JP4593791B2 - 自動検査装置用の直列スイッチドライバ構造 - Google Patents
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Description
発明の分野
本発明は一般的に、半導体装置の検査を行う自動検査装置に関し、より詳細には、半導体テスタにおいてロジックデバイスのテスト(試験)を行うのに用いる、直列スイッチドライバに関する。
【0002】
発明の背景
半導体装置のメーカは、ルーチンで、自らの製品の試験(検査)をウエハーやパッケージングされたデバイスのレベルで行っている。この検査は通常、一般的に自動検査装置と呼ばれる複雑なシステムによって実行される。この装置は、一般的に、1つまたはそれよりも多い被試験デバイス(DUT)に波形をドライブ(駆動)して、そこからの出力を検出する。検出した出力を次に期待値と比較して、そのデバイスが正しく機能しているかどうかを判定する。
【0003】
ロジックデバイスには、3つの別個の電圧レベルが必要な入出力ピンを含むものが多い。したがって、こういったデバイスの全性能の検査を行うためには、半導体メーカは、検査装置がトライステート波形を駆動してそういった電圧レベルをシミュレーションできるようになっていることが必要であることが多い。この能力は、設ける場合には、DUTの特定のピンに対応するそれぞれのチャネルについて、ドライバ構造内に備わっている。
【0004】
自動検査装置において用いられる従来技術のドライバ構造は、通常、DUTのピンに結合するピン電子機器の一部を形成する特定用途向け集積回路(ASIC)上で、設計されている。ASICは、典型的には、高いデバイス密度を達成できるためにバイポーラ技術、MOS技術、またはGaAs技術を利用する。
【0005】
図1に示す、バイポーラ技術を用いる従来技術のドライバ構造のひとつは、カリフォルニア州Agoura Hillsのテラダイン社が製造するJ973マグナムテスタ(Magnum Tester)において用いられている。この従来技術の構造は、バッファ増幅器10から可変電流を引き込んで、出力VOUTにおける電圧レベルを変える、A級スイッチ構成を含む。このバッファ増幅器は、「高い」電圧レベルVhおよび抵抗R1で表される出力抵抗(典型的には50オーム)を生成する、内部回路を含む。出力には、差動対のスイッチ12、16の並列ネットワークが結合しており、差動対のスイッチ12、16はそれぞれ、プログラム可能な電流源(シンク)14、18を含んでおり、バッファ増幅器から選択的に電流を引き出す。スイッチはそれぞれ、相補ロジック信号A*、A、およびB*、Bに応答して活性化する、相補型トランジスタの対Q1、Q2、およびQ3、Q4を含む。
【0006】
A級ドライバの動作特性のひとつは、プログラム可能な電流源I1、I2が常に動作している、ということである。典型的には、これらの電流源は、特定の電流を吸収(シンク)してR1の両端電圧が所望の電圧降下を生じ、VOUTにおいて所望の電圧を達成するように、プログラムされている。図1に示す構造について、I1をプログラムする関係は(Vh−Vl)/R1であることが多く、I2については、関係は(Vh−Vt)/R1である。Vh=2V、Vt=1V、Vl=0V、R1=50オーム、VCC=7ボルト、およびVEE=−6ボルトというパラメータで動作すると、I1およびI2の電流はそれぞれ、40ミリアンペアおよび20ミリアンペアに対応する。
【0007】
動作中、スイッチ12、16の並列ネットワークは、タイミングを制御したロジック信号A、A*、およびB、B*に応答して、適切なトランジスタを活性化および非活性化し、出力VOUTにおいて所望のトライステート波形を作成する。図2は、トライステートの波形20を達成するトランジスタQ1〜Q4のシーケンス動作に関するタイミング図を示す。出力をVh(2ボルト)に設定するには、トランジスタQ2、Q4を非活性化し、相補ロジック信号A*、B*によってQ1、Q3を活性化する。その結果、バッファ10からの電流は最小限になり、R1の両端電圧がほとんど電圧降下を生じず、VOUTがVh(2ボルト)になる。ロジック信号BでQ4を活性化し、信号B*でQ3を非活性化することによって、第2のスイッチ16がバッファ10から、電流源12のプログラムされたレベルに対応する、20ミリアンペアの電流を引き出す。その結果、出力電圧はVt(1ボルト)に降下する。出力VOUTにおいて第3の電圧レベルVlを達成するには、Q4をオフにすると同時にQ2をオンにし、I2がR1の両端間で40mAを引き出し、VOUTを0ボルトに降下させるようにする。同様の構成がNagataへの米国特許第5,276,355号に開示されている。
【0008】
従来技術の並列スイッチドライバ構造は、その意図する目的についてはうまく働くが、当業者は、VtからVlへのVOUTの出力遷移中に、不正確さを観察している。 この不正確さの理由は、同時にQ4を不活性化してQ2を活性化することが困難であることにある。万一Q2がオンになる前にQ4がオフになると、図2に示すように、「プリシュート」22が生じてしまう。このプリシュート22は、信号チャネルにリンギング変動(外乱)を引き起こし、この変動が定常状態に戻ることができるようにするには時間が必要である。これは、トライステートの波形の正確さに不所望な影響を及ぼし、テスタの実効速度を間接的に下げてしまう。
【0009】
上述の従来技術の並列構造の他の問題は、動作中に消費する電力に関係する。上述のように、A級ドライバは、電流源I1、I2の動作を連続して維持している。上の例において、VCCレール(典型的には7ボルト)からであれバッファ増幅器10からであれ、電流は常にこれらの源(ソース)から引き出される。したがって、連続電流の総和は60ミリアンペアになり、対応する消費電力は、60mA*13V=780ミリワットになる。状況によっては、テスタのユーザがVlをVtに設定することもある。その結果、I1、I2によってバッファから引き出される、それぞれのプログラムされた電流は、共に比較的高く(それぞれ約40ミリアンペアであることが多い)、約80mA*13V=1040mWのレベルの電力を消費する。こういった消費電力のレベルは、多くのアプリケーションにおいて不所望である。
【0010】
状態遷移中にいかなるプリシュートの過渡現象も最小限にすることができる、自動検査装置用のトライステートのドライバ構造が、必要とされ、これまで利用できなかった。さらに、動作中に最小限の電力しか消費しないドライバ構造が、必要とされている。本発明の直列スイッチドライバ構造は、こういった必要を満たすものである。
【0011】
発明の概要
本発明の直列スイッチドライバ構造は、動作中に消費する電力を最小限にしながら、非常に正確に被試験デバイスのピンにトライステート波形を送出することができる。このような利点によって、テスタの信頼性およびスループットが改良され、半導体装置の検査コストがかなり低減する。
【0012】
前述の利点を実現するために、本発明は、一形態において、被試験デバイスのピンに3つの信号レベルを駆動する、トライステート回路を含む。トライステート回路は、第1の信号レベルの出力を有しピンに結合するようになっている、ドライバを含む。この出力には、第1のスイッチングユニットが結合し、この第1のスイッチングユニットは、プログラムされた信号に応答する。第1のスイッチングユニットは、選択的に第1の信号レベルを第2の信号レベルに変えるように動作する。第2のスイッチングユニットは、第1のスイッチに直列に接続する。第2のスイッチングユニットは、第2のプログラムされた信号に応答して、第1のスイッチと協動して第2の信号レベルを第3の信号レベルに変えるように動作する。
【0013】
他の形態において、本発明は、集積回路において用いる、被試験デバイスのピンに3つの電圧レベルを駆動するトライステート回路を備える。トライステート回路は、電圧源によって作動し出力抵抗を有するバッファ増幅器を含む、ドライバを含む。電圧源は、高い電圧レベルを規定するプログラム可能な電圧で動作し、ピンに結合するようになっている出力を有する。この出力には、第1のスイッチングユニットが結合し、第1のスイッチングユニットは、第1の電流引き込みネットワークを含む。ネットワークは、第1の電流経路を規定し、プログラムされた信号に応答して、第1の電流経路に沿って第1の所定の電流をドライバから引き出すことによって、選択的に高い電圧レベルを中間の電圧レベルに変える。第1のスイッチングユニットには、第2のスイッチングユニットが直列に結合し、第2のスイッチングユニットは、第2の電流経路を規定する第2の電流引き込みネットワークを含む。第2の電流引き込みネットワークは、プログラムされた信号に応答して、第1の電流経路に沿って、そして続けて第2の電流経路に沿って、第2の所定の電流をドライバから引き出すことによって、選択的に中間の電圧レベルを変える。
【0014】
さらに他の形態において、本発明は、所定のトライステート波形にしたがってドライバからの出力信号レベルを切り替えて、遷移の過渡現象を最小限にする方法を含む。方法は、トライステート波形の第1の状態として第1の信号レベルを利用するステップと、第1の電流経路に沿って所定の第1の電流をドライバから引き出して、出力を、トライステートの波形の第2の状態を規定する第2の信号レベルまで低減するステップと、第1の電流経路に沿っておよび第1の経路と直列に配置された第2の電流経路を通じて、所定の第2の電流をドライバから引き込んで、出力を、トライステート波形の第3の状態を規定する第3の信号レベルまで低減するステップと、を含む。
【0015】
本発明の他の特徴および利点は、以下の詳細な説明を添付図面と共に読めば、明らかになろう。
【0016】
本発明は、以下のより詳細な説明および添付図面を参照することによって、よりよく理解されよう。
【0017】
発明の詳細な説明
図3を参照すると、総体的に30で示す本発明の直列スイッチドライバ構造は、ドライバ32および1対の直列に接続したスイッチングユニット34、36を含む。この直列スイッチ構成によって、出力の状態遷移中のいかなる「プリシュート」も最小限になり、動作中の消費電力が最小限になる。
【0018】
さらに図3を参照して、ドライバ32は、「高い」電圧レベルV3をプログラム可能に生成する回路を含む、既知の構成のバッファ増幅器を備える。バッファは、抵抗器R1によって表され通常50オームである、出力抵抗を含む。
【0019】
第1のスイッチングユニット34は、出力VOUTをシャント(分流)して、 35において第1の選択可能な電流経路を形成する。好適な実施形態において、第1のスイッチングユニットは、差動対を含む電子スイッチを有して構成され、バイポーラ接合トランジスタ(BJT)Q1、Q2の相補対を含む。Q1、Q2のエミッタはそれぞれ、ノードN1において合流し、ベースはそれぞれ、相補入力A、A*を受け取る。Q2のコレクタは、出力VOUTへの分流を形成している。第1のプログラム可能な電流源I1は、ノードN1に結合して、差動対を通じて第1のプログラムされた電流を引き出す(Q1を通じ電力レールVccから、または、Q2を通じバッファ32から、のどちらか)。第1の電流源によって引き出される電流は、(V3−V2)/R1の関係に従ってプログラムされる。ただしV2は中間レベルの電圧を表す。
【0020】
引き続き図3を参照すると、第2のスイッチングユニット36は、第1のノードN1に結合して、37において第2の電流経路を確立し、第2のスイッチングユニットを第1のスイッチングユニット34と直列関係に配置する。第1のスイッチングユニットと同様、第2のスイッチングユニットは、好ましくは、Q1、Q2と同様に構成したトランジスタQ3、Q4の差動対を含む、電子スイッチを備える。Q3、Q4への入力は、それぞれのベースにおいて印加されるロジック信号B、B*に応答する。Q3、Q4の一緒に結合されたエミッタは、第2のノードN2を形成する。ノードN2には、第2のプログラム可能な電流源I2が結合している。第2の電流源は、関係(V2−V1)/R1に従って電流を引き出し、第1の源I1からの電流と合計すると、出力VOUTを低いレベルV1に引き下げるように、プログラムされている。
【0021】
本発明の直列スイッチドライバ30は、被試験デバイス (DUT)(図示せず)のピンに結合するようになっている。DUTの検査前に、それぞれの電流源I1、I2とともに、高い電圧レベルV3が、V3からの出力をV2およびV1についての他の所望のレベルに変えるために、バッファから電流レベルを引き出すようにプログラムされる。ユーザは、また、特定のトランジスタQ1〜Q4を正確な時間に活性化するロジック信号A、A*、およびB、B*のタイミングをプログラムして、それによって、トライステート波形の遷移すなわちエッジ(縁部)を規定する。プログラムされた位置に対する実際のエッジ位置の正確さは、ロジックデバイスの検査の実行を成功させる上で重要な要因である。
【0022】
本発明の直列スイッチ構造に関連する電圧レベルの慣例は、V3>V2>V1の関係に従う。大多数のアプリケーションにおいて、V3は「高い」レベル(Vh)にプログラムされ、V2は「中間」のレベル(Vt)に設定され、V1は「低い」レベル(Vl)にマッピングされている。しかし状況によっては、ユーザは、Vt>VhまたはVt<Vlに設定するフレキシビリティを必要とする。このような状況においては、フォーマッタ(図示せず)が適切なマッピングを認識して、確実に、V3が最高電圧レベルに設定され、V2が中間電圧レベルに設定され、V1が低い電圧レベルに設定されるようにする。
【0023】
一例において、トライステート回路の動作は、図4に示すタイミング図に従って進行する。この例において、V3は2ボルトにプログラムされており、V2およびV1についての所望の電圧レベルはそれぞれ、1ボルトおよび0ボルトに対応している。VOUTをV2およびV1の所望のレベルに引き下げるために、電流源I1、I2はそれぞれ、バッファ32から20ミリアンペアの電流を引き出すようにプログラムされている。例えば、電流源I1は、(V3−V2)/50=20ミリアンペア、という関係にしたがって、バッファから第1の電流を引き出すようにプログラムされている。同様に、電流源I2は、(V2−V1)/50=20ミリアンペアという関係にしたがって、バッファ増幅器から、第1の電流と合計された第2の電流を引き込むようにプログラムされている。
【0024】
さらに図4を参照すると、時間t1において、トランジスタQ2が、そのベースにロジック信号Aを印加することによって活性化され、トランジスタQ1が同時に非活性化される。その結果、バッファ32への第1の電流経路が確立され、結果としてバッファ32から20mAの電流が引き込まれる。これによって、負荷R1(50オーム)の両端電圧V3(2ボルト)が、中間レベルの電圧V2(1ボルト)に降下する。時間t2において、トランジスタQ2がオフになって、第1の電流経路に沿ったいかなる導通もなくなり、Q1が活性化して、それによって源I1が電力レールVccから電流を引き出す。DUTのピン(図示せず)における高入力インピーダンスを仮定すると、R1を通る電流の流れは最小限になり、出力VOUTが高レベルの電圧V3に従うようになっている。t3において、トランジスタQ1、Q2は再び前述のように状態を切り替えて、回路出力VOUTをV2に低減させる。
【0025】
引き続き図4を参照すると、時間t4において、トランジスタQ2は動作状態のままであるのに対し、トランジスタQ4はオンになる。Q4を通って導通し電流源I2によって引き出されるさらなる電流(20mA)が、I1からの20mAの電流と合計されて、バッファ増幅器32から全部で40mAが引き出され、これに対応して、出力VOUTがV1(0ボルト)に引き下げられる。Q2が確立した第1の電流経路を前もって活性化しているので、V2からV1への遷移は、いかなるプリシュート問題もない状態で起こる。いかなるプリシュート変動もなくなることによって、結果として生じる遷移エッジは非常に正確になる。時間t5において、Q4をオフにすると、回路出力VOUTはV2の状態に戻る。
【0026】
状況によっては、ユーザは、トライステートの波形をV3からV1に遷移するようにプログラムする必要があるかもしれない。本発明のさらなる特徴のひとつは、トランジスタQ2、Q4を同時に活性化する必要なしに、非常に正確に、このような遷移を実行することができる、ということである。これは、トランジスタQ4が規定する第2の電流経路に沿ったいかなる導通も、必ず、第1の電流経路を通る電流の導通に依存するからである。したがって、ある場合には、Q2が活性化されるまでVOUTに影響がない状態で、トランジスタQ4が、トランジスタQ2が活性化される前にオンになるようにプログラムされていてもよい。この例において、Q4を通る電流は、Q2が活性化される時までに安定してしまうので、Q4からのいかなる過渡現象効果も無視できる。さらに、Q2とQ4についての相対的タイミングの厳密さの程度は下がるかもしれないが、結果としてタイミングの正確さはより高まる。
【0027】
当業者であれば、上述の非常に正確であるという望ましい特徴に加えて、この直列スイッチ構造は、従来技術の並列構造が従来達成していたものと比較して、動作中に消費する電力がかなり少ない、ということを理解しよう。第1の電流源と第2の電流源は、A級ドライバの要件に一致して、それぞれ常に電力を消費するが、電流源I1、I2からのプログラムされた電流は個別に最小限にされ、可能な場合には、協動して組み合わせた電流を引き出すように構成されている。その結果、上記の具体例について動作中に消費される全電力は、約40mA*13V=520MWとなり、これは、従来技術の並列スイッチ構造と比較して、約33%の消費電力低減である。これによって、貴重な電力資源をテスタ内の他の回路に向けることができ、それによって、全体的な電力効率が最大限になる。
【0028】
さらに、本発明の直列スイッチ構造は、特定用途向け集積回路(ASIC)における実施によく適しており、当業者には、A級スイッチドライバの独特の構成として理解されよう。
【0029】
本発明を、その好適な実施形態を参照して詳しく示し説明したが、当業者には、本発明の精神および範囲から逸脱することなく、形態および詳細における様々な変更を行ってもよい、ということが理解されよう。例えば、本明細書においては好適な実施形態としてバイポーラ技術を詳細に説明しているが、MOSタイプおよびGaAsタイプの技術(これらに限定するものではない)を含む他のトランジスタ技術も、本発明の範囲内であるということが理解されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図1】 従来技術の構成のトライステートのドライバの概略図である。
【図2】 図1の従来技術のトライステートのドライバのシーケンス動作を示す、タイミング図である。
【図3】 本発明の一実施形態によるトライステートのドライバの概略図である。
【図4】 図3に示すトライステートのドライバのプログラムされたシーケンスを示す、タイミング図である。
Claims (13)
- 被試験デバイスのピンに3つの信号レベルを駆動するトライステート回路であって、第1の信号レベルで前記ピンに結合するように適応された出力を有するドライバ(32)と、前記出力に結合され、プログラムされた信号に応答して、選択的に前記第1の信号レベルを第2の信号レベルに変えるように動作可能な第1のスイッチングユニット(34)とを含むトライステート回路において、
前記第1のスイッチングユニット(34)に直列に接続され、第2のプログラムされた信号に応答して、前記第1のスイッチと協動して前記第2の信号レベルを第3の信号レベルに変えるように動作可能な、第2のスイッチングユニット(36)を特徴とするトライステート回路。 - 前記ドライバ(32)は、前記第1の信号レベルを規定するプログラム可能な電圧を確立するように動作可能な回路を有するバッファ増幅器を含む、請求項1記載のトライステート回路。
- 前記第1のスイッチングユニット(34)は、第1の電流経路(35)に沿って前記ドライバ(32)から第1の所定の電流を引き出す第1の電流引き込みネットワーク(Q1、Q2、I1)を含む、請求項1記載のトライステート回路。
- 前記第1の電流引き込みネットワークは、
第1の電子スイッチ(Q1、Q2)と、
シンク構成で前記第1の電子スイッチに結合される第1の電流源(I1)と、を含む、請求項3記載のトライステート回路。 - 前記第1の電流源は、前記第1の電流経路(35)に沿って前記バッファ(32)から、前記出力信号レベルを第2の信号レベルに降下させる選択可能な電流を引き出すようにプログラム可能である、請求項4記載のトライステート回路。
- 前記第1の電子スイッチは、差動対として配置された1対のバイポーラトランジスタ(Q1、Q2)を含む、請求項4記載のトライステート回路。
- 前記第2のスイッチングユニット(36)は、前記ドライバ(32)から第2の所定の電流を引き出す第2の電流引き込みネットワーク(Q3、Q4、I2)を含む、請求項1記載のトライステート回路。
- 前記第2の電流引き込みネットワークは、
第2の電子スイッチ(Q3、Q4)と、
シンク構成で前記第2の電子スイッチに結合される第2の電流源(I2)と
を含む、請求項7記載のトライステート回路。 - 前記第2の電流源(I2)は、前記第1の電流経路(35)に沿って、前記第1の電流と合計され前記出力信号レベルを第3の信号レベルに降下させる選択可能な第2の電流を引き出すようにプログラム可能である、請求項8記載のトライステート回路。
- 前記第2の電子スイッチは、差動対として配置された1対のバイポーラトランジスタ(Q3、Q4)を含む、請求項8記載のトライステート回路。
- 所定のトライステート波形に従ってドライバからの出力信号レベルを切り替えて、遷移の過渡現象を最小限にする方法であって、前記ドライバ(32)は第1の信号レベルを生成する回路を有する、方法において、前記トライステート波形の第1の状態として前記第1の信号レベルを利用するステップと、第1の電流経路(35)に沿って所定の第1の電流を前記ドライバ(32)から引き出して、前記出力を、前記トライステートの波形の第2の状態を規定する第2の信号レベルまで低減させるステップとを含む方法において、
前記第1の電流経路(35)に沿っておよび該第1の経路と直列に配置された第2の電流経路(37)を通して、前記第1の電流と合計された所定の第2の電流を前記ドライバ(32)から引き込んで、前記出力を、前記トライステート波形の第3の状態を規定する第3の信号レベルまで低減させるステップを特徴とする方法。 - 前記第2の電流経路(37)を非活性化して、前記出力を前記第2の信号レベルに戻すステップをさらに含む、請求項11記載の方法。
- 前記第1の電流経路(35)を非活性化して、前記出力を前記第1の信号レベルに戻すステップをさらに含む、請求項12記載の方法。
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