JP3683362B2 - クラッタ抑圧レーダ装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、航空機、気象エコー等の移動目標を検出するレーダ受信装置において、特に、飛行体信号波形と、飛行体信号周波数に較べて充分低周波数のクラッタ波形と、一般の雑音信号波形と、から構成された入力信号から最小自乗近似により低周波成分を含むクラッタ波形を除去するための技術の分野に属する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の、最小自乗近似によるクラッタ除去技術を用いたクラッタ抑圧レーダ装置としては、本願出願人が出願中（特願平８−１８２７８１号）のクラッタ抑圧レーダ装置がある。
これは、レーダ受信回路出力のＩチャネルとＱチャネルのそれぞれについて各送信方位毎（即ち各スイープ毎）の出力を距離方向に細区分（例えばディジタル化のサンプリング間隔）化したレンジビン毎にメモリに格納し、その格納されたデータの中から同一距離で方位方向に連なるＮ個のデータ列を取り出し、横軸をデータの現れる時間軸とし、縦軸をデータ値とする直交座標上のプロットを想定し、このプロットに対する最小自乗近似関数を、受信回路出力に含まれる不要な低周波成分によるトレンド波形の近似関数として求め、この関数に各プロットの時間値を入れて計算し、この計算値を各対応するプロットのデータ値から減ずることによりトレンド波形を除去するということをＩチャネルとＱチャネルの両方について固定クラッタは勿論のことゆらぎのあるクラッタをも除去するというものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述のように、クラッタスペクトルにおける不要な低周波成分のひろがりに関係なくＮ個という固定数のデータ列に対して１つの最小自乗近似関数を求めるだけでは、不要な低周波成分のひろがりが大きくなってきた場合には正確な近似ができなくなるという問題がある。
【０００４】
本発明の目的は、上記の問題点に鑑みて、クラッタスペクトルにけおる周波数ゼロ（即ち完全固定クラッタスペクトル）近傍の不要な低周波成分のひろがり
（スペクトル幅）を測定する手段と受信信号レベルがノイズレベルからどの程度クリアされているかを示す概略の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を測定する手段を設け、これらによって得られたスペクトル幅とＳ／Ｎの値をパラメータとして、最小自乗近似関数を求める小区間（連続するデータ数がＮより小さいＭ）とこの小区間をＮ個のデータ列中を移動させるステップｋを求め、これに基づいて、最小自乗近似関数を、まずデータ列順番の１からＭのデータについて求め、次は小区間をｋだけ移動させた１＋ｋからＭ＋ｋまでについて求め、以下同様に小区間を移動させつつ小区間毎の最小自乗近似関数をきめ細かく求めることにより、低周波成分のスペクトル幅が広くなっても従来より正確なトレンド波形を近似し、ゆらぎのある（即ち低周波成分を含む）クラッタも充分抑圧できるクラッタ抑圧レーダ装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明のクラッタ抑圧レーダ装置の第１の構成は次の各手段を具備する。
（イ）受信信号と混合する局部発振信号の位相がπ／２ラジアンだけ異なる２系統（ＩチャネルとＱチャネル）の受信出力を有するレーダ受信回路
（ロ）Ｉチャネルからの受信出力を距離方向に細区分化したレンジビン毎に個別にＮスイープ分記憶し新たなスイープの受信出力を記憶するときは最も過去のスイープの受信信号から順次消去されていくＩチャネルメモリおよびＱチャネルからの受信出力をＩチャネルについてと同じく距離方向に細区分化したレンジビン毎に個別にＮスイープ分記憶し新たなスイープの受信出力を記憶するときは最も過去のスイープの受信信号から順次消去されていくＱチャネルメモリ
（ハ）Ｉチャネルメモリから１スイープ中の距離方向に連なるＮ個の受信信号データ列Ｙ_j （ｊ＝１、２、３、……、Ｎ 以後同じ）を取り出して保持するＩチャネル入力バッファ回路およびＱチャネルメモリから同一スイープ中の同じ距離範囲の連なるＮ個の受信信号データ列Ｈ_j （ｊ＝１、２、３、……、Ｎ 以後同じ）を取り出して保持するＱチャネル入力バッファ回路
（ニ）受信信号データ列Ｙ_j および同Ｈ_j から周波数スペクトル波形を計算し周波数がゼロの近傍に分布するスペクトルの幅を算出するスペクトル幅算出手段
（ホ）受信信号データ列Ｙ_j および同Ｈ_j からノイズフロアーと信号レベルのの比Ｓ／Ｎを算出するＳ／Ｎ算出手段
（ヘ）前記スペクトル幅とＳ／Ｎ値を入力として、それらに対して適合する最小自乗計算点数Ｍ（小区間幅）と、小区間のシフトポイント数ｋを出力する小区間決定手段
（ト）Ｉチャネル受信信号データ列Ｙ_j の列位置ｊ＝ｍから前記最小自乗計算点数Ｍ個の小区間データ列ｙ_i （ｉ＝０、１、２、……、Ｍ−１）＝Ｙ_m、Ｙ_m+1、Ｙ_m+2、……、Ｙ_m+M-1 を格納するＩチャネル小区間レジスタ
およびＱチャネル受信信号データ列Ｈ_j の列位置ｊ＝ｍから前記最小自乗計算点数Ｍ個の小区間データ列ｈ_i （ｉ＝０、１、２、……、Ｍ−１）＝Ｈ_m、Ｈ_m+1、Ｈ_m+2、……、Ｈ_m+M-1 を格納するＱチャネル小区間レジスタ
および各データ列における隣り合うデータの受信時間間隔をｔとしたときの時間位置データ列ｔ_i （ｉ＝０、１、２、……、Ｍ−１）＝ｍｔ、（ｍ＋１）ｔ、（ｍ＋２）ｔ、……、（ｍ＋Ｍ−１）ｔを格納する小区間位置レジスタ
但し、ｍはｍ＝１＋ｎｋで、ｎは０、１、２、……、（Ｎ−Ｍ）／ｋの小数点以下切上げ値まで順次シフトする。
（チ）（ｔ_i,ｙ_i)を直交座標にプロットしてできるＭ個の点を最小自乗近似する１次関数ｙ＝ａ₀ ＋ａ₁ ｘを各ｍの値に対応して順次導き出すＩチャネル最小自乗近似手段
および、（ｔ_i,ｈ_i)を直交座標にプロットしてできるＭ個の点を最小自乗近似する１次関数ｈ＝ｂ₀ ＋ｂ₁ ｘを導き出すＱチャネル最小自乗近似手段
（リ）１番からＮ番までの記憶素子を有するＩチャネルレジスタと同じく１番からＮ番までの記憶素子を有するＱチャネルレジスタ
（ヌ）ｘが、ｍｔ、（ｍ＋１）ｔ、（ｍ＋２）ｔ、……、（ｍ＋Ｍ−１）ｔの各値のときの１次関数ｙ＝ａ₀ ＋ａ₁ ｘの値を算出し、その算出値をＩチャネルレジスタの、ｍ、ｍ＋１、ｍ＋２、……、ｍ＋Ｍ−１の各番目の記憶素子へそれぞれ格納することを、変化していくｍの値毎に行うＩチャネル演算手段
および、ｘがｍｔ、（ｍ＋１）ｔ、（ｍ＋２）ｔ、……、（ｍ＋Ｍ−１）ｔの各値のときの１次関数ｈ＝ｂ₀ ＋ｂ₁ ｘの値を算出し、その算出値をＱチャネルレジスタの、ｍ、ｍ＋１、ｍ＋２、……、ｍ＋Ｍ−１の各番目の記憶素子へそれぞれ格納することを、変化していくｍの値毎に行うＱチャネル演算手段
（ル）前記Ｉチャネルレジスタに格納されたデータ列をＴ_j （ｊ＝１、２、３、……、Ｎ）とし、Ｑチャネルレジスタに格納されたデータ列をＬ_j （ｊ＝１、２、３、……、Ｎ）としたとき、受信信号データ列Ｙ_j からデータ列Ｔ_j を減算しデータ列Ｃ_j として出力するＩチャネル減算器
および、受信信号データ列Ｈ_j からデータ列Ｌ_j を減算しデータ列Ｄ_j として出力するＱチャネル減算器
（オ）前記データ列Ｃ_j を格納するＩチャネル出力バッファ回路および前記データ列Ｄ_j を格納するＱチャネル出力バッファ回路
（ワ）Ｉチャネル出力バッファ回路からのデータとＱチャネル出力バッファ回路からのデータの２乗和又は２乗和の平方根を算出しこれをクラッタの除去された受信目標信号として出力する複素演算器
【０００６】
第２の構成は、第１の構成のクラッタ抑圧レーダ装置において、１次関数
ｙ＝ａ₀ ＋ａ₁ ｘおよびｈ＝ｂ₀ ＋ｂ₁ ｘに代えて２次関数ｙ＝ａ₀ ＋ａ₁ ｘ＋ａ₂ ｘ² およびｈ＝ｂ₀ ＋ｂ₁ ｘ＋ｂ₂ ｘ² としたクラッタ抑圧レーダ装置である。
【０００７】
第３の構成は、第１の構成のクラッタ抑圧レーダ装置において、要件（ハ）中の「１スイープ中の距離方向に連なるＮ個」に代えて「距離が同じで方位方向に連なるＮ個」としたクラッタ抑圧レーダ装置である。
【０００８】
第４の構成は、第３の構成のクラッタ抑圧レーダ装置において、１次関数
ｙ＝ａ₀ ＋ａ₁ ｘおよびｈ＝ｂ₀ ＋ｂ₁ ｘに代えて２次関数ｙ＝ａ₀ ＋ａ₁ ｘ＋ａ₂ ｘ² およびｈ＝ｂ₀ ＋ｂ₁ ｘ＋ｂ₂ ｘ² としたクラッタ抑圧レーダ装置である。
【０００９】
第５の構成は、第３の構成又は第４の構成のクラッタ抑圧レーダ装置に、データ列Ｃ_j とデータ列Ｄ_j を用いて受信目標のドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出手段を付加したクラッタ抑圧レーダ装置である。
【００１０】
第６の構成は、第１の構成ないし第５の構成のいずれかの構成のクラッタ抑圧レーダ装置において、小区間決定手段の出力する小区間シフトポイント数ｋがパラメータとして可変であることを特徴とするクラッタ抑圧レーダ装置である。
【００１１】
【発明の実施の形態】
本発明において、ＩチャネルおよびＱチャネルの受信信号を各スイープ毎に距離方向に細区分する技術はディジタル的に行われる。即ち、アナログの受信信号を、細区分の時間長の逆数の周波数でサンプリングし、サンプリングされたアナログ値をＡ／Ｄ変換器で所定のビット数（例えば８〜１０ビット）のディジタル信号に変換し、１サンプル毎に各チャネルのメモリへ格納して行く。
以後の処理はすべてディジタル的に行われる。
【００１２】
受信信号データ列Ｙ_j およびＨ_j から周波数スペクトルを求め周波数ゼロ近傍のスペクトル幅およびＳ／Ｎを求める技術自体は従来行われている技術により行われる。本発明の特徴は受信信号データ列Ｙ_j およびＨ_j に対する最小自乗近似関数を求めるに当たり、これらのデータ列の中の小区間を設定しこれを移動させつつ小区間毎に最小自乗近似関数を求めるという点にあるが、この小区間の幅
（最小自乗計算データ点数Ｍ）と小区間の移動ポイント数ｋを前述のスペクトル幅およびＳ／Ｎに対して適合するように定めている。即ち、小区間決定手段は前記スペクトル幅およびＳ／Ｎ値を入力としこれに適合する最小自乗計算点数Ｍ
（小区間幅）とシフトポイント数ｋを出力する。
【００１３】
スペクトル幅およびＳ／Ｎ値に適合する（即ち不要低周波成分をよく除去できる）Ｍおよびｋは経験的或いは実験的に求めることができる。
従って、小区間決定手段は、スペクトル幅およびＳ／Ｎ値と適合するＭおよびｋの経験値のテーブルとして実現できるし、また、両者の間から実験式を見付け出してその実験式を用いて入力されたスペクトル幅およびＳ／Ｎ値に適合するＭおよびｋを算出出力する演算手段としてでも実現できる。
【００１４】
従来のように、１〜Ｎの大区間のデータのトレンド波形（０付近の不要周波成分による波形）を１つの最小自乗近似関数で近似しようとすると、高次の関数にならざるを得ず、しかも高次にしたからと言って必ずしも正確にトレンド波形を近似する曲線が得られるわけではないが、本願発明のように、１〜Ｎのデータに対し小区間ずつについて最小自乗近似関数を求めこれを小区間を移動させつつつないで行くことにより１次か２次の関数で、従来よりも一層正確に近似できる。しかも、小区間の幅とその移動幅を、不要周波数のスペクトル幅とＳ／Ｎに応じて定めるようにしているので単に小区間に分けただけの場合よりも一層正確な近似が可能となる。
【００１５】
【実施例】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
図１は、本発明のクラッタ抑圧レーダ装置の実施例の構成を示すブロック図である。図示されていないレーダ受信回路からはＩチャネル受信信号とＱチャネル受信信号が出力され、それぞれ、図示されていないＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器では距離方向に細区分されたレンジビンの幅時間の逆数のサンプリング周波数でサンプリングを行い、サンプリングした受信信号レベルを所定のビット数（例えば８ビット〜１２ビット）のディジタル信号に変換して図１のＩチャネル（Ｉｃｈ）メモリ１およびＱチャネル（Ｑｃｈ）メモリ１３へ送出する。
【００１６】
Ｉチャネルメモリ１およびＱチャネルメモリ１３は、空中線ビームが１個の飛行体を方位方向に走査する間に、その飛行体からの反射信号が受信されるスイープ数程度以上の予め定められたＮスイープ分の受信信号をレンジビン毎に格納し得る記憶容量を有する。Ｎスイープ分の受信信号が格納された後に更に次のスイープの受信信号を格納するときは、最も古いスイープの受信信号が消去されていく。
【００１７】
第１の構成では、こうして、Ｎスイープ分の受信信号が格納されているＩチャネルメモリ１およびＱチャネルメモリ１３から、１スイープ中の距離方向に連なるＮ個の受信データ列、即ちＩチャネルではＹ_j （ｊ＝１、２、３、……、Ｎ）、ＱチャネルではＨ_j （ｊ＝１、２、３、……、Ｎ）が取り出され、それぞれ、Ｉチャネル（Ｉｃｈ）入力バッファ回路２およびＱチャネル（Ｑｃｈ）入力バッファ回路１４へ保持される。
【００１８】
以下、ＩチャネルとＱチャネルの構成および動作は同じであるのでＩチャネルについて説明する。
Ｉチャネル入力バッファ回路２からＩチャネル小区間レジスタ３へは、データ列Ｙ_j のうちの連続するＭ個からなる小区間のデータが読み出されレジストされる。この小区間はデータ処理の進行に応じて一定のシフトポイント数ｋでデータ列Ｙ_j を移動して行く。この小区間のデータ数Ｍとシフトポイント数ｋは、クラッタスペクトラム中の不要低周波数のスペクトル幅とＳ／Ｎに適合した値が設定されるようになっている。
【００１９】
即ち、Ｉチャネル入力バッファ回路２からのデータ列Ｙ_j とＱチャネル入力バッファ回路１４からのデータ列Ｈ_j はスペクトル幅算出手段９とＳ／Ｎ算出手段１０へ入力され、それぞれ、不要低周波数のスペクトル幅およびＳ／Ｎが算出される。算出されたスペクトル幅およびＳ／Ｎを示す信号は小区間決定手段１１へ入力される。小区間決定手段１１は、入力されたスペクトル幅およびＳ／Ｎに対して適合した最小自乗計算点数Ｍおよびシフトポイント数ｋを出力する。ここに言う適合とは、不要低周波スペクトラムに対応するトレンド波形に対し、より正確な最小自乗近似関数を導くことのできるＭおよびｋということである。
ここで、あるスペクトル幅およびＳ／Ｎのときに、トレンド波形に対して正確な最小自乗近似関数を求めうる最小自乗計算点数Ｍおよびシフトポイント数ｋは、経験的実験的に求めることができる。
【００２０】
従って、いろいろなスペクトル幅とＳ／Ｎに対して適合するＭおよびｋを求めてこれをテーブルにしておくことによって小区間決定手段１１を実現できる。或いはまた、スペクトル幅およびＳ／ＮとＭおよびｋとの間の実験式を求めておけば、小区間決定手段１１は入力されたスペクトル幅とＳ／Ｎに対し適合するＭおよびｋを演算して出力する演算手段として構成することもできる。
【００２１】
こうして、最小自乗計算点数Ｍ（小区間幅）とシフトポイント数ｋが定まるとＩチャネル入力バッファ回路２からＩチャネル小区間レジスタ３へ小区間分のデータを転送する。今、Ｉチャネル受信信号列Ｙ_j のｊ＝ｍからＭ個の信号列ｙ_i （ｉ＝１、２、３、……、Ｍ）は
Ｙ_m 、Ｙ_m+1 、Ｙ_m+2 、……、Ｙ_m+M-1 となる。
また、データ列の隣り合うデータの受信時間間隔（サンプリング間隔）をｔとした時の、上記データ列に対する時間位置データ列ｔ_i （ｉ＝１、２、３、……、Ｍ）は
ｍｔ、（ｍ＋１）ｔ、（ｍ＋２）ｔ、……、（ｍ＋Ｍ−１）ｔとなる。
【００２２】
これは、小区間決定手段１１から情報を受けた小区間位置レジスタ１２から出力される。上記ｍの値は、シフトポイント数をｋとすれば、処理の進行に応じて１、１＋ｋ、１＋２ｋと変化し、１＋ｎｋ＋Ｍ−１＝ｎｋ＋ＭがＹ_j のデータ数Ｎを越えるところまでいくことになる。
こうしてＩチャネル小区間レジスタ３に保持された小区間のデータ列ｙ_i はＩチャネル最小自乗近似手段４へ転送される。該Ｉチャネル最小自乗近似手段４へは同時に小区間位置レジスタ１２から時間位置データ列ｔ_i が送られている。ここでは、（ｔ_i,ｙ_i)を直交座標にプロットしてできるＭ個の点を最小自乗近似する１次関数ｙ＝ａ＋ａ₁ ｘを各ｍの値に対応して順次導き出す。最小自乗近似関数を求める手法自体は周知の手法である。
【００２３】
こうして求められた関数に基づいて、Ｉチャネル演算手段５では関数のｘに時間位置データ列ｔ_i の各値を順次代入してｙの値を演算し、その演算結果をＩチャネルレジスタ６へ保持する。
すべてのｍについての（即ち受信信号データ列Ｙ_j に対するすべての小区間についての）最小自乗近似関数の導き出しとそれを用いた演算が終了するとＩチャネルレジスタ６にはＮ個のデータ列Ｔ_j （ｊ＝１、２、３、……、Ｎ）が格納されることになる。これがクラッタスペクトルにおける不要の低周波数成分に対応するトレンド波形を近似したデータ列となるのである。
【００２４】
なお、Ｍとｋの値によっては、小区間Ｍをｋだけ移動させてもデータ列が一部重なる場合があるが、この場合にはＩチャネルレジスタ６へ書き込まれる際に、前に格納されていたデータは後のデータによって書き換えられることになる。
次いで、Ｉチャネル減算器７で、Ｉチャネル入力バッファ回路２からの受信信号データ列Ｙ_j からＩチャネルレジスタ６に格納されているデータ列Ｔ_j を個々に減算することによって、受信信号波形からトレンド波形が除去されたことになる。減算結果は、データ列Ｃ_j としてＩチャネル出力バッファ回路８へ格納される。
【００２５】
以上、述べたと同じ動作がＱチャネルについても行われる。ここで対応するデータ列はＩチャネルのＹ_j に対し、ＱチャネルはＨ_j 、以下同様にｙ_i に対し
ｈ_i 、Ｔ_j に対しＬ_j 、Ｃ_j に対しＤ_j である。
こうして、トレンド波形が除去され、Ｉチャネル出力バッファ回路８およびＱチャネル出力バッファ回路２０に格納されたデータ列はともに複素演算器２６へ転送され、ここで２乗和或いは２乗和の平方根がとられて、クラッタ抑圧レーダ信号として出力される。
【００２６】
以上は、最小自乗近似関数を１次関数で求める場合について述べたが、第２の構成として、１次関数に代えて２次関数を求めても本発明の効果が得られる。
３次以上の高次であっても理論的には問題はないが、それでは関数を求める方が複雑となり、本発明がデータ列を小区間に分けることによって関数が１次又は２次であってもトレンド波形を正確に近似できるという利点が薄れることになる。
【００２７】
また、本実施例では、Ｉチャネルメモリ１およびＱチャネルメモリ１３のＮスイープ分のデータの中からＮ個のデータ列を取り出すに当り１スイープ中の距離方向に連なるデータの取り出し例で説明したが、この取り出しは、距離方向に連なるものに限定されるものではなく、第３の構成として、距離が同じで方位方向に連なるＮ個のデータであってもよい。このときは時間位置データ列におけるｔはスイープ間隔となる。この場合にも、第４の構成として、最小自乗近似関数を１次関数に代えて２次関数とすることが可能であること、距離方向に連なるデータの場合と同様である。
【００２８】
第５の構成として、第３の構成又は第４の構成のいずれかに、Ｉチャネル出力バッファ回路８からのデータ列Ｃ_j とＱチャネル出力バッファ回路２０からのデータ列Ｄ_j とから飛行する目標のドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出手段を設け、レーダ信号の映像表示と併行して目標のドップラー周波数で表示する構成も可能である。これは、第３の構成および第４の構成が、方位方向に連なるデータ列を取り出す構成であるため飛行目標からの反射が空中線の水平ビーム幅に応じて複数個得られるのでドップラー周波数の算出が可能となるためである。
【００２９】
第６の構成は、小区間決定手段において小区間シフトポイント数ｋをパラメータとして変化させることができるようにしたものである。こうすることにより、複素演算器の出力信号を観測しつつクラッタスペクトルの広がりに適合するｋの値を見出すことができるという利点がある。
【００３０】
次に、Ｎ個のデータ列から、それに含まれるトレンド波形を近似する最小自乗近似関数を求めのに、小区間毎に求めた場合と、全区間で１個の高次の関数を求めた場合の不要な低周波成分の抑圧程度の違いを試算した例を示す。
図２は、入力データに含まれる不要な低周波成分の波形データとして、平均０のガウス分布をする乱数列に低周波通過フィルタをかけて得た１２８個のデータを使用し（従ってＮ＝１２８の場合となる）、このデータ列に、Ｓ／Ｎ値が
４．９ｄＢとなるようなシステムノイズを重畳し、更に信号として−６００Ｈｚの正弦波を重畳して全区間入力波形データを作成したＮ個の全区間入力データ列の電圧スペクトル波形図である。横軸は、計算ポイント表示の周波数軸としている。計算ポイント６４が周波数０、計算ポイント０が周波数−１０００Ｈｚ、計算ポイント１２７が周波数１０００Ｈｚにそれぞれ対応する。
【００３１】
図３は、図２の入力受信信号の全区間の１２８個のデータ列を分割しないでトレンド波形データ列を計算した場合である。この場合は、１０次の高次多項式を設定し、これで１２８個のデータ列を最小自乗近似するデータ列を計算して、これにより、不要な低周波成分を除去し、除去後の波形データの電圧スペクトル波形を示したものである。
【００３２】
図４は、図２の入力受信信号の全区間の１２８個のデータ列を２２個ずつの小区間に分割し、各区間を別々に、２次の多項式で最小自乗近似して、この入力データの不要な低周波数成分を除去し、除去後の波形データの電圧スペクトルを示した。ここでｋの値は１４とした。
図３と図４を比較してみれば、周波数０付近の不要低周波スペクトルが図４でよく抑圧されていることが分かる。
【００３３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のクラッタ抑圧レーダ装置は、従来、受信信号中の不要な低周波成分に対応するトレンド波形を近似する１つの最小自乗近似関数を求める対象としていた受信データ列について列中に小区間を設定しこれを一定間隔ずつ移動させながら小区間毎の最小自乗近似関数を求めるようにし、その小区間幅および移動ポイント数は、不要低周波成分のスペクトル幅およびＳ／Ｎに適合する値が選ばれるようにしたので、従来においては不要周波数成分のスペクトルの広がりが大きくなった場合にこれを充分抑圧し切れなかったのに対し、スペクトルが広がっても充分不要低周波成分を抑圧でき、その結果、移動する雲、海面の波、風にゆらぐ樹林等のようにゆらぎにより不要な低周波ドップラー成分を含むクラッタを従来よりもよく抑圧でき、飛行目標を鮮明に検出することができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のクラッタ抑圧レーダ装置の実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】Ｎ＝１２８個のデータ列の入力信号の周波数スペクトラムの一例であり、周波数０の近傍に不要な低周波成分があり−６００Ｈｚの位置に目標信号がある例である。
【図３】図２の入力信号の１２８個のデータ列全区間に対し、１０次の最小自乗近似関数１つを導き出しこの関数で算出した１２８個のデータ列を減ずることにより不要な低周波成分の除去を試みた結果の周波数スペクトラムの図である。周波数０の両側にまだ不要な周波数成分が残っている。
【図４】図２の入力信号のＮ＝１２８のデータ列に対し小区間幅Ｍ＝２２、小区間のシフトポイント数ｋ＝１４として、各小区間毎に２次の最小自乗近似関数を求めて、この関数で算出したデータ列を減ずることにより不要な低周波成分の除去を試みた結果の周波数スペクトラムの図であり、図３に比較して、不要な低周波成分がより除去されていることが分かる。
【符号の説明】
１ Ｉチャネルメモリ
２ Ｉチャネル入力バッファ回路
３ Ｉチャネル小区間レジスタ
４ Ｉチャネル最小自乗近似手段
５ Ｉチャネル演算手段
６ Ｉチャネルレジスタ
７ Ｉチャネル減算器
８ Ｉチャネル出力バッファ回路
９ スペクトル幅算出手段
１０ Ｓ／Ｎ算出手段
１１ 小区間決定手段
１２ 小区間位置レジスタ
１３ Ｑチャネルメモリ
１４ Ｑチャネル入力バッファ回路
１５ Ｑチャネル小区間レジスタ
１６ Ｑチャネル最小自乗近似手段
１７ Ｑチャネル演算手段
１８ Ｑチャネルレジスタ
１９ Ｑチャネル減算器
２０ Ｑチャネル出力バッファ回路
２１ 複素演算器

Claims (6)

1. 次の各構成を有することを特徴とするクラッタ抑圧レーダ装置。
   （イ）受信信号と混合する局部発振信号の位相がπ／２ラジアンだけ異なる２系統（ＩチャネルとＱチャネル）の受信出力を有するレーダ受信回路
   （ロ）Ｉチャネルからの受信出力を距離方向に細区分化したレンジビン毎に個別にＮスイープ分記憶し新たなスイープの受信出力を記憶するときは最も過去のスイープの受信信号から順次消去されていくＩチャネルメモリおよびＱチャネルからの受信出力をＩチャネルについてと同じく距離方向に細区分化したレンジビン毎に個別にＮスイープ分記憶し新たなスイープの受信出力を記憶するときは最も過去のスイープの受信信号から順次消去されていくＱチャネルメモリ
   （ハ）Ｉチャネルメモリから１スイープ中の距離方向に連なるＮ個の受信信号データ列Ｙ_j （ｊ＝１、２、３、……、Ｎ 以後同じ）を取り出して保持するＩチャネル入力バッファ回路およびＱチャネルメモリから同一スイープ中の同じ距離範囲の連なるＮ個の受信信号データ列Ｈ_j （ｊ＝１、２、３、……、Ｎ 以後同じ）を取り出して保持するＱチャネル入力バッファ回路
   （ニ）受信信号データ列Ｙ_j および同Ｈ_j から周波数スペクトル波形を計算し周波数がゼロの近傍に分布するスペクトルの幅を算出するスペクトル幅算出手段
   （ホ）受信信号データ列Ｙ_j および同Ｈ_j からノイズフロアーと信号レベルのの比Ｓ／Ｎを算出するＳ／Ｎ算出手段
   （ヘ）前記スペクトル幅とＳ／Ｎ値を入力として、それらに対して適合する最小自乗計算点数Ｍ（小区間幅）と、小区間のシフトポイント数ｋを出力する小区間決定手段
   （ト）Ｉチャネル受信信号データ列Ｙ_j の列位置ｊ＝ｍから前記最小自乗計算点数Ｍ個の小区間データ列ｙ_i （ｉ＝０、１、２、……、Ｍ−１）＝Ｙ_m、Ｙ_m+1、Ｙ_m+2、……、Ｙ_m+M-1 を格納するＩチャネル小区間レジスタ
   およびＱチャネル受信信号データ列Ｈ_j の列位置ｊ＝ｍから前記最小自乗計算点数Ｍ個の小区間データ列ｈ_i （ｉ＝０、１、２、……、Ｍ−１）＝Ｈ_m、Ｈ_m+1、Ｈ_m+2、……、Ｈ_m+M-1 を格納するＱチャネル小区間レジスタ
   および各データ列における隣り合うデータの受信時間間隔をｔとしたときの時間位置データ列ｔ_i （ｉ＝０、１、２、……、Ｍ−１）＝ｍｔ、（ｍ＋１）ｔ、（ｍ＋２）ｔ、……、（ｍ＋Ｍ−１）ｔを格納する小区間位置レジスタ
   但し、ｍはｍ＝１＋ｎｋで、ｎは０、１、２、……、（Ｎ−Ｍ）／ｋの小数点以下切上げ値まで順次シフトする。
   （チ）（ｔ_i,ｙ_i)を直交座標にプロットしてできるＭ個の点を最小自乗近似する１次関数ｙ＝ａ₀ ＋ａ₁ ｘを各ｍの値に対応して順次導き出すＩチャネル最小自乗近似手段
   および、（ｔ_i,ｈ_i)を直交座標にプロットしてできるＭ個の点を最小自乗近似する１次関数ｈ＝ｂ₀ ＋ｂ₁ ｘを導き出すＱチャネル最小自乗近似手段
   （リ）１番からＮ番までの記憶素子を有するＩチャネルレジスタと同じく１番からＮ番までの記憶素子を有するＱチャネルレジスタ
   （ヌ）ｘが、ｍｔ、（ｍ＋１）ｔ、（ｍ＋２）ｔ、……、（ｍ＋Ｍ−１）ｔの各値のときの１次関数ｙ＝ａ₀ ＋ａ₁ ｘの値を算出し、その算出値をＩチャネルレジスタの、ｍ、ｍ＋１、ｍ＋２、……、ｍ＋Ｍ−１の各番目の記憶素子へそれぞれ格納することを、変化していくｍの値毎に行うＩチャネル演算手段
   および、ｘがｍｔ、（ｍ＋１）ｔ、（ｍ＋２）ｔ、……、（ｍ＋Ｍ−１）ｔの各値のときの１次関数ｈ＝ｂ₀ ＋ｂ₁ ｘの値を算出し、その算出値をＱチャネルレジスタの、ｍ、ｍ＋１、ｍ＋２、……、ｍ＋Ｍ−１の各番目の記憶素子へそれぞれ格納することを、変化していくｍの値毎に行うＱチャネル演算手段
   （ル）前記Ｉチャネルレジスタに格納されたデータ列をＴ_j （ｊ＝１、２、３、……、Ｎ）とし、Ｑチャネルレジスタに格納されたデータ列をＬ_j （ｊ＝１、２、３、……、Ｎ）としたとき、受信信号データ列Ｙ_j からデータ列Ｔ_j を減算しデータ列Ｃ_j として出力するＩチャネル減算器
   および、受信信号データ列Ｈ_j からデータ列Ｌ_j を減算しデータ列Ｄ_j として出力するＱチャネル減算器
   （オ）前記データ列Ｃ_j を格納するＩチャネル出力バッファ回路および前記データ列Ｄ_j を格納するＱチャネル出力バッファ回路
   （ワ）Ｉチャネル出力バッファ回路からのデータとＱチャネル出力バッファ回路からのデータの２乗和又は２乗和の平方根を算出しこれをクラッタの除去された受信目標信号として出力する複素演算器
2. 請求項１のクラッタ抑圧レーダ装置において、１次関数
   ｙ＝ａ₀ ＋ａ₁ ｘおよびｈ＝ｂ₀ ＋ｂ₁ ｘに代えて２次関数ｙ＝ａ₀ ＋ａ₁ ｘ＋ａ₂ ｘ² およびｈ＝ｂ₀ ＋ｂ₁ ｘ＋ｂ₂ ｘ² としたクラッタ抑圧レーダ装置。
3. 請求項１のクラッタ抑圧レーダ装置において、要件（ハ）中の「１スイープ中の距離方向に連なるＮ個」に代えて「距離が同じで方位方向に連なるＮ個」としたクラッタ抑圧レーダ装置。
4. 請求項３のクラッタ抑圧レーダ装置において、１次関数
   ｙ＝ａ₀ ＋ａ₁ ｘおよびｈ＝ｂ₀ ＋ｂ₁ ｘに代えて２次関数ｙ＝ａ₀ ＋ａ₁ ｘ＋ａ₂ ｘ² およびｈ＝ｂ₀ ＋ｂ₁ ｘ＋ｂ₂ ｘ² としたクラッタ抑圧レーダ装置。
5. データ列Ｃ_j とデータ列Ｄ_j を用いて受信目標のドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出手段を有する請求項３又は請求項４に記載のクラッタ抑圧レーダ装置。
6. 小区間決定手段の出力する小区間シフトポイント数ｋがパラメータとして可変であることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載のクラッタ抑圧レーダ装置。

Images