JP4540643B2 - 発光素子駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、発光素子を発光駆動する装置に係り、特に発光素子の光出力を一定に保つためのＡＰＣ（オートパワーコントロール）機能を有する発光素子駆動装置に関する。

発光素子の代表例としてレーザダイオードがよく知られている。レーザダイオードに順方向の駆動電流を流すと、活性層の領域で電子とホールとが再結合してフォトンが発生し、この自然放出光が帰還作用によって活性層中を往復運動してレーザ発振（誘導放出）が生じる。

一般に、レーザダイオードを駆動する装置は、レーザダイオードの特性が変化してもその光出力または発光量を一定に保つためにＡＰＣ機能を備えている。この種のＡＰＣは、レーザダイオードの発生する光を受光してその光出力に応じた光電流を生成する受光素子と、この受光素子の光電流に所定の係数を乗じた大きさのモニタ電圧を生成するモニタ電圧生成回路と、このモニタ電圧生成回路からのモニタ電圧をレーザダイオードの発光出力の設定値に対応する基準電圧と比較してその差分に応じた誤差電圧を出力する差動増幅回路と、この差動増幅回路の出力電圧をサンプリングしてホールドするサンプル・ホールド回路と、このサンプル・ホールド回路の出力電圧に応じた駆動電流を生成する駆動電流生成回路とで構成される。

レーザダイオードが定常動作モードで発光している間はＡＰＣが働かず、レーザダイオードに供給する駆動電流を再設定するときにＡＰＣ動作が行われる。この場合、レーザダイオードの光出力に応じた光電流が受光素子に流れ、モニタ電圧生成回路より受光素子の光電流ひいてはレーザダイオードの光出力に応じたモニタ電圧が出力される。そして、このモニタ電圧が誤差増幅回路で基準電圧と比較され、その差分または比較誤差を表す誤差電圧がサンプル・ホールド回路によりサンプリング・ホールドされて駆動電流生成回路に与えられる。駆動電流生成回路は、サンプル・ホールド回路の出力電圧を制御電圧としてこれに応じた電流値を有する駆動電流を生成し、この駆動電流をレーザダイオードに供給し、レーザダイオードはこの駆動電流の電流値に応じた光出力で発光する。こうしてフィードバックループの中でレーザダイオードが発光し、モニタ電圧が基準電圧に到達ないし収束すると、つまりレーザダイオードの光出力が設定出力に等しくなると、フィードバックループは平衡状態に達する。この平衡状態の下でサンプル・ホールド回路をサンプリング・モードからホールド・モードに切り替えると、ＡＰＣ動作から定常動作へ切り替えた後も駆動電流生成回路よりレーザダイオードに供給される駆動電流の電流値が該平衡状態のときの電流値（再設定電流値）に保持され、レーザダイオードの光出力が設定出力に保持される。ＡＰＣ動作を終了するときは、上記のようなサンプル・ホールド回路のモード切替とともに、モニタ電圧生成回路ないしは受光素子をオフにするようにしている。

従来の発光素子駆動装置は、ＡＰＣ動作を開始するときに、モニタ電圧生成回路ないしは受光素子をそれまでのオフ状態からオン状態に切り替え、これと同時にサンプル・ホールド回路をそれまでのホールド・モードからサンプリング・モードに切り替えるようにしている。

この場合、ＡＰＣ動作の開始直後で、モニタ電圧生成回路より出力されるモニタ電圧がそれまでのオフ状態のレベル（通常は零レベル）から基準電圧に向かって立ち上がる際に誤差増幅回路より大きな誤差電圧が出力され、この大きな誤差電圧がサンプル・ホールド回路でサンプリングされ、駆動電流生成回路へ与えられる。そうすると、サンプル・ホールド回路からの制御電圧に応じて駆動電流生成回路より出力される駆動電流の電流値はそれまでの設定電流値から増大し、レーザダイオードの光出力も設定出力付近の値から上昇する方向に変化し、これによってモニタ電圧がさらに上昇する。そして、モニタ電圧が基準電圧を超えると、ＡＰＣのフィードバックループが一転して逆方向に働き、今度は誤差増幅回路より逆極性の誤差電圧が出力されることとなり、サンプル・ホールド回路から駆動電流生成回路へ与えられる制御電圧が低下して、駆動電流の電流値、レーザダイオードの光出力ひいてはモニタ電圧が減少または下降する。こうして終いには、モニタ電圧生成回路より出力されるモニタ電圧が基準電圧に収束して平衡状態に達し、レーザダイオードの光出力が設定出力に等しくなるように駆動電流の電流値が最設定される。

しかしながら、上記のように駆動電流の電流値をそれまでの設定値よりいったん大きく増大させてから再び元の方へ戻すように減少させて新たな設定値（再設定値）に調整するのでは、ＡＰＣ動作の開始から完了までの所要時間がどうしても長くなってしまう。通常のアプリケーションではレーザダイオードの特性変化の速度に比してＡＰＣ動作は非常に短いサイクルで行われ、たとえばレーザ印字ヘッドにおいてはライン走査の合間にＡＰＣ動作が行われる。したがって、ＡＰＣ動作の開始直前と完了直後とで駆動電流の設定電流値が大して違わないのが普通である。それなのに、上記のように毎回一律に制御電圧や駆動電流の大幅な上げ下げや増減を行うのは無駄な動作あるいは誤動作といえる面があるだけでなく、他面においてレーザダイオードの特性がＡＰＣ動作時の過電流駆動によって劣化し、あるいは劣化を早めるおそれがある。

本発明は、上記のような従来技術の問題点を解消するものであり、発光素子に無意味な過電流を与えずに効率的にＡＰＣ動作を行うようにした発光素子駆動装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するために、本発明の発光素子駆動装置は、発光素子の光出力を光電流に変換するための受光素子と、前記受光素子の光電流またはそれに比例した出力電流が流れるモニタ抵抗と前記光電流または前記出力電流の通電／遮断を切り替えるためのオン／オフ・スイッチとを有し、前記モニタ抵抗の電圧降下に応じたモニタ電圧を出力するモニタ電圧生成回路と、前記モニタ電圧生成回路の出力電圧と前記発光素子の光出力の設定値に対応する基準電圧とを比較して、その差分に応じた誤差電圧を出力する誤差増幅回路と、入力端子が前記誤差増幅回路の出力端子に接続され、前記誤差増幅回路からの誤差電圧をサンプリングして出力するサンプリング・モードまたは現時の出力電圧を保持するホールド・モードのいずれかに選択的に切替可能なサンプル・ホールド回路と、前記発光素子を発光駆動するために前記サンプル・ホールド回路の出力電圧に応じた電流値を有する駆動電流を生成する駆動電流生成回路と、前記駆動電流を再設定するために前記モニタ電圧生成回路の前記オン／オフ・スイッチをオフ状態からオン状態に切り替えた直後に、前記モニタ電圧生成回路より出力される前記モニタ電圧を監視し、前記モニタ電圧が前記基準電圧の近傍に到達したタイミングを検出して前記サンプル・ホールド回路を前記ホールド・モードから前記サンプリング・モードに切り替えるモード切替回路とを有する。

上記の構成においては、オン／オフ・スイッチをオフ状態からオン状態に切り替えると、モニタ電圧生成回路内で光電流ないしそれに比例した出力電流が流れて、モニタ抵抗より光電流の電流値に比例した電圧値を有するモニタ電圧が得られる。このモニタ電圧は誤差増幅回路で基準電圧と比較され、誤差増幅回路より出力される誤差電圧がサンプル・ホールド回路に入力される。一方、モード切替回路は、サンプル・ホールド回路をそれまでのホールド・モードに保ったまま、モニタ電圧生成回路より出力されるモニタ電圧を監視する。こうして、誤差増幅回路より出力される誤差電圧の値に関係なく、ホールド・モード状態のサンプル・ホールド回路の出力電圧に対応した電流値の駆動電流が駆動電流生成回路より生成され、この駆動電流で発光素子が発光駆動される。そして、モニタ電圧が基準電圧の近傍に到達すると、そのタイミングでモード切替回路がサンプル・ホールド回路をホールド・モードからサンプリング・モードに切り替える。そうすると、サンプル・ホールド回路は誤差増幅回路からの誤差電圧をサンプリングして出力電圧をリアルタイムで更新し、閉ループのフィードバック制御動作が働いて、モニタ電圧を基準電圧に限りなく近づける。これにより、アプリケーションに依存せずに効率よくＡＰＣ動作を行うことができる。

本発明の好適な一態様によれば、モード切替回路が、モニタ電圧を入力して、モニタ電圧の微分波形を表す出力電圧を生成する微分回路と、この微分回路の出力電圧を入力し、その電圧が零近傍のレベルまで下がった時にサンプル・ホールド回路をホールド・モードからサンプリング・モードに切り替えるための第１の切替信号を出力する出力回路とを有する。この場合、好適には、微分回路がコンデンサと抵抗とを直列に接続して構成され、該抵抗の両端間の電圧を微分回路の出力電圧とする。また、出力回路は、第１の入力端子が抵抗の一端に接続されるとともに、第２の入力端子が抵抗の他端に接続され、第１の入力端子に入力する第１の入力電圧と第２の入力端子に入力する第２の入力電圧との大小を比較してその比較結果を表す二値信号を第１のモード切替信号として出力するコンパレータを有する。さらに好適には、出力回路が、コンパレータの入力に所定のバイアスを与えるために、微分回路の抵抗の一端とコンパレータの第１の入力端子とに接続されたバイアス回路、あるいは微分回路の抵抗の他端とコンパレータの第２の入力端子とに接続されたバイアス回路を有してよい。さらに、コンパレータが、差動入力部を構成するためにそれぞれのベースが第１および第２の入力端子に接続された第１および第２のバイポーラ・トランジスタを有してよい。

また、別の好適な一態様として、モード切替回路が、モニタ電圧を入力して、モニタ電圧の微分波形を表す過渡電流を生成する微分回路と、この微分回路で生成される過渡電流の電流値が零近傍まで減少した時にサンプル・ホールド回路をホールド・モードからサンプリング・モードに切り替えるための第１の切替信号を出力する出力回路とを有してもよい。

また、好適な一態様によれば、駆動電流生成回路の出力端子に対して発光素子と直列に接続されるスイッチング回路が設けられる。このスイッチング回路は、二値信号またはパルス信号として与えられる入力信号の論理レベルに応じて駆動電流生成回路からの駆動電流を発光素子に流し、もしくは駆動電流を遮断するように動作する。

また、好適な一態様によれば、モニタ電圧生成回路が、受光素子と直列接続された第１のトランジスタと、第１のトランジスタとカレントミラー回路を構成する第２のトランジスタとを有し、第２のトランジスタと直列に前記モニタ抵抗およびオン／オフ・スイッチが接続される。

また、好適な一態様によれば、モニタ電圧生成回路のオン／オフ・スイッチがオン状態からオフ状態に切り替わった時から所定時間の経過後に、モード切替回路がサンプル・ホールド回路をサンプリング・モードからホールド・モードに切り替えるための第２の切替信号を出力する。

また、好適な一態様においては、モード切替回路がサンプル・ホールド回路をサンプリング・モードからホールド・モードに切り替えるのとほぼ同時に、モード選択回路がモニタ電圧生成回路のオン／オフ・スイッチをオン状態からオフ状態に切り替える。このモード選択回路は、オン／オフ・スイッチのオフ状態からオン状態への切り替えも行う。さらに、モード選択回路が、モード切替回路を通じて、サンプル・ホールド回路のホールド・モードからサンプリング・モードへの切り替え、およびサンプリング・モードからホールド・モードへの切り替えを選択する。

本発明の別の観点における発光素子駆動装置は、選択的に発光する第１または第２の発光素子の光出力を光電流に変換するための受光素子と、前記第１の発光素子が発光するときに前記受光素子の光電流またはそれに比例した第１の出力電流が流れる第１のモニタ抵抗と前記第１の出力電流の通電／遮断を切り替えるための第１のオン／オフ・スイッチとを有し、前記第１のモニタ抵抗の電圧降下に応じた第１のモニタ電圧を出力する第１のモニタ電圧生成回路と、前記第１のモニタ電圧生成回路の出力電圧と前記第１の発光素子の光出力の設定値に対応する第１の基準電圧とを比較して、その差分に応じた誤差電圧を発生する第１の誤差増幅回路と、入力端子が前記第１の誤差増幅回路の出力端子に接続され、前記第１の誤差増幅回路からの誤差電圧をサンプリングして出力するサンプリング・モードまたは現時の入力電圧に関係なく出力電圧を保持するホールド・モードのいずれかに選択的に切替可能な第１のサンプル・ホールド回路と、前記第１の発光素子を発光駆動するために前記第１のサンプル・ホールド回路の出力電圧に応じた電流値を有する第１の駆動電流を生成する第１の駆動電流生成回路と、前記第１の駆動電流を再設定するために前記第１のモニタ電圧生成回路の前記第１のオン／オフ・スイッチをオフ状態からオン状態に切り替えた直後に、前記第１のモニタ電圧生成回路より出力される前記第１のモニタ電圧を監視し、前記第１のモニタ電圧が前記第１の基準電圧の近傍に到達したタイミングを検出して前記第１のサンプル・ホールド回路を前記ホールド・モードから前記サンプリング・モードに切り替える第１のモード切替回路と、前記第２の発光素子が発光するときに前記受光素子の光電流またはそれに比例した第２の出力電流が流れる第２のモニタ抵抗と前記第２の出力電流の通電／遮断を切り替えるための第２のオン／オフ・スイッチとを有し、前記第２のモニタ抵抗の電圧降下に応じた第２のモニタ電圧を出力する第２のモニタ電圧生成回路と、前記第２のモニタ電圧生成回路の出力電圧と前記第２の発光素子の光出力の設定値に対応する第２の基準電圧とを比較して、その差分に応じた誤差電圧を発生する第２の誤差増幅回路と、入力端子が前記第２の誤差増幅回路の出力端子に接続され、前記第２の誤差増幅回路からの誤差電圧をサンプリングして出力するサンプリング・モードまたは現時の入力電圧に関係なく出力電圧を保持するホールド・モードのいずれかに選択的に切替可能な第２のサンプル・ホールド回路と、前記第２の発光素子を発光駆動するために前記第２のサンプル・ホールド回路の出力電圧に応じた電流値を有する第２の駆動電流を生成する第２の駆動電流生成回路と、前記第２の駆動電流を再設定するために前記第２のモニタ電圧生成回路の前記第２のオン／オフ・スイッチをオフ状態からオン状態に切り替えた直後に、前記第２のモニタ電圧生成回路より出力される前記第２のモニタ電圧を監視し、前記第２のモニタ電圧が前記第２の基準電圧の近傍に到達したタイミングを検出して前記第２のサンプル・ホールド回路を前記ホールド・モードから前記サンプリング・モードに切り替える第２のモード切替回路とを有する。

また、本発明の他の観点における発光素子駆動装置は、選択的に発光する発光素子の光出力を光電流に変換するための受光素子と、前記発光素子が発光するときに前記受光素子の光電流またはそれに比例した第１の出力電流が選択的に流れる第１のモニタ抵抗を有し、前記第１のモニタ抵抗の電圧降下に応じた第１のモニタ電圧を出力する第１のモニタ電圧生成回路と、前記第１のモニタ電圧生成回路の出力電圧と前記発光素子の光出力の設定値に対応する第１の基準電圧とを比較して、その差分に応じた誤差電圧を発生する第１の誤差増幅回路と、入力端子が前記第１の誤差増幅回路の出力端子に接続され、前記第１の誤差増幅回路からの誤差電圧をサンプリングして出力するサンプリング・モードまたは現時の入力電圧に関係なく出力電圧を保持するホールド・モードのいずれかに選択的に切替可能な第１のサンプル・ホールド回路と、前記発光素子を発光駆動するために前記第１のサンプル・ホールド回路の出力電圧に応じた電流値を有する駆動電流を生成する駆動電流生成回路と、前記発光素子が発光するときに前記受光素子の光電流またはそれに比例した第２の出力電流が選択的に流れる第２のモニタ抵抗を有し、前記第２のモニタ抵抗の電圧降下に応じた第２のモニタ電圧を出力する第２のモニタ電圧生成回路と、前記第２のモニタ電圧生成回路の出力電圧と前記発光素子の閾電流値付近に選ばれるバイアス電流設定値に対応する第２の基準電圧とを比較して、その差分に応じた誤差電圧を発生する第２の誤差増幅回路と、入力端子が前記第２の誤差増幅回路の出力端子に接続され、前記第２の誤差増幅回路からの誤差電圧をサンプリングして出力するサンプリング・モードまたは現時の入力電圧に関係なく出力電圧を保持するホールド・モードのいずれかに選択的に切替可能な第２のサンプル・ホールド回路と、前記発光素子をバイアスするために前記第２のサンプル・ホールド回路の出力電圧に応じた電流値を有するバイアス電流を生成するバイアス電流生成回路と、前記発光素子が発光するときに、前記第１のモニタ抵抗に前記第１の出力電流を流すための第１のスイッチ位置もしくは前記第２のモニタ抵抗に前記第２の出力電流を流すための第２のスイッチ位置に切替可能な切替スイッチと、前記駆動電流を再設定するために前記切替スイッチを前記第１のスイッチ位置に切り替えた直後に、前記第１のモニタ電圧生成回路より出力される前記第１のモニタ電圧を監視し、前記第１のモニタ電圧が前記第１の基準電圧の近傍に到達したタイミングを検出して前記第１のサンプル・ホールド回路を前記ホールド・モードから前記サンプリング・モードに切り替える第１のモード切替回路と、前記バイアス電流を再設定するために前記切替スイッチを前記第２のスイッチ位置に切り替えた直後に、前記第２のモニタ電圧生成回路より出力される前記第２のモニタ電圧を監視し、前記第２のモニタ電圧が前記第２の基準電圧の近傍に到達したタイミングを検出して前記第２のサンプル・ホールド回路を前記ホールド・モードから前記サンプリング・モードに切り替える第２のモード切替回路とを有する。

本発明の発光素子駆動装置によれば、上記のような構成および作用を有することにより、発光素子に無意味な過電流を与えずに効率的にＡＰＣ動作を行うことができる。

以下、添付図を参照して本発明の好適な一実施形態を説明する。

図１に、本発明の一実施形態による発光素子駆動装置の回路構成を示す。この発光素子駆動装置は、多チャネル発光素子の一例として２チャネルのレーザダイオードＬＤ_A，ＬＤ_Bを駆動する２チャネル・レーザダイオード駆動装置として構成されており、各々独立に動作可能な２つのＬＤ駆動部１０Ａ，１０ＢとＡＰＣ選択回路５０とを備えている。

第１チャネルのレーザダイオードＬＤ_Aを駆動するための第１ＬＤ駆動部１０Ａは、電圧−電流変換回路（駆動電流生成回路）１２Ａと、スイッチング回路１４Ａと、フォトダイオードＰＤと、モニタ電圧生成回路１６Ａと、誤差増幅回路１８Ａと、Ｓ／Ｈ（サンプル・ホールド）回路２０Ａと、タイミング生成回路（モード切替回路）２２Ａとで構成される。

第２チャネルのレーザダイオードＬＤ_Bを駆動するための第２ＬＤ駆動部１０Ｂは、電圧−電流変換回路（駆動電流生成回路）１２Ｂと、スイッチング回路１４Ｂと、フォトダイオードＰＤと、モニタ電圧生成回路１６Ｂと、誤差増幅回路１８Ｂと、Ｓ／Ｈ回路２０Ｂと、タイミング生成回路（モード切替回路）２２Ｂとで構成される。

フォトダイオードＰＤは、第１チャネルのレーザダイオードＬＤ_Aの発生するレーザ光および第２チャネルのレーザダイオードＬＤ_Bの発生するレーザ光のいずれも受光できるようになっており、第１ＬＤ駆動部１０ＡのＡＰＣと第２ＬＤ駆動部１０ＢのＡＰＣとに時分割的に共用される。後述するように、ＡＰＣ選択回路５０の制御の下で双方のモニタ電圧生成回路１６Ａ，１６Ｂに備わっているオン・オフ／スイッチ２８（図２）を非同時的にオンさせることで、第１ＬＤ駆動部１０Ａおよび第２ＬＤ駆動部１０ＢはそれぞれのＡＰＣ動作を時分割的または順番に行えるようになっている。

第１ＬＤ駆動部１０Ａにおいて、モニタ電圧生成回路１６Ａは、たとえば図２に示すようなカレントミラー回路を有している。より詳細には、このカレントミラー回路は一対のＰＮＰトランジスタ２４，２６によって構成され、一方のＰＮＰトランジスタ２４と直列にフォトダイオードＰＤが接続され、他方のトランジスタ２６と直列にオン／オフ・スイッチ２８およびモニタ抵抗３０が接続されている。ここで、オン／オフ・スイッチ２８は後述するＡＰＣ選択回路５０からのＡＰＣ選択信号ＦＡによってオン／オフ制御され、たとえばＦＡ＝Ｈレベルのときはオン状態となり、ＦＢ＝Ｌレベルのときはオフ状態となる。カレントミラー比をＮ、モニタ抵抗３０の抵抗値をＲ₃₀とすると、第１チャネルのレーザダイオードＬＤ_A（図１）が発光し、かつオン／オフ・スイッチ２８がオンになっている時は、モニタ抵抗３０にＮＩ_PDで表される出力電流が流れ、モニタ抵抗３０の端子よりＲ₃₀＊ＮＩ_PDで表されるモニタ電圧Ｖ_Aが取り出される。

図１に戻り、誤差増幅回路１８Ａは、演算増幅器からなり、モニタ電圧生成回路１６Ａより出力されるモニタ電圧Ｖ_Aを一方（負極性）の入力端子に入力するとともに、基準電圧発生回路（図示せず）からのＡＰＣ基準電圧Ｖ_Pを他方（正極性）の入力端子に入力し、両入力電圧Ｖ_A，Ｖ_Pの差分に応じた誤差電圧Ｖ_EAを出力する。Ｓ／Ｈ回路２０Ａは、誤差増幅回路１８Ａからの誤差電圧Ｖ_EAをサンプリングし、ホールドする。

より詳しくは、Ｓ／Ｈ回路２０Ａは、後述するタイミング生成回路２２Ａの出力信号（モード切替信号）ＴＡによりモードを切り替えられ、たとえばＴＡ＝Ｈレベルのときはサンプリング・モードとなり、ＴＡ＝Ｌレベルのときはホールド・モードとなるように構成されている。サンプリング・モードでは、誤差増幅回路１８Ａからの誤差電圧Ｖ_EAをサンプリングし、サンプリングした誤差電圧Ｖ_EAをそのまま制御電圧Ｖ_CAとして、あるいは所定の中心電圧に誤差電圧Ｖ_EAを加算したものを制御電圧Ｖ_CAとして出力する。ホールド・モードでは、現時の入力電圧に関係なくそれまでの制御電圧（出力電圧）Ｖ_CAを保持する。なお、上記中心電圧を誤差増幅回路１８Ａの出力電圧に持たせることも可能である。

電圧−電流変換回路１２Ａは、Ｓ／Ｈ回路２０Ａからの制御電圧Ｖ_CAに応じた電流値を有する駆動電流またはスイッチング電流Ｉ_SAを生成する。電圧−電流変換回路１２ＡとレーザダイオードＬＤ_Aとの間に直列に接続されているスイッチング回路１４Ａは、高周波数でオン・オフ動作の可能なスイッチング素子からなり、電圧−電流変換回路１２Ａからのスイッチング電流Ｉ_SAを入力し、二値信号またはパルス信号として与えられる入力信号ＤＳ_Aに応じて、ＤＳ_A＝Ｈレベルのときはスイッチング電流Ｉ_SAをレーザダイオードＬＤ_Aへ流し、ＤＳ_A＝Ｌレベルのときはスイッチング電流Ｉ_SAを遮断するようになっている。なお、レーザダイオードＬＤ_Aはカソード接地型であり、そのカソード端子が負極側の電源電圧端子Ｖ_SSに接続され、アノード端子がスイッチング回路１４Ａの出力端子に接続されている。

タイミング生成回路２２Ａは、ＡＰＣ選択回路５０からのＡＰＣ選択信号ＦＡに応動してＳ／Ｈ回路２０Ａのモードを切り替える回路であり、特にＡＰＣ動作の開始直後は、モニタ電圧生成回路１６Ａより出力されるモニタ電圧Ｖ_Aを監視し、モニタ電圧Ｖ_Aが基準電圧Ｖ_Pの近傍まで上昇したタイミングを検出してＳ／Ｈ回路２０Ａに対する出力信号ＴＡをＬレベルからＨレベルに切り替え、Ｓ／Ｈ回路２０Ａをそれまでのホールド・モードからサンプリング・モードに切り替えるように構成されている。

図３に、タイミング生成回路２２Ａの一構成例を示す。この構成例のタイミング生成回路２２Ａは、モニタ電圧生成回路１６Ａ（図１，図２）からのモニタ電圧Ｖ_Aを入力して、モニタ電圧Ｖ_Aの微分波形を表す出力電圧を生成する微分回路３２と、この微分回路３２の出力電圧を入力し、その電圧が零近傍まで下がった時に出力信号ＴＡをＬレベルからＨレベルに切り替える出力回路３４とを有している。

より詳しくは、微分回路３２は、コンデンサ３６と抵抗３８とを直列に接続して構成され、抵抗３８の両端間の電圧を微分回路３２の出力電圧とする。また、出力回路３４は、コンパレータ４０とアンドゲート４２とで構成される。ここで、コンパレータ４０の正極側の入力端子（＋）に抵抗３８の一方の端子が接続されるとともに、コンパレータ４０の負極側の入力端子（−）に抵抗３８の他方の（コンデンサ３６側）の端子が接続され、コンパレータ４０の出力端子がアンドゲート４２の一方の入力端子に接続される。アンドゲート４２の他方の入力端子にはＡＰＣ選択回路５０（図１）からのＡＰＣ選択信号ＦＡが与えられる。アンドゲート４２の出力端子はＳ／Ｈ回路２０Ａ（図１）内に備わっているモード切替スイッチ（図示せず）に接続される。

さらに、コンパレータ４０の入力に所定のバイアスを与えるためのバイアス回路４４も設けられている。図示のバイアス回路４４は、正極側の電源電圧端子Ｖ_CCと負極側の電源電圧端子Ｖ_SSとの間に直列に接続された２つの抵抗４６，４８からなり、両抵抗４６，４８間のノードＭが微分回路３２の抵抗３８の一方の端子とコンパレータ４０の正極側入力端子（＋）とに接続される。このタイミング生成回路２２Ａの作用は、以下に述べる第１ＬＤ駆動部１０Ａの全体の作用の中で詳しく説明する。

次に、図１〜図３および図５を参照して第１ＬＤ駆動部１０Ａの作用を説明する。なお、図５は、図１〜図３の２チャネル・レーザダイオード駆動装置のＡＰＣ動作におけるモニタ電圧（Ｖ_A，Ｖ_B）および制御電圧（Ｖ_CA，Ｖ_CB）の波形（シミュレーション波形）の一例を示す。

第１ＬＤ駆動部１０ＡでＡＰＣ動作が行われない間（図５の時点ｔ_sより前）は、ＡＰＣ選択回路５０（図１）よりＡＰＣ選択信号ＦＡがＬレベル（ディセーブル状態）で与えられる。これにより、モニタ電圧生成回路１６Ａのオン／オフ・スイッチ２８（図２）がオフしており、第１チャネルのレーザダイオードＬＤ_Aが発光してもモニタ電圧生成回路１６Ａよりモニタ電圧Ｖ_Aは生成されず、モニタ電圧生成回路１６Ａの出力電圧として負極側電源電圧Ｖ_SS（たとえば零ボルト）が誤差増幅回路１８Ａに与えられる。

また、タイミング生成回路２２Ａは、アンドゲート４２の一方の入力端子に入力されるＡＰＣ選択信号ＦＡがＬレベルなので、アンドゲート４２の出力信号ＴＡをＬレベルに保つ。Ｓ／Ｈ回路２０Ａは、タイミング生成回路２２Ａの出力信号ＴＡがＬレベルなので、ホールド・モードの状態にあり、その入力電圧に関係なく出力電圧（制御電圧）Ｖ_CAを保持する。したがって、電圧−電流変換回路１２Ａは、Ｓ／Ｈ回路１８Ａより与えられる一定の制御電圧Ｖ_SHに応じた電流値を有するスイッチング電流Ｉ_SAを生成する。スイッチング回路１４Ａは定常動作モードで与えられる入力信号ＤＳ_Aに応じてスイッチング動作し、入力信号ＤＳ_AがＨレベルのときにスイッチング回路１４Ａがオンして電圧−電流変換回路１２Ａからのスイッチング電流Ｉ_SAが第１チャネルのレーザダイオードＬＤ_Aに供給され、該レーザダイオードＬＤ_Aが発光する。

なお、タイミング生成回路２２Ａ内では、モニタ電圧生成回路１６Ａよりモニタ電圧Ｖ_Aは入力されず、微分回路３２のコンデンサ３６が入力電圧つまり負極側電源電圧Ｖ_SSを直流的に遮断しており、バイアス回路４４を流れる電流の一部（ｍＡオーダ以下の微小電流）がノードＭから微分回路３２の抵抗３８を通ってコンパレータ４０の負極側入力端子（−）に流れ込む。これにより、コンパレータ４０は、負極側入力端子（−）の入力電圧よりも正極側入力端子（＋）の入力電圧が抵抗３８の電圧降下分だけ高くなっており、その出力端子にＨレベルの信号を出力している。

ＡＰＣ選択回路５０は、第１ＬＤ駆動部１０ＡにＡＰＣ動作を行わせるときに、ＡＰＣ選択信号ＦＡをそれまでのＬレベルからＨレベル（イネーブル状態）に切り替える。なお、ＡＰＣ動作のために、たとえば入力信号ＤＳ_A側の入力端子をＨレベルに固定して、スイッチング回路１４Ａを強制的にオン状態にする。

ＡＰＣ選択信号ＦＡがＨレベルになると、モニタ電圧生成回路１６Ａでは、オン／オフ・スイッチ２８（図２）がオンし、第１チャネルのレーザダイオードＬＤ_Aの発生する光が一定の比率でフォトダイオードＰＤにより光電流Ｉ_PDに変換され、この光電流Ｉ_PDが一定の比率でモニタ電圧Ｖ_Aに変換される。この場合、オン／オフ・スイッチ２８（図２）がオンしてからモニタ抵抗３０を流れる出力電流はそれまでの電流値（零アンペア）から増大し、図５に示すようにモニタ電圧Ｖ_Aは負極側電源電圧Ｖ_SSの電圧レベル（零ボルト）から上昇する。このように負極側電源電圧Ｖ_SSの電圧レベル（零ボルト）から正方向の立ち上がりを開始するモニタ電圧Ｖ_Aが、誤差増幅回路１８Ａの反転入力端子（−）に入力されるとともに、タイミング生成回路２２Ａにも入力される。

タイミング生成回路２２Ａにおいては、モニタ電圧生成回路１６Ａからのモニタ電圧Ｖ_Aが上記のような立ち上がり遷移を始めると、微分回路３４のコンデンサ３６および抵抗３８にモニタ電圧Ｖ_Aの微分波形を表す正極性の過渡電流Ｉ_Cが流れ、抵抗３８の両端間にそのコンデンサ３６に接続された端子がその反対側の端子よりも高電位となるような電圧降下が生じる。この時にも、抵抗３８にはバイアス回路４４から逆方向のバイアス電流が流れるが、このバイアス電流を過渡電流Ｉ_Cに比して無視できるほど微小な電流に設定することができる。こうして、微分回路３４の抵抗３８よりモニタ電圧Ｖ_Aの微分波形を表す正極性の出力電圧がコンパレータ４０の両入力端子（＋），（−）に入力されることになり、コンパレータ４０の出力はそれまでのＨレベルからＬレベルに変わる。アンドゲート４２は、一方の入力端子に入力されるＡＰＣ選択信号ＦＡがＨレベルになっても、それと略同時に他方の入力端子に入力されるコンパレータ４０の出力信号がＨレベルからＬレベルに変わるので、出力信号ＴＡをそれまでの論理レベルつまりＬレベルに保つ。

上記のように、ＡＰＣ動作を開始させるためＡＰＣ選択信号ＦＡがＨレベルになると、直ちにモニタ電圧生成回路１６Ａよりモニタ電圧Ｖ_Aが生成され、誤差増幅回路１８Ａよりモニタ電圧Ｖ_Aと基準電圧Ｖ_Pとの差分に応じた誤差電圧Ｖ_EAが出力されるものの、Ｓ／Ｈ回路２０Ａに与えられるタイミング生成回路２２Ａの出力信号ＴＡがそれまでの論理レベル（Ｌレベル）をしばらく保つため、その間は図５に示すようにＳ／Ｈ回路２０Ａの出力電圧（制御電圧）Ｖ_CAはそれまでと同じ値を保つ。こうして、前回のＡＰＣ動作で再設定された電流値のスイッチング電流Ｉ_SAにより今回のＡＰＣ動作におけるレーザダイオードＬＤ_Aの発光が開始され、モニタ電圧Ｖ_Aが基準電圧Ｖ_Pに到達するまでモニタ電圧Ｖ_Aを上昇させる閉ループのフィードバック制御動作が第１ＬＤ駆動部１０Ａ内で行われる。

そして、タイミング生成回路２２Ａにおいて、微分回路３４を流れる正極性の過渡電流Ｉ_Cが零付近まで減少して抵抗３８の電圧降下の極性が反転すると、つまり厳密にはバイアス回路４４より抵抗３８に供給される逆方向のバイアス電流よりも過渡電流Ｉ_Cが小さくなると、コンパレータ４０の出力信号がそれまでのＬレベルからＨレベルに変わる。すると、アンドゲート４２の出力信号ＴＡがそれまでのＬレベルからＨレベルに変わり、これに応答してＳ／Ｈ回路２０Ａがホールド・モードからサンプリング・モードに切り換わる。サンプリング・モードに切り換わると、Ｓ／Ｈ回路２０Ａは誤差増幅回路１８Ａからの誤差電圧Ｖ_EAをサンプリングして取り込み、誤差電圧Ｖ_EAに応じてその出力電圧（制御電圧）Ｖ_CAをリアルタイムで更新する。

通常は、サンプリング・モードに切り換わった時、モニタ電圧Ｖ_Aは基準電圧Ｖ_Sよりも僅かに低いレベルに到達しているので、誤差電圧Ｖ_EAは正極性の値を示し、図５に示すようにＳ／Ｈ回路２０Ａの出力電圧（制御電圧）Ｖ_CAが（図５の時点ｔ_aで）それまでの定常値よりも少し上昇する。この制御電圧Ｖ_CAの僅かな上昇に応動して電圧−電流変換回路１２Ａより出力されるスイッチング電流Ｉ_SAが僅かに増大し、レーザダイオードＬＤ_Aの光出力が僅かに上昇し、ひいてはモニタ電圧Ｖ_Aが僅かに増大する。そして、モニタ電圧Ｖ_Aが基準電圧Ｖ_Pを超えて誤差電圧Ｖ_EAが正極性から負極性に変わるや否や、制御電圧Ｖ_CAは下降に転じてスイッチング電流Ｉ_SAが減少し、レーザダイオードＬＤ_Aの光出力ひいてはモニタ電圧Ｖ_Aが減少または下降し、速やかに基準電圧Ｖ_Pに限りなく近づく（図５の時点ｔ_b）。こうして第１ＬＤ駆動部１０Ａにおける閉ループのフィードバック制御動作が平衡状態に達する。

ＡＰＣ選択回路５０は、ＡＰＣ動作が完了する頃合（図５の時点ｔ_b）を見計らって、ＡＰＣ開始時点（ｔ_s）から一定時間経過後にＡＰＣ制御信号ＦＡをＨレベルからＬレベルに戻す。そうすると、タイミング生成回路２２Ａの出力信号ＴＡがＨレベルからＬレベルに変わって、Ｓ／Ｈ回路２０Ａがサンプリング・モードからホールド・モードに切り換わる。これにより、Ｓ／Ｈ回路２０Ａの出力電圧（制御電圧）Ｖ_CAひいてはスイッチング電流Ｉ_SAの電流値が平衡状態のときの値つまりレーザダイオードＬＤ_Aの光出力が設定出力に等しくなっているときの値に固定または再設定される。

このように、この実施形態では、ＡＰＣ動作を開始してからモニタ電圧Ｖ_Aが基準電圧Ｖ_P近傍に到達するまではＳ／Ｈ回路２０Ａをホールド・モードのままにしておいてＡＰＣ動作開始前と同じ電流値（前回のＡＰＣ動作で再設定した電流値）のスイッチング電流Ｉ_SAでレーザダイオードＬＤ_Aを駆動し、モニタ電圧Ｖ_Aが基準電圧Ｖ_P近傍に到達してからＳ／Ｈ回路２０Ａをサンプリング・モードに切り替えて閉ループのフィードバック制御動作を開始させるので、ＡＰＣ動作中に制御電圧Ｖ_CAを上げ下げする幅（図５の誤サンプル電圧）が非常に小さく、ＡＰＣ動作の開始から完了までの所要時間（図５のＡＰＣ期間）を短縮できるとともに、ＡＰＣのためにレーザダイオードＬＤ_Aに実質的な過電流を流すこともないのでレーザダイオード特性の劣化や信頼性の低下を防止できる。

なお、モニタ電圧Ｖ_Aが十分に立ち上がるまで一定時間Ｓ／Ｈ回路２０Ａの動作を遅延させることによってＡＰＣ動作における制御電圧Ｖ_CAの変動幅を小さくする手法も考えられる。しかしながら、モニタ電圧Ｖ_Aの立ち上がり時間はアプリケーションから決定されるフォトダイオードＰＤの光電流Ｉ_PDの電流値やモニタ抵抗３０の抵抗値Ｒ₃₀に依存しており、一定時間の遅延では対策として不十分であり、問題の解決には適さない。本発明のように、アプリケーションに応じてＳ／Ｈ回路路２０Ａのサンプリング動作をモニタ電圧Ｖ_Aが制御電圧Ｖ_CA近傍に到達するまで遅らせる手法によって、制御電圧Ｖ_CAの変動を最小限に抑え、ＡＰＣ期間を最短にすることができる。しかも、この実施形態では、複雑なアナログ演算回路を必要とすることなく、微分回路やコンパレータ等の比較的簡易な回路で実現している。

第２ＬＤ駆動部１０Ｂは、上記した第１ＬＤ駆動部１０Ａと同様の構成および作用を有する。すなわち、第２ＬＤ駆動部１０Ｂにおける電圧−電流変換回路１２Ｂ、スイッチング回路１４Ｂ、モニタ電圧生成回路１６Ｂ、誤差増幅回路１８Ｂ、Ｓ／Ｈ回路２０Ｂおよびタイミング生成回路２２Ｂが、第１ＬＤ駆動部１０Ａにおける電圧−電流変換回路１２Ａ、スイッチング回路１４Ａ、モニタ電圧生成回路１６Ａ、誤差増幅回路１８Ａ、Ｓ／Ｈ回路２０Ａおよびタイミング生成回路２２Ａにそれぞれ対応する。また、第２チャネルのレーザダイオードＬＤ_Bは第１チャネルのレーザダイオードＬＤ_Aに対応する。もっとも、両レーザダイオードＬＤ_A，ＬＤ_Bの特性変化が違うこともあり、その限りでＡＰＣループ内の各部の値、たとえばモニタ電圧（Ｖ_A，Ｖ_B）、誤差電圧（Ｖ_EA，Ｖ_EB）、Ｓ／Ｈ回路２０Ａ，２０Ｂの出力電圧または制御電圧（Ｖ_CA，Ｖ_CB）、スイッチング電流（Ｉ_SA，Ｉ_SB）等が相違し、ひいてはＡＰＣ所要時間が相違することもある。

通常、ＡＰＣ動作は一定期間内に第１チャネル、第２チャネルの順またはその逆の順に実行される。たとえば、レーザ印字ヘッドにおいては、連続するライン走査の合間の期間内に両チャネルのＡＰＣ動作が順次実行される。そして、ＡＰＣ動作の終了後に、第１および第２ＬＤ駆動部１０Ａ，１０Ｂは定常動作モードまたはデータモードに移行し、それぞれの入力信号ＤＳ_A，ＤＳ_Bに応じて個別的または同時にレーザダイオードＬＤ_A，ＬＤ_Bを発光駆動する。その際、レーザダイオードＬＤ_A，ＬＤ_Bは、当該ライン走査の直前に行われたＡＰＣ動作で再設定されたスイッチング電流Ｉ_SA，Ｉ_SBによってそれぞれ駆動される。

図４に、図３のタイミング生成回路２２Ａ（２２Ｂ）のより具体的な回路構成例を示す。バイアス回路４４は、ＰＭＯＳトランジスタ５２，５４、ＮＭＯＳトランジスタ５６，５８および抵抗６０からなる定電流回路として構成されている。より詳しくは、正極側電源電圧端子Ｖ_CCと負極側電源電圧端子Ｖ_SSとの間にＰＭＯＳトランジスタ５２と抵抗６０とＮＭＯＳトランジスタ５６とが直列に接続され、各トランジスタ５２，５８においてはゲートとドレインがダイオード接続される。また、正極側電源電圧端子Ｖ_CCと負極側電源電圧端子Ｖ_SSとの間にＰＭＯＳトランジスタ５４とＮＭＯＳトランジスタ５８とが直列に接続され、トランジスタ５４，５８のゲートがトランジスタ５２，５６のゲートにそれぞれ接続されるとともに、トランジスタ５４，５８のそれぞれのドレインの間にノードＭが設けられる。

コンパレータ４０は、差動入力部６２、増幅部６４およびインバータ６６からなる。ここで、差動入力部６２は、ＰＮＰトランジスタ６８，７０と、ＮＰＮトランジスタ７２，７４と、定電流源回路７６とで構成される。より詳しくは、正極側電源電圧端子Ｖ_CCと負極側電源電圧端子Ｖ_SSとの間にＰＮＰトランジスタ６８とＮＰＮトランジスタ７２と定電流源回路７６とが直列に接続されるとともに、ＰＮＰトランジスタ７０とＮＰＮトランジスタ７４と定電流源回路７６とが直列に接続され、ＮＰＮトランジスタ７２，７４のベースに反転入力端子（−）、非反転入力端子（＋）がそれぞれ接続される。この差動入力部６２においては、ＰＮＰトランジスタ６８、ＮＰＮトランジスタ７２を直列に流れる電流Ｉ_aと、ＰＮＰトランジスタ７０、ＮＰＮトランジスタ７４を直列に流れる電流Ｉ_bとが合流して（足し合わさって）定電流源回路７６の定電流Ｉ_c（Ｉ_c＝Ｉ_a＋Ｉ_b）になる。

増幅部６４は、ＰＮＰトランジスタ７８，８０とＮＰＮトランジスタ８２，８４とで構成される。より詳しくは、ＰＮＰトランジスタ７８，８０はそれぞれ差動入力部６２のＰＮＰトランジスタ６８，７０とカレントミラー回路を構成し、ＮＰＮトランジスタ８２，８４がそれぞれＰＮＰトランジスタ７８，８０と直列に接続される。さらに、ＮＰＮトランジスタ８２のベースおよびドレインとＮＰＮトランジスタ８２のベースが共通接続され、両ＰＮＰトランジスタ８２，８４にはそれぞれｎＩ_a，ｎＩ_bで表される電流が流れる。ここで、ｎはカレントミラー比である。また、ＰＮＰトランジスタ７８のドレインとＮＰＮトランジスタ８２のドレインとの間に設けられるノードＪがインバータ６６の入力端子に接続される。インバータ６６の出力端子は、コンパレータ４０の出力端子としてアンドゲート４２の一方の入力端子に接続される。

このコンパレータ４０において、入力電圧であるモニタ電圧Ｖ_Aが立ち上がっていない時は、つまり微分回路３２に正極性の電流Ｉ_cが流れていない時は、バイアス回路４４より差動入力部６２の入力トランジスタ７４のベースには比較的大きなバイアス電流が供給され、入力トランジスタ７２のベースには非常に小さなバイアス電流が供給される。これにより、トランジスタ７４を流れる電流Ｉ_bに比して格段に小さな電流Ｉ_aがトランジスタ７２を流れ、出力トランジスタ８２を流れる電流ｎＩ_aも小さく、インバータ６６の出力端子にはＨレベルの出力電圧が現れる。

しかし、入力電圧であるモニタ電圧Ｖ_Aの立ち上がり遷移中は、つまり微分回路３２に正極性の過渡電流Ｉ_cが流れている間は、抵抗３８を通じて入力トランジスタ７４のベース電圧よりも入力トランジスタ７２のベース電圧が相対的に高くなることにより、両入力トランジスタ７２，７４をそれぞれ流れる電流Ｉ_a，Ｉ_bの大小関係がそれまでとは逆転し、出力トランジスタ８２を流れる電流ｎＩ_aが大きくなり、インバータ６６の出力端子にはＬレベルの出力電圧が現れる。

このように、この実施例では、コンパレータ４０内のトランジスタ、特に差動入力部６２の入力トランジスタ７２，７４をバイポーラ・トランジスで構成しているので、バイアス回路４４を電流バイアス回路として働かせ、高速応答または高感度のコンパレータ動作を行えるようにしている。

ここで、この実施形態のＡＰＣ動作における作用効果の理解を容易にするため、この実施形態における２チャネル・レーザダイオード駆動装置（図１）からタイミング生成回路２２Ａ，２２Ｂを除いた装置構成を図６に示し、この図６の装置構成のＡＰＣ動作におけるモニタ電圧（Ｖ_A，Ｖ_B）および制御電圧（Ｖ_CA，Ｖ_CB）の波形を図７に示す。

図６の装置構成においては、ＡＰＣ選択回路５０からのＡＰＣ選択信号ＦＡ，ＦＢがモニタ電圧生成回路１６Ａ，１６Ｂに与えられるのと同じタイミングでＳ／Ｈ回路２０Ａ，２０Ｂにも直接与えられる。このため、ＡＰＣ動作の開始直後に、モニタ電圧生成回路１６Ａ，１６Ｂよりモニタ信号Ｖ_A，Ｖ_Bが出力されるのと同時に、Ｓ／Ｈ回路２０Ａ，２０Ｂがそれまでのホールド・モードからサンプリング・モードに切り換わって、閉ループのフィードバック制御動作が開始される。これにより、結果的にはＡＰＣ動作の前後で制御電圧（Ｖ_CA，Ｖ_CB）が殆ど変わっていない場合でも、図７に示すように、毎回必ず制御電圧の大幅な上げ下げ（つまり駆動電流の大幅な増減）が行われる。このため、ＡＰＣ動作においてレーザダイオードＬＤ_A，ＬＤ_Bに過電流が流れるとともに、ＡＰＣ期間（ＡＰＣ所要時間）が長くなる。

上記した実施形態は２チャネルのレーザダイオードＬＤ_A，ＬＤ_Bを駆動する装置に係るものであったが、本発明は３チャネル以上のレーザダイオードを駆動する多チャネル・レーザダイオード駆動装置にも適用可能である。

さらに、本発明は、たとえば図８に示すようなバイアス電流供給回路およびバイアスＡＰＣ機能を備えるレーザダイオード駆動装置にも適用可能である。

図８において、このレーザダイオード駆動装置は、レーザダイオードＬＤを発光駆動するためのＬＤ駆動部１０と、このレーザダイオードＬＤにバイアス電流を供給するためのバイアス電流供給部１００と、電流加算回路１２０と、ＡＰＣ切替スイッチ１２２と、ＡＰＣ選択回路１２４とを有する。

ＬＤ駆動部１０は、上記した２チャネル・レーザダイオード駆動装置（図１）における第１ＬＤ駆動部１０Ａまたは第２ＬＤ駆動部１０Ｂに相当するものであり、電圧−電流変換回路１２と、スイッチング回路１４と、フォトダイオードＰＤと、モニタ電圧生成回路１６と、誤差増幅回路１８と、Ｓ／Ｈ回路２０と、タイミング生成回路（モード切替回路）２２とで構成される。ＬＤ駆動部１０の各部における電圧、電流または信号、特にモニタ電圧Ｖ_M、誤差電圧Ｖ_EM、制御電圧Ｖ_CM、スイッチング電流Ｉ_S、モード切替信号ＴＭは、たとえば第１ＬＤ駆動部１０Ａ（図１）におけるモニタ電圧Ｖ_A、誤差電圧Ｖ_EA、制御電圧Ｖ_CA、スイッチング電流Ｉ_SA、モード切替信号ＴＡにそれぞれ対応する。

バイアス電流供給部１００は、レーザダイオードＬＤにその閾電流値Ｉ_TH付近に設定された直流のバイアス電流を注入する。すなわち、一般にレーザダイオードの駆動電流−光出力特性には発振閾値または閾電流値Ｉ_THと称される変曲点が存在し、この閾電流値Ｉ_TH以上の駆動（注入）電流によってレーザ発振（発光）する。このため、レーザダイオードＬＤを発光させるために、駆動電流Ｉ_Sを零から増加させたならば、スイッチング電流つまり駆動電流Ｉ_Sが閾電流値Ｉ_THを越えた時点からレーザ発振（発光）が開始する。つまり、スイッチング電流Ｉ_Sが閾電流値Ｉ_THに達するまでの遅れ時間が存在する。そこで、レーザダイオードＬＤに閾電流値Ｉ_TH付近に設定された直流のバイアス電流Ｉ_bを注入しておいて、パルス期間中はバイアス電流Ｉ_bに上積みする形で一定電流値のスイッチング電流Ｉ_Sを供給（注入）して、レーザダイオードＬＤの光出力をスイッチング電流Ｉ_Sに追随させて高速に立ち上げるようにしている。

バイアス電流供給部１００は、フォトダイオードＰＤと、モニタ電圧生成回路１０２と、誤差増幅回路１０４と、Ｓ／Ｈ回路１０６と、電圧−電流変換回路１０８と、タイミング生成回路（モード切替回路）１１０とで構成される。

フォトダイオードＰＤは、ＬＤ駆動部１０とバイアス電流供給部１００とで時分割的に共用される。すなわち、ＬＤ駆動部１０でスイッチング電流Ｉ_Sの電流値を再設定するためのＡＰＣ動作が行われるときは、ＡＰＣ選択回路５０によりＡＰＣ切替スイッチ１２２が端子s側に切り替えられ、フォトダイオードＰＤはＬＤ駆動部１０のモニタ電圧生成回路１６に接続される。また、バイアス電流供給部１００でバイアス電流Ｉ_bを再設定するためのバイアスＡＰＣ動作が行われるときは、ＡＰＣ選択回路５０によりＡＰＣ切替スイッチ１２２が端子ｂ側に切り替えられ、フォトダイオードＰＤはバイアス電流供給部１００のモニタ電圧生成回路１０２に接続される。

バイアス電流供給部１００において、モニタ電圧生成回路１０２は、正極側電源電圧端子Ｖ_CCと負極側電源電圧端子Ｖ_SSとの間でＡＰＣ切替スイッチ１２２を介してフォトダイオードＰＤと直列に接続可能なＰＮＰトランジスタ１２６と、このＰＮＰトランジスタ１２６とカレントミラー回路を構成するＰＮＰトランジスタ１２８と、正極側電源電圧端子Ｖ_CCと負極側電源電圧端子Ｖ_SSとの間でＰＮＰトランジスタ１２８と直列に接続されるモニタ抵抗１３０とで構成される。バイアスＡＰＣ動作において、レーザダイオードＬＤが発光し、その光出力に応じた光電流Ｉ_PDがフォトダイオードＰＤに流れると、モニタ抵抗１３０の正極側端子よりＶ_M＝Ｒ₁₃₀・ｎＩ_PDで表されるモニタ電圧Ｖ_mが出力されるようになっている。ここで、Ｒ₁₃₀はモニタ抵抗１３０の抵抗値であり、ｎはカレントミラー比である。

誤差増幅回路１０４は、演算増幅器からなり、モニタ電圧生成回路１０２より出力されるモニタ電圧Ｖ_mを一方（負極性）の入力端子に入力するとともに、基準電圧発生回路（図示せず）からのバイアスＡＰＣ用の基準電圧Ｖ_Qを他方（正極性）の入力端子に入力し、両入力電圧Ｖ_A，Ｖ_Qの差分に応じた誤差電圧Ｖ_emを出力する。ここで、バイアスＡＰＣ基準電圧Ｖ_Qは、レーザダイオードＬＤがその閾電流値Ｉ_THにほぼ対応する光出力で発光するときにバイアスＡＰＣの閉ループが平衡状態となるような値に設定される。

Ｓ／Ｈ回路１０６は、誤差増幅回路１０４からの誤差電圧Ｖ_emをサンプリングし、ホールドするもので、タイミング生成回路１１０の出力信号（モード切替信号）Ｔｍによりモードを切り替えられ、たとえばＴｍ＝Ｈレベルのときはサンプリング・モードとなり、Ｔｍ＝Ｌレベルのときはホールド・モードとなるように構成されている。電圧−電流変換回路１０８は、Ｓ／Ｈ回路１０６からの制御電圧Ｖ_cmに応じた電流値を有するバイアス電流Ｉ_bを生成する。

電流加算回路１２０は、電流駆動回路を含んでおり、バイアス電流供給部１００からのバイアス電流Ｉ_bとＬＤ駆動部１０からのスイッチング電流Ｉ_sとを足し合わせて、その合成電流（Ｉ_b＋Ｉ_s）をレーザ駆動電流としてレーザダイオードＬＤに注入するように動作する。

このレーザダイオード駆動装置では、たとえばライン走査の合間の期間内にバイアス電流供給部１００のバイアスＡＰＣ動作とＬＤ駆動部１０のＡＰＣ動作がこの順序で順番に実行される。

ＡＰＣ選択回路１２４は、バイアス電流供給部１００にバイアスＡＰＣ動作を行わせるときは、ＬＤ駆動部１０に対するＡＰＣ選択信号ＦＭをＬレベルにしたままＡＰＣ選択信号ＦＱをＨレベルにする。ＡＰＣ選択信号ＦＱがＨレベルになると、ＡＰＣ切替スイッチ１２２がそれまでのオフ位置から端子ｂの位置に切り替わり、フォトダイオードＰＤがバイアス電流供給部１００のモニタ電圧生成回路１０２に接続される。また、電流加算回路１２０がバイアス電流供給部１００からのバイアス電流Ｉ_bのみをレーザダイオードＬＤに供給するように、ＬＤ駆動部１０のスイッチング回路１４は強制的にオフ状態に保持される。

バイアス電流供給部１００のバイアスＡＰＣ動作は、レーザダイオードＬＤに供給または注入する電流Ｉ_bの電流値を閾電流値Ｉ_TH付近に再設定する点が特別なだけで、上記した２チャネル・レーザダイオード駆動装置（図１）における第１ＬＤ駆動部１０ＡのＡＰＣ動作と基本的には同じである。つまり、バイアスＡＰＣ動作を開始してからモニタ電圧Ｖ_mが基準電圧Ｖ_Q近傍に到達するまではＳ／Ｈ回路１０６をホールド・モードのままにしておいてバイアスＡＰＣ動作開始前と同じ電流値（前回のバイアスＡＰＣ動作で再設定した電流値）のバイアス電流Ｉ_bでレーザダイオードＬＤを駆動し、モニタ電圧Ｖ_mが基準電圧Ｖ_Q近傍に到達してからＳ／Ｈ回路１０６をサンプリング・モードに切り替えて閉ループのフィードバック制御動作を開始させる。このことにより、バイアスＡＰＣ動作中に制御電圧Ｖ_cmを上げ下げする幅が非常に小さく、バイアスＡＰＣ動作の開始から完了までの所要時間を短縮することができる。

ＡＰＣ選択回路１２４は、バイアス電流供給部１００にバイアスＡＰＣ動作を終了させるときは、ＡＰＣ選択信号ＦＱをＬレベルにする。そうすると、ＬレベルのＡＰＣ選択信号ＦＱに応答してタイミング生成回路１１０の出力信号ＴｍがＨレベルからＬレベルに変わり、Ｓ／Ｈ回路１０６がサンプリング・モードからホールド・モードに切り替わる。また、ＬレベルのＡＰＣ選択信号ＦＱに応答してバイアスＡＰＣ切替スイッチ１２２が端子ｂの位置からオフ位置に切り替わる。

次に、ＡＰＣ選択回路１２４は、ＬＤ駆動部１０にＡＰＣ動作を行わせるために、ＬＤ駆動部１０に対するＡＰＣ選択信号ＦＭをＨレベルにする。ＡＰＣ選択信号ＦＱがＨレベルになると、ＡＰＣ切替スイッチ１２２がそれまでのオフ位置から端子ｓの位置に切り替わり、フォトダイオードＰＤがＬＤ駆動部１０のモニタ電圧生成回路１６に接続される。また、ＬＤ駆動部１０のスイッチング回路１４は強制的にオン状態に保持される。

ＬＤ駆動部１０のＡＰＣ動作も、スイッチング電流Ｉ_sにバイアス電流供給部１００からのバイアス電流Ｉ_bを加算してレーザダイオードＬＤに注入する点を除いては、上記した２チャネル・レーザダイオード駆動装置（図１）における第１ＬＤ駆動部１０ＡのＡＰＣ動作とほとんど同じである。つまり、ＡＰＣ動作を開始してからモニタ電圧Ｖ_Mが基準電圧Ｖ_P近傍に到達するまではＳ／Ｈ回路２０をホールド・モードのままにしておいてＡＰＣ動作開始前と同じ電流値（前回のＡＰＣ動作で再設定した電流値）のスイッチング電流Ｉ_SでレーザダイオードＬＤを駆動し、モニタ電圧Ｖ_Mが基準電圧Ｖ_P近傍に到達してからＳ／Ｈ回路２０をサンプリング・モードに切り替えて閉ループのフィードバック制御動作を開始させる。これにより、ＡＰＣ動作中に制御電圧Ｖ_CMを上げ下げする幅が非常に小さく、ＡＰＣ動作の開始から完了までの所要時間を短縮することができる。また、ＡＰＣのためにレーザダイオードＬＤに実質的な過電流を流すこともないので、レーザダイオード特性の劣化や信頼性の低下を防止できる。

また、他にも、本発明においては、装置全体または各部の構成について種々の変形が可能である。たとえば、上記した実施形態において、ＬＤ駆動部１０ＡのＡＰＣ動作を終了させるためにＳ／Ｈ回路２０Ａをサンプリング・モードからホールド・モードに切り替えるには、ＡＰＣ選択回路５０がＡＰＣ動作を開始させた時点から所定時間が経過した時点でＡＰＣ選択信号ＦＡをＨレベルからＬレベルに戻し、これに応答してタイミング生成回路２２Ａがその出力信号ＴＡをＨレベルからＬレベルに戻すようにした。一変形として、Ｓ／Ｈ回路２０Ａをホールド・モードからサンプリング・モードに切り替えた時を基準として、その時点から所定時間の経過後にタイミング生成回路２２Ａがその出力信号ＴＡをＨレベルからＬレベルに戻し、このタイミングでＳ／Ｈ回路２０Ａをサンプリング・モードからホールド・モードに切り替えることも可能である。また、モニタ電圧生成回路１６，１６Ａ，１６Ｂ，１０２においては、モニタ抵抗３０，１３０をフォトダイオードＰＤと直列に接続し、モニタ抵抗３０，１３０の両端からモニタ電圧を取り出すことも可能である。

また、本発明の駆動装置は、レーザダイオードの発光駆動に適用して特に好適であるが、他の電流注入型発光素子の発光駆動にも適用可能である。

本発明の一実施形態における２チャネル・レーザダイオード駆動装置の構成を示すブロック図である。 実施形態の駆動装置におけるモニタ電圧生成回路の一構成例を示す回路図である。 実施形態の駆動装置におけるタイミング生成回路の一構成例を示す回路図である。 実施形態の駆動装置におけるタイミング生成回路のより具体的な構成例を示す回路図である。 実施形態の駆動装置のＡＰＣ動作におけるモニタ電圧および制御電圧の波形を示す波形図である。 実施形態の２チャネル・レーザダイオード駆動装置からタイミング生成回路を除いた場合（比較例）の装置構成を示すブロック図である。 図６の装置構成（比較例）のＡＰＣ動作において得られるモニタ電圧および制御電圧の波形を示す波形図である。 別の実施形態におけるレーザダイオード駆動装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１０，１０Ａ，１０Ｂ ＬＤ駆動部
１２，１２Ａ，１２Ｂ，１０８ 電圧−電流変換回路（駆動電流生成回路）
１４，１４Ａ，１４Ｂ スイッチング回路
１６，１６Ａ，１６Ｂ，１０２ モニタ電圧生成回路
１８，１８Ａ，１８Ｂ，１０４ 誤差増幅回路
２０，２０Ａ，２０Ｂ，１０６ Ｓ／Ｈ（サンプル・ホールド）回路
２２，２２Ａ，２２Ｂ，１１０ タイミング生成回路
３０，１３０ モニタ抵抗
３２ 微分回路
４０ コンパレータ
４４ バイアス回路
５０，１２４ ＡＰＣ選択回路
ＬＤ，ＬＤ_A，ＬＤ_B レーザダイオード
ＰＤ フォトダイオード

Claims (4)

1. 発光素子の光出力を光電流に変換するための受光素子と、
   前記受光素子の光電流またはそれに比例した出力電流が流れるモニタ抵抗と前記光電流または出力電流の通電／遮断を切り替えるためのオン／オフ・スイッチとを有し、前記モニタ抵抗の電圧降下に応じたモニタ電圧を出力するモニタ電圧生成回路と、
   前記モニタ電圧生成回路より出力される前記モニタ電圧と前記発光素子の光出力の設定値に対応する基準電圧とを比較して、その差分に応じた誤差電圧を出力する誤差増幅回路と、
   入力端子が前記誤差増幅回路の出力端子に接続され、前記誤差増幅回路からの誤差電圧をサンプリングして出力するサンプリング・モードまたは現時の入力電圧に関係なく出力電圧を保持するホールド・モードのいずれかに選択的に切替可能なサンプル・ホールド回路と、
   前記発光素子を発光駆動するために前記サンプル・ホールド回路の出力電圧に応じた電流値を有する駆動電流を生成する駆動電流生成回路と、
   前記駆動電流を再設定するために前記モニタ電圧生成回路の前記オン／オフ・スイッチがオフ状態からオン状態に切り替わった直後に、前記モニタ電圧生成回路より出力される前記モニタ電圧を監視し、前記モニタ電圧が前記基準電圧の近傍に到達したタイミングを検出して前記サンプル・ホールド回路を前記ホールド・モードから前記サンプリング・モードに切り替えるモード切替回路と、
   を有し、
   前記モード切替回路が、前記モニタ電圧を入力して、前記モニタ電圧の微分波形を表す出力電圧を生成する微分回路と、前記微分回路の出力電圧を入力し、その電圧が零近傍のレベルまで下がった時に前記サンプル・ホールド回路を前記ホールド・モードから前記サンプリング・モードに切り替えるための第１の切替信号を出力する出力回路とを有し、
   前記微分回路がコンデンサと抵抗とを直列に接続して構成され、前記抵抗の両端間の電圧を前記微分回路の出力電圧とし、
   前記出力回路が、第１の入力端子が前記抵抗の一端に接続されるとともに、第２の入力端子が前記抵抗の他端に接続され、前記第１の入力端子に入力する第１の入力電圧と前記第２の入力端子に入力する第２の入力電圧との大小を比較してその比較結果を表す二値信号を前記第１のモード切替信号として出力するコンパレータを有する、
   発光素子駆動装置。
2. 前記出力回路が、前記コンパレータの入力に所定のバイアスを与えるために前記抵抗の一端と前記コンパレータの第１の入力端子とに接続されたバイアス回路を有する、請求項１に記載の発光素子駆動装置。
3. 前記出力回路が、前記コンパレータの入力に所定のバイアスを与えるために前記抵抗の他端と前記コンパレータの第２の入力端子とに接続されたバイアス回路を有する、請求項１に記載の発光素子駆動装置。
4. 前記コンパレータが、差動入力部を構成するためにそれぞれのベースが前記第１および第２の入力端子に接続された第１および第２のバイポーラ・トランジスタを有する、請求項２または請求項３に記載の発光素子駆動装置。

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