JP3607772B2 - 半導体レーザ制御方法及び装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、レーザプリンタ、デジタル複写機、光ディスク装置、光通信装置等における光源として用いられる半導体レーザを駆動制御するための半導体レーザ制御方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
半導体レーザは極めて小型であって、かつ、駆動電流により高速に直接変調を行うことができるので、近年、レーザプリンタ等の光源として広く使用されている。
【０００３】
しかし、半導体レーザの駆動電流と光出力との関係は、温度により著しく変化するので、半導体レーザの光強度を所望の値に設定しようとする場合に問題となる。この問題を解決して半導体レーザの利点を活かすために、従来、様々なＡＰＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路が提案されている。
【０００４】
このＡＰＣ回路は以下の▲１▼〜▲３▼の３つの方式に大別される。
▲１▼ 半導体レーザの光出力を受光素子によりモニタし、この受光素子に発生する半導体レーザの光出力に比例する受光電流に比例する信号と、発光レベル指令信号とが等しくなるように、常時、半導体レーザの順方向電流を制御する光・電気負帰還ループにより半導体レーザの光出力を所望の値に制御する方式。
▲２▼ パワー設定期間内には半導体レーザの光出力を受光素子によりモニタし、この受光素子に発生する受光電流（半導体レーザの光出力に比例する）に比例する信号と、発光レベル指令信号とが等しくなるように半導体レーザの順方向電流を制御し、パワー設定期間外にはパワー設定期間中に設定した半導体レーザの順方向の値を保持することにより、半導体レーザの光出力を所望の値に制御するとともに、パワー設定期間外にはパワー設定期間中に設定した半導体レーザの順方向電流を情報に基づいて変調することにより半導体レーザの光出力に情報を載せる方式。
▲３▼ 半導体レーザの温度を測定し、その測定した温度信号によって半導体レーザの順方向電流を制御したり、又は、半導体レーザの温度を一定とするように制御することで、半導体レーザの光出力を所望の値に制御する方式。
【０００５】
半導体レーザの光出力を所望の値とするためには、▲１▼の方式が望ましい。しかし、受光素子の動作速度や、光・電気負帰還ループを構成している増幅素子の動作速度等の限界により制御速度に限界が生じる。例えば、制御速度の目安として、光・電気負帰還ループの開ループでの交叉周波数を考慮した場合、この交叉周波数をｆ０ としたとき、半導体レーザの光出力のステップ応答特性は、
Ｐｏｕｔ ＝Ｐ０｛１−ｅｘｐ（−２πｆ０ｔ）｝
Ｐｏｕｔ ；半導体レーザの光出力
Ｐ０ ；半導体レーザの設定された光強度
ｔ ；時間
により近似される。
【０００６】
半導体レーザの多くの使用目的では、半導体レーザの光出力を変化させた直後から、設定された時間τ０ が経過するまでの全光量（光出力の積分値∫Ｐｏｕｔ・ｄｔ）が所定の値となることが必要とされ、
∫Ｐｏｕｔ ・ｄｔ＝Ｐ０・τ０｛１−（１／２πｆ０τ０ ）［１−ｅｘｐ（−２πｆ０τ０ ）］｝
のような式で表される。
【０００７】
仮に、τ０ ＝５０ｎｓ、誤差の許容範囲を０．４％とした場合、ｆ０ ＞８００ＭＨｚとしなければならず、これは極めて困難である。
【０００８】
また、▲２▼の方式では、▲１▼の方式による上記のような問題は発生せず、半導体レーザを高速に変調することが可能であるので多用されている。しかし、この▲２▼の方式によると、半導体レーザの光出力を常時制御している訳ではないので、外乱等により容易に半導体レーザの光量変動を生じてしまう。外乱としては、例えば、半導体レーザのドゥループ特性があり、半導体レーザの光量はこのドゥループ特性により容易に数％程度の誤差を生じてしまう。半導体レーザのドゥループ特性を抑制する試みとして、半導体レーザの熱時定数に半導体レーザ駆動電流の周波数特性を合わせて補償する方法などが提案されているが、半導体レーザの熱時定数は各半導体レーザ毎に個別にばらつきがあり、また、半導体レーザの周囲環境により異なる等の問題がある。
【０００９】
このような点を考慮した改良方式が、例えば、特開平２−２０５０８６号公報により提案されている。同公報によれば、図９に示すように、半導体レーザ１の光出力を受光素子２によりモニタし、その出力と発光レベル指令信号（ＤＡＴＡ）とが等しくなるように、常時、半導体レーザ１の順方向電流を制御する光・電気負帰還ループ３と、発光レベル指令信号（ＤＡＴＡ）を半導体レーザ１の順方向電流に変換する電流駆動部４とを有し、光・電気負帰還ループ３の制御電流と電流駆動部４により生成された駆動電流の和（又は、差）の電流によって半導体レーザ１の光出力を制御する方式が開示されている。図示例では、前記光・電気負帰還ループ３は半導体レーザ１と受光素子２とＩＤＡ１ なる定電流源５と反転増幅器６とにより構成され、この反転増幅器６の出力により、抵抗Ｒｅ とともに半導体レーザ１に直列に接続された駆動トランジスタ７を駆動制御するように構成されている。また、電流駆動部４はＩＤＡ２ なる定電流源８により構成されている。
【００１０】
これによれば、半導体レーザ１を電流駆動部４により直接駆動する電流に相当する光出力をＰＳ とした場合、半導体レーザ１の光出力のステップ応答特性は、
Ｐｏｕｔ ＝Ｐ０ ＋（ＰＳ −Ｐ０ ）｛１−ｅｘｐ（−２πｆ０ｔ ）｝
で近似される。ＰＳ ≒Ｐ０ であれば、瞬時に半導体レーザの光出力がＰ０ に等しくなるので、ｆ０ の値は光・電気負帰還ループ３のみの場合に比べて小さくてよい。図１０（ａ）が光・電気負帰還ループ３のみによる場合の光出力の変化の様子を示すのに対し、図１０（ｂ）は電流駆動部４による定電流分ＩＤＡ２ が付加された場合の光出力の変化の様子を示す。現実的には、ｆ０ ＝４０ＭＨｚ程度であればよく、この程度の交叉周波数であれば容易に実現できる。
【００１１】
次に、レーザプリンタを例に採り、１ドット多値化技術の経緯について説明する。レーザプリンタは、当初、ラインプリンタに代わるノンインパクトプリンタとして開発されたが、レーザプリンタの高速高解像性からイメージプリンタとしての適用が早くから検討され、ディザ法をベースとした様々な記録方法が実用化されている。また、近年の半導体技術の急速な進展により、処理可能な情報量が急速に増大し、レーザプリンタにおいては、１ドット多値化技術が実用化され、より確実にイメージプリンタとしての地位を固めつつある。しかしながら、現行の多値化レベルはハイエンド機においては８ビット相当の出力レベルを備えているが、ローエンド機では高々数値程度に抑えられている。これは、一因としては情報量の多さもあるが、主として、１ドット多値化出力を実現する半導体レーザ制御変調部の回路規模が大きく高価であることによる。
【００１２】
現在、１ドット多値化出力を行う半導体レーザ制御変調方式としては、
Ａ．光強度変調方式
Ｂ．パルス幅変調方式
Ｃ．パルス幅強度混合変調方式
が提案されている。
【００１３】
Ａ．光強度変調方式（ＰＭ＝Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）
光出力自身を変化させて記録する方式であり、中間露光領域を利用して中間調記録を実現するため、印字プロセスの安定化が重要な要件であり、印字プロセスに対する要求が厳しくなる。しかしながら、半導体レーザの制御変調は容易となる。
【００１４】
Ｂ．パルス幅変調方式（ＰＷＭ＝Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）
光出力レベルとしては２値であるが、その発光時間（つまり、パルス幅）を変化させて記録する方式であるので、ＰＭ方式と比較すると、中間露光領域の利用度が少なく、さらに、隣接ドットを結合させることにより中間露光領域を一層低減させることが可能となる（印字プロセス安定性に対する要求が低減する）。しかし、パルス幅設定を８ビット、かつ、隣接ドット結合を実現する場合には半導体レーザ制御変調部の構成は複雑となる。
【００１５】
Ｃ．パルス幅強度混合変調方式（ＰＷＭ＋ＰＭ方式）
ＰＭ方式では印字プロセスの安定化への要求が厳しくなり、ＰＷＭ方式では半導体レーザ制御変調部が複雑となる問題を有することから、これらのＰＭ方式とＰＷＭ方式とを組み合わせた方式であり、例えば、特開平６−３４７８５２号公報中に開示されている。
【００１６】
この変調方式は、基本的には２値記録方式であり、印字プロセスに対して安定であるＰＷＭ方式を基調とし、そのパルス間の移り変わり部をＰＭ方式により補完する方式である。この変調方式は、同じ階調数を実現する場合、各々単独の変調方式に比較して、必要となるパルス幅数、パワー値数が組み合わせることにより少なくなるので、各々の方式分の構成を容易に達成でき、印字プロセスに対して安定であると同時に集積化に適しており、小型化・低コスト化を図ることができる。
【００１７】
このような変調方式を実現するため、半導体レーザ制御装置には、基本的には図１１に示すような画像データと画素クロックとを入力とするパルス幅生成部及びデータ変調部１１が設けられ、このパルス幅生成部及びデータ変調部１１が図９に例示したような回路構成の半導体レーザ制御部及び半導体レーザ駆動部１２に対する発光レベル指令信号なるＤＡＴＡを出力するように構成されている。即ち、入力される画像データに従ってパルス幅生成部及びデータ変調部１１によりＰＷＭ方式を基調とし、その移り変わり部をＰＭ方式により補完する。その半導体レーザの光出力波形の基本概念図を図１２に示す。図１２にはパルス幅３値、パワー６値の合計１８階調を出力する場合における半導体レーザの光出力波形を模式的に示すものである。
【００１８】
この変調方式は、図示のように基本的にはＰＷＭ方式であるので、中間露光領域を利用するパワー変調部は最小パルス幅で出力する必要がある。このような光出力を得るためには、例えば、図１３に示すようにパルス幅をＰＷＭとすると、ＰＷＭＯＵＴ とＰＷＭＯＵＴ＋ＰＭＯＵＴ（ＰＭＯＵＴ は最小パルス幅）、又は、ＰＷＭＯＵＴ とＰＭＯＵＴ （ＰＭＯＵＴ は最小パルス幅）との２パルスを生成すればよい。ＰＷＭＯＵＴ のパルスにおいて全ビットをＨレベルにし、ＰＭＯＵＴ のパルスにおいてデータに従って各ビットをオン・オフさせれば、図１２や図１３に示すような光出力の波形を得ることができる。図１２中、上段が右寄せの右モード、下段が左寄せの左モードを示す。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
このような技術的背景を考えた場合、常時最適化された理想的な光出力の波形を高速制御下に得るためには、図１０（ｂ）中に示すＰＳ 分を適正に設定し、より矩形波に近付けることが重要といえる。特に、図１２等で説明したパルス幅強度混合方式を用いてより多階調の変調を実現しようとする場合には重要となる。
【００２０】
ここに、半導体レーザはその一般的な特性として、図１４に示すような温度による動作電流変化特性、図１５に示すような経時変化（特に、微分量子効率の変化）による動作電流変化特性がある。この内、温度による動作電流変化特性に関しては図９中に示したような光・電気負帰還ループ３を常に動作させることにより半導体レーザ１の発振閾値電流Ｉｔｈが温度により変化してもその変化に制御系が追従するため、常に、制御系が発振閾値電流Ｉｔｈを半導体レーザ１の順方向電流として流すことにより対処される。
【００２１】
しかし、経時変化、特に、微分量子効率の変化に伴う動作電流変化特性は、図示の如く、一般に、温度による場合よりも大きな変化特性を示す。この変化特性が、図１０（ｂ）中に示すＰＳ 分に影響を及ぼし、得ようとする光出力Ｐｏｕｔ に対して大きすぎてオーバシュートを生じたり、小さすぎたりして高速制御に支障を来す等の不都合がある。
【００２２】
つまり、上述したような技術的背景においては、半導体レーザの微分量子効率の検出精度に関して特に工夫されておらず、その検出精度が悪く、自由度が少ないため、光出力波形を理想的な矩形波に近付ける点で不十分となっている。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、入力データに基づいて、前記入力データに対しパルス幅変調と強度変調とを同時に行う発光指令信号を生成するパルス幅変調・強度変調信号生成部と、半導体レーザと、この半導体レーザの光出力をモニタする受光素子と、誤差増幅部とで光・電気負帰還ループを形成して前記受光素子から得られる前記半導体レーザの光出力に比例した受光信号と前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与えられる発光指令信号とが等しくなるように前記半導体レーザの順方向電流を制御する誤差増幅部と、前記誤差増幅部の出力を所望の電位分瞬時に電圧シフトする電圧シフト部として構成されて前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与えられる発光指令信号に応じた駆動電流を前記半導体レーザに順方向電流として流す電流駆動部と、前記半導体レーザの微分量子効率を検出する微分量子効率検出部と、この微分量子効率検出部の検出結果を記憶するメモリ部と、このメモリ部に記憶された前記微分量子効率検出部の検出結果により最大電流に対応する電流が設定されており、発光指令電流生成部において既に設定された最大発光状態の電位より大きい場合にはオフ、小さい場合にはオンとして前記電流駆動部において設定された最大電流に対応する電流を設定する加算電流設定部と、タイミング生成部とを備え、イニシャライズ時に前記タイミング生成部により前記誤差増幅部の制御速度より十分に遅いタイミング信号を生成し、そのタイミング信号に基づき前記微分量子効率検出部により前記半導体レーザの微分量子効率を検出し、各タイミングでの検出結果を前記メモリ部に記憶し、このメモリ部に記憶された検出結果に従い発光指令信号に対応する電流を設定するようにした。
【００２４】
請求項６記載の発明は、入力データに基づいて、前記入力データに対しパルス幅変調と強度変調とを同時に行う発光指令信号を生成するパルス幅変調・強度変調信号生成部と、半導体レーザと、この半導体レーザの光出力をモニタする受光素子と、誤差増幅部とで光・電気負帰還ループを形成して前記受光素子から得られる前記半導体レーザの光出力に比例した受光信号と前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与えられる発光指令信号とが等しくなるように前記半導体レーザの順方向電流を制御する誤差増幅部と、前記誤差増幅部の出力を所望の電位分瞬時に電圧シフトする電圧シフト部として構成されて前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与えられる発光指令信号に応じた駆動電流を前記半導体レーザに順方向電流として流す電流駆動部と、前記半導体レーザの微分量子効率を検出する微分量子効率検出部と、イニシャライズ時にこの微分量子効率検出部の検出動作を制御するタイミング信号を生成するタイミング生成部と、前記微分量子効率検出部の各タイミングでの検出結果を記憶するメモリ部と、このメモリ部に記憶された前記微分量子効率検出部の検出結果により最大電流に対応する電流が設定されており、発光指令電流生成部において既に設定された最大発光状態の電位より大きい場合にはオフ、小さい場合にはオンとして前記電流駆動部において設定された最大電流に対応する電流を設定する加算電流設定部とを備えている。
【００２５】
従って、これらの請求項１や請求項６記載の発明によれば、経時変化に伴う半導体レーザの微分量子効率の変化を、電源投入時やリセット解除時といったイニシャライズ時に検出して最適な電流加算値を設定し直すことにより、光・電気負帰還ループなる制御部による高速制御分を極力少なくすることができ、半導体レーザの光出力波形をオーバシュートやアンダシュートのない、理想の方形波に近付け、常時、最適化された理想的な光出力波形が得られる。
【００２６】
特に、請求項２や請求項７記載の発明のように、パルス幅変調・強度変調信号生成部と誤差増幅部と電流駆動部と微分量子効率検出部とメモリ部と加算電流設定部とタイミング生成部とが１チップの集積回路に集積化して構成された場合にも、光出力波形の理想化を維持することができる。
【００２７】
請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、電流駆動部は、誤差増幅部内における電圧シフト部であり、その電圧シフト量を変化させる差動回路を含んで光・電気負帰還ループ内に設けられ、加算電流設定部は、前記発光指令信号に対応する電流が最大の時に前記半導体レーザの光出力が所望の最大値となり前記発光指令信号に対応する電流が最小の時に前記半導体レーザの光出力が所望の最小値となるように前記差動回路の電流を設定するものとし、イニシャライズ時において、或るタイミングＴ０に半導体レーザの光出力を所望の最大値とし前記タイミングＴ０から或る一定時間経過したタイミングＴ１に前記半導体レーザの光出力を所望の最小値として、前記タイミングＴ１とこのタイミングＴ１より或る一定時間経過したタイミングＴ２との間に前記微分量子効率検出部及び加算電流設定部を動作させて電流を設定するようにしている。
【００２８】
従って、所望の高速電圧シフト量の最大値を検出することにより、光出力波形を理想的な方形波に近付け得る１手段を提供できる。
【００２９】
請求項３や請求項９記載の発明は、タイミング生成部が外付け素子を含み、この外付け素子により設定されたタイミング信号を生成するようにしている。従って、例えば遅延回路により構成した場合、光・電気負帰還ループの制御速度を自由に設定できる上に、半導体レーザ‐受光素子の周波数特性の影響を受けない光出力波形を得ることもでき、集積化された回路のイニシャライズ時間を最適化を図る上で都合がよい。
【００３０】
請求項４や請求項１０記載の発明は、タイミング生成部が発振回路を含み、この発振回路の発振出力に基づき複数のタイミング信号を生成するようにしている。従って、タイミング生成部に発振回路を用いることにより、生成すべきタイミング数が多い場合であっても唯一の外付けコンデンサを設けるだけでそのタイミングを自在に設定できる。さらには、そのコンデンサの容量を変更するだけで、周波数特性を補償する回路も不要にできる。
【００３１】
請求項５や請求項１１記載の発明は、タイミング生成部が、発振回路と多段のラッチ回路とを含み、前記発振回路の発振出力に基づき前記各ラッチ回路がタイミング信号を生成するようにしている。従って、発振回路に対してフリップフロップではなくラッチ回路を組み合わせることにより、素子を削減した回路構成とすることができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態を図１ないし図６に基づいて説明する。本発明の半導体レーザ制御装置は、例えば、レーザプリンタ等における光書込用に用いられる半導体レーザの光出力を制御するための制御装置として適用されている。ここに、本実施の形態にあっても基本的には前述したようなパルス幅強度混合変調方式や、光・電気負帰還ループの負担を軽減させる光・電気負帰還ループ＋加算電流値制御方式を踏襲しており、図９ないし図１５で示した部分と同一部分は同一符号を用いて示す。
【００３３】
即ち、本実施の形態における半導体レーザ制御装置１３は、概略的には、図１１に示したように、パルス幅生成部及びデータ変調部１１と半導体レーザ制御部及び半導体レーザ駆動部１２とにより構成されている。ここに、前記半導体レーザ制御部及び半導体レーザ駆動部１２は、図９に示したように光・電気負帰還ループ３と電流駆動部４とを主体として構成されている。これにより、パルス幅生成部及びデータ変調部１１によって既にＰＷＭ変調を受けたデータが定電流源５，８に入力され、定電流源５の電流値ＩＤＡ１ は反転増幅器６、半導体レーザ１、受光素子２を介して光・電気負帰還ループ３を形成し、定電流源８の電流値ＩＤＡ２ は半導体レーザ１の順方向電流となり高速に半導体レーザ１の光出力に変換されることで、高速に半導体レーザ１の制御及び駆動が可能となる。この場合、電流駆動部４として機能する定電流源８による電流ＩＤＡ２ 、従って、光出力ＰＳ の値を所望の値に設定することで、前述したように半導体レーザ１の光出力を高速にＰＷＭ及びＰＭ変調することが可能とされている。
【００３４】
図１に、本実施の形態における半導体レーザ制御装置１３の、より詳細な構成例を示す。まず、本実施の形態では、入力データをパルス幅変調データと強度変調データとに変換した複数のパルスを生成するパルス幅生成部及びデータ変調部１１と半導体レーザ制御部及び駆動部１２とが、その一部の構成要素を除く殆どの要素に関して１チップの集積回路２０として集積化されて構成されている。より詳細には、一部の回路構成に関して後述する如く、バイポーラトランジスタにより１チップ化されている。ここに、パルス幅生成部及びデータ変調部１１に関しては、特に詳述しないが、例えば、タイミングの異なる複数のパルスを生成するＰＬＬ構成のパルス生成手段と、入力された画像データをパルス幅変調データと強度変調データとに変換する論理記述を含むデータ変換部と、このデータ変換部から得られるパルス幅変調データに従ってパルス生成手段の出力中からパルスを選択するパルス幅変調部等を備えて構成されるが、これらの論理記述等を実行するバイポーラトランジスタによる回路構成とされている。
【００３５】
以下では、半導体レーザ制御部及び駆動部１２側について説明する。まず、光・電気負帰還ループ３は、発光指令信号設定部２１と発光指令信号生成部２２と誤差増幅器２３（反転増幅器６に相当する）と電流駆動部２４と半導体レーザ１と受光素子２とにより構成されている。動作としては、変調されたデータに従って発光指令信号生成部２２にて生成された電流と、半導体レーザ１の光出力に比例して受光素子２より出力されるモニタ電流とを比較し、その誤差分を誤差増幅器２３及び電流駆動部２４を介して半導体レーザ１の順方向電流に変換することにより光・電気負帰還ループ３を構成する。ここで、一般に半導体レーザ１の微分量子効率や受光素子２の光・電気変換受光感度には素子ばらつきがあるので、各々の特性に合わせて、電流値を設定する必要がある。このような素子ばらつきに関しては、前記発光指令信号設定部２１において、半導体レーザ１が所望の光出力となるように外部からの電流設定信号により電流値ＩＤＡ１ 、即ち、直流動作的には受光素子２のモニタ電流値を設定することにより、個体差を吸収して半導体レーザ１が常に所望の光出力となるように設定することが可能となる。
【００３６】
前記電流駆動部２４は、例えば差動スイッチ構成で前記誤差増幅器２３の出力を所望の電位分瞬時に電圧シフトする電圧シフト部２５として構成されている。この電圧シフト部２５による電圧シフトは、瞬時に半導体レーザ１の順方向電流となり、半導体レーザ１の光出力の高速変調が可能とされている。特に、光・電気負帰還ループ３なる制御系内にこの電流駆動部２４として機能する電圧シフト部２５を有して光・電気負帰還ループ３側と同一の出力部を持たせることにより、回路を構成する上で、素子数の低減と消費電力の低減とを図れる。
【００３７】
図２に誤差増幅器２３及び電圧シフト部２５のバイポーラトランジスタを用いた回路構成例を示す。まず、発光指令信号生成部２２にあるＰＤ端子において、この発光指令信号生成部２２中のＤ／Ａ変換部により入力されたデータを電流ＩＤＡ１ に変換し、受光素子２より半導体レーザ１の光出力に比例して流れるモニタ電流ＩＰＤと比較し、その結果を発光指令信号生成部２２中のトランジスタＱ１ のベースにおいて検出する。この結果をトランジスタＱ２ ，Ｑ３ 等で構成される差動アンプ４１に入力し、その出力を抵抗Ｒ１ を介してＬＤ端子より半導体レーザ１の順方向電流とする光・電気負帰還ループ３を構成している。ここに、差動アンプ４１よりＬＤ端子に至る間に、トランジスタＱ４ ，Ｑ５ ，抵抗Ｒ２ 等で構成されて差動回路となる差動スイッチ４２によりその出力を所望の電位分、瞬時に電圧シフトするように電圧シフト部２５が構成されている。この電圧シフトは、トランジスタＱ６ 〜Ｑ８ 等で構成されるエミッタフォロワ４３を介して瞬時に半導体レーザ１の順方向電流となる。ここに、本実施の形態においては、前述したように、最終的に半導体レーザ１を駆動する駆動トランジスタ７と抵抗Ｒｅ とを集積回路２０に対して外付けとしており、この駆動トランジスタ７と抵抗Ｒｅ には、半導体レーザ１を駆動するために数十〜数百ｍＡ程度の電流を流す必要があるが、本実施の形態のような構成の場合、半導体レーザ制御部及び半導体レーザ駆動部１２内部における電流は、駆動部につながる出力部においてもせいぜい数ｍＡで十分であるので、消費電力が低減し、集積化が容易となる。図２に示す回路において、電流駆動部２４の電圧シフト量を決定しているのが、抵抗Ｒ２ ，Ｒ３ 、トランジスタＱ９ 等であるが、上述したように半導体レーザ１の微分量子効率には素子ばらつきがあり、また、経時変化による効率劣化があるため、半導体レーザ１の微分量子効率を検出し、この電圧シフト量を設定する構成とすることにより、前述した図１０（ｂ）に示したような光出力ＰＳ が重畳された光出力を得ることができる。また、図２に示す回路において、トランジスタＱ２ ，Ｑ３ 等で構成される差動アンプ４１は、抵抗Ｒ４ において電源電圧Ｖｃｃよりの降下電圧としてその出力を構成しているが、光・電気負帰還ループ３は半導体レーザ１の光出力をリアルタイムで制御しているので、電源電圧変動も同時に制御している。また、受光素子２を経てＰＤ端子（発光指令信号生成部２２中のトランジスタＱ４ のベース電位）にて検出した結果を、差動アンプ４１に入力する過程で、トランジスタＱ１１，Ｑ１２，抵抗Ｒ４ を介して帰還をかけており、この差動アンプ４１の電圧ゲインを抵抗Ｒ５ ，Ｒ６ の抵抗値により決定し、ゲインを小さくすることでこの差動アンプ４１の交叉周波数をより高くし制御速度を向上させている。
【００３８】
半導体レーザ１の微分量子効率を検出し、電圧シフト量を設定する機能を実現するためのブロックが、図１中では、タイミング生成部３１、微分量子効率検出部３２、メモリ部３３及び加算電流設定部３４により構成されている。これにより、概略的には、タイミング生成部３１において誤差増幅器２３の制御速度より十分遅いタイミング信号を生成し、そのタイミングにおいて半導体レーザ１の微分量子効率を微分量子効率検出部３２により検出し、その検出結果をメモリ部３３に記録し、そのメモリ部３３のデータに従い、加算電流設定部３４の電流値を設定する。この動作は電源投入時若しくはリセット時（半導体レーザ１の光出力オフ時）といった所定のイニシャライズ時だけイニシャライズ動作として行われ、通常動作時には、加算電流設定部３４の電流値を保持する。
【００３９】
また、タイミング生成部３１に対してはスタートアップ部３５が接続されている。このスタートアップ部３５は、電源投入時に電源電圧がまだ所定の値に達するまでの期間に、半導体レーザ１に過大電流が流れることにより発生する半導体レーザ１の劣化や破損からの保護と、前記タイミング生成部３１において必要なイニシャライズ開始信号の生成を行う役目を担う。このスタートアップ部３５に設定される或る設定電位は、なるべく電源電圧の所定の電位に近い電位に設定される。例えば、電源電圧の所定の電位が５．０Ｖの場合において、或る設定電位が２〜３Ｖ程度に設定した場合にはまだ回路全体が所望の動作をしているとはいえないが、４．５Ｖ程度に設定すればほぼ回路全体が所望の動作をしていると考えてよく、より安全に半導体レーザ１の保護とイニシャライズ開始信号の生成とを行うことができる。具体的制御としては、受光素子２の端子の電位を強制的にＨレベルとすることにより誤差増幅器２３の出力が強制的なＬレベルとされ、半導体レーザ１の順方向電流が流れないように抑制することで半導体レーザ１の保護を行う。また、同時に、後述するように、ＴＤＳＴＡＲＴ端子 の電位を強制的にＨレベルとすることで、前記タイミング生成部３１における発振回路（後述する）を強制的に発振しないように抑制する。そして、電源電圧（ここでは、Ｖｃｃ）が或る設定電位以上になると、半導体レーザ１の保護を解除して通常動作状態とし、かつ、前記タイミング生成部３１における発振回路の発振抑制を解除することにより発振開始信号とする。同時に、前記タイミング生成部３１の電流源を生成するＶＰＴＤＳＴＡＲＴ端子電位 を出力する。
【００４０】
前記タイミング生成部３１は、例えば、遅延回路を用いて構成することも可能であるが、本実施の形態では、発振回路３６とバイアス回路（図示せず）とラッチ回路３７とにより構成されている。概略的には、発振回路３６において生成された発振信号をラッチ回路３７にてラッチし、ラッチしたデータを次段に順次伝達することにより、例えば、Ｔ０〜Ｔ５なる６個のタイミング信号を生成し、最終タイミングと同時に前記発振回路３６を強制的に発振しないように抑制する構成とされている。
【００４１】
前記微分量子効率検出部３２は、例えば、前記誤差増幅器２３の誤差出力中のピーク値を検出するサンプルホールド回路３８と、このサンプルホールド回路３８の出力値を所定値と比較する比較器３９とにより構成されている。
【００４２】
前記メモリ部３３は、前記比較器３９の比較結果を前記タイミング生成部３１により生成されるタイミングＴ１〜Ｔ５に同期して保持する機能を有する。前記加算電流設定部３４は、例えば、５ビットのＤ／Ａ変換器４０により構成されている。
【００４３】
次に、これらの各部の構成、作用等について説明する。まず、前記発振回路３６のバイポーラトランジスタによる回路構成例を図３に示す。また、イニシャライズ時の概略動作を図５に示す。トランジスタＱ２２のコレクタ電位ＶＱ２２Ｃが図４中の発振動作として表され、このトランジスタＱ２２のコレクタ電流が、トランジスタＱ２４，Ｑ２５で構成される差動スイッチ４６によりオン、オフし、トランジスタＱ２２のコレクタ電流がオンの時にトランジスタＱ２１のコレクタ電流よりも大きい場合には、トランジスタＱ２２のコレクタ電位ＶＱ２２Ｃは、各々の電流がコンデンサＣ１ へのチャージ、ディスチャージを繰り返すことにより発振する。
【００４４】
まず、図４中に示すタイミング０、即ち、電源投入時より、前記スタートアップ部３５から発振開始タイミング信号ＴＳが送られてくるまでの間は、ＴＤＳＴＡＲＴ 端子の電位は強制的にＨレベル（殆どＶｃｃと同電位）であり、また、ＶＰＴＤＳＴＡＲＴ 端子は０Ｖであるので、ＶＰＴＤＳＴＡＲＴ 端子より生成されるトランジスタＱ２３のコレクタ電流は０であり、差動スイッチ４６もトランジスタＱ２５がＬレベルであるが、トランジスタＱ２３のコレクタ電流が０であるので、トランジスタＱ２２のコレクタ電流も０となっている。その後、発振開始タイミング信号ＴＳを過ぎると、トランジスタＱ２２のコレクタ電流が流れ始め、差動スイッチ４６においてトランジスタＱ２５がＬレベルであるので、トランジスタＱ２３のコレクタ電流がトランジスタＱ２２，Ｑ２６によるカレントミラー回路４７により折り返され、トランジスタＱ２２のコレクタ電流となる。このタイミングＴＳでは、電源部（図示せず）の電流は０であるので、トランジスタＱ２２のコレクタ電流がトランジスタＱ２１のコレクタ電流より大きい場合にはトランジスタＱ２２のコレクタ電位ＶＱ２２Ｃ、即ち、ＴＤＳＴＡＲＴ端子電位 は、徐々に低下する。そして、トランジスタＱ２４のベース電位がトランジスタＱ２５のべース電位と同電位若しくはより低下する瞬間に、差動スイッチ４６が動作し、トランジスタＱ２４がオンとなりトランジスタＱ２６のコレクタ電流、従って、トランジスタＱ２２のコレクタ電流がオフとなり、トランジスタＱ２５のベース電位はトランジスタＱ２４のコレクタ電流と抵抗Ｒ１１とで決まる電位分上昇する。この瞬間が、タイミングＴ０である。
【００４５】
タイミングＴ０を過ぎると、トランジスタＱ２２のコレクタ電流がオフとなるので、トランジスタＱ２２のコレクタ電位ＶＱ２２Ｃ、即ち、ＴＤＳＴＡＲＴ端子電位 は、徐々に上昇する。そして、トランジスタＱ２４のベース電位がトランジスタＱ２５のベース電位と同電位若しくはより上昇する瞬間に、差動スイッチ４６が反転し、トランジスタＱ２２のコレクタ電流がオンとなる発振動作を繰り返す。この発振の振幅は、トランジスタＱ２４のコレクタ電流と抵抗Ｒ１１とで決まる電位で決定され、周期はトランジスタＱ２１のコレクタ電流、トランジスタＱ２２のコレクタ電流、コンデンサＣ１ の容量により決定され、これらの値を適正に決定することにより所望のタイミング信号を得ることができる。
【００４６】
このような動作において、トランジスタＱ２２のコレクタ電流がトランジスタＱ２１のコレクタ電流の丁度２倍の時、トランジスタＱ２１のコレクタ電流と、（トランジスタＱ２２のコレクタ電流）−（トランジスタＱ２１のコレクタ電流）なる電流とが等しくなり、コンデンサＣ１ にチャージ、ディスチャージされる単位時間当たりの電荷量が等しくなるので、図４中に示すような、立上り時間と立下り時間とが等しい三角波となる。
【００４７】
このような発振回路３６の発振出力としてトランジスタＱ２５のベースに方形波が得られ、電圧シフト、スイング量調整、反転なる処理がなされた後、図４中に示すトランジスタＱＸ のエミッタ電位ＶＱＸＥ の出力波形が得られる。
【００４８】
次に、前記ラッチ回路３７の１構成単位となるラッチ回路４８の回路構成例を図４に示す。前記ラッチ回路３７は、本実施の形態においては、タイミング信号Ｔ０〜Ｔ５を生成するため、ラッチ回路４８が６段に接続されて構成されるが、図４にその１構成単位となりタイミング信号Ｔ０生成用のラッチ回路４８を示す。図示例にあっては、複数のトランジスタ、抵抗を構成要素として構成されており、この内、トランジスタＱ３１〜Ｑ３３で１つのスイッチ４９ａを形成し、また、トランジスタＱ３４〜Ｑ３６で１つのスイッチ４９ｂを形成している。前記スイッチ４９ａにおいては、前記トランジスタＱ３３のコレクタ電流がオンの時、トランジスタＱ３１のベース電位、即ち、データをトランジスタＱ３７のベース電位及びエミッタ電位に反転して出力する。また、スイッチ４９ｂにおいては、トランジスタＱ３６のコレクタ電流がオンの時、トランジスタＱ３４のベースがトランジスタＱ３７のエミッタに接続されるので、出力をそのまま保持する動作となる。
【００４９】
トランジスタＱ３３のベースをＣＬＫ 、トランジスタＱ３６のベースを／ＣＬＫ （信号に関して、“／”は反転を示す）、トランジスタＱ３１のベースをＤＡＴＡ０ 、トランジスタＱ３７のエミッタを出力Ｑとして、これらの関係を論理式で表すと、
Ｑ＝ＣＬＫ・ＤＡＴＡ０ ＋／ＣＬＫ・Ｑ
となる。
【００５０】
ここで、前述したようにトランジスタＱＸ （図５参照）のエミッタ電位ＶＱＸＥ 、つまり、トランジスタＱ３６のベース／ＣＬＫ は、タイミングＴＳよりタイミングＴ０までＨレベルで出力保持状態にあり、また、トランジスタＱ３８，Ｑ３９等で構成される電流源５０は、スタートアップ部３５からのＶＰＴＤＳＴＡＲＴ をベース電位とすることにより、タイミングＴＳまでは電流が０でタイミングＴＳとなる瞬間より電流が流れるので、出力ＱはタイミングＴ０までＨレベルとなっている。タイミングＴ０となると、出力Ｑが初めてＬレベルとなり、タイミングＴ０以降、トランジスタＱ３１のベース（入力データ）がＬレベルであるので、出力ＱはＬレベルの状態を保持する。この状態を、図５中のトランジスタＱ３７のエミッタ電位ＶＱ３７Ｅ（タイミング信号Ｔ０）の波形として示す。
【００５１】
図示しない次段では、ＣＬＫ を反転入力し、トランジスタＱ３７のエミッタ電位ＶＱ３７ＥをＤＡＴＡ１ とすると、
Ｑ′＝／ＣＬＫ・ＤＡＴＡ１ ＋ＣＬＫ・Ｑ′
とすることで、図５中にＶＱ３７（１）Ｅで示すタイミング信号Ｔ１を得ることができる。
【００５２】
以下、同様にタイミング信号Ｔ２〜Ｔ５を得ることができる。図５中のＶＱ３７（ｎ）Ｅ における“ｎ”は段数１〜５を示す。
【００５３】
さらに、タイミング信号Ｔ５を生成する最終段のラッチ回路において、そのベースがデータ入力部であるトランジスタ（図４中のトランジスタＱ３１に相当）のコレクタ電流をトランジスタ等を介して発振回路３６中のトランジスタＱ ２３ のベース電流、即ち、この発振回路３６を駆動させる電流とすることで、タイミングＴＳよりタイミングＴ５までは電流を流すが、タイミングＴ５となる瞬間にトランジスタＱ ２３ のベース電流、従って、コレクタ電流をオフさせることが可能となる。
【００５４】
つまり、必要なタイミング信号を生成する間のみ発振し、所望のタイミング信号を生成し終わると同時に発振を停止することで、発振回路３６の発振動作が他の回路に雑音や電流変動等の悪影響を及ぼさない回路構成とされている。また、前述したようなタイミング信号Ｔ０〜Ｔ５を生成するためには遅延回路等を用いて構成することも可能であるが、本実施の形態のように、発振回路３６を用いて構成することにより、唯一、コンデンサＣ１ をＬＳＩ（集積回路２０）外の外付け素子とすることで多数のタイミング信号を生成する場合であっても、発振回路３６のタイミングを自在に設定することができる。もっとも、タイミング生成部３１を遅延回路を用いて構成した場合、タイミングを自在に設定するためには各々のタイミングを決定する外付け素子を必要とするが、必要とするタイミング数が少ない場合には遅延回路を用いるほうがラッチ回路を必要としない利点がある。何れにしても、光・電気負帰還ループ３の制御速度を自由に設定できる上に、半導体レーザ１・受光素子２の周波数特性の影響を受けない光出力波形を得ることもでき、集積回路２０のイニシャライズ時間を最適化を図る上で都合がよい。
【００５５】
また、一般に、半導体レーザ１・受光素子２間には、周波数特性が存在し、この周波数特性が、上述の制御系（光・電気負帰還ループ３）の動作や上述のタイミング設定に影響を及ぼさない良好な特性である場合には問題はないが、この周波数特性がよくない場合には、もし、上述のタイミングが一定である場合には、この半導体レーザ１・受光素子２間の周波数特性を補償するための回路を追加するか、或いは、上述のタイミングを十分遅くなるように設定する必要がある。しかし、このようなタイミングを十分に遅く設定すると、それだけイニシャライズの時間が長くなってしまい、かといって、周波数特性補償回路を付加すると素子数が増えてしまい、何れにしても好ましくない。この点、本実施の形態のように、タイミング生成部３１を発振回路３６を用いて構成することにより、コンデンサＣ１ の容量を変更するだけで周波数特性を補償するための回路を必要とせず、かつ、全てのイニシャライズ時間が長くなることもないので、素子数を低減させつつ効率的なイニシャライズを行わせることができる。さらに、このような発振回路３６を用いてタイミング信号を生成する場合、通常は、フリップフロップを用いるが、本実施の形態のように必要段数のラッチ回路４８を組み合わせたラッチ回路３７を用いることにより、素子数を低減させ得る。
【００５６】
次に、これらのタイミング信号により制御されるイニシャライズ時の概略動作を図５のタイムチャート、図６に示す微分量子効率検出部３２の回路構成例を参照して説明する。まず、半導体レーザ１の光出力を、タイミングＴＳに強制的なオフ状態より所望の最大発光状態とする。この最大発光値は、発光指令電流生成部２２において既に設定されているものとする。そして、タイミングＴ０に入力データを全て０としてオフセット発光状態とし、この状態をタイミングＴ５まで維持した後、タイミングＴ５以降を本来の入力データを受け付ける通常動作状態とする。光・電気負帰還ループ３を動作させるためには、半導体レーザ１の光出力を完全にオフにはさせず、わずかに光らせるオフセット発光が必要であり、実際には、半導体レーザ１の光出力は、設定した最大発光とオフセット発光との間で光・電気負帰還ループ３により制御される。
【００５７】
半導体レーザ１の光出力は、イニシャライズ時、即ち、電源投入時やリセット解除時において、必ず、図５に示すようなシーケンス動作を実行することにより微分量子効率をその度に検出し、適切な加算電流値を設定する。
【００５８】
図５中に示すような最大発光とオフセット発光との差分、即ち、動作電流Ｉｏｐ−発振閾値電流Ｉｔｈが微分量子効率であるので、微分量子効率検出部３２中のサンプルホールド回路３８においてこの差分を検出する。概略動作としては、この差分は電圧としては抵抗Ｒ １ （図２参照）の端子間電圧であり、電流駆動部２４なる電圧シフト部２５が動作していない状態においては誤差増幅器２４におけるトランジスタＱ １２ のエミッタ電位出力であるので、最大発光時のこのトランジスタＱ １２ のエミッタ電位をサンプルホールドし、タイミングＴ０においては０であった電圧シフト部２５の電位シフト量を加算電流設定部３４により徐々に変化させて、前記差分を、電圧シフト部２５における抵抗Ｒ ２ の電位変化とすることにより微分量子効率を検出する。
【００５９】
詳細には、トランジスタＱ １２ のエミッタ電位、即ち、ＶＣＯＭＰ 端子はトランジスタＱ４２のエミッタフォロワ５１を介してトランジスタＱ４３のベース電位となる。このトランジスタＱ４３のベース電位はトランジスタＱ４５等で構成される電流源５２の電流が流れている間は、トランジスタＱ４１，Ｑ４６，Ｑ４７，Ｑ４８等で構成されるボルテージフォロワ５３によりトランジスタＱ４４のベース電位と同電位となる。タイミングＴ０で電流源５２の電流をオフさせると、トランジスタＱ４３のベース電位の変化はＶＣＯＭＰ 端子の電位変化をそのまま示すが、トランジスタＱ４４のベース電位はコンデンサＣ２ の容量が大きいほど変化せず、タイミングＴ０におけるトランジスタＱ４３のベース電位、つまり、最大発光時のトランジスタＱ １２ （図２参照）のエミッタ電位をサンプルホールドすることが可能となる。図５中の下部にこれらのトランジスタＱ４３，Ｑ４４によりサンプルホールドされる概略波形を示す。
【００６０】
サンプルホールドされたこれらのトランジスタＱ４３，Ｑ４４のベース電位をトランジスタＱ４９，Ｑ５０等による比較器３９に入力してその大小を比較し、比較結果をタイミング信号Ｔ１〜Ｔ５に同期してメモリ部３３にて保持する。従って、このメモリ部３３は、特に構成例を図示しないが、比較器３９の比較出力をタイミング信号Ｔ１〜Ｔ５に同期して保持し得る機能を有していればよく、例えば、タイミング生成部３１で用いたような５段のラッチ回路で構成し、比較器３９の比較においてトランジスタＱ４３側のベース電位がトランジスタＱ４４側のベース電位よりも高い場合にＬレベルを出力するように構成すればよい。
【００６１】
加算電流設定部３４は、２段の差動スイッチで構成される５個のスイッチと、これらのスイッチ部の電流源に電流を供給するカレントミラー回路と、各スイッチ部の出力を加算して電流駆動部（電圧シフト部２５）の出力とするカレントミラー回路とにより構成されている。ここに、５個のスイッチ部により基本的に５ビットのＤ／Ａ変換器４０が構成され、これらのスイッチ部の電流源は、最小ビット電流をＩ１とすると、次のビットのスイッチ部では２＊Ｉ１、さらに上位ビットのスイッチ部毎に４＊Ｉ１，８＊Ｉ１，１６＊Ｉ１となるように設定されている。これにより、スイッチ部全体の出力電流としては最大３１＊Ｉ１となり、この時に、電流駆動部（電圧シフト部２５）において設定される最大電流（最大電圧）が、前述した（動作電流Ｉｏｐ）−（発振閾値電流Ｉｔｈ）の最大値よりも大きくなるように設定する。
【００６２】
ここで、タイミングＴ０に、図５に示すように半導体レーザ１の光出力を最大発光状態よりオフセット発光状態とすると同時にスイッチ部の最上位ビットの電流を強制的に出力する。この状態では、最大発光状態からオフセット状態となって最上位ビットのスイッチ部の電流を強制的に出力することにより電圧シフト部の端子間電位にも電位変化を生ずるので、光・電気負帰還ループ３なる制御系により半導体レーザ１の光出力がオフセット発光状態となるように制御が働くので、これらの電位変化の差分を補うように変化する。このような変化分を微分量子効率検出部３２において検出しその出力を最大発光状態と比較し、その比較結果をメモリ部３３に格納する。メモリ部３３ではこの結果をタイミングＴ１においてラッチし、加算電流設定部３４の最上位ビットのスイッチ部を再設定し、最大発光状態の電位より大きい場合にはオフ、小さい場合にはオンとする。ここで、タイミングＴ１−Ｔ０は、この間に光・電気負帰還ループ３なる制御系が十分収束する時間に設定する必要がある。
【００６３】
タイミングＴ１においてもタイミングＴ０の場合と同様に、上位２ビット目を強制的に出力させ、タイミングＴ２にてその結果を再設定する。本実施の形態では、微分量子効率を５ビット分のＤ／Ａの精度で検出しているので、５ビット分、同様に繰り返して行う。この時のベース電位の変化の様子を図示すると、図５中の下部に示すトランジスタＱ４４のベース電位の場合と同様になる。この場合の図示例は、下位ビットより順に
１，１，１，０，１
となった場合の波形を示している。
【００６４】
本実施の形態では、微分量子効率検出部３２及び加算電流設定部３４の検出精度を５ビットとしているが、さらにビット数を増やして検出精度を上げれば、図１０（ｂ）に示す光出力波形において、ＰＳ 分の光出力分が所望の光出力となり、光・電気負帰還ループ３なる制御系による光出力の制御分が少なくなり、光出力波形がより理想的な方形波に近付く。
【００６５】
また、本実施の形態では、電流駆動部２４を光・電気負帰還ループ３中に介在させた電圧シフト部２５により構成した例で説明したが、例えば、図７に示すように、光・電気負帰還ループ３から分離させて独立して電流駆動部２４を設けた構成としてもよい。さらには、発光指令信号生成部、発光指令信号設定部に関しても、図８に示すように、ＩＤＡ１ 専用の発光指令信号生成部２２ａ及び発光指令信号設定部２１ａと、ＩＤＡ２ 専用の発光指令信号生成部２２ｂ及び発光指令信号設定部２１ｂとに分けて構成してもよい。この場合、発光指令信号設定部２１ｂが加算電流設定部３４となる。
【００６６】
さらには、本実施の形態では、半導体レーザ制御装置１３の大半をバイポーラトランジスタを用いた集積回路２０として集積化した例で説明したが、必ずしもバイポーラトランジスタにより集積化したものに限らず、Ｃ‐ＭＯＳトランジスタを用いたもの、両者を組み合わせたもの等であってもよく、さらには、集積化されていない構成にも適用し得る。
【００６７】
【発明の効果】
請求項１及び６記載の発明によれば、パルス幅変調・強度変調信号生成部と誤差増幅部と電流駆動部とともに、半導体レーザの微分量子効率を検出する微分量子効率検出部と、この微分量子効率検出部の検出結果を記憶するメモリ部と、このメモリ部に記憶された前記微分量子効率検出部の検出結果により最大電流に対応する電流が設定されており、発光指令電流生成部において既に設定された最大発光状態の電位より大きい場合にはオフ、小さい場合にはオンとして前記電流駆動部において設定された最大電流に対応する電流を設定する加算電流設定部と、タイミング生成部とを備え、イニシャライズ時にタイミング生成部により誤差増幅部の制御速度より十分に遅いタイミング信号を生成し、そのタイミング信号に基づき微分量子効率検出部により半導体レーザの微分量子効率を検出し、各タイミングでの検出結果をメモリ部に記憶し、このメモリ部に記憶された検出結果に従い発光指令信号に対応する電流を設定するようにしたので、経時変化に伴う半導体レーザの微分量子効率の変化を、電源投入時やリセット解除時といったイニシャライズ時に検出して最適な電流加算値を設定し直すことにより、光・電気負帰還ループなる制御部による高速制御分を極力少なくすることができ、半導体レーザの光出力波形をオーバシュートやアンダシュートのない、理想の方形波に近付け、常時、最適化された理想的な光出力波形を得ることができる。特に、請求項２や請求項７記載の発明のように、パルス幅変調・強度変調信号生成部と誤差増幅部と電流駆動部と微分量子効率検出部とメモリ部と加算電流設定部とタイミング生成部とが１チップの集積回路に集積化して構成した場合にも、光出力波形の理想化を維持することができる。
【００６８】
請求項８記載の発明によれば、請求項７記載の発明において、電流駆動部は、誤差増幅部内における電圧シフト部であり、その電圧シフト量を変化させる差動回路を含んで光・電気負帰還ループ内に設けられ、加算電流設定部は、前記発光指令信号に対応する電流が最大の時に前記半導体レーザの光出力が所望の最大値となり前記発光指令信号に対応する電流が最小の時に前記半導体レーザの光出力が所望の最小値となるように前記差動回路の電流を設定するものとし、イニシャライズ時において、或るタイミングＴ０に半導体レーザの光出力を所望の最大値とし前記タイミングＴ０から或る一定時間経過したタイミングＴ１に前記半導体レーザの光出力を所望の最小値として、前記タイミングＴ１とこのタイミングＴ１より或る一定時間経過したタイミングＴ２との間に前記微分量子効率検出部及び加算電流設定部を動作させて電流を設定するようにしたので、所望の高速電圧シフト量の最大値を検出することにより、光出力波形を理想的な方形波に近付け得る１手段を提供することができる。
【００６９】
請求項３や請求項９記載の発明によれば、タイミング生成部が外付け素子を含み、この外付け素子により設定されたタイミング信号を生成するようにしたので、例えば、タイミング生成部を遅延回路により構成した場合、光・電気負帰還ループの制御速度を自由に設定できる上に、半導体レーザ‐受光素子の周波数特性の影響を受けない光出力波形を得ることもでき、集積化された回路のイニシャライズ時間を最適化を図る上で都合がよい。
【００７０】
請求項４や請求項１０記載の発明によれば、タイミング生成部が発振回路を含み、この発振回路の発振出力に基づき複数のタイミング信号を生成するようにしたので、タイミング生成部に発振回路を用いることにより、生成すべきタイミング数が多い場合であっても唯一の外付けコンデンサを設けるだけでそのタイミングを自在に設定でき、さらには、そのコンデンサの容量を変更するだけで、周波数特性を補償する回路も不要にすることができる。
【００７１】
請求項５や請求項１１記載の発明によれば、タイミング生成部が、発振回路と多段のラッチ回路とを含み、前記発振回路の発振出力に基づき前記各ラッチ回路がタイミング信号を生成するようにしているので、発振回路に対してフリップフロップではなくラッチ回路を組み合わせることにより、素子を削減した回路構成とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態を示す概略ブロック図である。
【図２】誤差増幅部及び電圧シフト部の構成例を示す回路図である。
【図３】発振回路の構成例を示す回路図である。
【図４】ラッチ回路の構成例を示す回路図である。
【図５】各部の波形を示すタイムチャートである。
【図６】微分量子効率検出部の構成例を示す回路図である。
【図７】変形例を示す概略ブロック図である。
【図８】異なる変形例を示す概略ブロック図である。
【図９】従来の電流駆動部によるＩＤＡ２ 加算方式を示す回路図である。
【図１０】ＩＤＡ２ に伴うＰＳ の有無による光出力制御例を示す特性図である。
【図１１】パルス幅強度混合方式用の構成例を示すブロック図である。
【図１２】パルス幅強度混合方式の光出力とドットイメージとの関係を示す模式図である。
【図１３】その波形生成法を示すタイムチャートである。
【図１４】温度による動作電流変化特性を示す特性図である。
【図１５】経時変化による動作電流変化特性を示す特性図である。
【符号の説明】
１ 半導体レーザ
２ 受光素子
３ 光・電気負帰還ループ
２３ 誤差増幅部
２４ 電流駆動部
２５ 電圧シフト部
３１ タイミング生成部
３２ 微分量子効率検出部
３３ メモリ部
３４ 加算電流設定部
３６ 発振回路
３７ ラッチ回路
４２ 差動回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、レーザプリンタ、デジタル複写機、光ディスク装置、光通信装置等における光源として用いられる半導体レーザを駆動制御するための半導体レーザ制御方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
半導体レーザは極めて小型であって、かつ、駆動電流により高速に直接変調を行うことができるので、近年、レーザプリンタ等の光源として広く使用されている。
【０００３】
しかし、半導体レーザの駆動電流と光出力との関係は、温度により著しく変化するので、半導体レーザの光強度を所望の値に設定しようとする場合に問題となる。この問題を解決して半導体レーザの利点を活かすために、従来、様々なＡＰＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路が提案されている。
【０００４】
このＡＰＣ回路は以下の▲１▼〜▲３▼の３つの方式に大別される。
▲１▼ 半導体レーザの光出力を受光素子によりモニタし、この受光素子に発生する半導体レーザの光出力に比例する受光電流に比例する信号と、発光レベル指令信号とが等しくなるように、常時、半導体レーザの順方向電流を制御する光・電気負帰還ループにより半導体レーザの光出力を所望の値に制御する方式。
▲２▼ パワー設定期間内には半導体レーザの光出力を受光素子によりモニタし、この受光素子に発生する受光電流（半導体レーザの光出力に比例する）に比例する信号と、発光レベル指令信号とが等しくなるように半導体レーザの順方向電流を制御し、パワー設定期間外にはパワー設定期間中に設定した半導体レーザの順方向の値を保持することにより、半導体レーザの光出力を所望の値に制御するとともに、パワー設定期間外にはパワー設定期間中に設定した半導体レーザの順方向電流を情報に基づいて変調することにより半導体レーザの光出力に情報を載せる方式。
▲３▼ 半導体レーザの温度を測定し、その測定した温度信号によって半導体レーザの順方向電流を制御したり、又は、半導体レーザの温度を一定とするように制御することで、半導体レーザの光出力を所望の値に制御する方式。
【０００５】
半導体レーザの光出力を所望の値とするためには、▲１▼の方式が望ましい。しかし、受光素子の動作速度や、光・電気負帰還ループを構成している増幅素子の動作速度等の限界により制御速度に限界が生じる。例えば、制御速度の目安として、光・電気負帰還ループの開ループでの交叉周波数を考慮した場合、この交叉周波数をｆ０ としたとき、半導体レーザの光出力のステップ応答特性は、
Ｐｏｕｔ ＝Ｐ０｛１−ｅｘｐ（−２πｆ０ｔ）｝
Ｐｏｕｔ ；半導体レーザの光出力
Ｐ０ ；半導体レーザの設定された光強度
ｔ ；時間
により近似される。
【０００６】
半導体レーザの多くの使用目的では、半導体レーザの光出力を変化させた直後から、設定された時間τ０ が経過するまでの全光量（光出力の積分値∫Ｐｏｕｔ・ｄｔ）が所定の値となることが必要とされ、
∫Ｐｏｕｔ ・ｄｔ＝Ｐ０・τ０｛１−（１／２πｆ０τ０ ）［１−ｅｘｐ（−２πｆ０τ０ ）］｝
のような式で表される。
【０００７】
仮に、τ０ ＝５０ｎｓ、誤差の許容範囲を０．４％とした場合、ｆ０ ＞８００ＭＨｚとしなければならず、これは極めて困難である。
【０００８】
また、▲２▼の方式では、▲１▼の方式による上記のような問題は発生せず、半導体レーザを高速に変調することが可能であるので多用されている。しかし、この▲２▼の方式によると、半導体レーザの光出力を常時制御している訳ではないので、外乱等により容易に半導体レーザの光量変動を生じてしまう。外乱としては、例えば、半導体レーザのドゥループ特性があり、半導体レーザの光量はこのドゥループ特性により容易に数％程度の誤差を生じてしまう。半導体レーザのドゥループ特性を抑制する試みとして、半導体レーザの熱時定数に半導体レーザ駆動電流の周波数特性を合わせて補償する方法などが提案されているが、半導体レーザの熱時定数は各半導体レーザ毎に個別にばらつきがあり、また、半導体レーザの周囲環境により異なる等の問題がある。
【０００９】
このような点を考慮した改良方式が、例えば、特開平２−２０５０８６号公報により提案されている。同公報によれば、図９に示すように、半導体レーザ１の光出力を受光素子２によりモニタし、その出力と発光レベル指令信号（ＤＡＴＡ）とが等しくなるように、常時、半導体レーザ１の順方向電流を制御する光・電気負帰還ループ３と、発光レベル指令信号（ＤＡＴＡ）を半導体レーザ１の順方向電流に変換する電流駆動部４とを有し、光・電気負帰還ループ３の制御電流と電流駆動部４により生成された駆動電流の和（又は、差）の電流によって半導体レーザ１の光出力を制御する方式が開示されている。図示例では、前記光・電気負帰還ループ３は半導体レーザ１と受光素子２とＩＤＡ１ なる定電流源５と反転増幅器６とにより構成され、この反転増幅器６の出力により、抵抗Ｒｅ とともに半導体レーザ１に直列に接続された駆動トランジスタ７を駆動制御するように構成されている。また、電流駆動部４はＩＤＡ２ なる定電流源８により構成されている。
【００１０】
これによれば、半導体レーザ１を電流駆動部４により直接駆動する電流に相当する光出力をＰＳ とした場合、半導体レーザ１の光出力のステップ応答特性は、
Ｐｏｕｔ ＝Ｐ０ ＋（ＰＳ −Ｐ０ ）｛１−ｅｘｐ（−２πｆ０ｔ ）｝
で近似される。ＰＳ ≒Ｐ０ であれば、瞬時に半導体レーザの光出力がＰ０ に等しくなるので、ｆ０ の値は光・電気負帰還ループ３のみの場合に比べて小さくてよい。図１０（ａ）が光・電気負帰還ループ３のみによる場合の光出力の変化の様子を示すのに対し、図１０（ｂ）は電流駆動部４による定電流分ＩＤＡ２ が付加された場合の光出力の変化の様子を示す。現実的には、ｆ０ ＝４０ＭＨｚ程度であればよく、この程度の交叉周波数であれば容易に実現できる。
【００１１】
次に、レーザプリンタを例に採り、１ドット多値化技術の経緯について説明する。レーザプリンタは、当初、ラインプリンタに代わるノンインパクトプリンタとして開発されたが、レーザプリンタの高速高解像性からイメージプリンタとしての適用が早くから検討され、ディザ法をベースとした様々な記録方法が実用化されている。また、近年の半導体技術の急速な進展により、処理可能な情報量が急速に増大し、レーザプリンタにおいては、１ドット多値化技術が実用化され、より確実にイメージプリンタとしての地位を固めつつある。しかしながら、現行の多値化レベルはハイエンド機においては８ビット相当の出力レベルを備えているが、ローエンド機では高々数値程度に抑えられている。これは、一因としては情報量の多さもあるが、主として、１ドット多値化出力を実現する半導体レーザ制御変調部の回路規模が大きく高価であることによる。
【００１２】
現在、１ドット多値化出力を行う半導体レーザ制御変調方式としては、
Ａ．光強度変調方式
Ｂ．パルス幅変調方式
Ｃ．パルス幅強度混合変調方式
が提案されている。
【００１３】
Ａ．光強度変調方式（ＰＭ＝Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）
光出力自身を変化させて記録する方式であり、中間露光領域を利用して中間調記録を実現するため、印字プロセスの安定化が重要な要件であり、印字プロセスに対する要求が厳しくなる。しかしながら、半導体レーザの制御変調は容易となる。
【００１４】
Ｂ．パルス幅変調方式（ＰＷＭ＝Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）
光出力レベルとしては２値であるが、その発光時間（つまり、パルス幅）を変化させて記録する方式であるので、ＰＭ方式と比較すると、中間露光領域の利用度が少なく、さらに、隣接ドットを結合させることにより中間露光領域を一層低減させることが可能となる（印字プロセス安定性に対する要求が低減する）。しかし、パルス幅設定を８ビット、かつ、隣接ドット結合を実現する場合には半導体レーザ制御変調部の構成は複雑となる。
【００１５】
Ｃ．パルス幅強度混合変調方式（ＰＷＭ＋ＰＭ方式）
ＰＭ方式では印字プロセスの安定化への要求が厳しくなり、ＰＷＭ方式では半導体レーザ制御変調部が複雑となる問題を有することから、これらのＰＭ方式とＰＷＭ方式とを組み合わせた方式であり、例えば、特開平６−３４７８５２号公報中に開示されている。
【００１６】
この変調方式は、基本的には２値記録方式であり、印字プロセスに対して安定であるＰＷＭ方式を基調とし、そのパルス間の移り変わり部をＰＭ方式により補完する方式である。この変調方式は、同じ階調数を実現する場合、各々単独の変調方式に比較して、必要となるパルス幅数、パワー値数が組み合わせることにより少なくなるので、各々の方式分の構成を容易に達成でき、印字プロセスに対して安定であると同時に集積化に適しており、小型化・低コスト化を図ることができる。
【００１７】
このような変調方式を実現するため、半導体レーザ制御装置には、基本的には図１１に示すような画像データと画素クロックとを入力とするパルス幅生成部及びデータ変調部１１が設けられ、このパルス幅生成部及びデータ変調部１１が図９に例示したような回路構成の半導体レーザ制御部及び半導体レーザ駆動部１２に対する発光レベル指令信号なるＤＡＴＡを出力するように構成されている。即ち、入力される画像データに従ってパルス幅生成部及びデータ変調部１１によりＰＷＭ方式を基調とし、その移り変わり部をＰＭ方式により補完する。その半導体レーザの光出力波形の基本概念図を図１２に示す。図１２にはパルス幅３値、パワー６値の合計１８階調を出力する場合における半導体レーザの光出力波形を模式的に示すものである。
【００１８】
この変調方式は、図示のように基本的にはＰＷＭ方式であるので、中間露光領域を利用するパワー変調部は最小パルス幅で出力する必要がある。このような光出力を得るためには、例えば、図１３に示すようにパルス幅をＰＷＭとすると、ＰＷＭＯＵＴ とＰＷＭＯＵＴ＋ＰＭＯＵＴ（ＰＭＯＵＴ は最小パルス幅）、又は、ＰＷＭＯＵＴ とＰＭＯＵＴ （ＰＭＯＵＴ は最小パルス幅）との２パルスを生成すればよい。ＰＷＭＯＵＴ のパルスにおいて全ビットをＨレベルにし、ＰＭＯＵＴ のパルスにおいてデータに従って各ビットをオン・オフさせれば、図１２や図１３に示すような光出力の波形を得ることができる。図１２中、上段が右寄せの右モード、下段が左寄せの左モードを示す。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
このような技術的背景を考えた場合、常時最適化された理想的な光出力の波形を高速制御下に得るためには、図１０（ｂ）中に示すＰＳ 分を適正に設定し、より矩形波に近付けることが重要といえる。特に、図１２等で説明したパルス幅強度混合方式を用いてより多階調の変調を実現しようとする場合には重要となる。
【００２０】
ここに、半導体レーザはその一般的な特性として、図１４に示すような温度による動作電流変化特性、図１５に示すような経時変化（特に、微分量子効率の変化）による動作電流変化特性がある。この内、温度による動作電流変化特性に関しては図９中に示したような光・電気負帰還ループ３を常に動作させることにより半導体レーザ１の発振閾値電流Ｉｔｈが温度により変化してもその変化に制御系が追従するため、常に、制御系が発振閾値電流Ｉｔｈを半導体レーザ１の順方向電流として流すことにより対処される。
【００２１】
しかし、経時変化、特に、微分量子効率の変化に伴う動作電流変化特性は、図示の如く、一般に、温度による場合よりも大きな変化特性を示す。この変化特性が、図１０（ｂ）中に示すＰＳ 分に影響を及ぼし、得ようとする光出力Ｐｏｕｔ に対して大きすぎてオーバシュートを生じたり、小さすぎたりして高速制御に支障を来す等の不都合がある。
【００２２】
つまり、上述したような技術的背景においては、半導体レーザの微分量子効率の検出精度に関して特に工夫されておらず、その検出精度が悪く、自由度が少ないため、光出力波形を理想的な矩形波に近付ける点で不十分となっている。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、入力データに基づいて、前記入力データに対しパルス幅変調と強度変調とを同時に行う発光指令信号を生成するパルス幅変調・強度変調信号生成部と、半導体レーザと、この半導体レーザの光出力をモニタする受光素子と、誤差増幅部とで光・電気負帰還ループを形成して前記受光素子から得られる前記半導体レーザの光出力に比例した受光信号と前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与えられる発光指令信号とが等しくなるように前記半導体レーザの順方向電流を制御する誤差増幅部と、前記誤差増幅部の出力を所望の電位分瞬時に電圧シフトする電圧シフト部として構成されて前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与えられる発光指令信号に応じた駆動電流を前記半導体レーザに順方向電流として流す電流駆動部と、前記半導体レーザの微分量子効率を検出する微分量子効率検出部と、この微分量子効率検出部の検出結果を記憶するメモリ部と、このメモリ部に記憶された前記微分量子効率検出部の検出結果により最大電流に対応する電流が設定されており、発光指令電流生成部において既に設定された最大発光状態の電位より大きい場合にはオフ、小さい場合にはオンとして前記電流駆動部において設定された最大電流に対応する電流を設定する加算電流設定部と、タイミング生成部とを備え、イニシャライズ時に前記タイミング生成部により前記誤差増幅部の制御速度より十分に遅いタイミング信号を生成し、そのタイミング信号に基づき前記微分量子効率検出部により前記半導体レーザの微分量子効率を検出し、各タイミングでの検出結果を前記メモリ部に記憶し、このメモリ部に記憶された検出結果に従い発光指令信号に対応する電流を設定するようにした。
【００２４】
請求項６記載の発明は、入力データに基づいて、前記入力データに対しパルス幅変調と強度変調とを同時に行う発光指令信号を生成するパルス幅変調・強度変調信号生成部と、半導体レーザと、この半導体レーザの光出力をモニタする受光素子と、誤差増幅部とで光・電気負帰還ループを形成して前記受光素子から得られる前記半導体レーザの光出力に比例した受光信号と前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与えられる発光指令信号とが等しくなるように前記半導体レーザの順方向電流を制御する誤差増幅部と、前記誤差増幅部の出力を所望の電位分瞬時に電圧シフトする電圧シフト部として構成されて前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与えられる発光指令信号に応じた駆動電流を前記半導体レーザに順方向電流として流す電流駆動部と、前記半導体レーザの微分量子効率を検出する微分量子効率検出部と、イニシャライズ時にこの微分量子効率検出部の検出動作を制御するタイミング信号を生成するタイミング生成部と、前記微分量子効率検出部の各タイミングでの検出結果を記憶するメモリ部と、このメモリ部に記憶された前記微分量子効率検出部の検出結果により最大電流に対応する電流が設定されており、発光指令電流生成部において既に設定された最大発光状態の電位より大きい場合にはオフ、小さい場合にはオンとして前記電流駆動部において設定された最大電流に対応する電流を設定する加算電流設定部とを備えている。
【００２５】
従って、これらの請求項１や請求項６記載の発明によれば、経時変化に伴う半導体レーザの微分量子効率の変化を、電源投入時やリセット解除時といったイニシャライズ時に検出して最適な電流加算値を設定し直すことにより、光・電気負帰還ループなる制御部による高速制御分を極力少なくすることができ、半導体レーザの光出力波形をオーバシュートやアンダシュートのない、理想の方形波に近付け、常時、最適化された理想的な光出力波形が得られる。
【００２６】
特に、請求項２や請求項７記載の発明のように、パルス幅変調・強度変調信号生成部と誤差増幅部と電流駆動部と微分量子効率検出部とメモリ部と加算電流設定部とタイミング生成部とが１チップの集積回路に集積化して構成された場合にも、光出力波形の理想化を維持することができる。
【００２７】
請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、電流駆動部は、誤差増幅部内における電圧シフト部であり、その電圧シフト量を変化させる差動回路を含んで光・電気負帰還ループ内に設けられ、加算電流設定部は、前記発光指令信号に対応する電流が最大の時に前記半導体レーザの光出力が所望の最大値となり前記発光指令信号に対応する電流が最小の時に前記半導体レーザの光出力が所望の最小値となるように前記差動回路の電流を設定するものとし、イニシャライズ時において、或るタイミングＴ０に半導体レーザの光出力を所望の最大値とし前記タイミングＴ０から或る一定時間経過したタイミングＴ１に前記半導体レーザの光出力を所望の最小値として、前記タイミングＴ１とこのタイミングＴ１より或る一定時間経過したタイミングＴ２との間に前記微分量子効率検出部及び加算電流設定部を動作させて電流を設定するようにしている。
【００２８】
従って、所望の高速電圧シフト量の最大値を検出することにより、光出力波形を理想的な方形波に近付け得る１手段を提供できる。
【００２９】
請求項３や請求項９記載の発明は、タイミング生成部が外付け素子を含み、この外付け素子により設定されたタイミング信号を生成するようにしている。従って、例えば遅延回路により構成した場合、光・電気負帰還ループの制御速度を自由に設定できる上に、半導体レーザ‐受光素子の周波数特性の影響を受けない光出力波形を得ることもでき、集積化された回路のイニシャライズ時間を最適化を図る上で都合がよい。
【００３０】
請求項４や請求項１０記載の発明は、タイミング生成部が発振回路を含み、この発振回路の発振出力に基づき複数のタイミング信号を生成するようにしている。従って、タイミング生成部に発振回路を用いることにより、生成すべきタイミング数が多い場合であっても唯一の外付けコンデンサを設けるだけでそのタイミングを自在に設定できる。さらには、そのコンデンサの容量を変更するだけで、周波数特性を補償する回路も不要にできる。
【００３１】
請求項５や請求項１１記載の発明は、タイミング生成部が、発振回路と多段のラッチ回路とを含み、前記発振回路の発振出力に基づき前記各ラッチ回路がタイミング信号を生成するようにしている。従って、発振回路に対してフリップフロップではなくラッチ回路を組み合わせることにより、素子を削減した回路構成とすることができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態を図１ないし図６に基づいて説明する。本発明の半導体レーザ制御装置は、例えば、レーザプリンタ等における光書込用に用いられる半導体レーザの光出力を制御するための制御装置として適用されている。ここに、本実施の形態にあっても基本的には前述したようなパルス幅強度混合変調方式や、光・電気負帰還ループの負担を軽減させる光・電気負帰還ループ＋加算電流値制御方式を踏襲しており、図９ないし図１５で示した部分と同一部分は同一符号を用いて示す。
【００３３】
即ち、本実施の形態における半導体レーザ制御装置１３は、概略的には、図１１に示したように、パルス幅生成部及びデータ変調部１１と半導体レーザ制御部及び半導体レーザ駆動部１２とにより構成されている。ここに、前記半導体レーザ制御部及び半導体レーザ駆動部１２は、図９に示したように光・電気負帰還ループ３と電流駆動部４とを主体として構成されている。これにより、パルス幅生成部及びデータ変調部１１によって既にＰＷＭ変調を受けたデータが定電流源５，８に入力され、定電流源５の電流値ＩＤＡ１ は反転増幅器６、半導体レーザ１、受光素子２を介して光・電気負帰還ループ３を形成し、定電流源８の電流値ＩＤＡ２ は半導体レーザ１の順方向電流となり高速に半導体レーザ１の光出力に変換されることで、高速に半導体レーザ１の制御及び駆動が可能となる。この場合、電流駆動部４として機能する定電流源８による電流ＩＤＡ２ 、従って、光出力ＰＳ の値を所望の値に設定することで、前述したように半導体レーザ１の光出力を高速にＰＷＭ及びＰＭ変調することが可能とされている。
【００３４】
図１に、本実施の形態における半導体レーザ制御装置１３の、より詳細な構成例を示す。まず、本実施の形態では、入力データをパルス幅変調データと強度変調データとに変換した複数のパルスを生成するパルス幅生成部及びデータ変調部１１と半導体レーザ制御部及び駆動部１２とが、その一部の構成要素を除く殆どの要素に関して１チップの集積回路２０として集積化されて構成されている。より詳細には、一部の回路構成に関して後述する如く、バイポーラトランジスタにより１チップ化されている。ここに、パルス幅生成部及びデータ変調部１１に関しては、特に詳述しないが、例えば、タイミングの異なる複数のパルスを生成するＰＬＬ構成のパルス生成手段と、入力された画像データをパルス幅変調データと強度変調データとに変換する論理記述を含むデータ変換部と、このデータ変換部から得られるパルス幅変調データに従ってパルス生成手段の出力中からパルスを選択するパルス幅変調部等を備えて構成されるが、これらの論理記述等を実行するバイポーラトランジスタによる回路構成とされている。
【００３５】
以下では、半導体レーザ制御部及び駆動部１２側について説明する。まず、光・電気負帰還ループ３は、発光指令信号設定部２１と発光指令信号生成部２２と誤差増幅器２３（反転増幅器６に相当する）と電流駆動部２４と半導体レーザ１と受光素子２とにより構成されている。動作としては、変調されたデータに従って発光指令信号生成部２２にて生成された電流と、半導体レーザ１の光出力に比例して受光素子２より出力されるモニタ電流とを比較し、その誤差分を誤差増幅器２３及び電流駆動部２４を介して半導体レーザ１の順方向電流に変換することにより光・電気負帰還ループ３を構成する。ここで、一般に半導体レーザ１の微分量子効率や受光素子２の光・電気変換受光感度には素子ばらつきがあるので、各々の特性に合わせて、電流値を設定する必要がある。このような素子ばらつきに関しては、前記発光指令信号設定部２１において、半導体レーザ１が所望の光出力となるように外部からの電流設定信号により電流値ＩＤＡ１ 、即ち、直流動作的には受光素子２のモニタ電流値を設定することにより、個体差を吸収して半導体レーザ１が常に所望の光出力となるように設定することが可能となる。
【００３６】
前記電流駆動部２４は、例えば差動スイッチ構成で前記誤差増幅器２３の出力を所望の電位分瞬時に電圧シフトする電圧シフト部２５として構成されている。この電圧シフト部２５による電圧シフトは、瞬時に半導体レーザ１の順方向電流となり、半導体レーザ１の光出力の高速変調が可能とされている。特に、光・電気負帰還ループ３なる制御系内にこの電流駆動部２４として機能する電圧シフト部２５を有して光・電気負帰還ループ３側と同一の出力部を持たせることにより、回路を構成する上で、素子数の低減と消費電力の低減とを図れる。
【００３７】
図２に誤差増幅器２３及び電圧シフト部２５のバイポーラトランジスタを用いた回路構成例を示す。まず、発光指令信号生成部２２にあるＰＤ端子において、この発光指令信号生成部２２中のＤ／Ａ変換部により入力されたデータを電流ＩＤＡ１ に変換し、受光素子２より半導体レーザ１の光出力に比例して流れるモニタ電流ＩＰＤと比較し、その結果を発光指令信号生成部２２中のトランジスタＱ１ のベースにおいて検出する。この結果をトランジスタＱ２ ，Ｑ３ 等で構成される差動アンプ４１に入力し、その出力を抵抗Ｒ１ を介してＬＤ端子より半導体レーザ１の順方向電流とする光・電気負帰還ループ３を構成している。ここに、差動アンプ４１よりＬＤ端子に至る間に、トランジスタＱ４ ，Ｑ５ ，抵抗Ｒ２ 等で構成されて差動回路となる差動スイッチ４２によりその出力を所望の電位分、瞬時に電圧シフトするように電圧シフト部２５が構成されている。この電圧シフトは、トランジスタＱ６ 〜Ｑ８ 等で構成されるエミッタフォロワ４３を介して瞬時に半導体レーザ１の順方向電流となる。ここに、本実施の形態においては、前述したように、最終的に半導体レーザ１を駆動する駆動トランジスタ７と抵抗Ｒｅ とを集積回路２０に対して外付けとしており、この駆動トランジスタ７と抵抗Ｒｅ には、半導体レーザ１を駆動するために数十〜数百ｍＡ程度の電流を流す必要があるが、本実施の形態のような構成の場合、半導体レーザ制御部及び半導体レーザ駆動部１２内部における電流は、駆動部につながる出力部においてもせいぜい数ｍＡで十分であるので、消費電力が低減し、集積化が容易となる。図２に示す回路において、電流駆動部２４の電圧シフト量を決定しているのが、抵抗Ｒ２ ，Ｒ３ 、トランジスタＱ９ 等であるが、上述したように半導体レーザ１の微分量子効率には素子ばらつきがあり、また、経時変化による効率劣化があるため、半導体レーザ１の微分量子効率を検出し、この電圧シフト量を設定する構成とすることにより、前述した図１０（ｂ）に示したような光出力ＰＳ が重畳された光出力を得ることができる。また、図２に示す回路において、トランジスタＱ２ ，Ｑ３ 等で構成される差動アンプ４１は、抵抗Ｒ４ において電源電圧Ｖｃｃよりの降下電圧としてその出力を構成しているが、光・電気負帰還ループ３は半導体レーザ１の光出力をリアルタイムで制御しているので、電源電圧変動も同時に制御している。また、受光素子２を経てＰＤ端子（発光指令信号生成部２２中のトランジスタＱ４ のベース電位）にて検出した結果を、差動アンプ４１に入力する過程で、トランジスタＱ１１，Ｑ１２，抵抗Ｒ４ を介して帰還をかけており、この差動アンプ４１の電圧ゲインを抵抗Ｒ５ ，Ｒ６ の抵抗値により決定し、ゲインを小さくすることでこの差動アンプ４１の交叉周波数をより高くし制御速度を向上させている。
【００３８】
半導体レーザ１の微分量子効率を検出し、電圧シフト量を設定する機能を実現するためのブロックが、図１中では、タイミング生成部３１、微分量子効率検出部３２、メモリ部３３及び加算電流設定部３４により構成されている。これにより、概略的には、タイミング生成部３１において誤差増幅器２３の制御速度より十分遅いタイミング信号を生成し、そのタイミングにおいて半導体レーザ１の微分量子効率を微分量子効率検出部３２により検出し、その検出結果をメモリ部３３に記録し、そのメモリ部３３のデータに従い、加算電流設定部３４の電流値を設定する。この動作は電源投入時若しくはリセット時（半導体レーザ１の光出力オフ時）といった所定のイニシャライズ時だけイニシャライズ動作として行われ、通常動作時には、加算電流設定部３４の電流値を保持する。
【００３９】
また、タイミング生成部３１に対してはスタートアップ部３５が接続されている。このスタートアップ部３５は、電源投入時に電源電圧がまだ所定の値に達するまでの期間に、半導体レーザ１に過大電流が流れることにより発生する半導体レーザ１の劣化や破損からの保護と、前記タイミング生成部３１において必要なイニシャライズ開始信号の生成を行う役目を担う。このスタートアップ部３５に設定される或る設定電位は、なるべく電源電圧の所定の電位に近い電位に設定される。例えば、電源電圧の所定の電位が５．０Ｖの場合において、或る設定電位が２〜３Ｖ程度に設定した場合にはまだ回路全体が所望の動作をしているとはいえないが、４．５Ｖ程度に設定すればほぼ回路全体が所望の動作をしていると考えてよく、より安全に半導体レーザ１の保護とイニシャライズ開始信号の生成とを行うことができる。具体的制御としては、受光素子２の端子の電位を強制的にＨレベルとすることにより誤差増幅器２３の出力が強制的なＬレベルとされ、半導体レーザ１の順方向電流が流れないように抑制することで半導体レーザ１の保護を行う。また、同時に、後述するように、ＴＤＳＴＡＲＴ端子 の電位を強制的にＨレベルとすることで、前記タイミング生成部３１における発振回路（後述する）を強制的に発振しないように抑制する。そして、電源電圧（ここでは、Ｖｃｃ）が或る設定電位以上になると、半導体レーザ１の保護を解除して通常動作状態とし、かつ、前記タイミング生成部３１における発振回路の発振抑制を解除することにより発振開始信号とする。同時に、前記タイミング生成部３１の電流源を生成するＶＰＴＤＳＴＡＲＴ端子電位 を出力する。
【００４０】
前記タイミング生成部３１は、例えば、遅延回路を用いて構成することも可能であるが、本実施の形態では、発振回路３６とバイアス回路（図示せず）とラッチ回路３７とにより構成されている。概略的には、発振回路３６において生成された発振信号をラッチ回路３７にてラッチし、ラッチしたデータを次段に順次伝達することにより、例えば、Ｔ０〜Ｔ５なる６個のタイミング信号を生成し、最終タイミングと同時に前記発振回路３６を強制的に発振しないように抑制する構成とされている。
【００４１】
前記微分量子効率検出部３２は、例えば、前記誤差増幅器２３の誤差出力中のピーク値を検出するサンプルホールド回路３８と、このサンプルホールド回路３８の出力値を所定値と比較する比較器３９とにより構成されている。
【００４２】
前記メモリ部３３は、前記比較器３９の比較結果を前記タイミング生成部３１により生成されるタイミングＴ１〜Ｔ５に同期して保持する機能を有する。前記加算電流設定部３４は、例えば、５ビットのＤ／Ａ変換器４０により構成されている。
【００４３】
次に、これらの各部の構成、作用等について説明する。まず、前記発振回路３６のバイポーラトランジスタによる回路構成例を図３に示す。また、イニシャライズ時の概略動作を図５に示す。トランジスタＱ２２のコレクタ電位ＶＱ２２Ｃが図４中の発振動作として表され、このトランジスタＱ２２のコレクタ電流が、トランジスタＱ２４，Ｑ２５で構成される差動スイッチ４６によりオン、オフし、トランジスタＱ２２のコレクタ電流がオンの時にトランジスタＱ２１のコレクタ電流よりも大きい場合には、トランジスタＱ２２のコレクタ電位ＶＱ２２Ｃは、各々の電流がコンデンサＣ１ へのチャージ、ディスチャージを繰り返すことにより発振する。
【００４４】
まず、図４中に示すタイミング０、即ち、電源投入時より、前記スタートアップ部３５から発振開始タイミング信号ＴＳが送られてくるまでの間は、ＴＤＳＴＡＲＴ 端子の電位は強制的にＨレベル（殆どＶｃｃと同電位）であり、また、ＶＰＴＤＳＴＡＲＴ 端子は０Ｖであるので、ＶＰＴＤＳＴＡＲＴ 端子より生成されるトランジスタＱ２３のコレクタ電流は０であり、差動スイッチ４６もトランジスタＱ２５がＬレベルであるが、トランジスタＱ２３のコレクタ電流が０であるので、トランジスタＱ２２のコレクタ電流も０となっている。その後、発振開始タイミング信号ＴＳを過ぎると、トランジスタＱ２２のコレクタ電流が流れ始め、差動スイッチ４６においてトランジスタＱ２５がＬレベルであるので、トランジスタＱ２３のコレクタ電流がトランジスタＱ２２，Ｑ２６によるカレントミラー回路４７により折り返され、トランジスタＱ２２のコレクタ電流となる。このタイミングＴＳでは、電源部（図示せず）の電流は０であるので、トランジスタＱ２２のコレクタ電流がトランジスタＱ２１のコレクタ電流より大きい場合にはトランジスタＱ２２のコレクタ電位ＶＱ２２Ｃ、即ち、ＴＤＳＴＡＲＴ端子電位 は、徐々に低下する。そして、トランジスタＱ２４のベース電位がトランジスタＱ２５のべース電位と同電位若しくはより低下する瞬間に、差動スイッチ４６が動作し、トランジスタＱ２４がオンとなりトランジスタＱ２６のコレクタ電流、従って、トランジスタＱ２２のコレクタ電流がオフとなり、トランジスタＱ２５のベース電位はトランジスタＱ２４のコレクタ電流と抵抗Ｒ１１とで決まる電位分上昇する。この瞬間が、タイミングＴ０である。
【００４５】
タイミングＴ０を過ぎると、トランジスタＱ２２のコレクタ電流がオフとなるので、トランジスタＱ２２のコレクタ電位ＶＱ２２Ｃ、即ち、ＴＤＳＴＡＲＴ端子電位 は、徐々に上昇する。そして、トランジスタＱ２４のベース電位がトランジスタＱ２５のベース電位と同電位若しくはより上昇する瞬間に、差動スイッチ４６が反転し、トランジスタＱ２２のコレクタ電流がオンとなる発振動作を繰り返す。この発振の振幅は、トランジスタＱ２４のコレクタ電流と抵抗Ｒ１１とで決まる電位で決定され、周期はトランジスタＱ２１のコレクタ電流、トランジスタＱ２２のコレクタ電流、コンデンサＣ１ の容量により決定され、これらの値を適正に決定することにより所望のタイミング信号を得ることができる。
【００４６】
このような動作において、トランジスタＱ２２のコレクタ電流がトランジスタＱ２１のコレクタ電流の丁度２倍の時、トランジスタＱ２１のコレクタ電流と、（トランジスタＱ２２のコレクタ電流）−（トランジスタＱ２１のコレクタ電流）なる電流とが等しくなり、コンデンサＣ１ にチャージ、ディスチャージされる単位時間当たりの電荷量が等しくなるので、図４中に示すような、立上り時間と立下り時間とが等しい三角波となる。
【００４７】
このような発振回路３６の発振出力としてトランジスタＱ２５のベースに方形波が得られ、電圧シフト、スイング量調整、反転なる処理がなされた後、図４中に示すトランジスタＱＸ のエミッタ電位ＶＱＸＥ の出力波形が得られる。
【００４８】
次に、前記ラッチ回路３７の１構成単位となるラッチ回路４８の回路構成例を図４に示す。前記ラッチ回路３７は、本実施の形態においては、タイミング信号Ｔ０〜Ｔ５を生成するため、ラッチ回路４８が６段に接続されて構成されるが、図４にその１構成単位となりタイミング信号Ｔ０生成用のラッチ回路４８を示す。図示例にあっては、複数のトランジスタ、抵抗を構成要素として構成されており、この内、トランジスタＱ３１〜Ｑ３３で１つのスイッチ４９ａを形成し、また、トランジスタＱ３４〜Ｑ３６で１つのスイッチ４９ｂを形成している。前記スイッチ４９ａにおいては、前記トランジスタＱ３３のコレクタ電流がオンの時、トランジスタＱ３１のベース電位、即ち、データをトランジスタＱ３７のベース電位及びエミッタ電位に反転して出力する。また、スイッチ４９ｂにおいては、トランジスタＱ３６のコレクタ電流がオンの時、トランジスタＱ３４のベースがトランジスタＱ３７のエミッタに接続されるので、出力をそのまま保持する動作となる。
【００４９】
トランジスタＱ３３のベースをＣＬＫ 、トランジスタＱ３６のベースを／ＣＬＫ （信号に関して、“／”は反転を示す）、トランジスタＱ３１のベースをＤＡＴＡ０ 、トランジスタＱ３７のエミッタを出力Ｑとして、これらの関係を論理式で表すと、
Ｑ＝ＣＬＫ・ＤＡＴＡ０ ＋／ＣＬＫ・Ｑ
となる。
【００５０】
ここで、前述したようにトランジスタＱＸ （図５参照）のエミッタ電位ＶＱＸＥ 、つまり、トランジスタＱ３６のベース／ＣＬＫ は、タイミングＴＳよりタイミングＴ０までＨレベルで出力保持状態にあり、また、トランジスタＱ３８，Ｑ３９等で構成される電流源５０は、スタートアップ部３５からのＶＰＴＤＳＴＡＲＴ をベース電位とすることにより、タイミングＴＳまでは電流が０でタイミングＴＳとなる瞬間より電流が流れるので、出力ＱはタイミングＴ０までＨレベルとなっている。タイミングＴ０となると、出力Ｑが初めてＬレベルとなり、タイミングＴ０以降、トランジスタＱ３１のベース（入力データ）がＬレベルであるので、出力ＱはＬレベルの状態を保持する。この状態を、図５中のトランジスタＱ３７のエミッタ電位ＶＱ３７Ｅ（タイミング信号Ｔ０）の波形として示す。
【００５１】
図示しない次段では、ＣＬＫ を反転入力し、トランジスタＱ３７のエミッタ電位ＶＱ３７ＥをＤＡＴＡ１ とすると、
Ｑ′＝／ＣＬＫ・ＤＡＴＡ１ ＋ＣＬＫ・Ｑ′
とすることで、図５中にＶＱ３７（１）Ｅで示すタイミング信号Ｔ１を得ることができる。
【００５２】
以下、同様にタイミング信号Ｔ２〜Ｔ５を得ることができる。図５中のＶＱ３７（ｎ）Ｅ における“ｎ”は段数１〜５を示す。
【００５３】
さらに、タイミング信号Ｔ５を生成する最終段のラッチ回路において、そのベースがデータ入力部であるトランジスタ（図４中のトランジスタＱ３１に相当）のコレクタ電流をトランジスタ等を介して発振回路３６中のトランジスタＱ ２３ のベース電流、即ち、この発振回路３６を駆動させる電流とすることで、タイミングＴＳよりタイミングＴ５までは電流を流すが、タイミングＴ５となる瞬間にトランジスタＱ ２３ のベース電流、従って、コレクタ電流をオフさせることが可能となる。
【００５４】
つまり、必要なタイミング信号を生成する間のみ発振し、所望のタイミング信号を生成し終わると同時に発振を停止することで、発振回路３６の発振動作が他の回路に雑音や電流変動等の悪影響を及ぼさない回路構成とされている。また、前述したようなタイミング信号Ｔ０〜Ｔ５を生成するためには遅延回路等を用いて構成することも可能であるが、本実施の形態のように、発振回路３６を用いて構成することにより、唯一、コンデンサＣ１ をＬＳＩ（集積回路２０）外の外付け素子とすることで多数のタイミング信号を生成する場合であっても、発振回路３６のタイミングを自在に設定することができる。もっとも、タイミング生成部３１を遅延回路を用いて構成した場合、タイミングを自在に設定するためには各々のタイミングを決定する外付け素子を必要とするが、必要とするタイミング数が少ない場合には遅延回路を用いるほうがラッチ回路を必要としない利点がある。何れにしても、光・電気負帰還ループ３の制御速度を自由に設定できる上に、半導体レーザ１・受光素子２の周波数特性の影響を受けない光出力波形を得ることもでき、集積回路２０のイニシャライズ時間を最適化を図る上で都合がよい。
【００５５】
また、一般に、半導体レーザ１・受光素子２間には、周波数特性が存在し、この周波数特性が、上述の制御系（光・電気負帰還ループ３）の動作や上述のタイミング設定に影響を及ぼさない良好な特性である場合には問題はないが、この周波数特性がよくない場合には、もし、上述のタイミングが一定である場合には、この半導体レーザ１・受光素子２間の周波数特性を補償するための回路を追加するか、或いは、上述のタイミングを十分遅くなるように設定する必要がある。しかし、このようなタイミングを十分に遅く設定すると、それだけイニシャライズの時間が長くなってしまい、かといって、周波数特性補償回路を付加すると素子数が増えてしまい、何れにしても好ましくない。この点、本実施の形態のように、タイミング生成部３１を発振回路３６を用いて構成することにより、コンデンサＣ１ の容量を変更するだけで周波数特性を補償するための回路を必要とせず、かつ、全てのイニシャライズ時間が長くなることもないので、素子数を低減させつつ効率的なイニシャライズを行わせることができる。さらに、このような発振回路３６を用いてタイミング信号を生成する場合、通常は、フリップフロップを用いるが、本実施の形態のように必要段数のラッチ回路４８を組み合わせたラッチ回路３７を用いることにより、素子数を低減させ得る。
【００５６】
次に、これらのタイミング信号により制御されるイニシャライズ時の概略動作を図５のタイムチャート、図６に示す微分量子効率検出部３２の回路構成例を参照して説明する。まず、半導体レーザ１の光出力を、タイミングＴＳに強制的なオフ状態より所望の最大発光状態とする。この最大発光値は、発光指令電流生成部２２において既に設定されているものとする。そして、タイミングＴ０に入力データを全て０としてオフセット発光状態とし、この状態をタイミングＴ５まで維持した後、タイミングＴ５以降を本来の入力データを受け付ける通常動作状態とする。光・電気負帰還ループ３を動作させるためには、半導体レーザ１の光出力を完全にオフにはさせず、わずかに光らせるオフセット発光が必要であり、実際には、半導体レーザ１の光出力は、設定した最大発光とオフセット発光との間で光・電気負帰還ループ３により制御される。
【００５７】
半導体レーザ１の光出力は、イニシャライズ時、即ち、電源投入時やリセット解除時において、必ず、図５に示すようなシーケンス動作を実行することにより微分量子効率をその度に検出し、適切な加算電流値を設定する。
【００５８】
図５中に示すような最大発光とオフセット発光との差分、即ち、動作電流Ｉｏｐ−発振閾値電流Ｉｔｈが微分量子効率であるので、微分量子効率検出部３２中のサンプルホールド回路３８においてこの差分を検出する。概略動作としては、この差分は電圧としては抵抗Ｒ １ （図２参照）の端子間電圧であり、電流駆動部２４なる電圧シフト部２５が動作していない状態においては誤差増幅器２４におけるトランジスタＱ １２ のエミッタ電位出力であるので、最大発光時のこのトランジスタＱ １２ のエミッタ電位をサンプルホールドし、タイミングＴ０においては０であった電圧シフト部２５の電位シフト量を加算電流設定部３４により徐々に変化させて、前記差分を、電圧シフト部２５における抵抗Ｒ ２ の電位変化とすることにより微分量子効率を検出する。
【００５９】
詳細には、トランジスタＱ １２ のエミッタ電位、即ち、ＶＣＯＭＰ 端子はトランジスタＱ４２のエミッタフォロワ５１を介してトランジスタＱ４３のベース電位となる。このトランジスタＱ４３のベース電位はトランジスタＱ４５等で構成される電流源５２の電流が流れている間は、トランジスタＱ４１，Ｑ４６，Ｑ４７，Ｑ４８等で構成されるボルテージフォロワ５３によりトランジスタＱ４４のベース電位と同電位となる。タイミングＴ０で電流源５２の電流をオフさせると、トランジスタＱ４３のベース電位の変化はＶＣＯＭＰ 端子の電位変化をそのまま示すが、トランジスタＱ４４のベース電位はコンデンサＣ２ の容量が大きいほど変化せず、タイミングＴ０におけるトランジスタＱ４３のベース電位、つまり、最大発光時のトランジスタＱ １２ （図２参照）のエミッタ電位をサンプルホールドすることが可能となる。図５中の下部にこれらのトランジスタＱ４３，Ｑ４４によりサンプルホールドされる概略波形を示す。
【００６０】
サンプルホールドされたこれらのトランジスタＱ４３，Ｑ４４のベース電位をトランジスタＱ４９，Ｑ５０等による比較器３９に入力してその大小を比較し、比較結果をタイミング信号Ｔ１〜Ｔ５に同期してメモリ部３３にて保持する。従って、このメモリ部３３は、特に構成例を図示しないが、比較器３９の比較出力をタイミング信号Ｔ１〜Ｔ５に同期して保持し得る機能を有していればよく、例えば、タイミング生成部３１で用いたような５段のラッチ回路で構成し、比較器３９の比較においてトランジスタＱ４３側のベース電位がトランジスタＱ４４側のベース電位よりも高い場合にＬレベルを出力するように構成すればよい。
【００６１】
加算電流設定部３４は、２段の差動スイッチで構成される５個のスイッチと、これらのスイッチ部の電流源に電流を供給するカレントミラー回路と、各スイッチ部の出力を加算して電流駆動部（電圧シフト部２５）の出力とするカレントミラー回路とにより構成されている。ここに、５個のスイッチ部により基本的に５ビットのＤ／Ａ変換器４０が構成され、これらのスイッチ部の電流源は、最小ビット電流をＩ１とすると、次のビットのスイッチ部では２＊Ｉ１、さらに上位ビットのスイッチ部毎に４＊Ｉ１，８＊Ｉ１，１６＊Ｉ１となるように設定されている。これにより、スイッチ部全体の出力電流としては最大３１＊Ｉ１となり、この時に、電流駆動部（電圧シフト部２５）において設定される最大電流（最大電圧）が、前述した（動作電流Ｉｏｐ）−（発振閾値電流Ｉｔｈ）の最大値よりも大きくなるように設定する。
【００６２】
ここで、タイミングＴ０に、図５に示すように半導体レーザ１の光出力を最大発光状態よりオフセット発光状態とすると同時にスイッチ部の最上位ビットの電流を強制的に出力する。この状態では、最大発光状態からオフセット状態となって最上位ビットのスイッチ部の電流を強制的に出力することにより電圧シフト部の端子間電位にも電位変化を生ずるので、光・電気負帰還ループ３なる制御系により半導体レーザ１の光出力がオフセット発光状態となるように制御が働くので、これらの電位変化の差分を補うように変化する。このような変化分を微分量子効率検出部３２において検出しその出力を最大発光状態と比較し、その比較結果をメモリ部３３に格納する。メモリ部３３ではこの結果をタイミングＴ１においてラッチし、加算電流設定部３４の最上位ビットのスイッチ部を再設定し、最大発光状態の電位より大きい場合にはオフ、小さい場合にはオンとする。ここで、タイミングＴ１−Ｔ０は、この間に光・電気負帰還ループ３なる制御系が十分収束する時間に設定する必要がある。
【００６３】
タイミングＴ１においてもタイミングＴ０の場合と同様に、上位２ビット目を強制的に出力させ、タイミングＴ２にてその結果を再設定する。本実施の形態では、微分量子効率を５ビット分のＤ／Ａの精度で検出しているので、５ビット分、同様に繰り返して行う。この時のベース電位の変化の様子を図示すると、図５中の下部に示すトランジスタＱ４４のベース電位の場合と同様になる。この場合の図示例は、下位ビットより順に
１，１，１，０，１
となった場合の波形を示している。
【００６４】
本実施の形態では、微分量子効率検出部３２及び加算電流設定部３４の検出精度を５ビットとしているが、さらにビット数を増やして検出精度を上げれば、図１０（ｂ）に示す光出力波形において、ＰＳ 分の光出力分が所望の光出力となり、光・電気負帰還ループ３なる制御系による光出力の制御分が少なくなり、光出力波形がより理想的な方形波に近付く。
【００６５】
また、本実施の形態では、電流駆動部２４を光・電気負帰還ループ３中に介在させた電圧シフト部２５により構成した例で説明したが、例えば、図７に示すように、光・電気負帰還ループ３から分離させて独立して電流駆動部２４を設けた構成としてもよい。さらには、発光指令信号生成部、発光指令信号設定部に関しても、図８に示すように、ＩＤＡ１ 専用の発光指令信号生成部２２ａ及び発光指令信号設定部２１ａと、ＩＤＡ２ 専用の発光指令信号生成部２２ｂ及び発光指令信号設定部２１ｂとに分けて構成してもよい。この場合、発光指令信号設定部２１ｂが加算電流設定部３４となる。
【００６６】
さらには、本実施の形態では、半導体レーザ制御装置１３の大半をバイポーラトランジスタを用いた集積回路２０として集積化した例で説明したが、必ずしもバイポーラトランジスタにより集積化したものに限らず、Ｃ‐ＭＯＳトランジスタを用いたもの、両者を組み合わせたもの等であってもよく、さらには、集積化されていない構成にも適用し得る。
【００６７】
【発明の効果】
請求項１及び６記載の発明によれば、パルス幅変調・強度変調信号生成部と誤差増幅部と電流駆動部とともに、半導体レーザの微分量子効率を検出する微分量子効率検出部と、この微分量子効率検出部の検出結果を記憶するメモリ部と、このメモリ部に記憶された前記微分量子効率検出部の検出結果により最大電流に対応する電流が設定されており、発光指令電流生成部において既に設定された最大発光状態の電位より大きい場合にはオフ、小さい場合にはオンとして前記電流駆動部において設定された最大電流に対応する電流を設定する加算電流設定部と、タイミング生成部とを備え、イニシャライズ時にタイミング生成部により誤差増幅部の制御速度より十分に遅いタイミング信号を生成し、そのタイミング信号に基づき微分量子効率検出部により半導体レーザの微分量子効率を検出し、各タイミングでの検出結果をメモリ部に記憶し、このメモリ部に記憶された検出結果に従い発光指令信号に対応する電流を設定するようにしたので、経時変化に伴う半導体レーザの微分量子効率の変化を、電源投入時やリセット解除時といったイニシャライズ時に検出して最適な電流加算値を設定し直すことにより、光・電気負帰還ループなる制御部による高速制御分を極力少なくすることができ、半導体レーザの光出力波形をオーバシュートやアンダシュートのない、理想の方形波に近付け、常時、最適化された理想的な光出力波形を得ることができる。特に、請求項２や請求項７記載の発明のように、パルス幅変調・強度変調信号生成部と誤差増幅部と電流駆動部と微分量子効率検出部とメモリ部と加算電流設定部とタイミング生成部とが１チップの集積回路に集積化して構成した場合にも、光出力波形の理想化を維持することができる。
【００６８】
請求項８記載の発明によれば、請求項７記載の発明において、電流駆動部は、誤差増幅部内における電圧シフト部であり、その電圧シフト量を変化させる差動回路を含んで光・電気負帰還ループ内に設けられ、加算電流設定部は、前記発光指令信号に対応する電流が最大の時に前記半導体レーザの光出力が所望の最大値となり前記発光指令信号に対応する電流が最小の時に前記半導体レーザの光出力が所望の最小値となるように前記差動回路の電流を設定するものとし、イニシャライズ時において、或るタイミングＴ０に半導体レーザの光出力を所望の最大値とし前記タイミングＴ０から或る一定時間経過したタイミングＴ１に前記半導体レーザの光出力を所望の最小値として、前記タイミングＴ１とこのタイミングＴ１より或る一定時間経過したタイミングＴ２との間に前記微分量子効率検出部及び加算電流設定部を動作させて電流を設定するようにしたので、所望の高速電圧シフト量の最大値を検出することにより、光出力波形を理想的な方形波に近付け得る１手段を提供することができる。
【００６９】
請求項３や請求項９記載の発明によれば、タイミング生成部が外付け素子を含み、この外付け素子により設定されたタイミング信号を生成するようにしたので、例えば、タイミング生成部を遅延回路により構成した場合、光・電気負帰還ループの制御速度を自由に設定できる上に、半導体レーザ‐受光素子の周波数特性の影響を受けない光出力波形を得ることもでき、集積化された回路のイニシャライズ時間を最適化を図る上で都合がよい。
【００７０】
請求項４や請求項１０記載の発明によれば、タイミング生成部が発振回路を含み、この発振回路の発振出力に基づき複数のタイミング信号を生成するようにしたので、タイミング生成部に発振回路を用いることにより、生成すべきタイミング数が多い場合であっても唯一の外付けコンデンサを設けるだけでそのタイミングを自在に設定でき、さらには、そのコンデンサの容量を変更するだけで、周波数特性を補償する回路も不要にすることができる。
【００７１】
請求項５や請求項１１記載の発明によれば、タイミング生成部が、発振回路と多段のラッチ回路とを含み、前記発振回路の発振出力に基づき前記各ラッチ回路がタイミング信号を生成するようにしているので、発振回路に対してフリップフロップではなくラッチ回路を組み合わせることにより、素子を削減した回路構成とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態を示す概略ブロック図である。
【図２】誤差増幅部及び電圧シフト部の構成例を示す回路図である。
【図３】発振回路の構成例を示す回路図である。
【図４】ラッチ回路の構成例を示す回路図である。
【図５】各部の波形を示すタイムチャートである。
【図６】微分量子効率検出部の構成例を示す回路図である。
【図７】変形例を示す概略ブロック図である。
【図８】異なる変形例を示す概略ブロック図である。
【図９】従来の電流駆動部によるＩＤＡ２ 加算方式を示す回路図である。
【図１０】ＩＤＡ２ に伴うＰＳ の有無による光出力制御例を示す特性図である。
【図１１】パルス幅強度混合方式用の構成例を示すブロック図である。
【図１２】パルス幅強度混合方式の光出力とドットイメージとの関係を示す模式図である。
【図１３】その波形生成法を示すタイムチャートである。
【図１４】温度による動作電流変化特性を示す特性図である。
【図１５】経時変化による動作電流変化特性を示す特性図である。
【符号の説明】
１ 半導体レーザ
２ 受光素子
３ 光・電気負帰還ループ
２３ 誤差増幅部
２４ 電流駆動部
２５ 電圧シフト部
３１ タイミング生成部
３２ 微分量子効率検出部
３３ メモリ部
３４ 加算電流設定部
３６ 発振回路
３７ ラッチ回路
４２ 差動回路
Claims (11)
- 入力データに基づいて、前記入力データに対しパルス幅変調と強度変調とを同時に行う発光指令信号を生成するパルス幅変調・強度変調信号生成部と、
半導体レーザと、この半導体レーザの光出力をモニタする受光素子と、誤差増幅部とで光・電気負帰還ループを形成して前記受光素子から得られる前記半導体レーザの光出力に比例した受光信号と前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与えられる発光指令信号とが等しくなるように前記半導体レーザの順方向電流を制御する誤差増幅部と、
前記誤差増幅部の出力を所望の電位分瞬時に電圧シフトする電圧シフト部として構成されて前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与えられる発光指令信号に応じた駆動電流を前記半導体レーザに順方向電流として流す電流駆動部と、
前記半導体レーザの微分量子効率を検出する微分量子効率検出部と、
この微分量子効率検出部の検出結果を記憶するメモリ部と、
このメモリ部に記憶された前記微分量子効率検出部の検出結果により最大電流に対応する電流が設定されており、発光指令電流生成部において既に設定された最大発光状態の電位より大きい場合にはオフ、小さい場合にはオンとして前記電流駆動部において設定された最大電流に対応する電流を設定する加算電流設定部と、
タイミング生成部とを備え、
イニシャライズ時に前記タイミング生成部により前記誤差増幅部の制御速度より十分に遅いタイミング信号を生成し、そのタイミング信号に基づき前記微分量子効率検出部により前記半導体レーザの微分量子効率を検出し、各タイミングでの検出結果を前記メモリ部に記憶し、このメモリ部に記憶された検出結果に従い発光指令信号に対応する電流を設定するようにしたことを特徴とする半導体レーザ制御方法。 - パルス幅変調・強度変調信号生成部と誤差増幅部と電流駆動部と微分量子効率検出部とメモリ部と加算電流設定部とタイミング生成部とが１チップの集積回路に集積化されていることを特徴とする請求項１記載の半導体レーザ制御方法。
- タイミング生成部が外付け素子を含み、この外付け素子により設定されたタイミング信号を生成することを特徴とする請求項２記載の半導体レーザ制御方法。
- タイミング生成部が発振回路を含み、この発振回路の発振出力に基づき複数のタイミング信号を生成することを特徴とする請求項２記載の半導体レーザ制御方法。
- タイミング生成部が、発振回路と多段のラッチ回路とを含み、前記発振回路の発振出力に基づき前記各ラッチ回路がタイミング信号を生成することを特徴とする請求項２記載の半導体レーザ制御方法。
- 入力データに基づいて、前記入力データに対しパルス幅変調と強度変調とを同時に行う発光指令信号を生成するパルス幅変調・強度変調信号生成部と、
半導体レーザと、この半導体レーザの光出力をモニタする受光素子と、誤差増幅部とで光・電気負帰還ループを形成して前記受光素子から得られる前記半導体レーザの光出力に比例した受光信号と前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与えられる発光指令信号とが等しくなるように前記半導体レーザの順方向電流を制御する誤差増幅部と、
前記誤差増幅部の出力を所望の電位分瞬時に電圧シフトする電圧シフト部として構成されて前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与えられる発光指令信号に応じた駆動電流を前記半導体レーザに順方向電流として流す電流駆動部と、
前記半導体レーザの微分量子効率を検出する微分量子効率検出部と、
イニシャライズ時にこの微分量子効率検出部の検出動作を制御するタイミング信号を生成するタイミング生成部と、
前記微分量子効率検出部の各タイミングでの検出結果を記憶するメモリ部と、
このメモリ部に記憶された前記微分量子効率検出部の検出結果により最大電流に対応する電流が設定されており、発光指令電流生成部において既に設定された最大発光状態の電位より大きい場合にはオフ、小さい場合にはオンとして前記電流駆動部において設定された最大電流に対応する電流を設定する加算電流設定部と、
を備えることを特徴とする半導体レーザ制御装置。 - パルス幅変調・強度変調信号生成部と誤差増幅部と電流駆動部と微分量子効率検出部とタイミング生成部とメモリ部と加算電流設定部とが１チップの集積回路に集積化されていることを特徴とする請求項６記載の半導体レーザ制御装置。
- 電流駆動部は、誤差増幅部内における電圧シフト部であり、その電圧シフト量を変化させる差動回路を含んで光・電気負帰還ループ内に設けられ、
加算電流設定部は、前記発光指令信号に対応する電流が最大の時に前記半導体レーザの光出力が所望の最大値となり前記発光指令信号に対応する電流が最小の時に前記半導体レーザの光出力が所望の最小値となるように前記差動回路の電流を設定するものとし、
イニシャライズ時において、或るタイミングＴ０に半導体レーザの光出力を所望の最大値とし前記タイミングＴ０から或る一定時間経過したタイミングＴ１に前記半導体レーザの光出力を所望の最小値として、前記タイミングＴ１とこのタイミングＴ１より或る一定時間経過したタイミングＴ２との間に前記微分量子効率検出部及び加算電流設定部を動作させて電流を設定するようにしたことを特徴とする請求項７記載の半導体レーザ制御装置。 - タイミング生成部が外付け素子を含み、この外付け素子により設定されたタイミング信号を生成することを特徴とする請求項７記載の半導体レーザ制御装置。
- タイミング生成部が、発振出力に基づき複数のタイミング信号を生成する発振回路を含むことを特徴とする請求項７記載の半導体レーザ制御装置。
- タイミング生成部が、発振回路と、この発振回路の発振出力に基づき各々タイミング信号を生成する多段のラッチ回路とを含むことを特徴とする請求項７記載の半導体レーザ制御装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07449696A JP3607772B2 (ja) | 1996-03-28 | 1996-03-28 | 半導体レーザ制御方法及び装置 |
| US08/825,300 US5946334A (en) | 1996-03-27 | 1997-03-27 | Semiconductor laser control system |
| US09/272,197 US6118798A (en) | 1996-03-27 | 1999-03-18 | Semiconductor laser control system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07449696A JP3607772B2 (ja) | 1996-03-28 | 1996-03-28 | 半導体レーザ制御方法及び装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09266340A JPH09266340A (ja) | 1997-10-07 |
| JP3607772B2 true JP3607772B2 (ja) | 2005-01-05 |
Family
ID=13548984
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07449696A Expired - Lifetime JP3607772B2 (ja) | 1996-03-27 | 1996-03-28 | 半導体レーザ制御方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3607772B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4570862B2 (ja) * | 2003-10-27 | 2010-10-27 | 株式会社リコー | 半導体レーザ駆動回路 |
| JP2011198918A (ja) * | 2010-03-18 | 2011-10-06 | Ricoh Co Ltd | 半導体レーザ駆動装置及びその半導体レーザ駆動装置を備えた画像形成装置 |
| JP6425008B2 (ja) * | 2014-01-10 | 2018-11-21 | 株式会社リコー | 画像形成装置及び画像形成方法 |
-
1996
- 1996-03-28 JP JP07449696A patent/JP3607772B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09266340A (ja) | 1997-10-07 |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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