JP2002009853A

JP2002009853A - 受信装置

Info

Publication number: JP2002009853A
Application number: JP2000185800A
Authority: JP
Inventors: Akio Yamamoto; 昭夫山本; Hironori Koami; 宏典小網
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2000-06-21
Filing date: 2000-06-21
Publication date: 2002-01-11

Abstract

(57)【要約】【課題】時分割でＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫ信号
が伝送されるデジタル衛星放送方式において良好なタイ
ミング再生特性を得る。【解決手段】ＴＭＣＣとバーストがＢＰＳＫ変調、主
信号がＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫのいずれかで変調
された信号を受信し、Ｉ信号とＱ信号を所定のサンプル
タイミングでＡ／Ｄ変換してディジタル信号Ｉｎ，Ｑｎ
を出力するＡ／Ｄコンバータ２Ｉ，２Ｑと、ディジタル
復調器４と、発振器５と、デコーダ６を有するディジタ
ル衛星放送受信機のタイミング再生装置３おいて、信号
のゼロクロス点を判定しＩｎ信号，Ｑｎ信号が同時に符
号変化する場合に判定信号Ｓ３１を出力するゼロクロス
判定手段３１と、判定信号Ｓ３１によりサンプリング点
の誤差を計算して誤差信号Ｓ３３を出力する誤差計算手
段３３と、誤差信号Ｓ３３に基づいて位相制御信号Ｓ３
５を出力するフィルタ３５とを備え、位相誤差をもとに
Ａ／Ｄコンバータ２Ｉ，２Ｑのサンプルタイミングを補
正する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル衛星放
送、地上放送、ＣＡＴＶ等のディジタル放送を受信する
受信装置およびその受信装置に用いるタイミング再生装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル衛星放送システムの例とし
て、第１の文献である郵政省令第５７号（官報号外第１
１６号）および第２の文献である公開特許公報（特開平
７−１４３１９９号公報）に記載されたシステムが知ら
れている。第１の文献に記載されているディジタル衛星
放送信号は、時分割にＴＭＣＣ信号（Transmission Mul
tiplexing Configuration Control，伝送多重制御信
号）、主信号、バースト信号が多重されたフレーム構成
をしている。ここで、ＴＭＣＣ信号およびバースト信号
は低Ｃ／Ｎでも安定受信が可能なＢＰＳＫ（Binary Pha
se Shift Keying）変調を用いて変調され、一方、主信
号はＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Key
ing），８ＰＳＫ（8 Phase Shift Keying）変調のいず
れかを用いて変調される。

【０００３】以下、第１の文献に記載されているディジ
タル衛星放送信号について図１１、図１２を用いて簡単
に説明する。図１１にディジタル衛星放送のフレーム構
成と同期語配置を示す。衛星放送の１フレームは、伝送
制御情報を乗せたＴＭＣＣ期間と主信号、バースト期間
よりなり、８フレームで１スーパフレームを構成する。
各フレームのＴＭＣＣ期間には、同期語としてＵＷ（un
ique word）が挿入されており、先頭部には各フレーム
共通のＷ１が、第１フレームのＴＭＣＣ後部にはＷ２
が、第２〜第８フレームのＴＭＣＣ後部にはＷ３がそれ
ぞれ配置されている。Ｗ１はフレーム同期検出用の同期
語であり、Ｗ２，Ｗ３はスーパフレーム同期検出用の同
期語であり、Ｗ２とＷ３は位相反転の関係にある。ま
た、Ｗ１，Ｗ２,Ｗ３は、それぞれ図１１の下段に示す
２０ビットの系列で与えられる。

【０００４】ＴＭＣＣ期間はＵＷを含め１９２シンボ
ル、主信号、バースト期間は３９７４４シンボルより構
成される。各期間の変調方式は、ＴＭＣＣ期間とバース
ト期間は耐雑音性能に優れたＢＰＳＫを用いて変調さ
れ、一方、主信号はＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫで変
調される。

【０００５】図１２に、主信号、バースト期間の信号配
置の詳細図を示す。主信号は２０３シンボルを基本単位
とし、主信号２０３シンボルごとに４シンボルのバース
トシンボルを挿入する。このバーストシンボルは、同期
補助シンボルとなる。図１２において、主信号が８ＰＳ
Ｋの場合は、４基本単位で１スロット(ｓｌｏｔ)とな
り、４８スロット（ｓｌｏｔ）で１フレームを構成す
る。

【０００６】次に、一般的なディジタル衛星放送受信シ
ステムについて図１３、図１４を用いて簡単に説明す
る。図１３にディジタル衛星放送受信システムを示す。
衛星放送受信機は、パラボラアンテナ９１、屋外コンバ
ータ９２、受信機９３、ＴＶ受像機９８とから構成され
る。受信機９３は、チューナ９４、Ａ／Ｄコンバータ９
５、ディジタル復調部９６、デコーダ９７より構成され
る。

【０００７】次に、第２の文献を参考としたディジタル
復調部９６の一般的な構成を図１４に示す。ディジタル
復調部９６は、複素乗算器９６１と、ＦＩＲフィルタ９
６２と、ＡＦＣ，ＰＬＬブロック９６３と、ＮＣＯ９６
４と、ＴＭＣＣ復調部９６５とを有して構成される。

【０００８】チューナ部９４で準同期検波された同相
（Ｉｎｐｈａｓｅ）信号Ｉおよび直交（Ｑｕａｄｒａｔ
ｕｒｅ）信号Ｑは、Ａ／Ｄコンバータ９５ＩおよびＡ／
Ｄコンバータ９５Ｑでディジタル信号に変換され、複素
乗算器９６１で同期検波される。同期検波された信号
は、ＦＩＲフィルタ９６２を介した後、ＡＦＣ，ＰＬＬ
ブロック９６３にて位相誤差、周波数誤差を検出し、Ｎ
ＣＯ９６４を介して複素乗算器９６１に誤差信号をフィ
ードバックするとともに、タイミング誤差検出手段９９
１でサンプルタイミング誤差検出を行い、タイミング生
成回路９９２を介してＡ／Ｄコンバータ９５Ｉ，９５Ｑ
に誤差信号を帰還する。この後、同期検波された信号
は、デコーダ９７の誤り訂正回路９７１において誤り訂
正を施して復号データを出力する。タイミング誤差検出
手段９９１とタイミング生成回路９９２でタイミング再
生装置を構成している。

【０００９】図１５に変調方式をＱＰＳＫとした場合の
受信アイパターン例を示す。横軸にシンボル時間をと
り、縦軸に受信信号レベルをとっている。本図におい
て、最適サンプリング点は１１８，１１９，１２０で示
した点であり、この点においてはシンボル間干渉が発生
していないことがわかる。この最適サンプリング点から
のサンプリング位相誤差を検出する手法として、ゼロク
ロス法が知られている。このゼロクロス法は、最適サン
プリング点１１８，１１９、１２０のほぼ中間点に受信
信号の符号が変化してゼロ点をクロスするゼロクロス点
１２１があることを利用してサンプリング位相誤差を検
出するものである。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ディジタル衛星放送で
は、図１１および図１２で示したように、時分割でＴＭ
ＣＣ、主信号、バーストが多重され、ＴＭＣＣおよびバ
ーストはＢＰＳＫ変調され、主信号はＢＰＳＫ，ＱＰＳ
Ｋ，８ＰＳＫのいずれかで変調される。図１６に８ＰＳ
Ｋ信号を受信した場合の受信アイパターンを示す。図１
５で述べたＱＰＳＫの場合と異なり、シンボル識別点１
２２においてもゼロクロスが発生していることがわか
る。したがって、時分割でＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳ
Ｋ信号が伝送されるディジタル衛星放送方式においてゼ
ロクロス法を用いてサンプリング位相誤差を検出するた
めには、シンボル識別点間で発生するゼロクロス点とシ
ンボル識別点で発生するゼロクロス点を明確に区別する
必要がある。この双方を区別しないと、正確な位相誤差
を得ることができない。

【００１１】

【課題を解決するための手段】図１７に８ＰＳＫの受信
シンボル点を示す。この図は、ＩＱ位相平面上にプロッ
トしたシンボル点であり、図より受信シンボル点（識別
点）でゼロ点となっているのは、Ｉ軸上およびＱ軸上の
受信点１２３，１２４，１２５，１２６である。これら
の点はＱ＝０の場合はＩ＝＋／−１であり、逆にＩ＝０
の場合はＱ＝＋／−１であることからＩ，Ｑが同時に０
となることはない。したがって、シンボル識別点付近で
発生するゼロクロス点は、Ｉ，Ｑのいずれか一つのみで
ある。一方、例えば、シンボル点１２７からシンボル点
１２９への遷移を考えると、シンボル識別点間で必ずＩ
＝０，Ｑ＝０のゼロ点が発生する。したがって、１サン
プルタイミング間でＩおよびＱ信号が両方ともゼロ点が
存在する場合のみをゼロクロス点と判別することで、シ
ンボル識別点間で発生するゼロクロス点とシンボル識別
点で発生するゼロクロス点を区別することができる。

【００１２】この原理を利用して、本発明は、ディジタ
ル変調された信号を受信する受信装置において、直交検
波されたＩ（同相）信号およびＱ（直交）信号を所定の
サンプルタイミングでＡ／Ｄコンバータでサンプリング
して量子化し、Ａ／Ｄコンバータのサンプリング周期の
離散時系列信号であるＩｎ信号およびＱｎ信号に変換
し、Ｉｎ信号およびＱｎ信号が同時に符号変化する場合
のみに最適なサンプリング点と現実のサンプリング点と
の誤差であるサンプリング位相誤差を求め、この位相誤
差をもとにＡ／Ｄコンバータのサンプルタイミングを補
正するようにした。

【００１３】また、本発明は、ディジタル変調された信
号を受信する受信装置において、直交検波されたＩ（同
相）信号およびＱ（直交）信号を所定のサンプルタイミ
ングでＡ／Ｄコンバータでサンプリングして量子化し、
Ａ／Ｄコンバータのサンプリング周期の離散時系列信号
であるＩｎ，Ｑｎ信号に変換し、前記Ｉｎ，Ｑｎ信号か
ら制御信号に応じて前記Ｉｎ信号およびＱｎ信号の補間
データＩｎ´信号およびＱｎ´信号を出力する補間手段
に入力し、前記補間データＩｎ´信号およびＱｎ´信号
が同時に符号変化する場合のみにサンプリング位相誤差
を求め、この位相誤差をもとに前記補間手段の制御信号
を補正するようにした。

【００１４】本発明は、ディジタル変調された信号を受
信する受信装置において、直交検波されたＩ（同相）信
号およびＱ（直交）信号をＡ／Ｄコンバータでサンプリ
ングして量子化し、Ａ／Ｄコンバータのサンプリング周
期の離散時系列信号であるＩｎ，Ｑｎ信号に変換し、前
記Ｉｎ信号およびＱｎ信号からフレーム同期を検出して
フレーム制御信号を出力し、前記フレーム制御信号に応
じて前記Ｉｎ信号およびＱｎ信号が同時に符号変化する
場合のみにサンプリング位相誤差を求める期間と前記Ｉ
ｎ信号またはＱｎ信号のどちらか一方が符号変化する場
合にサンプリング位相誤差を求める期間を切り換え、こ
の位相誤差をもとにＡ／Ｄコンバータのサンプルタイミ
ングを補正するようにした。。

【００１５】本発明は、ディジタル変調された信号を受
信する受信装置において、直交検波されたＩ（同相）信
号およびＱ（直交）信号をＡ／Ｄコンバータでサンプリ
ングして量子化し、Ａ／Ｄコンバータのサンプリング周
期の離散時系列信号であるＩｎ信号およびＱｎ信号に変
換し、前記Ｉｎ信号およびＱｎ信号から制御信号に応じ
て前記Ｉｎ信号およびＱｎ信号の補間データＩｎ´信号
およびＱｎ´信号を出力する補間手段に入力し、前記Ｉ
ｎ´信号およびＱｎ´信号からフレーム同期を検出して
フレーム制御信号を出力し、前記フレーム制御信号に応
じて前記Ｉｎ´信号およびＱｎ´信号が同時に符号変化
する場合のみにサンプリング位相誤差を求める期間と前
記Ｉｎ´信号またはＱｎ´信号のどちらか一方が符号変
化する場合にサンプリング位相誤差を求める期間を切り
換え、この位相誤差をもとに前記補間手段の制御信号を
補正するようにした。

【００１６】さらに、本発明は上記タイミング再生装置
を備えた受信装置において、前記Ｉｎ信号およびＱｎ信
号の符号変化を検出する手段として、Ｉｎ信号およびＩ
ｎ信号の１サンプリング期間後あるいは１サンプリング
期間前の信号との乗算により符号変化を検出するように
した。

【００１７】

【発明の実施の形態】本発明のタイミング再生装置が用
いられる受信機の構成の概要を図９を用いて説明する。
図９は８ＰＳＫ変調方式の放送を受信する受信機の構成
を示している。８ＰＳＫ受信機は、チューナ１と、Ａ／
Ｄコンバータ２と、タイミング再生装置３と、復調器４
と、発振器５と、デコーダ６とを備えている。チューナ
１からの受信信号は、Ａ／Ｄコンバータ２で所定のタイ
ミングでサンプリングされ、復調器４に送られ、復調さ
れた後デコーダ６でデコードされて、ＴＶ受像機７に出
力される。Ａ／Ｄコンバータ２でのサンプリングは、発
振器５の出力によって行われ、この発振器５の位相は、
タイミング再生装置３の出力により制御される。

【００１８】さらに、本発明のタイミング再生装置が用
いられる受信機の他の構成の概要を図１０を用いて説明
する。図１０は８ＰＳＫ変調方式の放送を受信する受信
機の構成を示している。８ＰＳＫ受信機は、チューナ１
と、Ａ／Ｄコンバータ２と、タイミング再生装置３と、
復調器４と、発振器５と、デコーダ６とを備えている。
チューナ１からの受信信号は、Ａ／Ｄコンバータ２で所
定のタイミングでサンプリングされ、復調器４に送ら
れ、復調された後デコーダ６でデコードされて、ＴＶ受
像機７に出力される。Ａ／Ｄコンバータ２でのサンプリ
ングは、発振器５の出力によって行わル。サンプリング
点のズレは、タイミング再生装置３により検出され復調
器４を制御して補間制御される。

【００１９】図１を用いて本発明の第１の実施例にかか
る受信装置に用いるタイミング再生装置の構成を説明す
る。タイミング再生装置３は、ゼロクロス判定手段３１
と、誤差計算手段３２と、ループフィルタ３５とを有し
て構成される。ゼロクロス判定手段３１と誤差計算手段
３３には、Ａ／Ｄコンバータ２Ｉ，２Ｑの出力Ｉｎ，Ｑ
ｎが入力される。ゼロクロス判定手段３１からの判定信
号Ｓ３１は、誤差計算手段３３に入力される。誤差計算
手段３３からの誤差信号Ｓ３３はループフィルタ３５を
介して発振器５に向けて出力される。発振器５は、位相
制御信号Ｓ３５を出力し、Ａ／Ｄコンバータ２Ｉおよび
Ａ／Ｄコンバータ２Ｑのサンプリング点を制御する。

【００２０】図示を省略した直交検波器で直交検波され
たＩ信号およびＱ信号が、端子Ｔ１Ｉおよび端子Ｔ１Ｑ
に入力される。端子Ｔ１Ｉおよび端子Ｔ１Ｑに入力され
たＩ信号およびＱ信号は、それぞれＡ／Ｄコンバータ２
ＩおよびＡ／Ｄコンバータ２Ｑでサンプリングされ、デ
ィジタル信号Ｉｎ，Ｑｎに変換される。このサンプリン
グ周期は例えば１シンボル期間Ｔのほぼ１／２倍に選択
される。したがって、Ｔ／２の周期でＡ／Ｄコンバータ
２Ｉ，２Ｑからディジタル信号Ｉｎ，Ｑｎ（ｎは時刻を
表すインデックス：ｎ＝０１２３…）がそれぞれ出力さ
れる。ここで例えば、サンプリング信号ＩｎとＩｎ＋１
はＴ／２の時間間隔がある。Ａ／Ｄコンバータ出力のＩ
ｎとＱｎは、それぞれゼロクロス判定器３１に入力され
る。

【００２１】ゼロクロス判定器３１では、連続した２つ
のサンプリング点ＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１
の間で符号が変化しているかどうかを検出することによ
ってサンプリング点ＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋
１の間でゼロクロスしているかどうかを判定し、双方と
もゼロクロスしている場合、判定信号Ｓ３１を出力す
る。判定信号Ｓ３１を受けた誤差計算手段３３は、Ａ／
Ｄコンバータの出力ＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋
１を用いて最適サンプリング点と現実のサンプリング点
との位相差を現すサンプリング位相誤差を計算する。

【００２２】Ｉ信号またはＱ信号の片方のみゼロクロス
している場合や、両方ともゼロクロスしていない場合
は、判定信号Ｓ３１は誤差計算を行わない信号とされ
る。

【００２３】次に、誤差計算手段３３からの誤差信号Ｓ
３３は、ループフィルタ３５を介してＡ／Ｄコンバータ
２ＩおよびＡ／Ｄコンバータ２Ｑを駆動する発振器５に
位相制御信号Ｓ３５として帰還され、サンプリング誤差
を補正する。

【００２４】本実施例によれば、連続した２つのサンプ
リング点ＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１の間でゼ
ロクロスしているかどうかを判定し、双方ともゼロクロ
スしている場合、誤差信号を計算させる判定信号Ｓ３１
を出力し、誤差計算手段３３でＡ／Ｄコンバータ出力の
ＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１からサンプリング
位相誤差を計算することにより、最適サンプリング点デ
サンプリングを行うので、８ＰＳＫのようにシンボル識
別点においてもゼロクロスする受信信号に対しても良好
に誤差信号Ｓ３３を出力することができる。

【００２５】図２を用いて図１に示した誤差計算手段３
３の動作を説明する。図２は受信信号Ｉとサンプリング
点Ｉｎ，Ｉｎ＋１…、Ｉｎ´，Ｉｎ＋１´…の関係を示
す図である。横軸に時間の経過をとっており、下向きの
矢印(実線)は最適サンプリング点を、下向きの矢印（点
線）は実際の受信機のサンプリング点をそれぞれ示して
いる。

【００２６】先に述べたように、伝送シンボルの最適サ
ンプリング点（シンボル識別点）で受信信号の符号が変
化する場合（例えば図２でＩ_ｎからＩ_ｎ＋２）には、伝
送シンボル間のサンプリング点Ｉ_ｎ＋１ではほぼ０の値
を取る。しかしながら、受信サンプリング点が最適サン
プリング点からずれている場合（Ｉ_ｎ→Ｉ_ｎ´、Ｉ_ｎ
_＋１→Ｉ_ｎ＋１´、Ｉ_ｎ＋２→Ｉ_ｎ＋２´、Ｉ_ｎ＋３→
Ｉ_ｎ＋３´）は、伝送シンボルの識別点Ｉ_ｎ´およびＩ
_ｎ＋１´の間を直線近似することによりゼロクロス点を
導出する。

【００２７】即ち、推定サンプルタイミング誤差τは次
式(１)で与えられる。

【００２８】

【数１】

【００２９】図１５、図１６のアイパターンからわかる
ように、ロールオフ率が０．３５の場合はゼロクロス点
は大きくひろがっている。また、伝送路で雑音が加算さ
れることを考慮し、（１）式で得られる推定サンプリン
グ誤差τの推定精度を高めるため、図１に示したループ
フィルタ３５を介して出力する。

【００３０】図３を用いて本発明の第２の実施例にかか
る受信装置のタイミング再生装置の構成を説明する。第
２の実施例にかかるタイミング再生装置３は、ゼロクロ
ス判定手段３１と、誤差計算手段３２と、ループフィル
タ３５とを有して構成される。ゼロクロス判定手段３１
には、Ａ／Ｄコンバータ２Ｉ，２Ｑの出力Ｉｎ，Ｑｎが
補間手段４１を介して入力される。ゼロクロス判定手段
３１の判定信号Ｓ３１は、誤差計算手段３３に入力され
る。誤差計算手段３３からの誤差信号Ｓ３３は、ループ
フィルタ３５を介して補間手段４１に向けて補間制御信
号Ｓ３５´として出力される。補間手段４１は、補間制
御信号Ｓ３５´に基づいて、Ａ／Ｄコンバータ２Ｉのデ
ィジタル信号Ｉｎを補間した信号Ｉｎｉを出力する。

【００３１】図示を省略した直交検波器で直交検波され
たＩおよびＱ信号が、端子Ｔ１Ｉおよび端子Ｔ１Ｑに入
力される。端子Ｔ１Ｉおよび端子Ｔ１Ｑに入力されたＩ
信号およびＱ信号は、発振器５によって所定のタイミン
グに制御されたＡ／Ｄコンバータ２ＩおよびＡ／Ｄコン
バータ２Ｑで所定のタイミングでサンプリングされ、デ
ィジタル信号Ｉｎ，Ｑｎに変換される。このサンプリン
グ周期は１シンボル期間Ｔのほぼ１／２倍に選択され
る。

【００３２】Ａ／Ｄコンバータ２Ｉ，２Ｑのディジタル
信号出力Ｉｎ，Ｑｎは、補間手段４１において後述する
補間制御信号Ｓ３５´によって補間され、それぞれゼロ
クロス判定器３１に入力される。

【００３３】ゼロクロス判定器３１では、連続した２つ
のサンプリング点ＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１
の間でゼロクロスしているかどうかを判定し、双方とも
ゼロクロスしている場合、誤差計算を行わせる判定信号
Ｓ３１を出力し、誤差計算手段３３でＡ／Ｄコンバータ
出力のＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１からサンプ
リング位相誤差を計算する。片方のみゼロクロスしてい
る場合や、両方ともゼロクロスしていない場合は、誤差
計算手段３３で誤差計算を行う判定信号Ｓ３１を出力し
ない。

【００３４】次に、誤差計算手段３３からの誤差信号Ｓ
３３は、ループフィルタ３５に送られ、補間制御信号Ｓ
３５´として補間手段４１に帰還される。

【００３５】補間手段４１は、この補間制御信号Ｓ３５
´を用いて直線補間あるいはラグランジェ補間等を用い
て最適サンプリング点の値を補間推定し、補間された受
信信号Ｉｎｉ，Ｑｎｉとして出力する。

【００３６】第２の実施例によれば、第１の実施例同
様、連続した２つのサンプリング点ＩｎとＩｎ＋１およ
びＱｎとＱｎ＋１の間でゼロクロスしているかどうかを
判定し、双方ともゼロクロスしている場合、判定信号Ｓ
３１を出力し、誤差計算手段３３でＡ／Ｄコンバータ出
力のＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１からサンプリ
ング位相誤差を計算することにより、８ＰＳＫのように
シンボル識別点においてもゼロクロスする受信信号に対
しても良好に誤差信号Ｓ３３を出力することができる。

【００３７】図４を用いて本発明の第３の実施例にかか
る受信装置のタイミング再生装置の構成を説明する。第
３の実施例にかかるタイミング再生装置３は、第１の実
施例のタイミング再生装置３と同様な構成を有している
が、ゼロクロス判定手段３１が、ディジタル復調器４内
に設けたＴＭＣＣバースト期間パルス生成手段４３から
のＴＭＣＣバースト検出信号Ｓ４３の存在期間内でゼロ
クロス判定を行うようにした点で異なっている。

【００３８】図示を省略した直交検波器で直交検波され
たＩ信号およびＱ信号が、端子Ｔ１Ｉおよび端子Ｔ１Ｑ
に入力される。端子Ｔ１Ｉおよび端子Ｔ１Ｑに入力され
たＩ信号とＱ信号は、Ａ／Ｄコンバータ２ＩおよびＡ／
Ｄコンバータ２Ｑでサンプリングされ、ディジタル信号
Ｉｎ，Ｑｎに変換される。このサンプリング周期は例え
ば１シンボル期間Ｔのほぼ１／２倍に選択される。

【００３９】Ａ／Ｄコンバータ２Ｉ，２Ｑの出力Ｉｎ，
Ｑｎは、それぞれディジタル復調回路４内に設けた同期
検出手段４２と、タイミング再生装置３内のゼロクロス
判定手段３１および誤差計算手段３３に入力される。

【００４０】同期検出手段４２では、図１１で示したユ
ニークワード信号を検出し、ユニークワード検出信号Ｓ
４２を出力する。ユニークワード検出信号Ｓ４２は、Ｔ
ＭＣＣバースト期間パルス生成手段４３に入力され、受
信信号のフレーム同期を取る。バースト期間パルス生成
手段４３は、ユニークワード検出信号Ｓ４２を用いて受
信信号が図１１、図１２に示したＴＭＣＣおよびバース
ト期間の場合、ＴＭＣＣバースト検出信号Ｓ４３を出力
する。

【００４１】ゼロクロス判定手段３１では、ＴＭＣＣバ
ースト検出信号Ｓ４３が入力されない場合は（同期が未
検出の状態あるいは受信信号がＴＭＣＣ，バースト以外
の信号期間）、連続した２つのサンプリング点ＩｎとＩ
ｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１の間でゼロクロスしている
かどうかを判定し、双方ともゼロクロスしている場合、
判定信号Ｓ３１を出力し、誤差計算手段３３でＡ／Ｄコ
ンバータ出力のＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１か
らサンプリング位相誤差を計算する。

【００４２】一方、ゼロクロス判定手段３１にＴＭＣＣ
バースト検出信号Ｓ４３が入力される場合は（同期検出
済みでかつ受信信号がＴＭＣＣ，バースト信号期間）、
連続した２つのサンプリング点ＩｎとＩｎ＋１およびＱ
ｎとＱｎ＋１の間でゼロクロスしているかどうかを判定
し、いずれか一方がゼロクロスしている場合、判定信号
Ｓ３１を出力し、誤差計算手段３３でＡ／Ｄコンバータ
出力のＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１からサンプ
リング位相誤差を計算する。受信信号がＴＭＣＣ，バー
スト以外の信号期間では、片方のみゼロクロスしている
場合や、両方ともゼロクロスしていない場合は、判定信
号Ｓ３１により誤差計算手段３３で誤差計算は行わな
い。また、受信信号がＴＭＣＣ，バースト信号期間で
は、両方ともゼロクロスしていない場合は判定信号Ｓ３
１により誤差計算手段３３で誤差計算は行わない。

【００４３】次に、誤差計算手段３３からの誤差信号Ｓ
３３は、ループフィルタ３５を介してＡ／Ｄコンバータ
２ＩおよびＡ／Ｄコンバータ２Ｑを駆動する発振器５に
帰還され、発振器５の発振位相を変更させてサンプリン
グ誤差を補正する。

【００４４】第３の実施例によれば、同期が未検出の状
態あるいは受信信号がＴＭＣＣ，バースト以外の信号期
間においては、連続した２つのサンプリング点ＩｎとＩ
ｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１の間でゼロクロスしている
かどうかを判定し、双方ともゼロクロスしている場合、
判定信号Ｓ３１を出力し、誤差計算手段３３でＡ／Ｄコ
ンバータ出力のＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１か
らサンプリング位相誤差を計算することにより、８ＰＳ
Ｋのようにシンボル識別点においてもゼロクロスする受
信信号に対しても良好に誤差信号Ｓ３３を出力すること
ができる。

【００４５】また、同期検出済みでかつ受信信号がＴＭ
ＣＣ，バースト信号期間においては、連続した２つのサ
ンプリング点ＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１の間
でゼロクロスしているかどうかを判定し、どちらか一方
がゼロクロスしている場合、判定信号Ｓ３１を出力し、
誤差計算手段３３でＡ／Ｄコンバータ出力のＩｎとＩｎ
＋１およびＱｎとＱｎ＋１からサンプリング位相誤差を
計算することにより、より精度の高い誤差信号Ｓ３３を
出力することができる。

【００４６】また、第３の実施例において、連続した２
つのサンプリング点ＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋
１の間でゼロクロスしているかどうかを判定し、双方と
もゼロクロスしている場合、判定信号Ｓ３１を出力し、
誤差計算手段３３でＡ／Ｄコンバータ出力のＩｎとＩｎ
＋１およびＱｎとＱｎ＋１からサンプリング位相誤差を
計算する期間は、同期が未検出の状態あるいは受信信号
がＴＭＣＣ，バースト以外の信号期間としたが、同期が
未検出の状態、受信信号がＢＰＳＫあるいはＱＰＳＫで
変調されている以外の信号期間としても同様の効果が得
られる。

【００４７】さらに、第３の実施例においては、連続し
た２つのサンプリング点ＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱ
ｎ＋１の間でゼロクロスしているかどうかを判定し、い
ずれか一方がゼロクロスしている場合、判定信号Ｓ３１
を出力し、誤差計算手段３３でＡ／Ｄコンバータ２Ｉ，
２Ｑの出力Ｉｎ，Ｉｎ＋１およびＱｎ，Ｑｎ＋１からサ
ンプリング位相誤差を計算する期間は、同期検出済みで
かつ受信信号がＴＭＣＣ，バースト信号期間としたが、
同期検出済みでかつ受信信号がＢＰＳＫあるいはＱＰＳ
Ｋで変調される信号期間としても同様の効果が得られ
る。

【００４８】図５を用いて本発明の第４の実施例にかか
る受信装置のタイミング再生装置の構成を説明する。こ
の実施例にかかるタイミング再生装置は、第２の実施例
のタイミング再生装置に第３の実施例のタイミング検出
手法を適用した例としてみることができる。

【００４９】図示を省略した直交検波器で直交検波され
たＩ信号とＱ信号が、それぞれ端子Ｔ１Ｉおよび端子Ｔ
１Ｑに入力される。端子Ｔ１Ｉおよび端子Ｔ１Ｑに入力
されたＩ信号およびＱ信号は、それぞれＡ／Ｄコンバー
タ２ＩおよびＡ／Ｄコンバータ２Ｑで所定のタイミング
でサンプリングされ、ディジタル信号Ｉｎ、Ｑｎに変換
される。このサンプリング周期は例えば１シンボル期間
Ｔのほぼ１／２倍に選択される。

【００５０】Ａ／Ｄコンバータ２Ｉ，２Ｑの出力Ｉｎ，
Ｑｎは、それぞれディジタル復調器４内に設けた同期検
出手段４２と、補間手段４１を介してタイミング再生装
置３のゼロクロス判定器３１および誤差計算手段３３に
入力される。

【００５１】同期検出手段４２では、図１１で示したユ
ニークワード信号を検出し、ユニークワード検出信号Ｓ
４２を出力する。ユニークワード検出信号Ｓ４２は、Ｔ
ＭＣＣバースト期間パルス生成手段４３に入力され、受
信信号のフレーム同期を取る。ＴＭＣＣバースト期間パ
ルス生成手段４３は、受信信号が図１１、図１２に示し
たＴＭＣＣおよびバースト期間の場合、ＴＭＣＣバース
ト検出信号Ｓ４３を出力する。

【００５２】ゼロクロス判定手段３１では、ＴＭＣＣバ
ースト検出信号Ｓ４３が入力されない場合は（同期が未
検出の状態あるいは受信信号がＴＭＣＣ，バースト以外
の信号期間）、連続した２つのサンプリング点ＩｎとＩ
ｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１の間でゼロクロスしている
かどうかを判定し、双方ともゼロクロスしている場合、
判定信号Ｓ３１を出力し、誤差計算手段３３でＡ／Ｄコ
ンバータ出力のＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１か
らサンプリング位相誤差を計算する。

【００５３】一方、ゼロクロス判定手段３１にＴＭＣＣ
バースト検出信号Ｓ４３が入力される場合は（同期検出
済みでかつ受信信号がＴＭＣＣ，バースト信号期間）、
連続した２つのサンプリング点ＩｎとＩｎ＋１およびＱ
ｎとＱｎ＋１の間でゼロクロスしているかどうかを判定
し、いずれか一方がゼロクロスしている場合、判定信号
Ｓ３１を出力し、誤差計算手段３３でＡ／Ｄコンバータ
出力のＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１からサンプ
リング位相誤差を計算する。

【００５４】受信信号がＴＭＣＣ，バースト以外の信号
期間では、片方のみゼロクロスしている場合や、両方と
もゼロクロスしていない場合は判定信号Ｓ３１により誤
差計算手段３３で誤差計算は行わない。

【００５５】また、受信信号がＴＭＣＣ，バースト信号
期間では、両方ともゼロクロスしていない場合は、判定
信号Ｓ３１により誤差計算手段３３で誤差計算は行わな
い。

【００５６】次に、誤差計算手段３３からの誤差信号Ｓ
３３はループフィルタ３５を介して補間手段４１に補間
制御信号Ｓ３５´を帰還し、この補間制御信号Ｓ３５´
から直線補間あるいはラグランジェ補間等を用いて最適
サンプリング点の値を補間手段４１で補間推定し、受信
信号として出力する。

【００５７】第４の実施例によれば、同期が未検出の状
態あるいは受信信号がＴＭＣＣ，バースト以外の信号期
間においては、連続した２つのサンプリング点ＩｎとＩ
ｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１の間でゼロクロスしている
かどうかを判定し、双方ともゼロクロスしている場合、
判定信号Ｓ３１を出力し、誤差計算手段３３でＡ／Ｄコ
ンバータ出力のＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１か
らサンプリング位相誤差を計算することにより、８ＰＳ
Ｋのようにシンボル識別点においてもゼロクロスする受
信信号に対しても良好に誤差信号Ｓ３３を出力すること
ができる。また、同期検出済みでかつ受信信号がＴＭＣ
Ｃ，バースト信号期間においては、連続した２つのサン
プリング点ＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１の間で
ゼロクロスしているかどうかを判定し、どちらか一方が
ゼロクロスしている場合、判定信号Ｓ３１を出力し、誤
差計算手段３３でＡ／Ｄコンバータ出力のＩｎとＩｎ＋
１およびＱｎとＱｎ＋１からサンプリング位相誤差を計
算することにより、より精度の高い誤差信号Ｓ３３を出
力することができる。

【００５８】第４の実施例において、連続した２つのサ
ンプリング点ＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１の間
でゼロクロスしているかどうかを判定し、双方ともゼロ
クロスしている場合、判定信号Ｓ３１を出力し、誤差計
算手段３３でＡ／Ｄコンバータ出力のＩｎとＩｎ＋１お
よびＱｎとＱｎ＋１からサンプリング位相誤差を計算す
る期間は、同期が未検出の状態あるいは受信信号がＴＭ
ＣＣ，バースト以外の信号期間としたが、同期が未検出
の状態、受信信号がＢＰＳＫあるいはＱＰＳＫで変調さ
れている以外の信号期間としても同様の効果が得られ
る。

【００５９】また、第４の実施例においては、連続した
２つのサンプリング点ＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ
＋１の間でゼロクロスしているかどうかを判定し、いず
れか一方がゼロクロスしている場合、判定信号Ｓ３１を
出力し、誤差計算手段３３でＡ／Ｄコンバータ出力のＩ
ｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１からサンプリング位
相誤差を計算する期間は、同期検出済みでかつ受信信号
がＴＭＣＣ，バースト信号期間としたが、同期検出済み
でかつ受信信号がＢＰＳＫあるいはＱＰＳＫで変調され
る信号期間としても同様の効果が得られる。

【００６０】図６を用いて、本発明の第１および第３の
実施例にかかるタイミング再生装置を構成するゼロクロ
ス判定器３１の構成を説明する。

【００６１】ゼロクロス判定器３１は、１サンプリング
期間遅延器３１１Ｉと、乗算器３１２Ｉと、符号判定器
３１３Ｉと、１サンプリング期間遅延器３１１Ｑと、乗
算器３１２Ｑと、符号判定器３１３Ｑと、判定信号発生
回路３１４と、端子Ｔ２Ｉと、端子Ｔ２Ｑと、端子Ｔ３
１とを有して構成される。

【００６２】１サンプリング期間遅延器３１１Ｉは、入
力信号Ｉｎを１サンプリング期間(Ｔ／２)だけ遅延させ
る。乗算器３１２Ｉは、遅延器３１１Ｉの出力Ｉｎと１
サンプリング期間後の入力信号Ｉｎ＋１を掛け算する。
符号判定器３１３Ｉは、乗算器の出力Ｉｎ×Ｉｎ＋１の
符号を判定する。

【００６３】同様に、１サンプリング期間遅延器３１１
Ｑは、入力信号Ｑｎを１サンプリング期間(Ｔ／２)だけ
遅延させる。乗算器３１２Ｑは、遅延器３１１Ｑの出力
Ｑｎと１サンプリング期間後の入力信号Ｑｎ＋１を掛け
算する。符号判定器３１３Ｑは、乗算器の出力Ｑｎ×Ｑ
ｎ＋１の符号を判定する。

【００６４】判定信号発生回路３１４は、符号判定器３
１３Ｉと符号判定器３１３Ｑの出力信号からＩ信号およ
びＱ信号が同時に符号反転しているか否かを判定する。

【００６５】端子Ｔ２Ｉには、Ａ／Ｄコンバータ２Ｉか
らのＩｎ信号が入力され、端子Ｔ２Ｑには、Ａ／Ｄコン
バータ２ＱからのＱｎ信号が入力される。端子Ｔ３１
は、判定信号発生回路３１４からの判定信号Ｓ３１を誤
差計算手段３３へ向けて出力する。

【００６６】Ａ／Ｄコンバータ２ＩらのＩｎ＋１信号
は、乗算器３１２Ｉにおいて１サンプリング期間遅延器
３１１Ｉからの出力Ｉｎと掛け算し、掛け算信号Ｉｎ×
Ｉｎ＋１を出力する。この掛け算信号は、符号判定器３
１３Ｉで符合の判定がなされ、ゼロクロスしたか否かを
判定する。同様に、Ａ／Ｄコンバータ２ＱのＱｎ＋１信
号は、乗算器３１２Ｑにおいて１サンプリング期間遅延
器３１１Ｑからの出力Ｑｎと掛け算し、掛け算信号Ｑｎ
×Ｑｎ＋１を出力する。この掛け算信号は、符号判定器
３１３Ｑで符合の判定がなされ、ゼロクロスしたか否か
を判定する。

【００６７】判定信号発生回路３１４は、符号判定器３
１３Ｉ、３１３Ｑの符号に基づいて、双方ともマイナス
であれば、ＩｎとＩｎ＋１間およびＱｎとＱｎ＋１間で
ゼロクロスしているとして、ゼロクロス信号Ｓ３１を出
力する。

【００６８】このゼロクロス判定手段３１は、Ｉｎ×Ｉ
ｎ＋１およびＱｎ×Ｑｎ＋１の掛け算により、ゼロクロ
スしているかどうかを判定できるため、回路規模の削減
に効果がある。

【００６９】図７を用いて第３および第４の実施例に使
用するゼロクロス判定手段３１の構成を説明する。図７
に示したゼロクロス判定手段３１と同様な構成を有して
おり、判定信号発生手段３１４にＴＭＣＣバースト検出
信号Ｓ４３が入力される端子Ｔ３２を執している点で相
違している。

【００７０】このゼロクロス判定手段３１は、図４、図
５におけるゼロクロス判定手段の一実施例であり、Ａ／
Ｄコンバータ２ＩおよびＡ／Ｄコンバータ２ＱからのＩ
ｎ＋１，Ｑｎ＋１信号が、乗算器３１２Ｉ、３１２Ｑに
おいて、１サンプリング期間遅延器３１１Ｉ，３１１Ｑ
からの出力Ｉｎ，Ｑｎと掛け算され、乗算器３１２Ｉ，
３１２ＱからそれぞれＩｎ×Ｉｎ＋１およびＱｎ×Ｑｎ
＋１を出力する。

【００７１】符号判定器３１３Ｉ，３１３ＱでＩｎ×Ｉ
ｎ＋１およびＱｎ×Ｑｎ＋１の符号を判定する。ここ
で、ＴＭＣＣバースト検出信号Ｓ４３が入力されない場
合は（同期が未検出の状態あるいは受信信号がＴＭＣ
Ｃ，バースト以外の信号期間）、Ｉｎ×Ｉｎ＋１および
Ｑｎ×Ｑｎ＋１の符号の双方がマイナスの場合、双方と
もゼロクロスしているとして判定信号Ｓ３１を出力す
る。一方、ＴＭＣＣバースト検出信号Ｓ４３が入力され
る場合は（同期検出済みでかつ受信信号がＴＭＣＣ，バ
ースト信号期間）、Ｉｎ×Ｉｎ＋１およびＱｎ×Ｑｎ＋
１の符号がマイナスであれば、いずれか一方がゼロクロ
スしているとして判定信号Ｓ３１を出力する。

【００７２】本実施例では、Ｉｎ×Ｉｎ＋１およびＱｎ
×Ｑｎ＋１の掛け算により、ゼロクロスしているかどう
かを判定できるため、回路規模の削減に効果がある。

【００７３】図８に図２に示したサンプリング誤差τに
関し、本発明の第１の実施例を用いた場合のシミュレー
ション結果を示す。横軸にサンプル時間Ｔ／２で規格化
したサンプリングオフセット時間をとり、縦軸に誤差検
出結果を示している。図８より、Ｃ／Ｎ＝０ｄＢの低Ｃ
／Ｎにおいても、検出感度は低下するが、誤差検出でき
ることがわかった。一方、Ｃ／Ｎ＞５ｄＢでは十分な誤
差検出感度が得られている。

【００７４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
連続した２つのサンプリング点ＩｎとＩｎ＋１およびＱ
ｎとＱｎ＋１の間でゼロクロスしているかどうかを、符
号が変化しているかどうかで判定し、双方ともゼロクロ
スしている場合、誤差計算手段でＡ／Ｄコンバータ出力
のＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１からサンプリン
グ位相誤差を計算することにより、８ＰＳＫのようにシ
ンボル識別点においてもゼロクロスする受信信号に対し
ても良好に誤差信号Ｓ３３を出力することができる。

【００７５】同様に、同期が未検出の状態あるいは受信
信号がＴＭＣＣ，バースト以外の信号期間においては、
連続した２つのサンプリング点ＩｎとＩｎ＋１およびＱ
ｎとＱｎ＋１の間でゼロクロスしているかどうかを符号
が変化しているかどうかで判定し、双方ともゼロクロス
している場合、誤差計算手段でＡ／Ｄコンバータ出力の
ＩｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１からサンプリング
位相誤差を計算することにより、８ＰＳＫのようにシン
ボル識別点においてもゼロクロスする受信信号に対して
も良好に誤差信号Ｓ３３を出力することができる。ま
た、同期検出済みでかつ受信信号がＴＭＣＣ，バースト
信号期間においては、連続した２つのサンプリング点Ｉ
ｎとＩｎ＋１およびＱｎとＱｎ＋１の間でゼロクロスし
ているかどうかを符号が変化しているかどうかで判定
し、どちらか一方がゼロクロスしている場合、誤差計算
手段でＡ／Ｄコンバータ出力のＩｎとＩｎ＋１およびＱ
ｎとＱｎ＋１からサンプリング位相誤差を計算すること
により、より精度の高い誤差信号Ｓ３３を出力すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例にかかる受信装置に用い
るタイミング再生装置の構成を説明するブロック図。

【図２】タイミング再生装置に置けるサンプリング点を
説明する図。

【図３】本発明の第２の実施例にかかる受信装置に用い
るタイミング再生装置の構成を説明するブロック図。

【図４】本発明の第３の実施例にかかる受信装置に用い
るタイミング再生装置の構成を説明するブロック図。

【図５】本発明の第４の実施例にかかる受信装置に用い
るタイミング再生装置の構成を説明するブロック図。

【図６】第１および第３の実施例のタイミング再生装置
に用いるゼロクロス判定手段の構成を説明するブロック
図。

【図７】第２および第４の実施例のタイミング再生装置
に用いるゼロクロス判定手段の構成を説明するブロック
図。

【図８】本発明第１の実施例のシミュレーション結果を
示す図。

【図９】８ＰＳＫ受信機の構成の概要を説明するブロッ
ク図。

【図１０】８ＰＳＫ受信機の他の構成の概要を説明する
ブロック図。

【図１１】ディジタル衛星放送システムの信号の態様を
説明する図。

【図１２】図１１に示した信号の主信号およびバースト
の態様を説明する図。

【図１３】ディジタル衛星放送受信システムの構成を説
明するブロック図。

【図１４】ディジタル衛星放送受信システムのディジタ
ル復調部の構成を説明するブロック図。

【図１５】ＱＰＳＫアイパターンの説明図。

【図１６】８ＰＳＫアイパターンの説明図。

【図１７】８ＰＳＫＩＱ平面の説明図。

【符号の説明】

１チューナ２Ａ／Ｄコンバータ３タイミング再生装置４復調回路５発振器６デコーダ７ＴＶ受像機３１ゼロクロス判定手段３３補間手段３５ループフィルタ４１補間手段４２同期検出手段４３ＴＭＣＣバースト期間パルス生成手段９１アンテナ９２屋外コンバータ９３受信機９４チューナ９５Ａ／Ｄコンバータ９６ディジタル復調部９７デコーダ９８ＴＶ受像機３１１遅延回路３１２乗算器３１３符号判定回路３１４判定信号発生回路９６１複素乗算回路９６２ＦＩＲ９６３ＡＦＣ、ＰＬＬ９６４ＮＣＯ９６５ＴＭＣＣ復号回路９７１誤り訂正回路９９１タイミング誤差検出回路９９２タイミング生成回路Ｓ３１判定信号Ｓ３３誤差信号Ｓ３５位相制御信号Ｓ３５´ 補間制御信号Ｓ４２ユニークワード検出信号(フレーム制御信号) Ｓ４３ＴＭＣＣバースト検出信号Ｔ１ＩＩ入力端子Ｔ１ＱＱ入力端子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5C025 AA13 BA25 DA01 DA04 5K004 AA05 FA06 FG02 FH01

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ディジタル変調された信号を受信する受
信装置において、直交検波されたＩ（同相）信号および
Ｑ（直交）信号を所定のサンプルタイミングでＡ／Ｄコ
ンバータでサンプリングして量子化し、Ａ／Ｄコンバー
タのサンプリング周期の離散時系列信号であるＩｎ信号
およびＱｎ信号に変換し、Ｉｎ信号およびＱｎ信号が同
時に符号変化する場合のみに最適なサンプリング点と現
実のサンプリング点との誤差であるサンプリング位相誤
差を求め、この位相誤差をもとにＡ／Ｄコンバータのサ
ンプルタイミングを補正することを特徴としたタイミン
グ再生装置を備えた受信装置。
【請求項２】ディジタル変調された信号を受信する受
信装置において、直交検波されたＩ（同相）信号および
Ｑ（直交）信号を所定のサンプルタイミングでＡ／Ｄコ
ンバータでサンプリングして量子化し、Ａ／Ｄコンバー
タのサンプリング周期の離散時系列信号であるＩｎ，Ｑ
ｎ信号に変換し、前記Ｉｎ，Ｑｎ信号から制御信号に応
じて前記Ｉｎ信号およびＱｎ信号の補間データＩｎ´信
号およびＱｎ´信号を出力する補間手段に入力し、前記
補間データＩｎ´信号およびＱｎ´信号が同時に符号変
化する場合のみにサンプリング位相誤差を求め、この位
相誤差をもとに前記補間手段の制御信号を補正すること
を特徴としたタイミング再生装置を備えた受信装置。
【請求項３】ディジタル変調された信号を受信する受
信装置において、直交検波されたＩ（同相）信号および
Ｑ（直交）信号をＡ／Ｄコンバータでサンプリングして
量子化し、Ａ／Ｄコンバータのサンプリング周期の離散
時系列信号であるＩｎ，Ｑｎ信号に変換し、前記Ｉｎ信
号およびＱｎ信号からフレーム同期を検出してフレーム
制御信号を出力し、前記フレーム制御信号に応じて前記
Ｉｎ信号およびＱｎ信号が同時に符号変化する場合のみ
にサンプリング位相誤差を求める期間と前記Ｉｎ信号ま
たはＱｎ信号のどちらか一方が符号変化する場合にサン
プリング位相誤差を求める期間を切り換え、この位相誤
差をもとにＡ／Ｄコンバータのサンプルタイミングを補
正することを特徴としたタイミング再生装置を備えた受
信装置。
【請求項４】ディジタル変調された信号を受信する受
信装置において、直交検波されたＩ（同相）信号および
Ｑ（直交）信号をＡ／Ｄコンバータでサンプリングして
量子化し、Ａ／Ｄコンバータのサンプリング周期の離散
時系列信号であるＩｎ信号およびＱｎ信号に変換し、前
記Ｉｎ信号およびＱｎ信号から制御信号に応じて前記Ｉ
ｎ信号およびＱｎ信号の補間データＩｎ´信号およびＱ
ｎ´信号を出力する補間手段に入力し、前記Ｉｎ´信号
およびＱｎ´信号からフレーム同期を検出してフレーム
制御信号を出力し、前記フレーム制御信号に応じて前記
Ｉｎ´信号およびＱｎ´信号が同時に符号変化する場合
のみにサンプリング位相誤差を求める期間と前記Ｉｎ´
信号またはＱｎ´信号のどちらか一方が符号変化する場
合にサンプリング位相誤差を求める期間を切り換え、こ
の位相誤差をもとに前記補間手段の制御信号を補正する
ことを特徴としたタイミング再生装置を備えた受信装
置。
【請求項５】請求項１項から４項記載のタイミング再
生装置を備えた受信装置において、前記Ｉｎ信号および
Ｑｎ信号の符号変化を検出する手段として、Ｉｎ信号お
よびＩｎ信号の１サンプリング期間後あるいは１サンプ
リング期間前の信号との乗算により符号変化を検出する
ことを特徴としたタイミング再生装置を備えた受信装
置。