JP4327371B2 - ディジタルデータ伝送装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重方式のデータ伝送装置に係り、特に、その受信側でのシンボル同期再生方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplex：ＯＦＤＭ)方式は、互いに同じ周波数ｆｓ間隔をもって配置された数１０乃至数１００本の搬送波を、それぞれシンボル周波数ｆsy(＝１／Ｔsy)でディジタル変調する方式である。ここで、Ｔsyはシンボル周期のことである。
【０００３】
そして、この方式では、送信すべきデータは所定のデータ量に分割され、その分割されたデータをＯＦＤＭ方式で変調するようになっているが、このとき、送信側から送出される伝送信号の１シンボルは、ＯＦＤＭ方式で変調して得られた時間軸信号と、ガード区間(時間軸信号の一部を複写した区間のことで、ガードインターバル区間とも呼ばれる)で構成される。
【０００４】
ここで、この伝送信号を復調する場合、受信側では、まず受信信号のシンボルの位置を表すシンボル同期信号、或いは受信信号のシンボルの境界位置を表す基準信号を再生する必要がある。
そこで、まず、このときの受信信号からシンボル同期信号を再生する具体的な手段の一例について、図１２のブロック構成図と図１３のタイミング図により説明する。
【０００５】
これは、ガードインターバル区間の信号を利用して相関演算し、送信側と受信側の同期をとる方式で、ガード相関方式と呼ばれているものであり、例えば特開平７−９９４８６号公報に開示されているものであるが、この方式では、図示のように、送信データ１０は送信機２０でＯＦＤＭ変調され、伝送信号として受信側に送信される。
【０００６】
そして、受信された伝送信号は、受信機のダウンコンバータ２１でベースバンド信号に変換されてからＡ／Ｄ変換器２２に入力され、ここてディジタル化されて、図１３に示すように、データ(上記の時間軸信号のこと)と、「ａ'」区間(上記の時間軸信号の一部のこと)、それに「ａ」の部分(ガード区間)からなるシンボルで構成されたディジタル受信信号Ｓ２２を得る。
【０００７】
そこで、復調器７０は、このディジタル受信信号Ｓ２２を入力し、シンボル開始信号Ｓ４４０を復調開始点としてディジタル受信信号Ｓ２２を復調し、受信データＳ７０を得ることになる。
【０００８】
このとき、受信信号を正しく復調するためには、タイミング回路４０で発生する基準信号の時間軸上での位置、つまりタイミングが、受信信号のシンボルの境界位置を示す相関ピーク位置にほぼ一致するように制御する必要がある。
そこで、このディジタル受信信号Ｓ２２は、更に遅延器３１と相関演算器３２に並列に供給される。
【０００９】
そして、図１３に示すように、まず遅延器３１でディジタル受信信号Ｓ２２が遅延され、遅延受信信号Ｓ３１が得られる。
次に、相関演算器３２で、この遅延受信信号Ｓ３１とディジタル受信信号Ｓ２２の相関を求め、相関演算器出力Ｓ３２を発生する。
ここで、この相関演算器出力Ｓ３２には、図１３に示すように、大きな雑音が含まれている。そこで、この雑音をＬＰＦ３３で除去し、図１３に示す相関信号Ｓ３３を得る。
【００１０】
ディジタル受信信号Ｓ２２は、図１３に示すように、そのデータの「ａ'」区間が「ａ」の部分(ガード区間)に複写されており、従って、ディジタル受信信号Ｓ２２の区間「ａ'」と遅延受信信号Ｓ３１の「ａ」の区間は一致し、相関性が高くなる。
【００１１】
この結果、相関信号Ｓ３３を見ると、その区間「ａ"」に、図示のような相関ピークが得られる。
同様に、区間「ｂ'」と区間「ｂ」では相関ピーク「ｂ"」が、区間「Ｃ'」と区間「ｃ」では相関ピーク「ｃ"」が得られる。
相関信号Ｓ３３は相関ピーク検出器３４に供給され、相関ピーク位置が検出され、図１３に示すように、相関ピーク位置信号Ｓ３４が得られる。
【００１２】
タイミング回路４０は、その内部に、シンボル周期を数えるシンボルカウンタが設けられていて、受信機のシンボル同期信号を発生する働きをするが、ここで起動時でのシンボル同期信号の同期位置の初期化を、この相関ピーク位置信号Ｓ３４を用いて実施するように構成してある。
【００１３】
ここで、この相関ピーク位置信号Ｓ３４は、図１３に示すように、シンボル毎に相関ピーク位置(タイミング)を表わす情報として出力されるが、受信開始後、最初に検出された相関ピーク位置、つまり、この例の場合は、最初の相関ピーク「ａ"」でタイミング回路４０が初期化されることになる。
【００１４】
このため、タイミング回路４０内部では、図１３に示すように、最初の相関ピーク「ａ"」の時点で、初期化マスク信号Ｓ４０１が生成され、この後、伝送信号が切断されて再同期検出動作が開始されるまでは、相関ピーク位置信号Ｓ３４にマスクがかかり、同期が保護される。
【００１５】
この図１３の場合、相関ピーク位置Ｓ７２０に示すように、最初の相関ピーク「ａ"」のタイミングでタイミング回路４０が初期化されるが、この同期保護により、後の相関ピーク「ｂ"」と「ｃ"」では初期化マスク信号Ｓ４０１でマスクされ、初期化されないようにされ、この結果、タイミング回路４０からは、発生したシンボル同期信号の境界位置を表す基準信号が出力されることになる。
【００１６】
ところで、通常、初期化によって、図１４の(c)に、基準信号位置Ｅ２１で示す様に、一時的に相関ピーク位置と基準信号の位置が一致していても、時間の経過と共に、同図(c')に信号位置Ｅ２２で示す様に、基準信号の位置が相関ピーク位置から徐々にずれて行ってしまう。
【００１７】
なお、この図１４において、縦軸は、相対レベルを表わし、横軸は、シンボルの境界位置からの受信信号の基準信号位置のずれ量を、クロック数(サンプル数)で表したものである。ここで、横軸における値０の位置は、受信信号のシンボルの境界位置を表わす。なお、通常、相関ピーク位置は、このシンボルの境界位置に一致する。
【００１８】
上記したように、復調器７０で受信信号を正しく復調するためには、タイミング回路４０で発生する基準信号の位置が、受信信号のシンボルの境界位置を示す相関ピーク位置にほぼ一致するように制御する必要があるが、ここで、この基準信号の位置を制御する部分が、ずれ量算出回路５０と積算器６１、Ｄ／Ａ変換器６２、それに周波数可変型クロック発生器６３である。
【００１９】
まず、ずれ量算出回路５０は、図１４の(c)に示す基準信号Ｅ２１の位置と、今現在受信した信号から検出した相関ピーク位置(図１４(b)の相関ピーク位置信号Ｓ３４)とのずれ量を検出する回路であり、従って、このずれ量算出回路５０には、タイミング回路４０から出力される基準信号と、相関ピーク検出器３４から出力される相関ピーク位置信号Ｓ３４(図１４(c)のＥ２１)が入力される。
【００２０】
そして、基準信号の位置の値Δｔ０と相関ピーク位置信号が表わす相関ピーク位置の値Δｔｐとの差であるずれ量ｉ＝Δｔ０−Δｔｐが、ここで算出されて出力される。
例えば、図１４(c')に示す基準信号Ｅ２２の場合、ずれ量算出回路５０は、ずれ量ｉ＝＋５−０＝＋５を算出して出力することになる。
【００２１】
ここで算出されたずれ量ｉ＝＋５は、積算器６１で積算された後、Ｄ／Ａ変換器６２を介して周波数可変型クロック発生器６３に入力される。
そして、この繰作によりクロック周波数が上昇され、受信機で発生するシンボル同期信号の周期が、ずれ量に比例した長さだけ短くなるように制御される。
【００２２】
従って、この場合、Ｅ２２にある基準信号の位置は、図１４(c')に示す矢印５１の方向に移動し、一定期間後には、基準信号の位置と相関ピーク位置が一致するように制御されることになり、この結果、復調器７０は、シンボル開始信号Ｓ４４０を復調開始点としてディジタル受信信号Ｓ２２を復調することになり、受信信号を正しく復調することができるのである。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、受信側において、クロックが不安定になり易い点について配慮がされているとはいえず、クロックジッタが発生してデータの復調が正しくできなくなってしまうという問題があった。
以下、この従来技術の問題について説明する。
【００２４】
図１５は、ＯＦＤＭ方式において、任意の３シンボルの相関信号の波形を重ねて示した模式図で、ここで縦軸と横軸の意味は図１４と同じで、値０の位置は受信信号のシンボルの境界位置を表わしている。また、ここでは、基準信号の位置が受信信号のシンボルの境界位置に正しく同期された状態が示されている。
【００２５】
従って、この図１５における基準信号の位置は、値Δｔ０＝０の位置にあり、この状態では、相関信号Ｃｌｌとして図示したように、値０の点でピークを持つ波形になる筈である。
しかし、ＯＦＤＭ信号は、その波形自身が雑音に近い波形を有しているため、相関信号の波形は、相関信号Ｃ１２或いは相関信号Ｃ１３として示してあるように、実際には大きく歪む。
【００２６】
この場合、実際に検出される相関ピーク位置は、受信信号のシンボルの境界位置から大きくずれた位置に移動してしまう。例えば、図１５の相関信号Ｃ１２の場合、相関ピーク位置の値はΔｔｐ＝−１５となり、このため、ずれ量算出回路５０で算出されるずれ量ｉは、本来はｉ＝０となるべきところ、ｉ＝Δｔ０−ｔｐ＝０−(−１５)＝＋１５となってしまう。
【００２７】
この値は回路の精度から考えると極めて大きな値であるといえる。例えば、回路の精度として、以下の条件を想定した場合、送信機と受信機のクロック周期の差は、最大でも１sec(秒)当り２００クロック(サンプル)である。
クロック周波数ｆｓ：２０ＭＨｚ
シンボル周期ｆｍ：５０μｓ
送信機と受信機のクロック周波数差△ｆ：１０ｐｐｍ
【００２８】
この場合、１シンボル期間では２００クロック(サンプル)×５０μｓ＝０．０１クロック(サンプル)の差しかなく、ｉは１００シンボルに１回、ｉ＝±１になるに過ぎず、その他のシンボルでは、ｉ＝０であり、従って、多く見積もってもｉ＝±１の範囲で制御してやれば充分である。
【００２９】
しかるに、従来技術では、この図１５の相関信号Ｃ１２の場合、本来は、上記したように、多く見積もってもｉ＝±１で良いところ、ｉ＝＋１５であるとして周波数可変型クロック発生器６３が制御されてしまうことになり、この結果、発生するクロックの周波数が必要以上に高くなってしまう。
【００３０】
従って、従来技術の場合、制御にオーバーシュートが現われ、この結果、受信機のクロックが不安定になり、クロックジッタが発生してデータの復調が正しくできなくなるという問題が生じてしまうのである。
【００３１】
以上は第１の理由であるが、次に、第２の理由について説明する。
データの伝送路に電磁波空間が含まれている場合には、マルチパスフェージングの発生がほとんど不可避である。
このマルチパスフェージングが生じると、受信機では、送信機から無反射で伝送されてきた直接波と、建物などで反射されて生じた反射波(遅延波)とが合成されて受信される。
【００３２】
この場合、図１６の(a)に示すように、実線で示す直接波と、破線で示す反射波が合成された信号が受信されるため、同図の(b)に示すように、直接波のシンボルの境界位置にある第１のピークＣｌの他に、反射波のシンボルの境界位置に第２のピークＣ６が生じる。
【００３３】
ところで、このように第２のピークＣ６が現われても、第１のピークＣ１のレベルの方が常に大きければ、ずれ量算出回路５０から出力されるずれ量ｉも常に０になるため、特に問題は生じない。
しかし、マルチパスフェージングの場合、一般に直接波のレベルと反射波のレベルが時間と共に相対的に大きく変化し、図１７の(a)に示すように、そのレベルが逆転する場合が頻繁に生じてしまう。
【００３４】
この場合、図１７の(b)に示すように、直接波のピークＣｌのレベルより遅延波のピークＣ６のレベルの方が大きくなってしまうので、検出される相関ピーク位置の値Δｔｐ＝＋２３となり、この結果、ずれ量算出回路５０から出力されるずれ量は、本来あるペき値０以外の値ｉ＝０−(＋２３)＝一２３になる。
【００３５】
そして、この値ｉ＝−２３で周波数可変型クロック発生器６３が制御されてしまうことになり、このため、周波数可変型クロック発生器６３の制御がオーバーシュートしてしまうので、クロック周波数が不安定になり、正しくデータを復調できなくなってしまうという問題が生じてしまうのである。
しかも、ここで極端な場合には、基準信号の位置が反射波の相関ピーク位置に移動してしまい、同期が外れてしまうという問題が生じる虞れもある。
【００３６】
最後に、第３の理由について説明する。
前述したマルチパスフェージングは、それが現われると、直接波だけでなく、受信信号そのもののレベルが著しく低下する現象が発生する。
そうすると、この場合は、相関信号の波形は雑音の中に埋もれてしまうので、雑音波形のピーク位置を相関ピーク位置として検出してしまうという誤動作が発生し、この結果、周波数可変型クロック発生器６３で発生するクロックの周波数が不安定になり、データの復調が正しくできなくなってしまうという問題が生じるのである。
【００３７】
また、起動時に同様の現象が発生すると、図１３の相関信号Ｓ９１０に示すように、最初に検出された雑音波形のピーク位置「ｄ"」のタイミングでタイミング回路４０が初期化されるため、受信信号に正しく同期できないという問題が生じる。
【００３８】
本発明の目的は、安定したクロックが生成でき、正しいデータ復調が常時得られるようにしたディジタルデータ伝送装置を提供することにある。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、伝送すべきデータを所定データ量に順次分割し、この分割されたデータから生成した時間軸信号とガード区間で形成したシンボルを送信する方式の送信部と、受信信号と遅延受信信号の間の相関の強さが最大となる相関ピーク位置を数値で検出し、該相関ピーク位置が所定の範囲に収まるようにクロック周波数を制御して同期検出とクロック同期をとり、データを復調する方式の受信部とを備えたディジタルデータ伝送装置において、前記受信側にある動作タイミング発生用のシンボルカウンタが示すシンボル開始点を基準時刻とし、或るシンボルの相関ピーク位置が前記基準時刻以前に検出された場合、基準時刻と相関ピーク位置間のサンプル数がｎ(ｎ＞０の整数)以上のとき、前記サンプル数をｎ以下の値に制限する手段と、或るシンボルの相関ピーク位置が前記基準時刻以後に検出された場合、基準時刻と相関ピーク位置間のサンプル数がｍ(ｍ＞０の整数)以上のとき、前記サンプル数をｍ以下の値に制限する手段とを備え、前記ｎの値とｍの値について、ｎ＞ｍの関係を成立させることにより、前記相関ピーク位置を表わす数値の変化範囲に所定の限度を与える制限手段を設け、前記クロック周波数の制御範囲に上限と下限が設定されるようにして達成される。
【００４０】
つまり、受信側にある動作タイミング発生用のシンボルカウンタが示すシンボル開始点を基準時刻とし、或るシンボルの相関ピーク位置が基準時刻以前に検出された場合、基準時刻と相関ピーク位置間のサンプル数がｎ(ｎ＞０の整数)以上のとき、サンプル数をｎ以下の値に制限する手段と、或るシンボルの相関ピーク位置が基準時刻以後に検出された場合、基準時刻と相関ピーク位置間のサンプル数がｍ(ｍ＞０の整数)以上のとき、サンプル数をｍ以下の値に制限する手段とで構成されるようにしたのである。
【００４１】
また、このとき、前記ｎの値とｍの値について、ｎ≧ｍの関係が成立するようにしてもよく、ここで、前記ｍの値について、２≦ｍ≦４の条件が成立するようにしても良い。
【００４２】
更に、このとき、受信側で求めた相関の最大値が有意であるか否かを、受信側で受信された信号のレベルに基づいて判断する手段が設けられているようにしても良い。
【００４３】
同じく、このとき、更に受信信号のシンボル周期を計数するタイミング回路のカウンタ値ｋを入力し、ずれカウント値ｉに変換する変換器と、このずれカウント値ｉと、相関ピーク検出器から出力される相関ピーク位置信号を入力し、相関ピーク位置を表すパルスタイミングにおけるずれカウント値ｉをサンプリングする回路を設け、この回路により前記相関ピーク位置を表す数値が算出されるようにしても良い。
【００４４】
これらの手段によれば、例えば、ずれ量算出回路で算出されるずれ量の値ｉに制限をかけ、制限後の値を積算器に加える。
すなわち、受信機内部の動作タイミングを発生するためのシンボルカウンタが示すシンボル開始点を基準時刻とすると、第１の手段では、或るシンボルの相関ピーク位置が前述の基準時刻より前側に検出された場合、基準時刻と相関ピーク位置間のサンプル数がｎ(ｎ＞０の整数)以上のときｎ以下の備に制限するようにした。
【００４５】
また、或るシンボルの相関ピーク位置が前述の基準時刻より後側に検出された場合、基準時刻と相関ピーク位置間のサンプル数がｍ(ｍ＞０の整数)以上のときｍ以下の値に制限するようにした。
次に、第２の手段では、相関ピーク位置が前述の基準時刻より前側で検出された場合の制限値ｎと、相関ピーク位置が前述の基準時刻より後側で検出された場合の制限値ｍの関係をｎ≧ｍとした。
【００４６】
そして、第３の手段では、相関ピーク位置が前述の基準時刻より後側で検出された場合の制限値ｍを２≦ｍ≦４とした。
更に、第４の手段では、受信側で求めた相関の最大値が有意であるかを受信した信号のレベルをもとに判断するようにした。
【００４７】
ここで、受信側で動作タイミングを発生するためのシンボルカウンタが示すシンボル開始点を基準時刻とすると、第１の働きとして、受信機が持つ基準時刻と伝送信号から検出される相関ピーク位置との差ｉが所定の値を越えたとき、所定の値に制限してクロック発生器に与えられ、よって徒に大きな誤差信号を加えて周波数を大きくずらすことがなくなるのでクロックジッタが低減し、クロック周波数を安定化することができる。
【００４８】
次に、第２の働きとして、受信機が最初直接波に同期した後に直接波より大きい反射波を受信したとき、相関ピーク位置は反射波の位置に検出される。この場合も第１の働きの場合と同様に、差ｉが所定の値を越えたとき、所定の値に制限してクロック発生器に与える。よってクロックジッタが少なくなり、同期外れが低減できる。
【００４９】
更に、第３の働きとして、基準時刻より後側で検出された場合の制限を、ｎ≧ｍ、２≦ｍ≦４とすることにより、ｉ≧−４(ｍ＝４の場合)となり、クロック発生器を制御する値を正の値に偏らせることができ、この結果、受信機が最初反射波に同期した場合でも、受信機の周波数は上昇する方向に制御されるため、その同期位置を反射波より以前の時刻で受信される直接波の位置に徐々に移動させることができる。そして、同期位置が直接波に位置に移動した後は、上記の制限があるため、反射波の影響を受け難くすることができる。
【００５０】
そして、第４の働きとして、受信した信号のレベルを検出し、このレベルを用いて閾値を生成する。そして、相関の大きさが、この閾値より大きい値になった場合は、相関の値に有意性が有ると判断して制御に用いるが、相関の最大値が閾値に達しない小さな値の場合はこれを無視する。この結果、フェージングのある条件下でも正しく同期検出する確度を向上させることができる。
【００５１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるディジタルデータ伝送装置について、図示の実施の形態により詳細に説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態で、この図１の実施形態による回路構成が、図１２で説明した従来技術の回路構成との第１の相違点は、破線枠で示す相関ピークレベル判定回路部８０を新たに設けた点にある。
【００５２】
そして、これと共に、この相関ピークレベル判定回路部８０から出力される有意信号を用い、同じく破線枠で示すタイミング回路部４１内のシンボルカウンタ４３の初期化タイミングを制御するようにしたものであり、ここで、このタイミング回路部４１は、図１２の従来技術におけるタイミング回路４０に相当する回路である。
【００５３】
次に、第２の相違点は、上記の相関ピークレベル判定回路部８０から出力される有意信号の制御の下に、ずれ量算出回路５０から出力されるずれ量ｉに、第１の処理を実施するスイッチ回路９０を新たに設けた点にあり、更に第３の相違点は、ずれ量算出回路５０から出力されるずれ量ｉに、第２の処理を実施する制限器９１を新たに設けた点にある。
【００５４】
そして、この図１の実施形態でも、その他の構成と動作は、図１２で説明した従来技術の回路と同様である。
すなわち、ずれ量算出回路５０から出力されたずれ量ｉは、最終的には積算器６１で積算され、Ｄ／Ａ変換器６２で電圧に変換された後、周波数可変型クロック発生器６３に入力される。
【００５５】
そして、周波数可変型クロック発生器６３で発生するクロックの周波数を制御し、シンボル同期信号の同期を確立する。そして、復調器７０は、シンボル開始信号Ｓ４４０(デコーダ４４の出力)を復調開始点としてディジタル受信信号Ｓ２２を復調し、受信データＳ７０を得るのであり、その他の動作も従来の回路と同様である。
【００５６】
そこで、以下では、上記の相違点を中心に説明する。
初めに、第１の相違点について、図２のタイミング図を用いて説明すると、図１において、Ａ／Ｄ変換器２２でディジタル信号に変換されたディジタル受信信号Ｓ２２は、従来の回路と同様、相関演算器３２に入力され、ここで相関演算器出力Ｓ３２が算出される。
【００５７】
そして、相関ピーク検出器３４では、ＬＰＦ３３から出力される相関信号Ｓ３３から、相関値が最大になるサンプル点を検出し、相関ピーク位置信号Ｓ３４を得る。
これまでは図１２の従来技術と同じであるが、このとき、この図１の実施形態では、このディジタル受信信号Ｓ２２を、相関ピークレベル判定回路部８０内の電力算出器８１にも入力する。
【００５８】
そして、この電力算出器８１で、ディジタル受信信号Ｓ２２の電力を検出し、これを平均電力算出器８２に供給し、ここで平均電力Ｓ８２を求める。
判定回路８３では、平均電力算出器８２から出力される平均電力Ｓ８２を定数倍して閾値とし、この閾値と、ＬＰＦ３３から出力される相関信号Ｓ３３を比較し、相関信号Ｓ３３の有意性を判定する。
【００５９】
例えば、図２に示すように、相関信号Ｓ３３のピーク「ａ"」とピーク「ｃ"」は閾値レベル以上なので有意性有りと判定され、ピーク「ｂ"」は閾値より小さいので有意性無しと判断されるのである。
そして、判定回路８３は、相関信号Ｓ３３のレベルが閾値より大きい期間には有意性が有ることを表わす判定出力Ｓ８３を発生する。
【００６０】
相関ピーク検出器３４から出力された相関ピーク位置信号Ｓ３４と判定回路８３から出力された判定出力Ｓ８３は、破線枠で示すタイミング回路部４１に入力される。
このタイミング回路部４１は、図１２の従来技術におけるタイミング回路４０に相当する回路の内部を詳細に示したものであり、ここで、制御器４２が新設されている点が従来の回路と異なる。
【００６１】
シンボルカウンタ４３は受信機内部の動作タイミングを発生するためのカウンタで、このシンボルカウンタ４３のカウント値をｋ(ｋは正数)とし、１シンボルがＳサンプル(Ｓは正数)で構成されているとすれば、ｋの値は０〜Ｓ−１を繰り返す。
そして、制御器４２は、このシンボルカウンタ４３が初期化されるタイミングを制御する回路である。
【００６２】
このため、制御器４２には、相関ピーク位置信号Ｓ３４と判定出力Ｓ８３が入力され、相関ピーク位置信号Ｓ３４が最初に有意と判定されたときの相関ピーク位置信号Ｓ３４を相関ピーク位置Ｓ４２に出力する。
そして、この相関ピーク位置Ｓ４２のタイミングで、シンボルカウンタ４３を初期化(ｋ＝０)する。
ここで、図２では、シンボルカウンタ値Ｓ４３が「ａ'」のタイミングで初期化される場合の例を示してある。
【００６３】
デコーダ４４は、シンボルカウンタ値Ｓ４３の値をデコードして、受信機で必要なタイミングパルス、すなわちシンボル開始信号Ｓ４４０を出力する回路である。
【００６４】
制御器４２は、最初に相関ピーク位置Ｓ４２を出力すると、その後で図２に示す初期化マスク信号Ｓ４０１を出力する。そして、この初期化マスク信号Ｓ４０１により相関ピーク位置信号Ｓ３４をマスクする。
図２の例では、相関ピーク位置信号Ｓ３４がピーク「ａ"」とピーク「ｂ"」、それにピーク「ｃ"」のタイミングで出力されている。
【００６５】
そして、ピーク「ａ"」は最初に検出された相関ピークのタイミングなので、相関ピーク位置信号Ｓ４２の当該タイミングで出力が発生される。
次に、ピーク「ｂ"」は、レベルが相関ピークの値が平均電力Ｓ８２から求めた閾値以下で有意信号が無いので、このタイミングでは、相関ピーク位置信号Ｓ４２は出力されない。
また、ピーク「Ｃ"」の時点では、前述のマスク処理により、相関ピーク位置信号Ｓ４２は出力されない。
【００６６】
従って、この相関ピーク位置信号Ｓ４２は、相関ピークの中で最初に現われたピーク「ａ"」のタイミングで出力された後、伝送信号が切断された場合等で再同期検出動作が開始されるまでは制御器４２でマスクされ、この結果、同期が保護されることになる。
【００６７】
こうして、第１の相違点が存在した結果、フェージング等によって受信信号レベルが低下した場合においても、図２の相関演算器出力Ｓ３２に示すように、最初に雑音波形のピーク「ｄ"」が検出されたとしても、このタイミングではシンボルカウンタ４３が誤って初期化されることがなくなり、従って、受信信号に正しく同期させることができる。
【００６８】
次に、第２の相違点について説明する。
上記したタイミング回路部４１のデコーダ４４からは、従来技術の回路と同様に、基準位置を表わす基準信号が出力されているが、この基準信号は、相関ピーク位置信号Ｓ３４と共にずれ量算出回路５０に入力される。
そして、これも従来技術の回路と同様に、相関ピーク位置に対する基準信号のずれ量ｉ＝Δｔ０−Δｔｐが算出され、出力される。
【００６９】
このとき、ずれ量算出回路５０から出力されたずれ量ｉは、まず、新たに設けたスイッチ回路９０に入力されるが、このスイッチ回路９０は有意信号で制御されるスイッチ回路で、有意信号が無いとき、当該基準位置に対するずれ量ｉの値を０にして出力する回路である。
【００７０】
この処理により、フェージング等により受信信号のレベルが低下した場合は、検出されるずれ量が０値にされてしまい、この結果、積算器６１に入力される値も０になり、周波数可変型クロック発生器６３の制御電圧の値は変化せずに保持される。
【００７１】
従って、この第２の相違点の存在により、雑音波形のピーク位置を相関ピーク位置と誤って、クロック周波数を徒に変動させ、不安定にしてしまうことが防止され、この結果、クロック周波数を安定させることができることになる。
【００７２】
最後に、第３の相違点について説明する。
既に説明したように、ＬＰＦ３３から出力される相関信号は、図１５に示すように大きく歪み、検出される相関ピーク位置は、ガウス分布に従って広範囲にばらつき、この結果、ずれ量算出回路５０で算出されるずれ量ｉも広い範囲にばらついてしまう。
【００７３】
ここで、新たに設けた制限器９１は、この広範囲にばらついてしまうずれ量の大きさを制限する回路であり、これによる制限特性は、例えば一例として図３に示すようにしてある。
【００７４】
この図３では、横軸にずれ量算出回路５０で算出されたずれ量ｉをとり、縦軸には制限器９１から出力される制限後のずれ量ｉ'が示されているが、ここでは破線の直線で示してある入力６８に対して、正の区間ではｎ＝＋７で制限し、負の区間はｍ＝−７で制限した場合の制限特性を一例として示したものである。
【００７５】
そうすると、いま、例えば図４の相関信号Ｃ１２の場合、基準信号の位置Δｔ０＝０、相関ピーク位置Δｔｐ＝−９なので、このとき算出されるずれ量ｉ＝０−(−９)＝＋９となり、正の制限値ｎ＝＋７を越えている。
従って、この場合は制限器９１による制限が働き、制限後のずれ量ｉ'＝＋７となる。
【００７６】
また、図４の相関信号Ｃ１３の場合、基準信号の位置Δｔ０＝０、相関ピーク位置Δｔｐ＝＋８である。よって、算出されるずれ量ｉ＝０−(＋８)＝−８となり、負の制限値−ｍ＝−７を越えている。
従って、このときも制限器９１で制限され、制限後のずれ量はｉ'＝−７となる。
【００７７】
これに対して、図４の相関信号Ｃｌｌの場合は、基準信号の位置Δｔ０＝０、相関ピーク位置Δｔｐ＝＋１なので、ずれ量ｉ＝０−(＋１)＝−１となり、正負の制限値を越えない。
従って、この場合は、ずれ量ｉ＝−１をそのまま制限されたずれ量ｉ'＝ｉ＝−１として制限器９１から出力する。
【００７８】
この結果、ずれ量算出回路５０で算出されたずれ量ｉは、一定の範囲内の値に制限されてから積算器６１に加えられることになり、周波数可変型クロック発生器６３で発生するクロックの周波数が不必要に大きく変更されてしまう虞れが無くなるので、クロック周波数を安定化することができる。
【００７９】
従って、この実施形態によれば、フェージング等によって受信信号レベルが低下した場合でも、雑音波形のピーク位置に誤って初期化されることがなく、無駄無く１度で受信信号に正しく同期させることができる。
また、この結果、雑音波形のピーク位置を相関ピーク位置と誤って周波数可変型クロック発生器６３が制御されてしまう虞れがなくなり、クロックの周波数を充分に安定化させることができる。
【００８０】
更に、この実施形態では、積算器６１に加えられるずれ量の大きさが一定範囲内に限定されるので、相関信号の歪みに因るずれ量の大きなばらつきによってクロック周波数が不必要に制御され、不安定になってしまう虞れがなくなるので、この点でも、クロック周波数を安定化させることができる。
【００８１】
従って、この実施形態によれば、同期引き込みが速くなり、クロック周波数が安定化された結果、符号の復調性能が大きく向上されるので、使い勝手が良好なＯＦＤＭ方式の伝送装置を容易に得ることができる。
【００８２】
次に、本発明の第２の実施形態について説明すると、この実施形態は、マルチパスフェージングによる遅延波が含まれた信号を受信したときでも、受信機のクロック周波数が受信信号に安定して追従できるようにしたものである。
【００８３】
そして、この第２の実施形態の場合、制限器９１の制限特性が異なる点を除けば、上記した第１の実施形態と同じ構成なので、以下、この制限器９１を中心にして説明する。
図５は、この第２の実施形態における制限器９１の制限特性を示したもので、図示のように、破線の直線で示してある入力６８に対して、正の区間の制限値ｎを、負の区間の制限値ｍの絶対値より大きな値に、つまり、ｎ＞|ｍ|に設定したもので、このとき、ｎ＝７、|ｍ|＝−２に設定したものである。
【００８４】
前述したように、マルチパスフェージングが発生しても、図１６の(b)に示すように、基準信号が同期している直接波のピークＣｌの方が、遅延波のピークＣ６よりレベルが大きければ問題はない。
実際、この場合は、基準信号の位置Δｔ０＝０、相関信号のピークＣｌの位置Δｔｐ＝０となるので、算出されるずれ量ｉ＝Δｔ０−Δｔｐ＝０−０＝０となり、正しいずれ量が算出される。
【００８５】
しかし、この状態で、図１７(b)に示すように、反射波の方が直接波より大きくなった場合、位置Δｔｐ＝＋２３にある遅延波のピークＣ６のレベルの方が、直接波のピークＣｌより大きくなってしまうため、算出されるずれ量は、ｉ＝０−(＋２３)＝−２３となり、正しい値０から大きくかけ離れた値が得られてしまうことになる。
【００８６】
この場合、このまま周波数可変型クロック発生器６３が制御されたとすると、発生するクロック周波数は大きく乱れ、不安定になってしまう。
しかし、この第２の実施形態の場合、図５に示す制限特性を持った制限器９１を介して周波数可変型クロック発生器６３が制御されるので、算出されたずれ量がｉ＝一２３であっても、ずれ量ｉ＝−２に制限されてから制御されることになるので、クロック周波数が大きく乱されることはない。
【００８７】
従って、この第２の実施形態によれば、反射波が一時的に直接波より大きくなったとしても、積算器６１に不要な値が加えられてしまう虞れがなくなり、この結果、クロック周波数が乱されてしまう頻度を大幅に低減することができる。
【００８８】
ところで、このように遅延波の方が直接波より大きい状態が続くと、図６に示すように、同じく遅延波のピークＣ６の方が直接波のピークＣｌより大きくなる状態が連続する。
この場合、基準信号の位置Δｔ０は、遅延波のシンボルの境界位置Δｔｐ＝＋２３に引き込まれ、一定時間後にはΔｔ０＝＋２３になってしまう。
【００８９】
ここで、ＯＦＤＭ方式の受信機は、基準信号の位置より遅れた遅延波に対しては大きな耐性が有り、従って、このような遅れが生じても、復調符号にほとんど影響が現われない。
しかし、基準信号の位置より先行する先行波に対しては耐性が無く、先行波が有ると復調符号の符号誤り率は急激に劣化してしまう。
【００９０】
ここで、図７の直接波の状態は、正にこの状態にあり、ここでピークＣｌで示すように、直接波が反射波より大きくなった場合は、可能な限り迅速に基準信号の位置を直接波に同期し直す必要がある。
【００９１】
実際の伝搬経路では、マルチパスフェージングが常に同じ状態で続くことはないため、一旦、図６の遅延波のピークＣ６に同期させたとしても、一定期間後には図７のように、Δｔｐ＝０に有る直接波のピークＣｌの方が遅延波のピークＣ６より大きくなり、算出されるずれ量は、ｉ＝(＋２３)−０＝＋２３となる。
【００９２】
このずれ量ｉを、図５の制限特性を有する制限器９１に通すと、算出されたずれ量ｉ＝＋２３はずれ量ｉ'＝＋７に制限される。
【００９３】
しかし、この第２の実施形態の場合、制限器９１の正の区間での制限値は、負の区間に対する制限値−２より大きく設定してあるので、上記した場合でも、基準信号の位置を直接波に迅速に同期し直させることができる。
そして、これが、この第２の実施形態において、制限器９１の制限特性に関して、正の区間の制限値ｎを負の区間の制限値ｍの絶対値より大きな値に、つまりｎ＞|ｍ|に設定した所以である。
【００９４】
従って、この第２の実施形態によれば、マルチパスフェージングが発生し、図６と図７に示す状態が繰り返される状況下でも、基準信号の位置を直接波のシンボルの境界位置の方に引き込まれ易くなり、この結果、図１６に示すように、容易に直接波のピークＣｌに引き込まれ、符号誤り率の低い復調符号を得ることができるようになる。
【００９５】
また、この結果、この第２の実施形態によれば、マルチパスフェージングによって直接波よりレベルが高い遅延波が受信信号に混入しても、基準信号の位置が遅延波のシンボルの境界位置に引き込まれてしまうのを確実に防止することができ、且つ、一旦遅延波のシンボルの境界位置に引き込まれても、迅速に直接波のシンボルの境界位置に引き込み直すことができる。
【００９６】
このため、この第２の実施形態によれば、マルチパスフェージング下においても符号誤り率が低い復調符号を得ることができ、性能の良いＯＦＤＭ方式の伝送装置を容易に得ることができる。
【００９７】
次に、上記実施形態における制限器９１とずれ量算出回路５０の詳細について説明する。
始めに制限器９１について説明する。
まず、図８は、この制限器９１の第１の回路構成例で、入力６８には、図１のずれ量算出回路５０で算出したずれ量ｉが供給される。そして、この入力６８に供給された相関ピーク位置情報が正の区間のときと負の区間のときと異なる制限値で制限されることになる。
【００９８】
そのため、定数器１７２と比較器１７１、それにセレクタ１７３で、ずれ量ｉの正の区間の制限を行い、定数器７２と比較器７１、それにセレクタ７３では、同じく負の区間の制限を行う。
そして、比較器７５で入力６８が正の区間か負の区間かを判定し、判定結果に応じてセレタタ２７３を制御し、セレタタ１７３又はセレクタ７３の出力を選択して出力６９に出力するのである。
【００９９】
次に、図９は、制限器９１の第２の回路構成例で、これは、数値の制限を変換テーブルメモリ７４で行う例で、予め入力６８と出力６９の関係が、図５の特性に従って与えられるように、アドレスＡＤＲとデータＤＡＴＡＯＵＴの関係が記憶してある変換テーブルメモリ７４を用い、入力６８をアドレスに入れて所定の制限値が出力６９に出力されるようにしたものである。
【０１００】
次に、ずれ量算出回路５０について説明する。
まず、一般的にいって、このずれ量算出回路５０は、図１２の従来技術で説明したように、タイミング回路４０から出力される基準信号と相関ピーク検出器３４から出力される相関ピーク位置信号Ｓ３４の間のクロック数をカウントする回路で実現でき、従って、図１の実施形態では、この回路構造のものを前提として説明してある。
【０１０１】
しかし、上記の説明からも明らかなように、基準信号と相関ピーク位置信号については、その一方の信号が他方の信号より常に先行するとは限らないので、上記したずれ量算出回路５０の場合、先行して入力した信号の種類を判別した後、カウントを開始するという処理が必要になる。
【０１０２】
そこで、以下の実施形態では、このような判別をせずに、ずれ量が算出できるようにしたずれ量算出回路の一例について、図１０により、それを備えたディジタルデータ伝送装置と共に説明する。なお、この図１０では、このずれ量算出回路については、図１の場合と区別するため、ずれ量算出回路５０１として示してあり、これは、本来のずれ量算出回路５２と変換器５３で構成されている。
【０１０３】
そして、まず、図１の実施形態においては、そのずれ量算出回路５０には、タイミング回路部４１内のデコーダ４４から出力される基準信号と相関ピーク検出器３４から出力される相関ピーク位置信号Ｓ３４が入力されている。
【０１０４】
これに対して、図１０のずれ量算出回路５０１の場合、相関ピーク位置信号Ｓ３４が入力されている点は同じであるが、基準信号に代えて、タイミング回路４０１のシンボルカウンタ４３から出力されるシンボルカウンタ値Ｓ４３と、判定回路８３から出力される判定出力Ｓ８３が入力されている。
【０１０５】
図１１は、このずれ量算出回路５０１による信号処理の過程を模式的に示したもので、以下、この図１１により、ずれ量算出回路５０１の動作について説明する。
変換器５３に入力されてくるシンボルカウンタ値Ｓ４３は、上記したように、ｋ＝０〜Ｓ−１の値を繰り返す。
【０１０６】
そこで、変換器５３では、図１１の(a)に示すように、シンボルカウンタ値Ｓ４３の値ｋに演算を施し、同図(b)に示すように、ずれカウント値ｉ＝−ｋ(ｋ≦Ｓ／２)、ｉ＝Ｓ−ｋ(ｋ＞Ｓ／２)に変換し、それを変換器出力Ｓ５３として出力する。
【０１０７】
なお、この図１１(b)では、縦軸の極性が反転して示されているので、留意する必要がある。
【０１０８】
そうすると、この変換によって算出されたずれカウント値ｉは、ｋ＝０となる基準信号点と各サンプル点の間の符号も考慮したクロック数になっている。
例えば、相関演算器出力Ｓ３２のピーク位置が、図１１(b)の相関演算器出力Ｓ７０１に示すように、基準の０サンプル点に対してＤｆ＝|△ｔｐ−△ｔ０|サンプル(Ｄｆ≧０の整数)前に検出されたとする。
【０１０９】
この場合、変換器出力Ｓ５３から出力されるカウント値ｉの中から相関ピーク位置信号Ｓ３４のパルス位置の値をサンプリングすると、サンプリング値ｉ＝＋Ｄｆ＝−(△ｔｐ−△ｔ０)＝△ｔ０−△ｔｐとなり、求めているずれ量ｉ＝△ｔ０−△ｔｐそのものになる。
【０１１０】
反対に、図１１(b)の相関演算器出力Ｓ７０２に示すように、ピーク位置が基準の０サンプル点に対して、Ｄｒ＝|△ｔｐ−△ｔ０|サンプル後に検出されたとする。
この場合、変換器出力Ｓ５３から出力されるカウント値ｉの中から相関ピーク位置信号Ｓ３４のパルス位置の値をサンプリングすると、サンプリング値ｉ＝−Ｄｒ＝−(△ｔｐ−△ｔ０)＝△ｔ０−△ｔｐとなり、やはり求めているずれ量ｉ＝△ｔ０−△ｔｐそのものになる。
【０１１１】
従って、このずれ量算出回路５０１によれば、その変換器５３から出力される信号Ｓ５３であるカウント値ｉの中から、相関ピーク位置信号Ｓ３４のパルス位置の値をサンプリングするだけで、複雑な処理を要することなく、必要なずれ量ｉを容易に算出することができる。
【０１１２】
ここで、この図１０の実施形態の場合、図１の実施形態におけるＬＰＦ３３は不要で、図示のように削除する方が好ましい。
何故なら、このＬＰＦ３３があると、図２に示されている相関演算器出力Ｓ３２のピーク「ａ"」、「ｂ'」、「Ｃ"」がＬＰＦ３３により平坦化され、波形Ｓ７００のピーク「ｅ"」、「ｆ"」、「ｇ"」で示すように、ピークの先が平坦になって相関ピーク位置が不明確になるためである。
【０１１３】
また、このＬＰＦ３３を削除したことにより、マルチパスフェージングが生じた場合でも直接波と反射波の各々の相関ピーク値が平滑されないため、直接波と反射波の識別が明確になり、従って、直接波に同期し易くなるという利点も得られることになる。
【０１１４】
なお、この図１０の第２の実施形態においても、制限器９１による正の区間の制限値ｎと負の区間の制限値の絶対値ｍの値については、図１の実施形態と同じく、ｎ＞ｍであれば任意の値で良いが、実験的には、２≦ｍ≦４に設定したとき良好な特性が得られている。
【０１１５】
ところで、以上の実施形態では、制限器９１の特性について、図３と図５に示した特性では、ずれ量算出回路５０、又は５０１から出力されるずれ量が一定値ｎ又は一定値ｍを越えたとき、直ちに同じ一定値ｎ又は一定値ｍに制限して固定していた。
【０１１６】
しかし、本発明の実施形態としては、この制限器９１の特性について、ずれ量ｉの大きさによって段階的に、或いは緩やかに増加する特性曲線を持たせても良いことは明らかである。
【０１１７】
また、上記の実施形態では、判定回路８３において、相関信号Ｓ３２と比較すべき閾値としては、受信信号の平均電力を定数倍した値を用いた場合について説明したが、閾値に固定値を用いても良いことは明らかであり、このとき、更に、これらを併用して、平均電力を定数倍した値が、予め設定してある所定値以下になったときだけ一定値に固定するようにしても良い。
【０１１８】
【発明の効果】
ガード相関方式で同期検出してクロック同期をとるＯＦＤＭ方式の受信機の場合、算出すべき相関波形が伝送されるデータの内容によってシンボル毎に歪み、検出される相関ピーク位置がばらついてしまう。
しかし、本発明によれば、この相関ピーク位置のばらつきが抑えられるので、このばらつきに起因するクロックジッタが低減され、安定したＯＦＤＭ復調を容易に得ることが出来る。
【０１１９】
また、本発明によれば、マルチパスフェージングを伴った信号でも、直接波に容易に同期させることができるので、直接波に同期するときの確度を向上させることができ、更に、最初、反射波に同期させてしまったときでも、容易に直接波に同期を戻すことができる。
【０１２０】
更に、本発明によれば、相関値の有意性を受信借号のレベルで判定するようにしているので、受信信号のレベルが低いときでも受信信号に正しく同期する確度が向上する。
これらの結果、本発明によれば、安定した同期検出ができ、符号誤り率が低い良好な特性のディジタルデータ伝送装置を容易に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるディジタルデータ伝送装置の一実施形態を示すブロック構成図である。
【図２】本発明の一実施形態における各部の信号波形図である。
【図３】本発明の一実施形態における制限器の一例による特性図である。
【図４】本発明の一実施形態におけるガード相関波形図である。
【図５】本発明の一実施形態における制限器の他の一例による特性図である。
【図６】直接波のレベルの方が小さい場合のガード相関演算値と同期位置の説明図である。
【図７】直接波のレベルの方が大きい場合の
【図８】本発明の一実施形態における制限器の一例を示すブロック構成図である。
【図９】本発明の一実施形態における制限器の他の一例を示すブロック構成図である。
【図１０】本発明によるディジタルデータ伝送装置の他の一実施形態を示すブロック構成図である。
【図１１】本発明によるディジタルデータ伝送装置の他の一実施形態による受信機のシンボルカウンタと相関ピーク位置検出の説明図である。
【図１２】従来技術によるディジタルデータ伝送装置の一例を示すブロック構成図である。
【図１３】従来技術における各部の信号波形図である。
【図１４】ガード相関演算値と同期位置の説明図である。
【図１５】ばらつき有りの状態におけるガード相関演算値と同期位置の説明図である。
【図１６】直接波大の状態におけるガード相関演算値と同期位置の説明図である。
【図１７】直接波小の状態におけるガード相関演算値と同期位置の説明図である。
【符号の説明】
１０ 送信データ
２０ 送信機
２１ ダウンコンバータ
２２ Ａ／Ｄ変換器
Ｓ２２ ディジタル受信信号
３１ 遅延器
Ｓ３１ 遅延受信信号
３２ 相関演算器
Ｓ３２ 相関演算器出力
３３ ＬＰＦ
Ｓ３３ 相関信号
３４ 相関ピーク検出器
Ｓ３４ 相関ピーク位置信号
４０ タイミング回路
４１ タイミング回路部
４２ 制御器
Ｓ４２ 相関ピーク位置
４３ シンボルカウンタ
Ｓ４３ シンボルカウンタ値
４４ デコーダ
Ｓ４０１ 初期化マスク信号
Ｓ４４０ シンボル開始信号
５０ ずれ量算出回路
５１ 矢印
５０１ ずれ量算出回路
５２ ずれ量算出回路
５３ 変換器
Ｓ５３ 変換器出力
６１ 積算器
６２ Ｄ／Ａ変換器
６３ 周波数可変型クロック発生器
６８ 入力
６９ 出力
７０ 復調器
Ｓ７０ 受信データ
Ｓ７００ 相関演算器出力
８０ 相関ピークレベル判定回路部
８１ 電力算出器
８２ 平均電力算出器
Ｓ８２ 平均電力
８３ 判定回路
Ｓ８３ 判定出力
９０ スイッチ回路
９１ 制限器
Ｓ９１０ 相関信号

Claims (3)

1. 伝送すべきデータを所定データ量に順次分割し、この分割されたデータから生成した時間軸信号とガード区間で形成したシンボルを送信する方式の送信部と、受信信号と遅延受信信号の間の相関の強さが最大となる相関ピーク位置を数値で検出し、該相関ピーク位置が所定の範囲に収まるようにクロック周波数を制御して同期検出とクロック同期をとり、データを復調する方式の受信部とを備えたディジタルデータ伝送装置において、
   前記受信側にある動作タイミング発生用のシンボルカウンタが示すシンボル開始点を基準時刻とし、或るシンボルの相関ピーク位置が前記基準時刻以前に検出された場合、基準時刻と相関ピーク位置間のサンプル数がｎ(ｎ＞０の整数)以上のとき、前記サンプル数をｎ以下の値に制限する手段と、或るシンボルの相関ピーク位置が前記基準時刻以後に検出された場合、基準時刻と相関ピーク位置間のサンプル数がｍ(ｍ＞０の整数)以上のとき、前記サンプル数をｍ以下の値に制限する手段とを備え、前記ｎの値とｍの値について、ｎ＞ｍの関係を成立させることにより、前記相関ピーク位置を表わす数値の変化範囲に所定の限度を与える制限手段を設け、
   前記クロック周波数の制御範囲に上限と下限が設定されるように構成したことを特徴とするディジタルデータ伝送装置。
2. 請求項１に記載の発明において、
   前記ｍの値について、２≦ｍ≦４の条件が成立するように構成したことを特徴とするディジタルデータ伝送装置。
3. 請求項１に記載の発明において、
   受信側で求めた相関の最大値が有意であるか否かを、受信側で受信された信号のレベルに基づいて判断する手段が設けられていることを特徴とするディジタルデータ伝送装置。

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