JP4205070B2 - 信号測定装置及び信号分析装置 - Google Patents

Description

本発明は、信号をサンプリングしてデジタルデータに変換し、検波し、対数に変換して、その大きさを測定する信号測定装置及び、その信号の現れる確率や周波数分析を行う信号分析装置に関する。特に、信号に係るデジタルデータの対数変換をデジタル回路で行う技術、サンプリング間のデータの補間を行う技術及びそれらを用いた測定技術に係る。

従来、信号のレベル（パワー）を測定してｄＢ（デシベル）単位で表示或いは出力しており、そのために、信号を検波器で検波した後に、その検波出力をログ変換（「対数増幅」とも言われる。）していた。そして、そのログ変換器のログ特性（ログ変換器の入力対出力特性）は、半導体素子で形成されることが多かった。しかし、そのログ特性の直線性、或いはオフセット値等がバラツキやすかったこと、さらに、周囲環境の影響を受けやすかったという問題があった（特許文献１、特許文献２を参照）。

そこで、特許文献１は、そのようなログ変換器を含む機器の校正を容易にする目的のため、ログ変換器を含む処理を、信号からサンプリングされて生成されたデジタルデータに対して、ＤＳＰ（高速演算ＣＰＵ）にログ変換処理の手順を含むプログラムを実行させている。

特許文献２のものは、サンプリンされ生成されたデジタルデータを、ログ特性にするための補正演算を行っている。

特開平９―２５７８４３号公報 特開平７−３２１５８２号公報 特開平１０−１７０５７４号公報 特許第２９２０８２８号公報

上記の特許文献１については、直線性や安定度が改善されるが、高速演算用のＣＰＵを用いているが、ソフトウェアによる方法であるがため、どうしてもプログラム実行に必要な処理時間がかかることが欠点であった。特に、逐次、変動する電波を測定するスペクトラムアナライザや、電子機器から発生される電磁波を測定して統計的処理を行う振幅確率測定（特許文献３を参照）等において、その処理時間がかかることが問題となっていた。

また、特許文献２について、ログ変換器そのものがなく、対象データを補正してログ特性の直線性を得ているので、その補正の対象データが、他の回路に依存することから、対数変換器を搭載した機器毎に、補正データを取得して、補正を行う必要があった。

また、上記、いずれの文献もＡ／Ｄ変換器により所定周期ｔｓのクロックでサンプリングしてデジタルデータに変換しているため、そのクロック間のデータが抜けるという欠点があった。例えば、スペクトラムアナライザは、周波数掃引しながら受信選択した、その周波数の信号のレベルを縦軸、受信周波数（測定周波数）を横軸にして表示する。そのとき、スペクトラムアナライザは、クロック毎に受信周波数を対応して測定表示するが、そのクロック間に入った周波数及びその周波数に対応したレベルのデータが抜けてしまう。そうすると、そのクロック間にピーク値を有する電波があると、測定できないことになるおそれがあった。そうしたときは、従来、クロック単位の周波数スパンを狭く（表示したときは、拡大表示されることになる。）して測定して、電波を捕捉していた。

そこで、本発明の目的は、それらの欠点を無くすため、デジタル的にかつハード的構成、例えば、論理回路で、高速に良好なログ特性が得られる技術を提供することである。さらにサンプリング間隔に入るデジタルデータを補間で求める技術を提供することである。そして、それらの技術を用いた振幅確率測定又はスペクトラムアナライザ等の信号分析装置を提供することである。

本発明の目的を達成するため、本発明の発明者は、自らが参画した発明である特許文献４の発明に着眼し、これを、レベル測定におけるログ変換に適用できるように改良した。特許文献４は、レベル測定とは直接関係なく、電磁妨害波等の信号の時間幅を測定するものである。つまり、電磁妨害波を所定しきい値で２値化して、さらに時間幅を測定するため２進化カウンタでカウントして時系列的なビットデータに変換し、その後に、対数値を取得している。その対数値を取得する理由は、信号の狭い時間幅から広い時間幅までの広域な時間幅を、メモリをできるだけ少なくして、かつ高速に測定するためである。本発明では、この対数値を得るところを利用できるようにした。具体的手段は、次の通りである。

請求項1の発明は、入力信号を所定周期ｔｓのクロックでＷビットのデジタルデータに変換し、自乗検波して検波データとして出力するデータ変換部（１００）と、
前記検波データを受けて、該検波データの仮数部を表す仮数データと指数部を表す指数データに、分離して出力する指数・仮数分離器（２１０）と、
前記仮数データでアクセスされて該仮数データに対応した対数値を出力する仮数値算出テーブル（２２０）と、
前記指数データを基に該指数データに対応した対数値を出力する指数値出力部（２３０）と、
該仮数データに対応した対数値及び該指数データに対応した対数値を合算し、前記検波データに応じた対数値を出力する合算器（２４０）とを備え、前記入力信号の振幅に対応した出力対数値を得る構成とした。

請求項２の発明は、請求項１に記載の発明において、前記指数値出力部は、前記指数データでアクセスされて前記指数データに対応した対数値を出力する指数値算出テーブル（２３０）を備えた。

請求項３の発明は、請求項1又は２に記載の発明において、前記指数・仮数分離器は、前記検波データを受けて、論理回路（２１１ａ、２１１ｂ）によりその受信時の検波データの最高位ビットを判別し、その判別結果を出力する判定器（２１１）と、前記最高位ビットから所定数の下位ビットのデータを含む複数ビットのデータを選択し、選択された複数のビットデータを基に前記仮数部を表す仮数データとして出力する仮数選択器（２１２）と、前記最高位ビットを識別できる識別データに変換し、該識別データを前記指数部を表す指数データとして出力する指数決定器（２１３）と、を含む構成とした。

請求項４の発明は、請求項１、２又は３に記載の発明において、前記データ変換部と前記仮数・指数分離手段との間に、前記所定周期ｔｓのクロックを受けて該所定周期ｔｓの１／Ｎの間隔で前記データ変換部から出力される検波データを補間して補間値を前記仮数・指数分離手段へ送る補間部（５００）を備えた。

請求項５の発明は、請求項４の発明において、前記補間部は、前記所定周期ｔｓの間隔で出力される検波データで補間対象範囲の中心（ｍｔｓ）となる検波データを指定し、その補間対象範囲に周期ｔｓ／Ｎの抽出信号（ｍｔｓ±ｐ_、ｐは０〜Ｎ／２の間の整数）を発生させ、補間対象範囲の中心の検波データ｛ρ（ｍｔｓ）｝及びそれに最近隣の検波データ｛ρ（（ｍ−１）ｔｓ）、ρ（（ｍ＋１）ｔｓ）｝に、前記抽出信号の前記補間対象の中心から離間する幅（±ｐ）に対応した重みづけをし、その重みづけした値をもとに、各抽出信号毎に前記補間値を生成する構成とした。

請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載の発明において、前記データ変換部は、前記入力信号を前記所定周期ｔｓのクロックでＷビットのデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換部（１１０）と、
前記Ａ／Ｄ変換部の出力を２つに分岐し、位相が９０°異なる所定周波数で混合演算を行って、前記入力信号の周波数と前記所定周波数の差分の周波数で位相が直交する２つの直交成分を出力する直交検波手段（１２１）と、２つの直交成分をそれぞれ帯域制限するＲＢＷ部（１２２）と、ＲＢＷ部から出力される２つの直交成分をそれぞれを自乗する自乗検手段（１２３）と、自乗検波手段の出力する２つの直交成分を加算する加算手段と、とを備えた。

請求項７の発明は、請求項１〜６のいずれかに記載の発明において、前記合算器から出力される出力対数値をアドレス値（ｋ）として受けるメモリ（３１０）と、
前記メモリから前記アドレス値におけるデータ｛Ｇ^ｎ-１（ｋ）：ｎは、前回までのアクセス回数｝を受けて、今回受けた回数を表す情報を含むデータ｛Ｇ^ｎ（ｋ）｝に変換して、前記メモリの同一アドレス値に記憶させるデータ変換器（３２０）と、前記メモリの最新のデータＧ^ｎ（ｋ）を受けて、各アドレスが前記出力対数値でアクセスを受けた回数｛ｎ（ｋ）｝に変換する頻度抽出部（３３０）と、を備え、前記頻度抽出部の出力を基に振幅確率を求める振幅確率演算部（３４０）と、備えた。

請求項８の発明は、入力ＲＦ信号を所望の周波数帯域を掃引しながら選択受信し、中間周波数信号に変換して出力するＲＦ部（７００）と、前記中間周波数信号を受けて、帯域制限して検波する中間周波数処理部（１１０、１２０）と、検波信号を対数変換するログ変換部（２００）とを備え、表示部（６００）に前記ログ変換部の出力を表示させる表示制御部（４００）とを備えた、信号分析装置において、
前記中間周波数処理部は、
前記中間周波数信号を所定周期ｔｓのクロックでＷビットのデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換部（１１０）と、
前記Ａ／Ｄ変換部の出力を２つに分岐し、位相が９０°異なる前記中間周波数で混合演算を行って、前記入力信号の周波数と前記所定周波数の差分の周波数で位相が直交する２つの直交成分を出力する直交検波手段（１２１）と、２つの直交成分をそれぞれ帯域制限するＲＢＷ部（１２２）と、ＲＢＷ部から出力される２つの直交成分をそれぞれを自乗する自乗検波手段（１２３）と、自乗検波手段の出力を加算して検波データとして出力する加算手段（１２４）とを備え
前記ログ変換部は、
前記検波データを受けて、該検波データの仮数部を表す仮数データと指数部を表す指数データに分離して出力する指数・仮数分離器（２１０）と、
前記仮数データでアクセスされて該仮数データに対応した対数値を出力する仮数値算出テーブル（２２０）と、
前記指数データを基に該指数データに対応した対数値を出力する指数値出力部（２３０）と、
該仮数データに対応した対数値及び該指数データに対応した対数値を合算し、前記検波データに応じた対数値を出力する合算器（２４０）とを備えた。

請求項９の発明は、請求項７に記載の発明において、前記指数値出力部は、前記指数データでアクセスされて該指数データに対応した対数値を出力する指数値算出テーブル（２３０）を備えた。

請求項１０の発明は、請求項８又は９に記載の発明において、前記合算手段から出力される出力対数値をアドレス値（ｋ）として受けるメモリ（３１０）と、
前記メモリから前記アドレス値におけるデータ｛Ｇ^ｎ-１（ｋ）：ｎは、前回までのアクセス回数｝を受けて、今回受けた回数を表す情報を含むデータ｛Ｇ^ｎ（ｋ）｝に変換して、前記メモリの同一アドレス値に記憶させるデータ変換器（３２０）と、前記メモリの最新のデータＧ^ｎ（ｋ）を受けて、前記ＲＦ部が選択受信した周波数に対応して、各アドレスが前記出力対数値でアクセスを受けた回数｛ｎ（ｋ）｝に変換する頻度抽出部（３３０）と、を備え、前記頻度抽出部の出力を基に振幅確率を求める振幅確率演算部（３４０）と、備え、
前記表示制御部は、表示手段に対して、前記ログ変換部の出力又は振幅確率演算部の出力を選択して、横軸を前記選択受信時の周波数とする座標上に表示させる構成とした。

請求項１１の発明は、請求項１０に記載の発明において、前記中間周波数処理部と前記ログ変換部との間に、前記所定周期ｔｓのクロックを受けて該所定周期ｔｓの１／Ｎの間隔で前記データ変換部から出力される検波データを補間して補間値を前記仮数・指数分離手段へ送る補間部（５００）を備え、
前記表示制御部は、前記ログ変換部の出力又は振幅確率演算部の出力を選択して、前記選択受信時の周波数を前記所定周期ｔｓ間隔に対応した周波数、又は周期ｔｓ／Ｎ間隔に対応した周波数のいずれかで表示する構成とした。

請求項１２の発明は、請求項１１に記載の発明において、前記表示制御部は、前記ログ変換部の出力又は振幅確率演算部の出力を選択して、前記周波数軸を前記所定周期ｔｓ間隔に対応した周波数で表示させ、かつその一部を周期ｔｓ／Ｎ間隔に対応した周波数で拡大表示させる構成とした。

請求項１３の発明は、請求項１１又は１２のいずれかに記載の発明において、前記補間部は、所定周期ｔｓの間隔で出力される検波データで補間対象範囲の中心（ｍｔｓ）となる検波データを指定し、その補間対象範囲に周期ｔｓ／Ｎの抽出信号（ｍｔｓ±ｐ_、ｐは０〜Ｎ／２の間の整数）を発生させ、補間対象範囲の中心の検波データ｛ρ（ｍｔｓ）｝及びそれに最近隣の検波データ｛ρ（（ｍ−１）ｔｓ）、ρ（（ｍ＋１）ｔｓ）｝に、前記抽出信号の前記補間対象の中心から離間する幅（±ｐ）に対応した重みづけをし、その重みづけした値をもとに、各抽出信号毎に前記補間値を生成する構成とした。

本発明によれば、入力信号の振幅を、例えば論理回路等のハード的構成により、高速に良好なログ特性で測定できる。さらに、サンプリング間隔に入るデジタルデータを補間して求めることができるので、サンプリング間隔により、測定漏れを減少化できる。

本発明に係る測定装置及び分析装置の実施形態について、図面を参照しながら説明する。図１は、測定装置に係る実施形態１の全体の機能構成を示す図である。図１４は、図１におけるログ変換部２００の他の例を示す図である。図２は、図１におけるログ変換部２００の構成を説明するための図である。図３は、図２における判定器の構成を説明するための図である。図４は、図３の論理回路の構成原理を説明するための図である。図５は、データの補間に係る実施形態２の構成を説明するための図である。図６は、データの補間を説明するための図である。図７は、補間部５００の詳細構成例を示す図である。図８は、実施形態１の応用例を説明するための図である。図９は、ＡＰＤ３００（振幅確率測定部）の構成を説明するための図である。図１０は、本発明の信号分析装置に係る実施形態３の構成を説明するための図である。図１１は、図１０の実施形態３による表示例を説明するための図である。図１２は、ＡＰＤ３００の出力例を示す図である。図１３は、判定器２１１の判定結果の例を示す図である。

［実施形態１］
図１に基づいて、入力側から出力側に動作順に構成・動作を説明する。

図１において、データ変換部１００は、Ａ／Ｄ変換部１１０及びＩＦ検波部１２０で構成される。Ａ／Ｄ変換部１１０は、入力信号ｆ_IＮ（周波数帯域を±Ｂ／２）を受け、クロック発生器１１１からの周期ｔｓ（周波数ｆｓ、例えば１００ＭＨｚ）のクロックでサンプリングし、例えばＷ＝Ｌビットのデジタルデータに変換する。

ＩＦ検波部１２０は、直交検波手段１２１，ＲＢＷ部１２２，自乗検波手段１２３及び加算器１２４で構成され、デジタル的に処理される。直交検波手段１２１では、デジタル化された入力信号ｆ_IＮを基に位相が直交した低周波信号を得る。周波数生成手段１２１ｄは、周波数信号であって、上記入力信号とほぼ同じ周波数の周波数信号ｆ_IFを生成し、これを受けた移相器１２１は、位相が直交する２つの周波数信号ｆ_IFにして、それぞれをミキサ手段１２１ａ、１２１ｂへ送る。ミキサ手段１２１ａ、１２１ｂからは、２つの直交信号、Ｉ∝ｓｉｎ２πｆｂと、Ｑ∝ｃｏｓ２πｆｂ、ただし、周波数ｆｂ＝ｆ_IＮ−ｆ_IF（帯域Ｂ／２）が出力される。そして、ＲＢＷ部１２２のローパスフィルタ１２２ａ及び１２２ｂでそれぞれ分解能に必要な帯域（ＲＢＷ）で必要な信号だけが出力されてくる。なお、ローパスフィルタ１２２ａ及び１２２ｂはクロック周期ｔｓで動作するデジタルフィルタで構成され、そのクロックの周期ｔｓを可変することにより、分解能帯域幅が可変される。その帯域を自乗手段１２３ａ及び１２３ｂは、それぞれ、ローパスフィルタ１２２ａ及び１２２ｂを自乗して出力する。加算器１２４は、それを加算することにより（ρ（ｔ）＝I^２+Ｑ^２）、結果として入力信号ｆ_IＮのレベル（パワー）値をデジタルデータ（２Ｌビット）としてログ変換部２００へ出力する。

ログ変換部２００には、仮数・指数分離器２１０、仮数値算出テーブル２２０、指数値算出テーブル２３０及び合算器２４０は、デジタル回路及びメモリ等でハード構成される。以下、先ず簡単に構成動作を説明する。詳細は後記する。

加算器１２４から入力されるデジタルデータは、２Ｌビットのデータで、例えば、ρ≒Ｍ２^Ｅ、Ｅ＝２Ｌ−１で近似的に表される。仮数・指数分離器２１０は、論理回路で仮数部Ｍを表すデータｍと指数部２^Ｅを表すデータｄとに分離する。仮数値算出テーブル２２０は、メモリでなり、予め仮数部Ｍを表すデータｍに対応して仮数部Ｍに対する対数値を記憶して（ルックアップテーブル）、仮数・指数分離器２からデータｍの値に応じたアドレスをアクセスされることにより、データｍに対応した対数値１０／Δ×ｌｏｇＭ（１／Δは係数）を出力する。同様に、指数値算出テーブル２３０は、メモリでなり、予め指数部２^Ｅを表すデータｄに対応して指数部２^Ｅに対する対数値を記憶して（ルックアップテーブル）、仮数・指数分離器２１０からデータｄの値に対応したアドレスをアクセスされることにより、データｄに対応した対数値Ｅ／Δ×ｌｏｇ２（対数値は、いずれも常用対数）を出力する。つまり、合算器２４０から、対数値１０／Δ×ｌｏｇρが出力される。

指数値算出テーブル２３０の代わりに、図１４に示すように、マルチプレクサ２３０ａが、仮数・指数分離器２１０から指数部２^Ｅを表すデータｄとして値「Ｅ」（指数値）を受けて、定数値記憶手段２３０ｂから読み出した定数値ｌｏｇ２／Δとを掛け算して、Ｅ／Δ×ｌｏｇ２を出力するようにしても良い。指数値算出テーブル２３０と、マルチプレクサ２３０ａ及び定数値記憶手段２３０ｂは、それぞれ、請求項に記載の指数値出力部を構成する。

対数値１０／Δ×ｌｏｇρは、表示制御部４００により表示部６００にｄＢ単位で表示される。

ＡＰＤ３００は、対数値１０／Δ×ｌｏｇρから振幅確率（分布）を測定する測定部であって、一例として、図９にその概略構成を示す。図９では、入力データ１０／Δ×ｌｏｇρを簡単にＤと表し、この値がメモリ３１０のアドレスｋに相当するとして、データＤ^ｋと表す。メモリ３１０がデータＤ^ｋでアクセスされると、データ変換器３２０はアドレスｋに記憶されていたデータＧ^ｎ-１（ｋ）（Ｇ^ｎ-１（ｋ）は、前回までにアドレスｋがｎ−１回のアクセスを受けていたことを示すデータ）を受け、今回アクセスを受けたことを表すデータＧ^ｎ（ｋ）に変換して、アドレスｋに再記憶させる（更新記憶させる）。そして、所定期間毎に頻度抽出部３３０は、メモリ３３０からデータＧ^ｎ（ｋ）を読み出し、アドレスがアクセスされた回数ｎ（ｋ）を抽出する。ｎ（ｋ）は、アドレスｋがレベルの大きさ（ログ変換の出力であるからｄＢ単位で表される）であるから、その大きさ（振幅）の入力信号の所定時間における発生回数を表す。振幅確率演算部３４０は、この発生回数を所定時間毎に観測して時間率として算出している。

また、ＡＰＤ３００は、図１の合算器２４０の出力からではなく、仮数・指数分離器２１０の出力を受けて（図１の点線）、振幅確率（分布）を求めるようにしてもよい。ＡＰＤ３００の動作そのものは、上記と同じである。ただし、仮数・指数分離器２１０の出力を受ける方が合算器２４０の出力を受けて処理する方が、扱うデータのビット数が少なくできることからして、規模的に簡素に構成できる。

なお、ＡＰＤ（振幅確率測定部）については、詳細は、本発明者が参画している別発明特開平８−３４０６４３に記載されており、その技術がそのまま利用できる。上記データＧは、いわば特開平８−３４０６４３に記載の多項式に相当する。

表示制御部４００は、所定のフォーマットで、ＡＰＤ３００から出力されるデータを表示部６００へ表示させる。その例を図１２に示す。図１２は、縦軸が入力信号である妨害波の大きさ（デシベル）を示し、横軸は時間率（％）を示し、その座標上で、ある周波数成分（ｆ_ＩＮ）の電磁波の確率分布を示している。ただし、ＡＰＤ３００が仮数・指数分離器２１０の出力を受けて振幅確率（分布）を求める場合は、縦軸はリニア表示となる。

[実施形態１の応用例]
図８（ａ）に実施形態１の応用例としての構成示す。これは、図１におけるＩＦ検波部１２０、ログ変換２００及びＡＰＤ３００の直列接続を複数（ｋ個）を、パラレルに接続し、各ＩＦ検波部１２０の周波数生成部１２ｄの周波数を少しずつずらしたものである。各ＩＦ検波部１２０のＲＢＷ部１１２の分解能帯域幅を同じＢ_ＲＢＷとすれば、周波数生成部１２ｄの周波数を、例えば、ｆ_ＩＦ１、ｆ_ＩＦ２＝ｆ_ＩＦ１＋２Ｂ_ＲＢＷ、ｆ_ＩＦ３＝ｆ_ＩＦ２＋２Ｂ_ＲＢＷ、・・・・のように２Ｂ_ＲＢＷずつ異なった周波数にすれば、入力周波数範囲ｆ_ＩＦ１〜ｆ_ＩＦｋにわたって、振幅確率を測定できる。この結果の、表示例を図８（ｂ）に示す。図８（ｂ）は、縦軸は信号レベル（ｄＢｍ）、横軸が周波数で、ＡＰＤの時間率を１０％以下、１０〜５０％、５０〜９０％、９０％以上の４つのエリアに分けて表示したものである。いわば、図１２において、パラメータ毎に、時間率を区分けして表示したものに相当する。なお、図８（ａ）におけるＡＰＤ３００の前の、ログ変換部２００の出力を表示させれば、入力周波数範囲ｆ_ＩＦ１〜ｆ_ＩＦｋにわたるスペクトラムを表示することができる。また、図８（ａ）では並列に配列された複数のＩＦ検波部１２０によって、周波数分析されているが、これをファーストフーリエ変換によって実現することもできる。

なお、図１において、図示していないが、表示制御部４００の前にメモリを置いて、ログ変換部２００の出力又はＡＰＤ３００の出力を記憶させた後、読み出して各種の加工して表示させることもできる。また、このようなメモリをログ変換部２００の前に入っていても良い。

[ログ変換部２００の詳細説明]
ログ変換部２００の仮数・指数分離器２１０は、入力データρを仮数部Ｍと指数部２^Ｅに分離し、それぞれを表すデータｍ、データｄを生成するためのものである。そのためにこの例では、入力データを浮動小数点形式に変換することを行っている。

一般には、２Ｌビットの２進数データｚは、次の形式（固定小数点）で表される。
ｚ＝（Ｑ_０・２^０）＋（Ｑ_１・２^１）＋・・・・・・＋（Ｑ_２Ｌ−１・２^２Ｌ−１）
＝Σ_１（Ｑ_ｉ・２^ｉ）
ｉ＝０〜２Ｌ−１までのいずれかの値（ビットの桁位置を表す）
Ｑ_ｉ＝０又は１ （各桁の値を表すビットデータ）

これを実際に入力された信号についての２進数データｚ_ｓの指数部２^Ｅを表すデータｄは、０〜２Ｌ−１（２Ｌビット）の範囲にある整数であって、
２^ｄ≦ｚ_ｓ＜２^ｄ＋１
を満たす値であり、データｚ_ｓの中でビットデータＱが「１」で最高位の桁値である。

２進数データｚ_ｓをこのデータｄで表現すると、次のようになる。
ｚ＝２^ｄ＋Σ_２（Ｑ_ｉ・２^ｉ）、Σ_２はｉ＝０〜２ｄ−１までの総和。
＝２^ｄ（１＋Σ_３（Ｑ_ｄ−ｉ・２^−ｉ））、Σ_３はｉ＝０〜∞までの総和。
ここで、２進数データｚ_ｓを浮動小数点形式で表すときの有効桁を４ビット、つまり、際上位の桁の「１」に続く桁の３ビットまでとしたとき、次の式で表される。
ｚ_ｓ＝２^ｄ［１＋ｍ／２^３］
ここで、ｍ＝（Ｑ_ｄ−１・２^２）＋（Ｑ_ｄ−２・２^１）＋（Ｑ_ｄ−３・２^０）

つまり、浮動小数点変換は、データρを、仮数部Ｍを表すｒビットのデータｍ、指数部２^Ｅを表すｇビットのデータｄからなる浮動小数点形式に変換されたときのデータρは、次の式で表される。
ρ＝ｚ_ｓ＝（１＋ｍ／２^ｒ）２^ｄ
これをもともとの入力信号のデータρ＝Ｍ２^Ｅ と対比すると、次のように表される。
Ｍ：１＋ｍ／２^ｒ
Ｅ：ｄ
つまりは、データｍとデータｄから、仮数部Ｍと指数部２^Ｅを決定できる。
上記式で、仮数部Ｍを表すデータｍのビット数ｒは、多ければ多いほど、正確であるが、許容誤差範囲に入ればよいので、後記するように８ビットもあれば十分である（ここでは、３ビットで動作説明する）。指数部ｄは、指数Ｅが２Ｌ＝３２ビットとすれば，これを２進数で表すとすれば５ビット（＝ｇ）で足りる。これは、言い換えればデータｄが２Ｌ個の値のうちどの値かを識別できる２進数の値に変換している。

以上のことから、仮数・指数分離器２１０では、まず上記のデータ仮数部を表すデータｍ、指数部を表すデータｄに分離して出力する。そのため、図２に示すように、判定器２１１では最高位のビット（桁）を判別し、仮数選択器２１２は、その判別結果を選択信号として、データρから最高位の下位桁に続く３ビットのデータｍを選択して出力し、指数決定器２１３は、判別された最高位の桁値を５ビットのデータｄを生成する。

判定器２１１の構成を図３に示す。図３は、データρに応じてビットデータが「１」になった桁があれば、それ以下の桁のビットデータを「１」にすることにより、結果として最高位の桁数を判別するものである。図３の原理を先に図４を用いて説明する。

図４（ａ）は、ＯＲ論理素子により構成された２ビット判定回路であり、その論理値表を図４（ｂ）に示す。なお、図３において、例えば（ｃ≧２^３）は、その論理が真値の場合は「１」になることを示し、偽の場合は「０」になることを示すものとする。図４（ｂ）の論理値から分かるように論理結果（ｃ≧２^１）が「１」のときは、下位ビット制御ゲートにより、必ずその下位の論理結果（ｃ≧２^０）は「１」になるように構成されている。図４（ｃ）の４ビット判定回路は、図２（ａ）の２ビット判定回路を新たな下位ビット制御ゲートで梯子形に接続することにより、拡張したものである。つまり、Ｈビットの判定回路とＨビットの判定回路をＨ個のＯＲ論理素子で拡張して２Ｈビットの判定回路にできる。

図３における論理回路は、図４（ａ）や（ｂ）の構成と同じようにして拡張することにより、２つの同じＬビットの判定回路２１１ａ及び２１１ｂを構成し、さらに判定回路２１１ｂの判定結果のそれぞれをさらにＬ個のＯＲ論理素子の一方に接続し、Ｌ個のＯＲ論理素子の他方は、共通に接続されて論理回路２１１ａの最下位の判定結果が入力される構成とされている。結果として２Ｌビットのデータρの桁を判定する判定回路を構成している。その判定結果の論理値表を図１３に示す。図１３は、簡単のため８ビットデータについての例である。判定結果の「１」の列の左端の「１」が最高位の桁位置を示す。下線の３桁は、仮数部分を構成するビットであり、仮数選択器２１２で選択されるビット（位置）である（但し、そのビットにおけるビットデータはρから選択される）。

指数決定器２１３は、判定器２１１から出力される最高位の桁位置を示す論理値から、それを５ビットのデータに変換するためのものである。例えば、最高位が（ｃ≧２^３）＝１の結果であれば、この指数「３」を「０００１１」の５ビットデータに変換して、指数部を表すデータｄとして出力する。この変換の仕方の例としては、特許文献４の２分木マルチプレクサがそのまま使用できるので、説明を省略する。

仮数選択部２１２は、図１３に示す論理値において、最高位に続く３ビットのビットデータを入力のデータρから選択して、この３ビットを仮数部を表すデータｍとして出力する。この選択の仕方の例も、特許文献４の２分木マルチプレクサがそのまま使用できるので、説明を省略する。

[ログ変換部２００の簡素化]
上記ログ変換部２００では、浮動小数点形式に変換し、指数部と仮数部とを別々にして、２つのルックアップテーブル（仮数値算出テーブル２２０、指数値算出テーブル２３０）に入力させて、対数値に変換しているが、これは、ログ変換の構成の簡素化に貢献している。例えば、ＩＦ検波部１２０における直交成分I、ＱをＬ＝１６ビット符号付き整数（―２^１５以上、 ２^１５−１以下の整数）で表すとき、ρ＝I^２＋Ｑ^２は２^３１以下の正整数になるから、３２ビット正整数（０以上２^３２−１以下の整数で表される。このとき、対数値の分解能を１６ビットとすると、２^３１語のメモリが必要になる。

これを上記のように、例えば、指数部を５ビットと仮数部８ビットからなる１３ビットの浮動小数点形式に変換することにより、
ρ≒Ｍ２^Ｅ、Ｍ：｛０，１／…２５５｝、Ｅ：｛０，１／・・３１｝
とすると、
１０／Δ×Ｌｏｇρ＝（１０／Δ・ＬｏｇＭ）＋（３．０１０２９９／Δ・Ｅ）
で表され、左辺の第１項と第２項のそれぞれの値をルックアップテーブルから別々に読み出して加算する構成とすることにより、１語が１６ビットから構成される２５６＋３２＝２８５語のメモリで達成できる効果がある。これはＬＳＩ化するときに非常に有利である。なお、このときの誤差を考察すると、誤差は、次のように示され、ほとんど問題はない。
１０Ｌｏｇ（１＋１／２^８）＝０．０１７ｄＢ
誤差を少なくしたい場合は、仮数のビット数を多くすると良い。

［実施形態２］
実施形態２は、実施形態１のＩＦ検波部１２０とログ変換部２００との間に、図５に示すように補間部５００を設けた例である。

補間部５００の必要性を先ず説明する。図６（ａ）は、時間領域の測定データを示し、縦軸が振幅の大きさ（リニア）、横軸が時間を示す。図６（ａ）の波形は、三角状波形でＡＭ変調を受けた高周波の入力信号を受けて、ＩＦ検波部１２０で検波して得られた波形（ρ（ｔ）＝I^２+Ｑ^２）で、ＡＭ変調波の包絡線である。この図の波形をログ変換すると、図６（ｂ）のような波形が得られる（この場合は、縦軸がログである。）。したがって、図６（ａ）のＡ点のように振幅が非常に小さくなると、図６（ｂ）のＡ点のように急激に小さい極値を示す。しかし、実際はデジタル化すると、Ａ／Ｄ変換部１１０によるクロックｔｓおきのサンプリング点（図の黒点の個所）の間に入って、測定されない可能性がある（なお、図６（ａ）（ｂ）（ｃ）の横軸におけるサンプリング間隔ｔｓの表示は、理解できるように粗く、示してある。）。

また、図６（ｃ）のように、実施形態１をスペクトラムアナライザに適用（詳しくは後記）した場合の測定例で、横軸が周波数、縦軸がレベル（ｄＢ表示）で示してある。この場合も、ある電波のピーク点がサンプリング間隔ｔｓ間に入ってしまうと、その点の周波数を測定できないことがある。

補間部５００は、上記のようにサンプリング間隔ｔｓ間にあるデータをその近傍のサンプリング点のデータを基に補間して得ようとするものである。例えば、図６（ｂ）に示すように、サンプリング間隔ｔｓを０．１ｔｓ間隔で、サンプリング点ｍｔｓを中心にその近傍−０．５ｔｓ〜＋０．４ｔｓ間を補正するというものである。これを、各サンプリング点について行えば、全体として、０．１ｔｓ間隔のデータを取得することができる（ｔｓ／１０間隔で説明したが、一般的に，ｔｓ／２Ｎ、Ｎは整数で補間が行える。）。

補間部５００の詳細回路例を図７に示す。レジスタ５１０においては、レジスタ１、レジスタ２、レジスタ３で、補間しようとする補間範囲の中心となるデータρ［（ｍ）ｔｓ］の最近傍のデータρ［（ｍ＋１）］及びデータρ［（ｍ−１）］を一時的に記憶しておく。一方、補間位置信号発生器５２０が、ｔｓ／ｏｓｒ（補間間隔、例えば、ｏｓｒ＝１０として、０．１ｔｓ。）毎に、補間タイミングｈ＝０，１，２，３、・・・・９を発生し、係数算出テーブルは、ｐ＝―１／２＋ｈ／ｏｓｒとして、１／２・ｐ（ｐ＋１）、及びｐ^２、１／２・ｐ（ｐ−１）の係数値を出力する。そして、マルチプレクサ５４１、５４２、及び５４３、並びに加算器５４４、５４５、及び５４６からなる合算部５４０によって、次のデータρ［（ｍ＋ｐ）ｔｓ］を出力する。
ρ［（ｍ＋ｐ）ｔｓ］≒１／２・ｐ（ｐ＋１）・ρ［（ｍ＋１）ｔｓ］
＋（１−ｐ^２）・［（ｍ）ｔｓ］
＋１／２・ｐ（ｐ―１）・ρ［（ｍ-１）ｔｓ］
なお、上式でｏｓｒ＝１０としたときは、補間間隔は０．１ｔｓで、補間タイミングｈ＝５で、ｐ＝０となり、ρ［（ｍ＋ｐ）ｔｓ］＝ρ［（ｍ）ｔｓ］となる。つまり、図６（ｂ）のｍｔｓの点を中心とした補間点（理解しやすように拡大した目盛点を参照）―０．５ｔｓ〜＋０．４ｔｓのデータρを取得できる。

なお、補間部５００の使い方として、上記のような使い方以外に、例えば、従来ｔｓ間隔で測定していたところを、１０ｔｓ間隔で測定し（Ａ／Ｄ変換部１１０のクロックを１０ｔｓとする。）、ｔｓ間隔で補間データを得ることもできる。この場合は、デジタルフィルタで構成されるＲＢＷ１２２の処理負担を軽減させることができる。もちろん、補間しようとするデータが１０ｔｓ間隔で連続していることが条件である。

［実施形態３］
実施形態３は、上記説明のログ変換部２００、補間部５００、及びＡＰＤ３００を信号分析装置、例えば、スペクトラムアナライザに使用した形態である。その構成を図１０に示す。図１０のブロックにおいて、図１及び図５で説明したのと同一符号のブロックは、同一機能を示す。また、実施形態３には、実施形態１，２の内容がほとんど適用可能である。

図１０で、ＲＦ部９００は、入力ＲＦ周波数ｆ_ＲＦを所定範囲にわたって掃引しながら中間周波数信号ｆ_ＩＮに変換することによって選択受信する受信部である。掃引部は、シーケンシャル制御部８００からの指示により、ｆ_ｓｔ（スタート周波数）からｆ_ｓｐ（ストップ周波数）の周波数範囲を示す情報を受けて、掃引時間ｔspanでローカルＯＳＣの発振周波数を（ｆ_ｓｔ＋ｆ_ＩＮ）から（ｆ_ｓｐ＋ｆ_ＩＮ）まで掃引させる。ミキサ部は、入力ＲＦ周波数ｆ_ＲＦ＝ｆ_ｓｔ〜ｆ_ｓｐ（この間を「周波数スパン」という。）を受けてローカルＯＳＣの発振周波数とミキシングし、中間周波数信号ｆ_ＩＮをＡ／Ｄ変換部１１０へ出力する。Ａ／Ｄ変換部１１０は、１掃引あたりクロックｔｓ間隔でＬ＝ｔspan／ｔｓ個のデジタルデータを出力する。周期ｔｓあたりの周波数間隔は（ｆ_ｓｔ−ｆ_ｓｐ）／Ｌ（Ｈｚ）となる。

シーケンシャル制御部８００は、パネルの操作部（不図示）から、測定対象とする所望の周波数スパン範囲（周波数スパン）、その周波数スパンを掃引するための所望の掃引時間ｔspanを受けて、クロック周期ｔｓ等を決定し、各部の動作タイミングを制御する。

Ａ／Ｄ変換部１１０の出力は、ＩＦ検波部１２０で、分解能帯域幅で帯域制限され、自乗されて出力される。補間部５００は、ＩＦ検波部１２０から出力される自乗検波の波形を、例えば、０．１ｔｓ間隔（ｏｓｒ＝１０）で補間近似したデータを出力する（ｔｓ間隔のデータは、当然ながら得られる。）。周波数間隔で言えば、（ｆ_ｓｔ−ｆ_ｓｐ）／１０Ｌ（Ｈｚ）の細かさのデータを得ことができる。

補間部５００の出力は、ログ変換部２００で振幅（レベル）がログ変換され、そのログ変換された振幅が（ｆ_ｓｔ−ｆ_ｓｐ）／１０Ｌ（Ｈｚ）の周波数間隔で記憶部７００に記憶される。表示制御部４００は、記憶部７００からデータを読み出して表示部６００に、例えば、図１１に示すように表示させる。横軸の周波数情報（又は、対応した時間情報ｔｓ、０．１ｔｓ）は、シーケンシャル制御部８００から受け取る。

図１１の下段のスペクトラム波形は、横軸が周波数スパン（ｆ_ｓｔ−ｆ_ｓｐ）のスペクトラムをｄＢｍ単位の縦軸に表示したもので、横軸は、包絡線で結ばれているが、例え５１２ポイントのデータであり、ポイントの周波数間隔は（ｆ_ｓｔ−ｆ_ｓｐ）／Ｌ（Ｈｚ）、時間間隔ではｔｓである。図１１の下段の点線枠は、表示制御手段４００がパネルの操作手段（不図示）により指示されたデルタマーカ（幅及び位置が可変とされたマーカ）を生成し、表示したものである。図１１の上段のスペクトラム表示は、パネルから指示されたデルタマーカの幅に相当する周波数範囲ｆ_１−ｆ_２にある（ｆ_ｓｔ−ｆ_ｓｐ）／１０Ｌ（Ｈｚ）間隔のデータを記憶部７００から読み出して、同じ横軸５１２ポイントに拡大表示させたものである。

従来のスペクトラムアナライザでは、周波数スパンｆ_ｓｔ−ｆ_ｓｐで掃引測定し、その後、周波数スパンｆ_１−ｆ_２で掃引測定することによって、図１１の表示が可能であるが、実施形態３では、補間部５００によって、周波数スパンｆ_ｓｔ−ｆ_ｓｐの一度の掃引測定で表示が可能である。

また、ＡＰＤ３００は、周波数スパンｆ_ｓｔ−ｆ_ｓｐでの掃引測定を時間率に必要な回数分行うことにより、（ｆ_ｓｔ−ｆ_ｓｐ）／Ｌ（Ｈｚ）間隔、又は（ｆ_ｓｔ−ｆ_ｓｐ）／１０Ｌ（Ｈｚ）間隔の周波数をパラメータとした振幅確率を演算して出力する。表示制御部４００は、ＡＰＤ３００の演算結果を受けて、図１２に示すような表示、又は図８（ｂ）に示すような表示を行わせる。ただし、図８（ｂ）の場合の横軸は、ｆ_ＩＮ１、ｆ_ＩＮ２、・・・・・の代わりに、例えば、周波数ｆ_ｓｔをスタートとして、（ｆ_ｓｔ−ｆ_ｓｐ）／Ｌ（Ｈｚ）間隔となる。つまり、入力ＲＦ信号や妨害波の周波数成分と振幅確率（時間率）の分布を測定、表示することができる。

なお、図１０，図１１は、スペクトラムアナライザに限らず、回路網に信号を送り、回路網からの信号を受けてその回路網を分析するネットワークアナライザ等においても、同様に利用できる。また、本発明は、例えば、回転や、振動、その他、電気信号に変換し、その大きさを測定するもの、対数値に変換するものであれば、適用できる。

本発明の信号測定装置に係る実施形態１の全体の機能構成を示す図である。 図１におけるログ変換部２００の構成を説明するための図である。 図２における判定器２１１の構成を説明するための図である。 図３の判定器２１１を構成する論理回路の構成を説明するための図である。 データの補間に係る実施形態２の構成を説明するための図である。 データの補間を説明するための図である。 補間部５００の構成を示す図である。 実施形態１の応用例を説明するための図である。 振幅確率演算部（ＡＰＤ）３００の構成を説明するための図である。 本発明の信号分析装置に係る実施形態３の構成を説明するための図である。 図１０の実施形態３による表示例を説明するための図である。 ＡＰＤ３００（振幅確率測定部）の出力（表示）例を示す図である。 図２の判定器２１１の論理値例を示す図である。 図１のログ変換部２００の他の実施例の構成を示す図である。

符号の説明

１００ データ変換部
１１０ Ａ／Ｄ変換部
１２０ ＩＦ検波部
２００ ログ変換部
２１０ 仮数・指数分離器
２２０ 仮数値算出テーブル
２３０ 指数値算出テーブル（指数値出力部）
２４０ 合算器
３００ ＡＰＤ（振幅確率測定部）
４００ 表示制御部
５００ 補間部
６００ 表示部
７００ 記憶部
８００ シーケンシャル制御部

Claims (13)

1. 入力信号を所定周期ｔｓのクロックでＷビットのデジタルデータに変換し、自乗検波して検波データとして出力するデータ変換部（１００）と、
   前記検波データを受けて、該検波データの仮数部を表す仮数データと指数部を表す指数データに、分離して出力する指数・仮数分離器（２１０）と、
   前記仮数データでアクセスされて該仮数データに対応した対数値を出力する仮数値算出テーブル（２２０）と、
   前記指数データを基に該指数データに対応した対数値を出力する指数値出力部（２３０）と、
   該仮数データに対応した対数値及び該指数データに対応した対数値を合算し、前記検波データに応じた対数値を出力する合算器（２４０）とを備え、前記入力信号の振幅に対応した出力対数値を得ることを特徴とする信号測定装置。
2. 前記指数値出力部は、前記指数データでアクセスされて前記指数データに対応した対数値を出力する指数値算出テーブル（２３０）を備えた請求項１に記載の信号測定装置。
3. 前記指数・仮数分離器は、前記検波データを受けて、論理回路（２１１ａ、２１１ｂ）によりその検波データの最高位ビットを判別し、その判別結果を出力する判定器（２１１）と、前記最高位ビットから所定数の下位ビットのデータを含む複数ビットのデータを選択し、選択された複数のビットデータを基に前記仮数部を表す仮数データとして出力する仮数選択器（２１２）と、前記最高位ビットを識別できる識別データに変換し、該識別データを前記指数部を表す指数データとして出力する指数決定器（２１３）と、を含むことを特徴とする請求項１又は２に記載の信号測定装置。
4. 前記データ変換部と前記仮数・指数分離手段との間に、前記所定周期ｔｓのクロックを受けて該所定周期ｔｓの１／Ｎの間隔で前記データ変換部から出力される検波データを補間して補間値を前記仮数・指数分離手段へ送る補間部（５００）を備えた請求項１、２又は３に記載の信号測定装置。
5. 前記補間部は、前記所定周期ｔｓの間隔で出力される検波データで補間対象範囲の中心（ｍｔｓ）となる検波データを指定し、その補間対象範囲に周期ｔｓ／Ｎの抽出信号（ｍｔｓ±ｐ_、ｐは０〜Ｎ／２の間の整数）を発生させ、補間対象範囲の中心の検波データ｛ρ（ｍｔｓ）｝及びそれに最近隣の検波データ｛ρ（（ｍ−１）ｔｓ）、ρ（（ｍ＋１）ｔｓ）｝に、前記抽出信号の前記補間対象の中心から離間する幅（±ｐ）に対応した重みづけをし、その重みづけした値をもとに、各抽出信号毎に前記補間値を生成することを特徴とする請求項４に記載の信号測定装置。
6. 前記データ変換部は、前記入力信号を前記所定周期ｔｓのクロックでＷビットのデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換部（１１０）と、
   前記Ａ／Ｄ変換部の出力を２つに分岐し、位相が９０°異なる所定周波数で混合演算を行って、前記入力信号の周波数と前記所定周波数の差分の周波数で位相が直交する２つの直交成分を出力する直交検波手段（１２１）と、２つの直交成分をそれぞれ帯域制限するＲＢＷ部（１２２）と、ＲＢＷ部から出力される２つの直交成分をそれぞれを自乗する自乗検波手段（１２３）と、自乗検波手段の出力する２つの直交成分を加算する加算手段と、を備えた請求項１〜５のいずれか１つの請求項に記載の信号測定装置。
7. 前記合算器から出力される出力対数値をアドレス値（ｋ）として受けるメモリ（３１０）と、
   前記メモリから前記アドレス値におけるデータ｛Ｇ^ｎ-１（ｋ）：ｎは、前回までのアクセス回数｝を受けて、今回受けた回数を表す情報を含むデータ｛Ｇ^ｎ（ｋ）｝に変換して、前記メモリの同一アドレス値に記憶させるデータ変換器（３２０）と、前記メモリの最新のデータＧ^ｎ（ｋ）を受けて、各アドレスが前記出力対数値でアクセスを受けた回数｛ｎ（ｋ）｝に変換する頻度抽出部（３３０）と、を備え、前記頻度抽出部の出力を基に振幅確率を求める振幅確率演算部（３４０）と、を備えた請求項１〜６のいずれか１つの請求項に記載の信号測定装置。
8. 入力ＲＦ信号を所望の周波数帯域を掃引しながら選択受信し、中間周波数信号に変換して出力するＲＦ部（７００）と、前記中間周波数信号を受けて、帯域制限して検波する中間周波数処理部（１１０、１２０）と、検波信号を対数変換するログ変換部（２００）とを備え、表示部（６００）に前記ログ変換部の出力を表示させる表示制御部（４００）とを備えた、信号分析装置において、
   前記中間周波数処理部は、
   前記中間周波数信号を所定周期ｔｓのクロックでＷビットのデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換部（１１０）と、
   前記Ａ／Ｄ変換部の出力を２つに分岐し、位相が９０°異なる前記中間周波数で混合演算を行って、前記入力信号の周波数と前記所定周波数の差分の周波数で位相が直交する２つの直交成分を出力する直交検波手段（１２１）と、２つの直交成分をそれぞれ帯域制限するＲＢＷ部（１２２）と、ＲＢＷ部から出力される２つの直交成分をそれぞれを自乗する自乗検波手段（１２３）と、自乗検波手段から出力される前記２つの直交成分を加算して検波データとして出力する加算手段（１２４）とを備え
   前記ログ変換部は、
   前記検波データを受けて、該検波データの仮数部を表す仮数データと指数部を表す指数データに分離して出力する指数・仮数分離器（２１０）と、
   前記仮数データでアクセスされて該仮数データに対応した対数値を出力する仮数値算出テーブル（２２０）と、
   前記指数データを基に該指数データに対応した対数値を出力する指数値出力部（２３０）と、
   該仮数データに対応した対数値及び該指数データに対応した対数値を合算し、前記検波データに応じた対数値を出力する合算器（２４０）とを備えた信号分析装置。
9. 前記指数値出力部は、前記指数データでアクセスされて前記指数データに対応した対数値を出力する指数値算出テーブル（２３０）を備えた請求項８に記載の信号分析装置。
10. 前記合算手段から出力される出力対数値をアドレス値（ｋ）として受けるメモリ（３１０）と、
    前記メモリから前記アドレス値におけるデータ｛Ｇ^ｎ-１（ｋ）：ｎは、前回までのアクセス回数｝を受けて、今回受けた回数を表す情報を含むデータ｛Ｇ^ｎ（ｋ）｝に変換して、前記メモリの同一アドレス値に記憶させるデータ変換器（３２０）と、前記メモリの最新のデータＧ^ｎ（ｋ）を受けて、前記ＲＦ部が選択受信した周波数に対応して、各アドレスが前記出力対数値でアクセスを受けた回数｛ｎ（ｋ）｝に変換する頻度抽出部（３３０）と、前記頻度抽出部の出力を基に振幅確率を求める振幅確率演算部（３４０）と、を備え、
    前記表示制御部は、表示手段に対して、前記ログ変換部の出力又は振幅確率演算部の出力を選択して、横軸を前記選択受信時の周波数とする座標上に表示させることを特徴とする請求項８又９に記載の信号分析装置。
11. 前記中間周波数処理部と前記ログ変換部との間に、前記所定周期ｔｓのクロックを受けて該所定周期ｔｓの１／Ｎの間隔で前記データ変換部から出力される検波データを補間して補間値を前記仮数・指数分離手段へ送る補間部（５００）を備え、
    前記表示制御部は、前記ログ変換部の出力又は振幅確率演算部の出力を選択して、前記選択受信時の周波数を前記所定周期ｔｓ間隔に対応した周波数、又は周期ｔｓ／Ｎ間隔に対応した周波数のいずれかで表示することを特徴とする請求項１０に記載の信号分析装置。
12. 前記表示制御部は、前記ログ変換部の出力又は振幅確率演算部の出力を選択して、前記周波数軸を前記所定周期ｔｓ間隔に対応した周波数で表示させ、かつその一部を周期ｔｓ／Ｎ間隔に対応した周波数で拡大表示させることを特徴とする請求項１１に記載の信号分析装置。
13. 前記補間部は、前記所定周期ｔｓの間隔で出力される検波データで補間対象範囲の中心（ｍｔｓ）となる検波データを指定し、その補間対象範囲に周期ｔｓ／Ｎの抽出信号（ｍｔｓ±ｐ_、ｐは０〜Ｎ／２の間の整数）を発生させ、補間対象範囲の中心の検波データ｛ρ（ｍｔｓ）｝及びそれに最近隣の検波データ｛ρ（（ｍ−１）ｔｓ）、ρ（（ｍ＋１）ｔｓ）｝に、前記抽出信号の前記補間対象の中心から離間する幅（±ｐ）に対応した重みづけをし、その重みづけした値をもとに、各抽出信号毎に前記補間値を生成することを特徴とする請求項１１又は１２に記載の信号分析装置。

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