JP4443143B2

JP4443143B2 - 過電流保護回路

Info

Publication number: JP4443143B2
Application number: JP2003128026A
Authority: JP
Inventors: 晴行吉田
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2003-05-06
Filing date: 2003-05-06
Publication date: 2010-03-31
Anticipated expiration: 2023-05-06
Also published as: JP2004336860A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、過電流保護回路に関し、特にたとえばスイッチング方式の電力制御装置に適用され、スパイク状のノイズ電流により保護回路が動作することを防止する、過電流保護回路に関する。
【０００２】
【従来技術】
従来のこの種の過電流保護回路の一例が、特許文献１に開示されている。スイッチング素子のターンオン時に発生するスパイクノイズによっては、スイッチング素子は破壊されない。むしろ、スパイクノイズによって過電流保護回路が動作し、負荷に流れる電流が遮断されると、負荷の動作に必要な電流を取り出すことができない。そこで、この従来技術では、スパイクノイズにより過電流保護回路が動作することを防止するため、抵抗とコンデンサとからなるＣＲフィルタを設けてスパイクノイズを除去している。
【０００３】
【特許文献１】
特開平５−８３９３２号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来技術では、ＣＲフィルタの時定数が大きいとスパイクノイズの検出が遅れて、過電流保護回路が動作する場合がある。また、スイッチング素子のデューティ比が大きい場合や、スイッチング周波数が高い場合には、ＣＲフィルタのコンデンサに充電された電荷を完全に放電することができないまま、次の検出電圧がＣＲフィルタを通過するので、過電流保護回路は早く動作電圧に達してしまい、安定した動作ができなくなる。
【０００５】
それゆえに、この発明の主たる目的は、安定して動作する、過電流保護回路を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この発明は、誘導負荷のオン／オフを制御するスイッチング素子、前記誘導負荷に直列接続されて前記誘導負荷に流れる電流を検出する抵抗、任意のデューティ比を有する第１パルスを発生する第１発生手段、抵抗の端子電圧が基準電圧を上回るときにアクティブとなる第２パルスを発生する第２発生手段、第１パルスおよび第２パルスに基づいてスイッチング素子をオン／オフするオン／オフ手段、および第１パルスが変化する第１特定時期に第２パルスを強制的にネガティブとする第１ネガティブ手段を備える過電流保護回路である。
【０００７】
【作用】
第１発生手段によって、任意のデューティ比を有する第１パルスを発生させるとともに、抵抗の端子電圧が基準電圧を上回るときに第２発生手段によって第２パルスを発生させる。そして、第１パルスが変化する第１特定時期に、ネガティブ手段によって第２パルスを強制的にネガティブにした後、オン／オフ手段によって第１パルスと第２パルスに基づいてスイッチング素子をオン／オフする。このように、スパイクノイズの発生時期に同期させて検出不感期間を設けたので、このノイズにより過電流保護回路が動作することを防止できる。
【０００８】
比較手段は、抵抗の端子電圧と基準電圧と比較し、端子電圧が基準電圧よりも高いときにアクティブとなる第２パルスを発生させて、スパイクノイズを検出する。また、第１ゲート手段は、第２パルスがアクティブとなる第１特定時期にゲートをかけて、アクティブとなった第２パルスをネガティブにすることにより、検出不感期間を設けている。
【０００９】
変更手段によって第１特定時期に比較手段の基準電圧を上昇させて、基準電圧を常に端子電圧よりも高くして、第２パルスがアクティブとなるのを防止することにより、検出不感期間を設けている。
【００１０】
第３発生手段によって、第２パルスがアクティブのときにアクティブとなる第３パルスを発生させる。そして、第２ゲート手段によって、第３パルスが発生する第２特定時期に第２パルスを強制的にネガティブにする。この場合、漸次増加する電流が所定の基準値に達したときに、過電流保護回路が動作する。
【００１１】
【発明の効果】
この発明によれば、スイッチング素子からのスパイクノイズ発生時期に同期させて過電流を検出できない期間が設けられたため、過電流保護回路は安定して動作することができる。
【００１２】
この発明の上述の目的，その他の目的，特徴および利点は、図面を参照して行う以下の実施例の詳細な説明から一層明らかとなろう。
【００１３】
【実施例】
図１を参照して、この実施例の過電流保護回路１０は、スイッチングトランス１２に流れる過電流を防止する。スイッチングトランス１２の一方端子は、電源端子Ｓを介して直流電源（図示しない）に接続され、他方端子はＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＴのドレインに接続される。ＭＯＳトランジスタＴのソースは、電流検出抵抗Ｒの一方端子に接続され、電流検出抵抗Ｒの他方端子は基準電位面に接続される。すなわち、スイッチングトランジスタ１２、ＭＯＳトランジスタＴおよび電流検出抵抗Ｒは直列に接続される。また、ＭＯＳトランジスタＴのゲートには、後述するＮＯＲゲート２４の出力端子が接続される。この場合、電流は直流電源から基準電位面に向かって流れ、電流検出抵抗Ｒはこの電流を電圧に変換する。
【００１４】
電流検出抵抗Ｒによって変換された検出電圧は、電流検出コンパレータ１４のプラス入力端子に印加される。この検出電圧の波形には、図２（ａ）に示すように、ＭＯＳトランジスタＴをターンオンしたときにスパイク状のノイズである過電流が瞬間的に現れる。また、スイッチングトランス１２は誘導負荷であるため、電流は時間の経過とともに漸次増加する。なお、電流検出コンパレータ１４のマイナス入力端子には、図２（ａ）に示す基準電圧Ｖ１が印加される。
【００１５】
電流検出コンパレータ１４は、プラス入力端子に与えられた検出電圧とマイナス入力端子に与えられた基準電圧Ｖ１とを比較し、検出電圧が基準電圧Ｖ１よりも高い場合にはハイレベル信号を出力する。また、検出電圧が基準電圧Ｖ１以下の場合にはローレベル信号を出力する。
【００１６】
これらの電圧の関係は、図２（ａ）に示すように、通常は基準電圧Ｖ１が検出電圧よりも高くなるように設定されているので、電流検出コンパレータ１４はローレベル信号を出力する。しかし、過電流がＭＯＳトランジスタＴに流れて、検出電圧が基準電圧Ｖ１よりも高くなると、ハイレベル信号を出力する。具体的には、図２（ｂ）に示すように、ＭＯＳトランジスタＴがターンオンしてスパイクノイズが発生したため検出電圧が基準電圧Ｖ１よりも高くなったとき、およびＭＯＳトランジスタＴを流れる電流がスイッチングトランス１２の誘導負荷のため漸次増加して検出電圧が基準電圧Ｖ１を超えたときに、電流検出コンパレータ１４はハイレベル信号を出力する。
【００１７】
ＰＷＭ制御回路２０は、図２（ｃ）に示すように、任意のデューティ比を有するパルスを発生させる。そして、このパルスはモノマルチバイブレータ１８、ＲＳフリップフロップ回路２２およびＮＯＲゲート２４の入力端子にそれぞれ入力される。
【００１８】
モノマルチバイブレータ１８は、図２（ｄ）に示すように、ＰＷＭ制御回路２０から出力されたパルスの立ち下がりに同期して一定期間ローレベル信号を出力し、その他のときはハイレベル信号を出力する。
【００１９】
ＡＮＤゲート１６の一方の入力端子には電流検出コンパレータ１４の出力端子が接続され、他方の入力端子にはモノマルチバイブレータ１８の出力端子が接続される。電流検出コンパレータ１４から出力される信号が、ＭＯＳトランジスタＴをターンオンしたときに発生するスパイクノイズに起因するハイレベル信号である場合には、ＡＮＤゲート１６は閉じてローレベル信号を出力し、その他の場合にはＡＮＤゲート１６は開いて電流検出コンパレータからのローレベル信号を出力する。図２（ｅ）に示すように、ＡＮＤゲート１６の出力信号から、ＭＯＳトランジスタＴをターンオンしたときに発生するノイズに起因するパルスは消滅するので、このパルスにより過電流保護回路１０が動作することはない。しかし、スイッチングトランス１２の状態が変化した場合には、図２（ｂ）に示すようにターンオン時から所定時間経過後に基準を超えた電流が流れる場合がある。この電流を変換した検出電圧に起因するハイレベル信号は、ＡＮＤゲート１６の出力信号に含まれている。
【００２０】
ＲＳフリップフロップ回路２２のＳ端子には、ＡＮＤゲート１６の出力端子が接続され、Ｒ端子にはＰＷＭ制御回路２０の出力端子が接続される。このとき、Ｓ端子にハイレベル信号が入力され、Ｒ端子にローレベル信号が入力されると、図２（ｆ）に示すように、出力端子であるＱ端子からはハイレベル信号が出力される。このＱ端子からのハイレベル信号の出力は、Ｓ端子にローレベル信号が入力され、Ｒ端子にハイレベル信号が入力されるまで続く。すなわち、ＰＷＭ制御回路２０から出力されるパルスが立ち上がるまで続く。
【００２１】
ＮＯＲゲート２４の一方の入力端子には、ＲＳフリップフロップ回路２２のＱ端子が接続され、他方の入力端子にはＰＷＭ制御回路２０の出力端子が接続される。ＮＯＲゲート２４は、図２（ｇ）に示すように、ＰＷＭ制御回路２０からの信号に応じて開閉する。すなわち、ＰＷＭ制御回路２０からローレベル信号が入力されたときにはＮＯＲゲート２４は開き、ＲＳフリップフロップ回路２２からの出力信号を反転させて出力する。一方、ＰＷＭ制御回路２０からハイレベル信号が入力されたときは、ＮＯＲゲート２４は閉じてローレベル信号を出力する。このとき、スイッチングトランス１２の誘導負荷のために基準電圧を超えた検出電圧に起因するパルスは、ＮＯＲゲート２４でローレベル信号に変換されて消滅する。
【００２２】
ＭＯＳトランジスタＴのゲートには、ＮＯＲゲート２４の出力端子が接続される。このＭＯＳトランジスタＴはＮチャネル型なので、ゲートにハイレベル信号が印加されたときにＭＯＳトランジスタＴのドレインからソースに向かって、すなわち直流電源から基準電位面に向かって電流が流れる。また、ゲートにローレベル信号が与えられたときには、ＭＯＳトランジスタＴはオフ状態になるので、電流は遮断される。
【００２３】
このようにして、ＭＯＳトランジスタＴをターンオンしたときから所定時間経過後に基準を超えた電流が流れると、この過電流保護回路１０はＭＯＳトランジスタＴをオフして、過電流による破壊から保護している。
【００２４】
次に、過電流保護回路１０の他の実施例について、図３を参照して説明する。なお、図３の過電流保護回路１０において、図１の過電流保護回路１０と同じ部分は同じ番号を付し、その説明を省略する。
【００２５】
電流検出コンパレータ１４のマイナス入力端子には、基準電圧Ｖ１と並列に、電流検出抵抗Ｒに誘起されるスパイクノイズよりも高い電圧を印加できる基準電圧Ｖ２を接続する。そして、切換スイッチＳＷをオンしたときには、基準電圧Ｖ２がマイナス入力端子に印加されるようにしておく。
【００２６】
この切換スイッチＳＷは、モノマルチバイブレータ１８の出力信号によって切り換える。すなわち、ＰＷＭ制御回路２０から出力されるパルスがハイレベルからローレベルに変わるときに同期させて、モノマルチバイブレータ１８の出力をハイレベル信号から一定期間ローレベル信号に変更する。モノマルチバイブレータ１８からローレベル信号が出力されると、切換スイッチＳＷはオンされる。この場合、電流検出コンパレータ１４のマイナス端子にはノイズが変換された検出電圧よりも高い基準電圧Ｖ２が印加される。
【００２７】
このように、電流検出コンパレータ１４のマイナス入力端子に入力される基準電圧を、プラス入力端子に入力される検出電圧よりも常に高くすることができる。このため、ＭＯＳトランジスタＴをターンオンしたときに発生するスパイクノイズにより過電流保護回路１０が動作して、スイッチングトランス１２に流れる電流が遮断されることを防止できる。
【００２８】
なお、図１実施例で必要だったＡＮＤゲート１６は、上述のように電流検出コンパレータ１４の基準電圧を基準電圧Ｖ１から基準電圧Ｖ２を切り換えることで同じ機能を果たさせることができるので、この実施例では不要である。また、スイッチングトランス１２の誘導負荷に起因する過電流は、図１実施例の場合と同様に処理される。
【００２９】
参考までに、従来の過電流保護回路において、図５（ａ）に示すように、ＰＷＭ制御回路２０から出力されるパルスのデューティ比が大きい場合や、パルスの周波数が高い場合には、前に入力された検出電圧によってＣＲフィルタのコンデンサに充電された電荷が完全に放電される前に次の検出電圧が通過する。このように、コンデンサに電荷が残った状態でＣＲフィルタは次の検出電圧を処理するので、過電流保護回路は前のパルスよりも早く所定の動作電圧に達する。このため、過電流保護回路の動作時間にばらつきが生じ、安定した動作ができなかった。
【００３０】
しかし、ＰＷＭ制御回路２０からのパルスが図５（ａ）に示すような場合でも、図１および図３に示す実施例の過電流保護回路１０には、ＣＲフィルタがないため、過電流保護回路１０は安定した動作ができる。
【００３１】
以上の説明から分かるように、ＰＷＭ制御回路２０によって、任意のデューティ比を有する第１パルスを発生させるとともに、電流検出抵抗Ｒの端子電圧が基準電圧を上回るときに、電流検出コンパレータ１４によって第２パルスを発生させる。そして、第１パルスが立ち下がるときに同期して第２パルスを強制的にローレベルにする。その後、ＮＯＲゲート２４によって第１パルスと第２パルスに基づいてＭＯＳトランジスタＴのゲートを開閉して電流を制御する。
【００３２】
電流検出コンパレータ１４は、電流検出抵抗Ｒの端子電圧と基準電圧Ｖ１とを比較し、端子電圧が基準電圧Ｖ１よりも高いときにハイレベルとなる第２パルスを発生させる。また、ＡＮＤゲート１６を用いて第２パルスにゲートをかけることにより、第２パルスを強制的にハイレベルからローレベルにする。
【００３３】
第２パルスがハイレベルとなるときに、電流検出コンパレータ１４の基準電圧を上昇させ、常に基準電圧が端子電圧よりも高くなるようにして、第２パルスがハイレベルとなることを防止する。
【００３４】
第２パルスがハイレベルのときに、ＲＳフリップフロップ回路２２によって、ハイレベルの第３パルスを発生させる。そして、第３パルスの発生に同期させて、ＮＯＲゲート２４により第２パルスにゲートをかけて強制的にローレベルに変えて、ＭＯＳトランジスタＴをオフにする。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１実施例の動作を示すタイミングチャートである。
【図３】この発明の他の実施例を示す回路図である。
【図４】図２実施例の動作を示すタイミングチャートである。
【図５】従来の過電流保護回路の問題点を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１０…過電流保護回路
１４…電流検出コンパレータ
１６…ＡＮＤゲート
１８…モノマルチバイブレータ
２０…ＰＷＭ制御回路
２２…ＲＳフリップフロップ回路
２４…ＮＯＲゲート

Claims

誘導負荷のオン／オフを制御するスイッチング素子、
前記誘導負荷に直列接続されて前記誘導負荷に流れる電流を検出する抵抗、
任意のデューティ比を有する第１パルスを発生する第１発生手段、
前記抵抗の端子電圧が基準電圧を上回るときにアクティブとなる第２パルスを発生する第２発生手段、
前記第１パルスおよび前記第２パルスに基づいて前記スイッチング素子をオン／オフするオン／オフ手段、および
前記第１パルスが変化する第１特定時期に前記第２パルスを強制的にネガティブとするネガティブ手段を備え、
前記ネガティブ手段は前記第１特定時期に前記基準電圧を上昇させる変更手段を含む、過電流保護回路。
前記第２パルスがアクティブのときにアクティブとなる第３パルスを発生する第３発生手段をさらに備え、前記オン／オフ手段は前記第３パルスが発生する第２特定時期に前記第２パルスにゲートをかけて強制的にネガティブとする第２ゲート手段を含む、請求項１記載の過電流保護回路。