号変換回路１３に出力される。

次に、データ分割回路１０では、送信すべくデータが入力されると、１系統の信号を２系統の信号系列に分割し、それぞれをプリアンブル付与回路１１−１および１１−２へ入力する。プリアンブル付与回路１１−１、１１−２では、ＭＩＭＯチャネル推定用のプリアンブル信号等が付与され、データ部分は変調回路１２−１、１２−２にて変調される。これらの信号は、２つの成分を持つベクトルＴｘとして表記される送信信号として送信信号変換回路１３に入力される。

送信信号変換回路１３では、送信信号ベクトルＴｘと先ほどの信号変換行列Ｕとが乗算され、Ｕ・Ｔｘに変換される。ここで、空間多重を行う信号系統数が２、選択されたアンテナ数が２であるため、２次元のベクトルＴｘは、２次元ベクトルＵ・Ｔｘに変換されている。２つの成分を持つこのベクトルの信号は、その各成分が選択されたアンテナの無線部（例えば、無線部１４−１、１４−２）に入力され、アンテナ１５−１および１５−２を介して無線信号として送信される。この場合、無線部１４−３、アンテナ１５−３は送信には使用されない。

次に、図２は、本第１実施形態による第１の無線局の送信動作を説明するためのフローチャートである。データが入力されると、空間多重を行う信号の系統数をｎとした場合、データをｎ系統に分割を行う（Ｓ１）。ここでは、シリアル・パラレル変換等の処理を行う。次に、分割された各信号系列にプリアンブルを付与し（Ｓ２）、信号系列毎に変調処理を行う（Ｓ３）。該変調処理は、シンボル単位で行われ、例えば、あるシンボルでの各信号系列の信号を成分とするベクトルを送信信号ベクトルＴｘとすると、この送信信号ベクトルに対して送信ウエイト行列Ｕを用い、Ｔｘ→Ｕ・Ｔｘのように信号変換処理を実施する（Ｓ４）。このように処理されたベースバンド信号は、送信ウエイト行列に対応したアンテナを選択し（Ｓ５）、この選択された各アンテナに対応する無線部によりＲＦ信号に変換されて送信される（Ｓ６）。

以上の説明からも分かるように、従来技術に関する図１４との違いは、送信アンテナ選択回路１８が追加され、ここで選択したアンテナに限定して送信ウエイトを算出し、そのアンテナのみから信号が送信されている点である。例えば、送信アンテナが３本ある場合、送信ウエイトとして数式（２）に示したような伝達関数行列に関する固有値ベクトルで構成されるユニタリ変換を求める場合には、３×３の行列の特異値分解を実施しなければならない。

しかし、本第１実施形態のように、２本の送信アンテナを用いる場合には、２×２の行列の特異値分解でよい。この場合、２次方程式の解の公式を用い、固有値、固有ベクトルは簡易に求めることができる。なお、送信ウエイトとしては、如何なる係数を用いても構わないが、特に、１対１の無線通信の場合には、伝達関数行列（厳密には選択されたアンテナに関する部分的な伝達関数行列）を対角化するユニタリ行列を用いるのが一般的である。

なお、送信信号変換回路１３の処理においては、信号変換行列Ｕを使用しないアンテナに関する成分を持たないとしていたが、使用しないアンテナに関する行ベクトル成分をゼロとした変換行列とみなしても構わない。つまり、前述した２×２の行列の行列に、無線部１４−３に対応した列ベクトルとして、成分がゼロのベクトルを追加し、３×２の行列とみなしても構わない。この場合には、送信ウエイト算出回路１６から送信信号変換回路１３に出力される情報は、信号変換行列Ｕのみとなり、選択されたアンテナの情報は必要ない。

Ｂ．第２実施形態
次に、本発明の第２実施形態について説明する。上述した第１実施形態は、シングルキャリアでの例であるが、本第２実施形態は、ＯＦＤＭ変調方式を用いた第１の無線局に関する。ＯＦＤＭ変調方式においては、各サブキャリアで同様の処理が行われる。

図３は、本発明の第２実施形態による、ＯＦＤＭ変調方式を用いた第１の無線局の送信部の構成を示すブロック図である。図において、２０はデータ分割回路、２１−１、２１−２はプリアンブル付与回路、２２−１、２２−２は変調回路、２３は送信信号変換回路、２４−１〜２４−３はＩＦＦＴ回路、２５−１〜２５−３は無線部、２６−１〜２６−３はアンテナ、２７は送信ウエイト算出回路、２８は伝達関数行列取得回路、２９は送信アンテナ選択回路である。

なお、プリアンブル付与回路２１−１、２１−２、変調回路２２−１、２２−２、送信信号変換回路２３、送信ウエイト算出回路２７、伝達関数行列取得回路２８は、それぞれサブキャリア毎に同様の回路を備え、符号１９としてＫ面の構成を持つことを明記している。その他の図１との差分は、各サブキャリア毎に求められた信号ベクトルＵ・Ｔｘが信号系列毎に全サブキャリアの情報としてＩＦＦＴ回路２４−１〜２４−３にそれぞれ入力され、ここでＩＦＦＴ処理が実施され、処理後の信号が無線部２５−１〜２５−３に入力される点である。

また、図１で行った送信アンテナ選択は、各サブキャリア毎に個別に行うため、例えば、サブキャリア＃１ではアンテナ２６−１と２６−２を選択し、サブキャリア＃２ではアンテナ２６−２と２６−３を選択、サブキャリア＃３ではアンテナ２６−１と２６−３を選択するというように、それぞれ別々であって構わない。この結果として、図１のように必ずしも使用しないＩＦＦＴ回路、無線部、アンテナが存在する訳ではない。

次に、図４は、本第２実施形態による第１の無線局の送信動作を説明するためのフローチャートである。第２実施形態では、ＯＦＤＭ変調方式を用いているため、第１実施形態におけるステップＳ１〜Ｓ５までがサブキャリア毎に個別に行われる（Ｓ１１〜Ｓ１５）。また、これらの処理の前段では、入力されたデータをサブキャリア毎に分割（シリアル・パラレル変換）する（Ｓ１０）。ステップＳ１５以降は、全てのサブキャリア毎の信号がアンテナ別に集約され、ＩＦＦＴ処理を実施する（Ｓ１６）。そして、これらの信号が、各アンテナに対応する無線部によりＲＦ信号に変換されて送信される（Ｓ１７）。

Ｃ．第３実施形態
次に、本発明の第３実施形態について説明する。上述した第１または第２実施形態では、１対１の通信として、１つの第１の無線局と１つの第２の無線局との間の通信を想定した。本第３実施形態は、１つの第１の無線局と複数の第２の無線局との間の通信を想定しているため、第１の無線局に対応する無線通信装置は、基地局装置に相当しており、１対ｍ（ｍ≧２：ｍは整数）の通信で、シングルキャリアを用いた通信に対応するものである。

図５は、本発明の第３実施形態による、第１の無線局の送信部の構成を示すブロック図である。図において、３０−１〜３０−ｍはデータ分割回路、３１−１−１，３１−１−２〜３１−ｍ−１，３１−ｍ−２はプリアンブル付与回路、３２−１−１，３２−１−２〜３２−ｍ−１，３２−ｍ−２は変調回路、３３は送信信号変換回路、３４−１〜３４−Ｎは無線部、３５−１〜３５−Ｎはアンテナ、３６は送信ウエイト算出回路、３７は伝達関数行列取得回路、３８は送信アンテナ選択回路、３９伝達関数記憶回路である。

図１の場合と同様に、アンテナ３５−１〜３５−Ｎおよび無線部３４−１〜３４−Ｎは、無線信号の送受信を行うことが可能であり、これらを介して第１の無線局の各アンテナと複数の第２の無線局の各アンテナとの間の伝達関数行列を取得することが可能である。この伝達関数行列の取得方法は、ここでは明記しないが、アンテナ３５−１〜３５−Ｎおよび無線部３４−１〜３４−Ｎを経由した信号が伝達関数行列取得回路３７に入力され、各アンテナ間の伝達関数の情報が取得される。この情報は、伝達関数記憶回路３９に入力されて記憶される。

本第３実施形態では、他の無線通信装置として複数の移動局と同時に通信するため、多数の移動局の情報を収集しておき、同時に通信を行うのに適した移動局を幾つかピックアップして通信を行う。この組み合わせは、通信状況によって変更される可能性があり、かつ、同時に通信を行う移動局に関する伝達関数は、必ずしも同時に取得できる訳ではない。そこで、ある移動局の伝達関数情報が得られたときに伝達関数記憶回路３９に記録しておき、必要に応じて該当する複数の移動局に関連した伝達関数情報を読み出し、その移動局の組み合わせに適した送信ウエイト等を決める必要がある。

そこで、ある移動局の組み合わせが決まったところで、各移動局の伝達関数情報を送信アンテナ選択回路３８に入力する。ここで、各移動局毎にＮ本の中からＮ’本（Ｎ＞Ｎ’＞１）のアンテナを選択する。各移動局に対する選択されたアンテナの結果と、該当するアンテナに関する伝達関数情報とは、送信ウエイト算出回路３６に入力され、各信号系列のそれぞれのアンテナにおける送信ウエイトが算出される。

各移動局および各信号系列において、各アンテナの送信ウエイトを成分とするベクトルを送信ウエイトベクトル、および複数の信号系列の送信ウエイトベクトルにより構成される行列を信号変換行列Ｕと定義しておく。ここで、第ｊ番目の移動局に対する空間多重数をｎ_ｊとする。この場合、信号変換行列Ｕは、Ｎ’×ｎ_ｊの行列となっている。図の説明においては、簡単のため、ｎ_ｊ＝２として説明する。なお、送信ウエイト算出回路３６からは、以下に説明するデータの送信時において、各移動局毎に、この信号変換行列Ｕと選択されたアンテナの情報とが送信信号変換回路３３に出力される。

次に、データ分割回路３０−１〜３０−ｍでは、複数の移動局宛に送信すべくデータ＃１〜＃ｍが入力されると、１系統の信号を２系統の信号系列に分割し、それぞれをプリアンブル付与回路３１−１−１，３−１−２〜３１−ｍ−１，３１−ｍ−２へ入力する。ここでは、ＭＩＭＯチャネル推定用のプリアンブル信号等が付与され、データ部分は変調回路３２−１−１，３２−２−２〜３２−ｍ−１，３２−ｍ−２にて変調される。

ここで、ある移動局宛の信号は、２つの成分を持つベクトルＴｘとして表記される送信信号として送信信号変換回路３３に入力される。送信信号変換回路３３では、送信信号ベクトルＴｘと、この移動局に対応した先ほどの信号変換行列Ｕとが乗算されたＵ・Ｔｘに変換される。ここで、空間多重を行う信号系統数が２、選択されたアンテナ数がＮ’であるため、２次元のベクトルＴｘは、Ｎ’次元ベクトルＵ・Ｔｘに変換されている。別の移動局宛の信号に対しても全く同様の処理が行われる。異なる移動局が共に、あるアンテナを選択している場合には、各移動局宛の信号を加算した信号が出力される。このようにして、全移動局に対して行った処理の合成信号は、各アンテナ毎に対応する無線部３４−１〜３４−Ｎに入力され、アンテナ３５−１〜３５−Ｎを介して無線信号として送信される。

上記送信信号変換回路３３の処理においては、移動局毎に個別に処理を行う例を用いて説明したが、変調回路３２−１〜３２−４の全ての系列（例えば、ｍ’系統）の信号を成分とする送信ベクトルＴｘと、全ての無線部３４−１〜３４−Ｎへの変換を行うＮ行ｍ’列の行列Ｕとを用いて、一括してＵ・Ｔｘに変換する処理を行っても構わない。この場合、変換行列Ｕの各列ベクトルにおいて、ある系統の信号に対し、アンテナ選択で選択されなかったアンテナに該当する成分をゼロとすればよい。この場合には、送信ウエイト算出回路３６から送信信号変換回路３３に出力される情報は信号変換行列Ｕのみとなり、選択されたアンテナの情報は必要ない。

次に、図６は、本第３実施形態による第１の無線局の送信動作を説明するためのフローチャートである。第１および第２実施形態では、通信相手となる無線局が１局の１対１通信を前提としていたが、第２の無線局に相当する複数の移動局と同時に通信する場合には、前述した図２におけるステップＳ１〜Ｓ５までを宛先局毎に個別に行う（Ｓ２０−１〜Ｓ２４−１、Ｓ２０−２〜Ｓ２４−２、…、Ｓ２０−ｍ〜Ｓ２４−ｍ）。各系統のステップＳ２４−１、Ｓ２４−２、…、Ｓ２４−ｍの後、各無線局毎の信号は、アンテナ毎に合成され（Ｓ２５）、各アンテナに対応する無線部によりＲＦ信号に変換されて送信される（Ｓ２６）。

なお、本第３実施形態による第１の無線局の送信フローとしては、図５に示す送信信号変換回路３３の処理として、移動局毎に個別に信号変換を行う場合と、一括して全体的な信号変換行列Ｈを用いる場合とを説明していたが、それぞれで若干処理が異なる。

図７は、本第３実施形態による第１の無線局の別の送信動作を説明するためのフローチャートである。ステップＳ２０−１〜Ｓ２２−１、Ｓ２０−２〜Ｓ２２−２、Ｓ２０−ｍ〜Ｓ２２−ｍまでは共通であり、この結果を集約し、各無線局の各信号系列のそれぞれを成分とするベクトルを送信信号ベクトルＴｘとみなし、全体的な信号変換行列Ｕを用いて信号変換を実施する（Ｓ３０）。この中で、前述した説明の通り、選択されなかったアンテナに関する送信ウエイトがゼロとなり、そのアンテナを用いないことと等価な処理となる。それ以降の処理（Ｓ２７、Ｓ２８）は図６と同様である。

このように、１対ｍの通信の場合には、送信ウエイトは、単に移動局毎の伝達関数行列の固有ベクトルを用いるのではなく、移動局間での信号の漏れ込みによる干渉を抑制するため、何らかの指向性制御を追加することが必要となる。本発明は、上述した第３実施形態で説明したように、その制御方法を制限することなく、様々な制御方法と組み合わせて適用することが可能である。

Ｄ．第４実施形態
次に、本発明の第４実施形態について説明する。本第４実施形態では、前述した第２実施形態と同様にＯＦＤＭ変調方式を組み合わせている。図８は、本発明の第４実施形態による、ＯＦＤＭ変調方式を用いた第１の無線局の送信部の構成を示すブロック図である。図において、４０−１〜４０−ｍはデータ分割回路、４１−１−１，４１−１−２〜４１−ｍ−１，４１−ｍ−２はプリアンブル付与回路、４２−１−１，４２−１−２〜４２−ｍ−１，４２−ｍ−２は変調回路、４３は送信信号変換回路、４４−１〜４４−ＮはＩＦＦＴ回路、４５−１〜４５−Ｎは無線部、４６−１〜４６−Ｎはアンテナ、４７は送信ウエイト算出回路、４８は伝達関数行列取得回路、４９は送信アンテナ選択回路、５０は伝達関数記憶回路である。

本第４実施形態による第１の無線局の送信動作については、前述した図６に示すフローチャートにおいて、ステップＳ２０−１〜Ｓ２４−１、Ｓ２０−２〜Ｓ２４−２、Ｓ２０−ｍ〜Ｓ２４−ｍ、Ｓ２５の処理を、図４と同様にＯＦＤＭのサブキャリア毎に個別に行う処理に拡張すればよい。図７の場合も同様で、ステップＳ２０−１〜Ｓ２２−１、Ｓ２０−２〜Ｓ２２−２、Ｓ２０−ｍ〜Ｓ２２−ｍ、Ｓ３０、Ｓ２７の処理を、図４と同様にＯＦＤＭのサブキャリア毎に個別に行う処理に拡張すればよい。

なお、プリアンブル付与回路４１−１−１，４１−１−２〜４１−ｍ−１，４１−ｍ−２、変調回路４２−１−１，４２−１−２〜４２−ｍ−１，４２−ｍ−２、送信信号変換回路４３、送信ウエイト算出回路４７、伝達関数行列取得回路４９、伝達関数記憶回路５０は、各々、サブキャリア毎に同様の回路を備え、符号５１としてＫ面の構成を持つことを明記している。基本的に図１に対する図３におけるＯＦＤＭ対応への拡張と同様の変更を、図５に対して施している点が差分である。個々のサブキャリアでの信号処理は図５に説明したものと等価である。

また、第１から第４実施形態のいずれにおいても、宛先となる無線局が同じである信号系列は、それぞれ同一の複数本のアンテナを用いる場合を例にとって示した。これは信号系列数がｎで選択するアンテナ数がＮ’の場合に、Ｎ’行ｎ列の行列Ｕを変換行列として用いる点に現れている。しかし、一般には、送信ウエイトを決める際のアンテナ選択は、信号系列毎に個別であって構わない。これは、全体的な信号変換行列Ｕを全アンテナの本数Ｎに対し、信号変換行列ＵをＮ行ｎ列の行列に拡張し、各行ベクトルのうち少なくとも１つの成分がゼロとなっているようにすれば良い。このように理解することで、全ての実施形態を一般化すると、宛先となる無線局が同じである信号系列は、それぞれ同一の複数本のアンテナを用いることも可能であるし、異なるアンテナを用いることも可能である。そして、その構成および処理内容は以上の説明と同様のものになる。

Ｅ．第５実施形態
次に、本発明の第５実施形態について説明する。
上述した第２および第４実施形態は、ＯＦＤＭ変調方式を用いた場合に対応し、アンテナ選択を含め、各サブキャリア間の処理をそれぞれ独立に行うとしてきたが、本第５実施形態では、アンテナ選択処理において、所定の順番で１つずつサブキャリアに対応するアンテナを選択することを特徴としている。

図９および図１０は、本発明の第５実施形態による、第１の無線局の送信部の構成を示すブロック図である。ここでは、特に、第２実施形態（図３）の場合を例に説明を行い、図３に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。図において、５２はサブキャリア選択順序管理回路、５３（図９）および５６（図１０）は選択条件履歴記憶回路、５４（図９）および５７（図１０）は閾値判定回路、５５（図９）および５８（図１０）は選択可能アンテナ管理回路を示す。

まず、図９において、初期状態では、選択可能アンテナ管理回路５５は、選択可能アンテナとして、全てのアンテナ２６−１〜２６−３を管理する。アンテナ選択を行う際には、サブキャリア選択順序管理回路５２が選択するサブキャリアを指定する。送信アンテナ選択回路２９は、指定されたサブキャリアに対し、選択可能なアンテナがどれであるかを選択可能アンテナ管理回路５５に問い合わせ、選択可能なアンテナの候補を把握した上で、この中から所定の本数（この例では２本）のアンテナを選び出す。

アンテナ選択結果は、送信ウエイト算出回路２７に加え、選択条件履歴記憶回路５３にも出力される。選択条件履歴記憶回路５３では、各アンテナに対し、既に選択済みのサブキャリアのうちの何本がそのアンテナを選択したかを逐次カウントして管理する。閾値判定回路５４では、選択条件履歴記憶回路５３が記憶しているカウント情報から、既に所定の閾値に達しているアンテナの有無を判定する。例えば、あるサブキャリアまでアンテナ選択を行った時点で既にアンテナ２６−３の選択数が閾値に達していたら、以降のサブキャリアでは、このアンテナを選択の候補から除外し、選ばないこととする。このように選択可能なアンテナの情報は、選択可能アンテナ管理回路５５にて管理する。

上述した図９を参照しての説明では、アンテナ毎の選択サブキャリア数を均等化することを判定条件としていたが、本来は各アンテナからの送信電力を均一化することが好ましい。各送信アンテナからの送信電力は、そのアンテナに対する各信号系列の送信ウエイトの絶対値（または送信ウエイトの絶対値のべき乗値）に比例するため、この送信ウエイトに関する情報を選択条件の履歴として記憶し、閾値判定に用いることも可能である。

次に、図１０では、サブキャリア選択順序管理回路５２によって選択されたサブキャリアにおいて、送信アンテナ選択回路２９は、選択可能なアンテナがどれであるかを選択可能アンテナ管理回路５５に問い合わせ、選択可能なアンテナの候補を把握した上で、この中から所定の本数（この例では２本）のアンテナを選び出す。アンテナ選択結果は、送信ウエイト算出回路２７に出力される。送信ウエイト算出回路２７で算出した送信ウエイトは、送信信号変換回路２３に加えて選択条件履歴記憶回路５６に出力される。選択条件履歴記憶回路５６では、各アンテナに対する送信ウエイトの絶対値（ないしは絶対値のべき乗）を逐次累積して管理する。

閾値判定回路５７では、選択条件履歴記憶回路５６が記憶している上記情報から、既に所定の閾値に達しているアンテナの有無を判定する。例えば、あるサブキャリアまでアンテナ選択を行った時点で、既にアンテナ２６−３の送信ウエイトの絶対値（または絶対値のべき乗）の累積値が閾値に達していたら、以降のサブキャリアでは、このアンテナを選択の候補から除外し、選ばないこととする。このように選択可能なアンテナの情報は、選択可能アンテナ管理回路５５にて管理する。

次に、サブキャリア選択順序管理回路５２が指定するサブキャリアの順番は、最も単純には周波数の低い方（ないしは高い方）から昇順（ないしは降順）で指定する方法が考えられる。しかし、一般に、後で選択するサブキャリアでは、選択可能なアンテナが制限されているため、必ずしも全アンテナの中から最適なアンテナを選べるとは限らない。このようなサブキャリアでは、十分な最適化が行われていない故に通信の品質が若干劣ることが予想される。誤り訂正を実施する場合には、一般に誤りの発生するビットをランダム化した際に特性が向上することが知られている。つまり、連続したビットで連続的に通信の品質が劣化している場合には、全体としてのパケット誤り率が劣化することになる。このため、アンテナ選択を行うサブキャリアの順番は、ビット列とサブキャリアの対応に対してなるべく均等に選ぶことが好ましい。

次に、図１１は、本第５実施形態におけるサブキャリア選択順序の決定方法を示す概念図である。図において、丸で囲まれた数字はサブキャリア番号を示す。大きな円の円周上を時計回りに回ると、サブキャリアとして１→２→３→…→７→８→１→２→…となる。送信するビット列も、このようなサブキャリアの順番で割り当てられるものとする。また、この丸で囲まれた数字の下側に示された四角で囲んだ数字は、選択の順番を示す。ここでは、１→５→３→７→４→８→６→２→１→５→３→…の順番となっている。太い実線でその順番を示したが、連続する２つのサブキャリアが大きな円の中心から見て、なるべく反対の方向ないしは９０度の方向となるように選ぶことで、全体の中での偏りをなくしている。すなわち、アンテナ選択を行うサブキャリアの順番を当該サブキャリアの優先度と定義した場合、当該優先度が均一になるように、連続する２つのサブキャリアが大きな円の中心から見て、反対の方向ないしは９０度の方向となるように選択する。なお、厳密に反対の方向ないしは９０度でなくてもよく、全体の中で偏りがないようにすることで同様の効果が得られる。

図１１の例では、サブキャリアの並び順にビット列が対応する場合を説明したが、誤り訂正を適用する場合には、誤りのランダム化を目的としてビットインタリーブをかける場合がある。例えば、インタリーバにおいて２×４の８個のメモリを用いて、縦方向に書き込み、横方向に読み出しを行ったとする。この場合、ビット列順に対応するサブキャリアを並べると、１→３→５→７→２→４→６→８→１→３→５…となる。これを先ほどの図１１に当てはめたものが図１２である。図１２では、大きな円の円周上を時計回りに回ると、１→３→５→７→２→４→６→８→１→３→５…となる。先ほどと同様のルールでサブキャリアを選ぶと、１→２→５→６→７→８→４→３→１→２→５…となる。このような順番でサブキャリアを選ぶことにより、連続したビット列での通信の品質が均一化され、誤り訂正効果を向上することができる。

次に、図１３は、本第５実施形態による第１の無線局のアンテナ選択に関する処理を説明するためのフローチャートである。図９および図１０で説明したように、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合のアンテナ選択は、サブキャリア毎に独立、かつ、同時並行的にアンテナ選択を行うだけでなく、所定の順番に沿って選択することが考えられる。

所定の条件をトリガにアンテナ選択が開始されると、まず、サブキャリア番号が選択され（Ｓ４０）、そのサブキャリアにおいて選択可能なアンテナ番号が把握され（Ｓ４１）、この中から所定の本数を選ぶ際の全ての組み合わせに対して評価関数を算出する（Ｓ４２）。この評価関数を最大ないし最小にするアンテナの組み合わせを選択し（Ｓ４２）、その組み合わせのアンテナに対応した送信ウエイトを算出する（Ｓ４３）。

このアンテナ選択の履歴の情報は、管理されて更新される（Ｓ４４）。履歴情報は、例えば、選択済みのサブキャリアにおいて、各アンテナ毎に何本のサブキャリアで利用されているかに関する情報であったり、送信ウエイトの絶対値の累積値をアンテナ毎に加算したものでも良い。その結果、所定の閾値を超えたアンテナがあるかどうかを判定し（Ｓ４５）、閾値を超えたアンテナを選択肢から除外して管理する（Ｓ４６）。そして、全てのサブキャリアに対してアンテナ選択が完了していなければ（Ｓ４７）、ステップＳ４０に戻り、ステップＳ４０〜Ｓ４７を繰り返す。

図１３に示す説明では、ＯＦＤＭ変調方式を前提として説明を行ったが、ステップＳ４２で行う評価関数の利用は、シングルキャリアにおいても同様に利用可能である。つまり、本発明の第１および第３実施形態、第２および第４実施形態の双方において、アンテナ選択を行う際には、伝達関数行列の成分の全て、または、一部を引数とする評価関数を元に、この関数を最大ないしは最小にするアンテナの組み合わせを選ぶ。

この評価関数およびアンテナ選択条件の具体例としては、例えば、選択したアンテナで形成されるＭＩＭＯの伝達関数行列をＨと表記した場合、（１）行列｛Ｈ，Ｈ^Ｈ・Ｈ，Ｈ・Ｈ^Ｈ｝のいずれかの行列の行列式の値を評価関数とし、この値を最大とするアンテナの組み合わせ、（２）ｎ’系統の信号系列を空間多重する場合、行列｛Ｈ，Ｈ^Ｈ・Ｈ，Ｈ・Ｈ^Ｈ｝のいずれかの行列の固有値の絶対値の大きい方からｎ’個の積の絶対値を評価関数とし、この値を最大とするアンテナの組み合わせ、（３）ｎ’系統の信号系列を空間多重する場合、行列｛Ｈ，Ｈ^Ｈ・Ｈ，Ｈ・Ｈ^Ｈ｝のいずれかの行列の固有値の絶対値の大きい方からｎ’個の和の絶対値を評価関数とし、この値を最大とするアンテナの組み合わせ、（４）行列｛Ｈ，Ｈ^Ｈ・Ｈ，Ｈ・Ｈ^Ｈ｝のいずれかの行列の固有値の全て、または、一部の線形演算（加減乗除の四則演算の組み合わせ：例えば、最大固有値と最小固有値の比や、最大固有値とｎ’番目の固有値の比など）の絶対値を評価関数とする、（５）行列｛Ｈ，Ｈ^Ｈ・Ｈ，Ｈ・Ｈ^Ｈ｝のいずれかの行列の各成分の絶対値のべき乗和（１／２乗、１乗、２乗等）の値を評価関数とし、この値を最大とするアンテナの組み合わせ、などが挙げられる。ここで、（４）は（１）〜（３）を一部含む、より一般的な条件である。さらに、これらの評価関数以外の如何なる評価関数も本発明に適用することが可能である。

なお、これらの評価関数の物理的な意味は以下の通りである。数式（４）に示した通り、伝達関数行列の固有値は、そのＭＩＭＯチャネルのチャネル容量を表す指標として知られている。数式（４）では、固有値の対数の和の演算であり、（λ_ｉ・Ｐ_ｉ／σ^ｉ）が１よりも十分に大きければ、固有値の積に比例する。一方、伝達関数行列の行列式は、これらの固有値の積で表されるため、近似的には、チャネル容量と比例関係にある。また、空間多重をｎ’系統に限定するならば、固有値の大きい方からｎ’個だけ抜粋した値をチャネル容量として議論することが好ましい。この場合には、固有値の積も大きい方からｎ’個だけ抜粋したものとすべきである。

なお、（λ_ｉ・Ｐ_ｉ／σ^ｉ）が１よりも十分に大きいという条件が崩れれば、固有値の絶対値の積から絶対値の和に近づくことになる。これらを一般化すると、行列の固有値の全て、または一部の線形演算とすることができる。この中で、例えば、最大固有値と最小固有値との比は、「条件数」と呼ばれ、アンテナ間の相関を表す１つの指標として知られている。例えば、アンテナの相関が非常に小さければ、複数の固有値の差は小さくなる。逆に、アンテナの相関が高いと、固有値の差は大きくなる。

アンテナの相関が高い場合には、ＭＩＭＯチャネルの個々のチャネルの歪が大きくなり、固有値にばらつきが出る。このような状況では、チャネル容量が低くなることが経験的に知られている。言い換えれば、最大固有値を最小固有値で割った値が大きい場合、あるいは最小固有値を最大固有値で割った値が小さい場合には、チャネル容量が低くなることを意味する。また、もし、空間多重をｎ’系統に限定するならば、この「条件数」の定義も最大固有値とｎ’番目の固有値との比とみなすのが妥当である。

また、このような物理量を求める場合、例えば、複素数の絶対値は、実数部と虚数部の絶対値の２乗和の平方根として定義されている。しかし、この２乗の演算や平方根の演算を実際に行わなくても、例えば、実数部と虚数部の絶対値の和で近似することも可能である。他にも、平方根を省略し、２乗和で代用することも可能である。このような近似計算を評価関数に用いることで、演算量を減らしたり、実装時の回路規模を抑えることが可能となる。

Ｆ．各実施形態における送信ウエイトの選択方法
次に、本発明の各実施形態における送信ウエイトの選択方法について説明する。例えば、ｎ’本のアンテナを選択し、ｍ系統の信号系列を空間多重する場合を考える。この場合、ｎ’個の成分を持つｎ’次元ベクトルである送信ウエイトベクトルをｍ個選択する。ここで空間多重を行う場合には、ｎ’≧ｍの関係が成り立つ。この際、ｎ’次元の空間の中からｍ次元の部分空間を切り出して、その部分空間内のベクトル方向に信号を送信することになる。

もし、ｍ個のベクトルが全て直交していれば、この部分空間を最大限に広く取って送信することになり、伝送の効率が良い。したがって、いずれかの実施形態においては、送信ウエイトベクトルは、互いに直交しているように選択する。但し、直交化された送信ウエイトベクトルの選択の演算量が大きい場合には、簡易化のために完全に直交化を行わなくても良い。例えば、部分的に直交している場合もあるし、全く直交化されていなくても構わない。

ここでの１つの理想的な解としては、行列｛Ｈ，Ｈ^Ｈ・Ｈ，Ｈ・Ｈ^Ｈ｝のいずれかの行列の固有ベクトルを用いることが挙げられる。これは、先に説明した固有モードＳＤＭと呼ばれるものであり、それを全体のアンテナの中から一部のアンテナを選択して適用したことになる。

また、上述した第３および第４実施形態においては、複数の移動局に同時に信号を空間多重して行うため、なるべく送信ウエイトベクトルで定義されるアレーアンテナの送信指向性が、宛先局以外の移動局方向に対してヌル形成（その方向のアンテナ利得が極端に低い）していることが好ましい。この場合には、各移動局が個々の固有ベクトルを用いることと、ヌル形成が両立しない場合があり、移動局側でのＳＮＩＲ（信号対干渉雑音比）が最適になるように送信ウエイトベクトルを若干修正する必要がある。

また、上述した第５実施形態においては、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合のアンテナ選択のルールを、サブキャリア間で関連付けて行っている。本第５実施形態においては、例えば、４８サブキャリア、第１のアンテナ群のアンテナの本数が４本、各サブキャリアで２本のアンテナを選択するという条件の場合、各アンテナが最大で２４本のサブキャリアまで選択可能という条件を付けることが可能である。つまり、各サブキャリアで各２本づつ、延べ９６本のアンテナを選ぶ際に、第１〜第４アンテナの全てで２４本づつ選択されているという状況である。

このようなアンテナ選択の制限を設けない場合には、最悪の場合、全てのサブキャリアで同一のアンテナを選択する可能性もある。この場合、選択されなかったアンテナに関しては、送信アンプは休止状態にあり、選択されたアンテナの送信アンプのみが稼動する。送信アンプの最大入力電力に上限がある場合には、１サブキャリア当りに割り当てられる送信電力は全体の４８分の１（サブキャリア数４８本の場合）になる。しかし、各アンテナで最大２４サブキャリアしか送信しない場合には、１サブキャリア当りに割り当てられる送信電力は全体の２４分の１であり、先ほどの例の２倍の送信電力を入力することが可能である。このように、通常の信号入力の電力に対し、Ｎ本中からＮ’本を選択する場合には、電力をＮ／Ｎ’倍することが可能となる。また、厳密にＮ／Ｎ’倍でなくても、これにマージンを見込んで、１より小さい係数βを用いてβ×Ｎ／Ｎ’倍としてもよい。

この制御は、より精度よく行う場合には、送信アンテナの本数で管理するより、実際のサブキャリア毎の入力電力量を基に制御することが好ましい。送信ウエイトの絶対値とは、ある信号の所定のアンテナへの配分量を意味するので、この送信ウエイトの絶対値を全サブキャリアに渡って加算すると、全サブキャリアでの電力量が評価できる。これを基に、１つのアンテナ当りの入力電力の上限に相当する閾値を設け、その閾値を超えた場合には、それ以降のアンテナ選択においてはそのアンテナを選ばないように制御を行う。

上述した説明では、選択するアンテナの本数Ｎ’を複数として説明を行ってきたが、一般的にはＮ’＝１とした条件下でも運用は可能である。この場合、送信ウエイトベクトルは、１つの成分が１で、他の成分がゼロとなる。つまり、空間多重する信号系統数をｍとすると、全信号系統数に対してｍ本のアンテナを選択し、各信号系列毎に１本のアンテナを割り当てればよい。この場合でも、全体としてｍ本のアンテナを選択する際には、先に説明した評価関数や、第５実施形態で示したＯＦＤＭ変調方式を用いる場合のサブキャリア選択条件を適用することも可能である。

また、上述した第１から第５実施形態を説明するための図中においては、アンテナの本数やサブキャリア数など、各種パラメータを特定の条件（例えばアンテナの本数を３本としたり、空間多重を行う信号系統数を２系統とした）に仮定して説明を行ったが、当然ながらその他の一般的なパラメータによって実施可能である。すなわち、上述した第１から第５実施形態は、全て本発明を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は、他の種々の変形態様および変更態様で実施することができる。したがって、本発明の範囲は、特許請求の範囲およびその均等範囲によってのみ規定されるものである。

上述した第１から第５実施形態によれば、１つまたは複数の無線局宛に、複数の信号系列を同一周波数チャネル上で同時刻に空間多重を行ってＭＩＭＯ通信を実施する場合、空間多重する信号系列の総数よりも冗長な本数のアンテナを備えた無線局がそれらのアンテナを用いて送信する際に、全ての信号系列およびアンテナに対して設定する送信ウエイトを、より簡易に算出することが可能となり、しかも、良好な通信特性を実現することが可能となる。

また、演算の簡易化は、短時間での処理完了を実現し、リアルタイムでのチャネル情報のフィードバックにより送信ウエイトの最適化の精度を向上させることが可能となる。さらに、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合には、アンテナ選択を各サブキャリア間で均等化し、これにより複数の送信アンテナに接続された送信アンプの非線形ひずみを抑えながら、より効率的にシステム全体での総送信電力を高めることが可能となる。この結果、より広範囲で通信が可能になると共に、システム全体の容量の向上につながる。

本発明の第１実施形態による第１の無線局の送信部の構成を示すブロック図である。 本第１実施形態による第１の無線局の送信動作を説明するためのフローチャートである。 本発明の第２実施形態による、ＯＦＤＭ変調方式を用いた第１の無線局の送信部の構成を示すブロック図である。 本第２実施形態による第１の無線局の送信動作を説明するためのフローチャートである。 本発明の第３実施形態による、第１の無線局の送信部の構成を示すブロック図である。 本第３実施形態による第１の無線局の送信動作を説明するためのフローチャートである。 本第３実施形態による第１の無線局の別の送信動作を説明するためのフローチャートイである。 本発明の第４実施形態による、ＯＦＤＭ変調方式を用いた第１の無線局の送信部の構成を示すブロック図である。 本発明の第５実施形態による、第１の無線局の送信部の構成を示すブロック図である。 本発明の第５実施形態による、第１の無線局の送信部の他の構成を示すブロック図である。 本第５実施形態におけるサブキャリア選択順序の決定方法を示す概念図である。 本第５実施形態におけるサブキャリア選択順序の他の決定方法を示す概念図である。 本第５実施形態による第１の無線局のアンテナ選択に関する処理を説明するためのフローチャートである。 従来技術による第１の無線局の送信部の構成例を示すブロック図である。 従来技術によるＯＦＤＭ変調方式を用いた第１の無線局の送信部の構成例を示すブロック図である。 従来技術による第２の無線局の受信部の構成例を示すブロック図である。 従来技術による第１の無線局の送信動作を説明するためのフローチャートである。 従来技術による第２の無線局の受信動作を説明するためのフローチャートである。

符号の説明

１０ データ分割回路
１１−１〜１１−２ プリアンブル付与回路
１２−１〜１２−２ 変調回路
１３ 送信信号変換回路（乗算手段、加算手段）
１４−１〜１４−３ 無線部（送信手段）
１５−１〜１５−３ アンテナ（第１のアンテナ群）
１６ 送信ウエイト算出回路（送信ウエイトベクトル算出手段）
１７ 伝達関数行列取得回路（伝達関数情報取得手段）
１８送信アンテナ選択回路（アンテナ選択手段、演算手段）
１９ 各サブキャリア毎の処理回路
２０ データ分割回路
２１−１〜２１−２ プリアンブル付与回路
２２−１〜２２−２ 変調回路
２３ 送信信号変換回路（乗算手段、加算手段）
２４−１〜２４−３ ＩＦＦＴ回路
２５−１〜２５−３ 無線部（送信手段）
２６−１〜２６−３ アンテナ（第１のアンテナ群）
２７ 送信ウエイト算出回路（送信ウエイトベクトル算出手段）
２８ 伝達関数行列取得回路（伝達関数情報取得手段）
２９ 送信アンテナ選択回路（アンテナ選択手段、演算手段）
３０−１〜３０−２ データ分割回路
３１−１−１〜３１−ｍ−２ プリアンブル付与回路
３２−１−１〜３２−ｍ−２ 変調回路
３３ 送信信号変換回路（乗算手段、加算手段）
３４−１〜３４−Ｎ 無線部
３５−１〜３５−Ｎ アンテナ（第１のアンテナ群）
３６ 送信ウエイト算出回路（送信ウエイトベクトル算出手段）
３７ 伝達関数行列取得回路（伝達関数情報取得手段）
３８ 送信アンテナ選択回路（アンテナ選択手段、演算手段）
３９ 伝達関数記憶回路
４０−１〜４０−ｍ データ分割回路
４１−１−１〜４１−ｍ−２ プリアンブル付与回路
４２−１−１〜４２−ｍ−２ 変調回路
４３ 送信信号変換回路（乗算手段、加算手段）
４４−１−４４−Ｎ ＩＦＦＴ回路
４５−１〜４５−Ｎ 無線部
４６−１〜４６−Ｎ アンテナ（第１のアンテナ群）
４７ 送信ウエイト算出回路（送信ウエイトベクトル算出手段）
４８ 伝達関数行列取得回路（部分伝達関数行列取得手段）
４９ 送信アンテナ選択回路（アンテナ選択手段、演算手段）
５０ 伝達関数記憶回路
５１ 各サブキャリア毎の処理回路
５２ サブキャリア選択順序管理回路（対応付け手段）
５３、５６ 選択条件履歴記憶回路（カウント手段、累積和算出手段）
５４、５７ 閾値判定回路（判定手段）
５５ 選択可能アンテナ管理回路（候補除外手段）

Claims (15)

1. Ｎ（Ｎ＞１：整数）本の第１のアンテナ群を備え、複数本の第２のアンテナ群を備えた他の無線通信装置との間で前記第１および第２のアンテナ群により構成されるＭＩＭＯチャネルを介して複数の信号系列を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重化して通信する無線通信装置において、
   前記第１のアンテナ群と前記第２のアンテナ群との間の各ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得する伝達関数情報取得手段と、
   前記伝達関数情報取得手段によって取得された伝達関数情報に基づいて、前記複数の信号系列の各々に対して前記第１のアンテナ群の中からＮより少ない本数の複数本のアンテナを選択するアンテナ選択手段と、
   前記アンテナ選択手段によって選択された複数のアンテナに対して該信号系列に対応した送信時に乗算する係数群、すなわち送信ウエイトベクトルを算出する送信ウエイトベクトル算出手段と、
   前記複数の信号系列の各々に対応する送信ウエイトベクトルを乗算した信号を生成する乗算手段と、
   前記乗算手段によって送信ウエイトベクトルが乗算された信号を、前記選択されたアンテナ毎に、前記複数の信号系列に渡って加算した信号を生成する加算手段と、
   前記加算手段によって加算した信号を無線信号として該当アンテナより送信する送信手段と
   を具備することを特徴とする無線通信装置。
2. 前記アンテナ選択手段は、前記信号系列の全て、または一部の複数の信号系列の送信先が同一の他の無線通信装置である場合、それら複数の信号系列に対して、同一組み合わせの複数本のアンテナを選択することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
3. ある１つの他の無線通信装置宛の全ての信号系列に着目し、該信号系列群に対して前記第１のアンテナ群の中からＮ＞Ｎ’＞１となる整数Ｎ’本のアンテナを選択し、かつ前記他の無線通信装置の第２のアンテナ群の本数がＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本であり、さらに前記第１のアンテナ群のＮ’本のアンテナと前記他の無線通信装置のＭ本の第２のアンテナとの間の伝達関数を成分として構成されるＭ行Ｎ’列の部分伝達関数行列をＨと表記した場合に、
   前記アンテナ選択手段は、前記部分伝達関数行列Ｈの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算する演算手段を具備し、
   前記演算手段による評価関数を最大または最小とするＮ’本のアンテナを選択することを特徴とする請求項２記載の無線通信装置。
4. Ｎ（Ｎ＞１：整数）本の第１のアンテナ群を備え、Ｋ本のサブキャリア（Ｋ＞１：整数）を用いた直交周波数分割多重変調方式を用いて、複数本の第２のアンテナ群を備えた他の無線通信装置との間で前記第１および第２のアンテナ群により構成されるＭＩＭＯチャネルを介して複数の信号系列を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重化して通信する無線通信装置において、
   前記Ｋ本のサブキャリア毎に、前記第１のアンテナ群と前記第２のアンテナ群との間の各ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得する伝達関数情報取得手段と、
   前記伝達関数情報取得手段によって取得された伝達関数情報に基づいて、前記複数の信号系列の各々に対して前記第１のアンテナ群の中からＮより少ない本数の複数本のアンテナを選択するアンテナ選択手段と、
   前記アンテナ選択手段によって選択された複数のアンテナに対して該信号系列に対応した送信時に乗算する係数群、すなわち送信ウエイトベクトルを算出する送信ウエイトベクトル算出手段と、
   前記複数の信号系列の各々に対応する送信ウエイトベクトルを乗算した信号を生成する乗算手段と、
   前記乗算手段によって送信ウエイトベクトルが乗算された信号を、前記選択されたアンテナ毎に、前記複数の信号系列および全サブキャリアに渡って加算した信号を生成する加算手段と、
   前記加算手段によって加算した信号を無線信号として該当するアンテナより送信する送信手段と
   を具備することを特徴とする無線通信装置。
5. 前記アンテナ選択手段は、前記信号系列の全て、または一部の複数の信号系列の送信先が同一の他の無線通信装置である場合、それら複数の信号系列に対して、同一組み合わせの複数本のアンテナを選択することを特徴とすることを特徴とする請求項４記載の無線通信装置。
6. ある１つの他の無線通信装置宛の全ての信号系列に着目し、該信号系列群に対して、前記第１のアンテナ群の中からＮ＞Ｎ’＞１となる整数Ｎ’本のアンテナを選択し、かつ前記他の無線通信装置の第２のアンテナ群の本数がＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本であり、さらに前記第１のアンテナ群のＮ’本のアンテナと前記他の無線通信装置のＭ本の第２のアンテナとの間の伝達関数を成分として構成されるＭ行Ｎ’列の部分伝達関数行列をＨと表記した場合に、
   前記アンテナ選択手段は、各サブキャリアに対して、前記部分伝達関数行列Ｈの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算する演算手段を具備し、
   前記演算手段による評価関数を最大または最小とするＮ’本のアンテナを選択することを特徴とする請求項５記載の無線通信装置。
7. ある１つの他の無線通信装置宛の全ての信号系列に着目し、前記サブキャリアに対して所定の順番で、前記信号系列群に対し、前記第１のアンテナ群の中からＮ＞Ｎ’＞１となる整数Ｎ’本のアンテナを選択し、かつ前記他の無線通信装置の第２のアンテナ群の本数がＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本であり、さらに前記第１のアンテナ群のＮ’本のアンテナと前記他の無線通信装置のＭ本の第２のアンテナとの間の伝達関数を成分として構成されるＭ行Ｎ’列の部分伝達関数行列をＨと表記した場合に、
   前記アンテナ選択手段は、既にアンテナが選択された全てのサブキャリアに対し、第ｉアンテナ（Ｎ≧ｉ≧１）を送信に用いるサブキャリアの個数をカウントするカウント手段と、
   前記カウント手段による各アンテナに対するカウント値が所定の閾値を超えているか否かを判定する判定手段と、
   前記判定手段によって閾値を超えていると判定された場合、閾値を超えたアンテナを、アンテナが未選択のサブキャリアに対するアンテナ選択の候補から除外する候補除外手段と、
   各サブキャリアに対して、前記部分伝達関数行列Ｈの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算する演算手段とを具備し、
   前記演算手段による評価関数を最大または最小とするＮ’本のアンテナを選択することを特徴とする請求項５記載の無線通信装置。
8. ある１つの他の無線通信装置宛の全ての信号系列に着目し、前記サブキャリアに対して所定の順番で、前記信号系列群に対し、前記第１のアンテナ群の中からＮ＞Ｎ’＞１となる整数Ｎ’本のアンテナを選択し、かつ前記他の無線通信装置の第２のアンテナ群の本数がＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本であり、さらに前記第１のアンテナ群のＮ’本のアンテナと前記他の無線通信装置のＭ本の第２のアンテナとの間の伝達関数を成分として構成されるＭ行Ｎ’列の部分伝達関数行列をＨと表記した場合に、
   前記アンテナ選択手段は、既にアンテナが選択された全てのサブキャリアに対し、第ｉアンテナ（Ｎ≧ｉ≧１）に対応した各信号系列の送信ウエイトの絶対値ないしは絶対値のべき乗値の累積和を算出する累積和算出手段と、
   前記累積和算出手段による各アンテナの累積和が所定の閾値を超えているか否かを判定する判定手段と、
   前記判定手段により閾値を超えていると判定された場合、閾値を超えたアンテナを、アンテナが未選択のサブキャリアに対するアンテナ選択の候補から除外する候補除外手段と、
   各サブキャリアに対して、前記部分伝達関数行列Ｈの各成分または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算する演算手段とを具備し、
   前記演算手段による評価関数を最大または最小とするＮ’本のアンテナを選択することを特徴とする請求項５記載の無線通信装置。
9. 前記アンテナ選択手段は、アンテナを選択する際の前記サブキャリアに対する順番を当該サブキャリアの優先度とした場合、前記Ｋ本のサブキャリアの中で優先度が均一になるように、前記サブキャリアの順番を定めることを特徴とする請求項７または８に記載の無線通信装置。
10. 前記演算手段は、前記部分伝達関数行列Ｈとそのエルミート共役の行列との積であるＨ^Ｈ・Ｈ（Ｎ’行Ｎ’列）、またはＨ・Ｈ^Ｈ（Ｍ行Ｍ列）のいずれかの行列の非ゼロの固有値の積の絶対値で与えられる物理量を前記評価関数とし、
    前記アンテナ選択手段は、前記演算手段による評価関数を最大とするＮ’本のアンテナを選択することを特徴とする請求項３または６に記載の無線通信装置。
11. 前記演算手段は、前記他の無線通信装置宛の全ての信号系列の数をｎ（Ｎ＞ｎ＞１：ｎは正の整数）とした場合、前記部分伝達関数行列Ｈとそのエルミート共役の行列との積であるＨ^Ｈ・Ｈ（Ｎ’行Ｎ’列）、またはＨ・Ｈ^Ｈ（Ｍ行Ｍ列）のいずれかの行列の複数の固有値の中で絶対値が大きいほうからｎ個の固有値の積の絶対値で与えられる物理量を前記評価関数とし、
    前記アンテナ選択手段は、前記演算手段による評価関数を最大とするＮ’本のアンテナを選択することを特徴とする請求項３または６に記載の無線通信装置。
12. Ｎ（Ｎ＞１：整数）本の第１のアンテナ群を備え、複数本の第２のアンテナ群を備えた他の無線通信装置との間で前記第１および第２のアンテナ群により構成されるＭＩＭＯチャネルを介して複数の信号系列を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重化して通信する無線通信装置において、
    前記第１のアンテナ群と前記第２のアンテナ群との間の各ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得する伝達関数情報取得手段と、
    前記第２のアンテナ群の本数がＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本であり、ｎ（Ｎ＞ｎ＞１：ｎは整数）系統の信号系列を空間多重化して送信する場合に、前記第１のアンテナ群の中から抜き出した任意のｎ本のアンテナとＭ本の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数を成分として構成されるＭ行ｎ列の部分伝達関数行列Ｈを取得する部分伝達関数行列取得手段と、
    前記部分伝達関数行列取得手段により取得された部分伝達関数行列Ｈの各成分、または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算する演算手段と、
    前記演算手段による評価関数を最大または最小とするｎ本のアンテナを選択するアンテナ選択手段と、
    前記ｎ個の信号系列の各々に、前記アンテナ選択手段によって選択されたｎ本のアンテナを１対１に対応させる対応付け手段と、
    前記対応付け手段によって信号系列に対応付けされたｎ本のアンテナの各々から空間多重化する各信号系列の信号を無線信号として送信する送信手段と
    を具備することを特徴とする無線通信装置。
13. Ｎ（Ｎ＞１：整数）本の第１のアンテナ群を備え、Ｋ本のサブキャリア（Ｋ＞１：整数）を用いた直交周波数分割多重変調方式を用いて、複数本の第２のアンテナ群を備えた他の無線通信装置との間で前記第１および第２のアンテナ群により構成されるＭＩＭＯチャネルを介して複数の信号系列を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重化して通信する無線通信装置において、
    前記Ｋ本のサブキャリア毎に、前記第１のアンテナ群と前記第２のアンテナ群との間の各ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得する伝達関数情報取得手段と、
    前記他の無線通信装置の第２のアンテナ群の本数がＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本であり、ｎ（Ｎ＞ｎ＞１：ｎは整数）系統の信号系列を空間多重化して送信する場合に、前記第１のアンテナ群の中から抜き出した任意のｎ本のアンテナとＭ本の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数を成分として構成されるＭ行ｎ列の部分伝達関数行列Ｈを取得する部分伝達関数行列取得手段と、
    前記部分伝達関数行列取得手段により取得された部分伝達関数行列Ｈの各成分、または一部の成分を引数とする多項式で与えられる評価関数を演算する演算手段と、
    前記演算手段による評価関数を最大または最小とするｎ本のアンテナを選択するアンテナ選択手段と、
    前記ｎ個の信号系列の各々に、前記アンテナ選択手段によって選択されたｎ本のアンテナを１対１に対応させる対応付け手段と、
    前記対応付け手段によって信号系列に対応付けされたｎ本のアンテナの各々から空間多重化する各信号系列の信号を無線信号として送信する送信手段と
    を具備することを特徴とする無線通信装置。
14. Ｎ（Ｎ＞１：整数）本の第１のアンテナ群を備え、複数本の第２のアンテナ群を備えた他の無線通信装置との間で前記第１および第２のアンテナ群により構成されるＭＩＭＯチャネルを介して複数の信号系列を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重化して通信する無線通信方法において、
    前記第１のアンテナ群と前記第２のアンテナ群との間の各ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得するステップと、
    前記伝達関数情報に基づいて、前記複数の信号系列の各々に対して前記第１のアンテナ群の中からＮより少ない本数の複数本のアンテナを選択するステップと、
    前記選択された複数のアンテナに対して該信号系列に対応した送信時に乗算する係数群、すなわち送信ウエイトベクトルを算出するステップと、
    前記複数の信号系列の各々に対応する送信ウエイトベクトルを乗算した信号を生成するステップと、
    前記送信ウエイトベクトルが乗算された信号を、前記選択されたアンテナ毎に、前記複数の信号系列に渡って加算した信号を生成するステップと、
    前記加算した信号を無線信号として該当アンテナより送信するステップと
    を含むことを特徴とする無線通信方法。
15. Ｎ（Ｎ＞１：整数）本の第１のアンテナ群を備え、Ｋ本のサブキャリア（Ｋ＞１：整数）を用いた直交周波数分割多重変調方式を用いて、複数本の第２のアンテナ群を備えた他の無線通信装置との間で前記第１および第２のアンテナ群により構成されるＭＩＭＯチャネルを介して複数の信号系列を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重化して通信する無線通信方法において、
    前記Ｋ本のサブキャリア毎に、前記第１のアンテナ群と前記第２のアンテナ群との間の各ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得するステップと、
    前記伝達関数情報に基づいて、前記複数の信号系列の各々に対して前記第１のアンテナ群の中からＮより少ない本数の複数本のアンテナを選択するステップと、
    前記選択された複数のアンテナに対して該信号系列に対応した送信時に乗算する係数群、すなわち送信ウエイトベクトルを算出するステップと、
    前記複数の信号系列の各々に対応する送信ウエイトベクトルを乗算した信号を生成するステップと、
    前記送信ウエイトベクトルが乗算された信号を、前記選択されたアンテナ毎に、前記複数の信号系列および全サブキャリアに渡って加算した信号を生成するステップと、
    前記加算した信号を無線信号として該当アンテナより送信するステップと
    を含むことを特徴とする無線通信方法。
    
    

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