JP4169793B2 - 通信方式の伝送パワーを制御する方法および装置 - Google Patents
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Description
背景技術
Ｉ．発明の分野
本発明は通信方式の伝送パワーを制御する方法および装置に関する。なお、特に本発明はＣＤＭＡ通信方式におけるパワー制御の新規かつ改良された方法および装置に関する。
II．関連技術の記述
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）変調技術の使用は多数のシステムユーザが存在する通信を容易にする複数の技術の一つである。時分割多元接続（ＴＤＭＡ）および周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）のような他の多元接続通信方式が技術として知られている。しかし、ＣＤＭＡのスペクトラム拡散変調技術は他の多元接続通信方式の変調技術を越えて重要な利点がある。多元接続通信方式におけるＣＤＭＡの使用は本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれた“サテライトまたは地上の自動中継装置を使用しているスペクトラム拡散多元接続通信方式”と題するＵ.Ｓ特許Ｎｏ.4,901,307に開示されている。多元接続通信方式におけるＣＤＭＡ技術の使用は、さらに本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれた“ＣＤＭＡセルラー電話方式における信号波形を発生するための装置および方法”と題するＵ.Ｓ特許Ｎｏ.5,103,459に開示されている。さらに、ＣＤＭＡ方式は“2重モード広帯域スペクトラム拡散セルラー方式のTIA/EIA/IS-95-Aモバイル局基準局適合標準”に順応するように設計されることができ、以後IS-95-A標準またはTIA/EIA/IS-95-Aとして参照される。
ＣＤＭＡは広帯域信号であるというその固有の特性により、広い帯域幅に亘って信号エネルギーを拡散することにより周波数多様性の形を提案する。それ故、周波数選択フェージングがＣＤＭＡ信号帯域幅の小さな部分にのみ影響を及ぼす。空間または経路多様性は、モバイルユーザまたは2つ以上の基準局を通す遠隔局に同時に結合する多重信号経路を提供することにより得られる。さらに、経路の多様性は、受信と処理が別々に成されるように異なった伝播遅れで信号が到着することを許容しているスペクトラム拡散処理を通して多重経路環境を利用することにより得られる。経路多様性の例は両方とも本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれた“ＣＤＭＡセルラー電話方式における通信のソフトハンドオフを提供する方法および装置”と題するＵ.Ｓ特許No.5,101,501、および“ＣＤＭＡセルラー電話方式における多様性受信機”と題するＵ.Ｓ特許No.5,109,390に示されている。
逆結合は遠隔局から基準局への伝送に参照する。逆結合において、各伝送遠隔局はネットワークにおける他の遠隔局に混信として作用する。それ故、逆結合容量は他の遠隔局からの伝送による全混信により制限される。ＣＤＭＡシステムは数ビットを伝送することにより、それによりユーザが話していないとき少ないパワーを使用しかつ混信を減少することにより、逆結合容量を増加する。
混信を最小限にしかつ逆結合容量を最大化するため、各遠隔局の伝送パワーは３つの逆結合パワー制御ループにより制御される。第1のパワー制御ループは、伝送パワーを順結合における受信パワーに逆比例して設定することにより、遠隔局の伝送パワーを調節する。IS-95-Aシステムにおいて、伝送パワーはＰout＝−73−Ｐinで与えられ、ここにＰinはdBmで与えられる遠隔局により受信されたパワーであり、ＰoutはdBmで与えられる遠隔局の伝送パワーであり、−73は定数である。パワー制御ループはしばしば開ループと言われる。
第2のパワー制御ループは、基準局で受信される逆結合信号のエネルギー/ビット対雑音プラス混信比Eb/Ioにより測られた信号の質が予定のレベルを維持するように遠隔局の伝送パワーを調節する。このレベルはEb/Io設定点として参照される。基準局は基準局で受信された逆結合信号のEb/Ioを測定し、測定されたEb/Ioに応答して順方向通信量チャンネルの遠隔局に逆結合パワー制御ビットを伝送する。逆方向パワー制御ビットは20msecフレーム毎に16回、または800bps率で設定される。順方向通信量チャンネルは基準局から遠隔局にデータとともに逆結合パワー制御ビットを搬送する。この第2のループはしばしば閉ループと呼ばれる。
ＣＤＭＡ通信方式は典型的に個別のデータフレームとしてデータのパケットを伝送する。かくして、性能の好ましいレベルは典型的にフレーム誤差率（ＦＥＲ）により測定される。第３のパワー制御ループはＦＥＲにより測られた性能の好ましいレベルが維持されるようにEb/Io設定点を調節する。与えられたＦＥＲを得るために必要なEb/Ioは伝播状態に依存する。この第3のループはしばしば外側ループと呼ばれる。逆結合のパワー制御機構は本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれた“ＣＤＭＡセルラーモバイル電話方式における伝送パワーを制御する方法および装置”と題するＵ.Ｓ特許No.5,056,109に詳細に記載される。
順結合は基準局から遠隔局への伝送を参照する。順結合において、基準局の伝送パワーは複数の理由により制御される。基準局からの高伝送パワーは他の遠隔局で受信された信号と過度の混信を起こす。代わりに、もし基準局の伝送パワーが余りに低いなら、遠隔局は間違ったデータ伝送を受信することができる。地上のチャンネルフェージング及び他の知られた要素が遠隔局により受信された順結合信号の質に影響する。結果として、各基準局は遠隔局における性能の好ましいレベルを維持するためにその伝送パワーを調節する。
順結合のパワー制御はデータ伝送のために特に重要である。データ伝送は順結合のデータ伝送の量が逆結合よりも非常に多いという典型的に非対称である。順結合の効果的なパワー制御機構により、伝送パワーは性能の好ましいレベルを維持するように制御され、全ての順結合容量が改善され得る。
順結合伝送パワーを制御する方法および装置は、本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれ、1995年3月31日に申請された“モバイル通信方式における速い順方向パワー制御を遂行する方法および装置”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/444,633、以後’633特許出願というに開示される。’633特許出願に開示された方法において、データの伝送されたフレームが誤って受信されたとき、遠隔局は基準局に誤指示ビット（ＥＩＢ）伝言を伝送する。ＥＩＢは逆方向通信量チャンネルフレームに含まれたビットまたは逆方向通信量チャンネルに送られた分離伝言の何れかであり得る。ＥＩＢ伝言に応答して基準局は遠隔局へのその伝送パワーを増加する。
この方法の欠点の一つは長い応答時間である。処理遅れは、基準局が不適当なパワーでフレームを伝送する時間から、基準局が遠隔局からの誤伝言に応答してその伝送パワーを調節する時間までの時間間隔を含む。この処理遅れは、（１）基準局が不適当なパワーでデータフレームを伝送するに要する時間、（２）遠隔局がデータフレームを受信するに要する時間、（３）遠隔局がフレーム誤差（例えばフレーム削除）を検出するに要する時間、（４）遠隔局が誤伝言を基準局に伝送するに要する時間、（５）基準局が誤伝言を受信し、その伝送パワーを適当に調節するに要する時間を含む。順方向通信量チャンネルフレームはＥＩＢ伝言が発生されるまでに受信され、復調され、解読されねばならない。それからＥＩＢ伝言を搬送している逆方向通信量チャンネルフレームは、ビットが順方向通信量チャンネルの伝送パワーを調節するために使用され得るまでに、発生され、符号化され、伝送され、解読されかつ処理されねばならない。
典型的に、性能の好ましいレベルはＦＥＲの1パーセントである。それ故、平均として、遠隔局は100フレーム毎にフレーム誤差を表す１つの誤伝言を伝送する。IS-95-A標準に従って、各フレームは20msecの長さである。ＥＩＢ基準パワー制御のこの型は、影のようにつきまとう状態で取り扱うように順結合伝送パワーを良く調節するが、その遅い速度のため、最も遅いフェージング状態を除いてフェージングに非効率である。
順結合伝送パワーを制御する第2の方法は遠隔局で受信された信号のEb/Ioを利用する。ＦＥＲが受信された信号のEb/Ioに依存するので、パワー制御機構はEb/Ioを好ましいレベルに維持するように設計され得る。もしデータが可変率で順結合に伝送されるなら、この設計は困難に遭遇する。順結合において、伝送パワーはデータフレームのデータ率に依存して調節される。低いデータ率のとき、各データビットはTIA/EIA/IS-95-Aに記載されたように変調符号を繰り返すことにより長い時間周期をかけて伝送される。エネルギー/ビットEbは1ビット時間周期に受信されたパワーの累積であり、かつ各変調符号におけるエネルギーを累積することにより得られる。Ebの等価な量として、各データビットがより低いデータ率でより小さな伝送パワーに比例して伝送され得る。典型的に、遠隔局は伝送率を先に知らないし、完全なデータフレームが復調され、解読され、かつデータフレームのデータ率が決定されるまで受信されたエネルギー/ビットEbを計算することが出来ない。かくして、この方法の遅れは前述のＵ.Ｓ特許出願Ｎo.08/414,633に記載されたものと略同じであり、その率はフレーム毎に１パワー制御伝言である。これは逆結合アプローチと対称的であり、その中にTIA/EIA/IS-95-Aにおけるようにフレーム毎16回の１パワー制御伝言（ビット）があり得る。
速い順結合パワー制御を遂行する他の方法および装置は、前述のＵ.Ｓ特許出願No.08/414,633、および全て本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれ、1995年11月15日に申請された“モバイル通信方式における速い順方向パワー制御を遂行する方法および装置”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/559,386、1996年9月27日に申請された“スペクトラム拡散通信方式における結合質を測定する方法および装置”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/722,763、1996年9月16日に申請された“分配された順方向パワー制御を遂行する方法および装置”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/710,335、1996年11月20日に申請された“実行されなかったパワー制御命令を予測することによるパワー制御閾値/側定の調節”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/752,860に記述されている。
順結合および逆結合間の基礎的差異は伝送率が逆結合に知られる必要がないことである。前述のU.S特許No.5,056,109に記載されたように、低い率において、遠隔局は連続的に伝送しない。遠隔局が伝送しているとき、遠隔局は同じパワーレベルおよび伝送率と無関係に同じ波形構成で伝送する。基準局はパワー制御ビットの値を決定し、このビットをフレーム毎16回遠隔局に送る。遠隔局は伝送率を知るので、それが伝送されなかったとき、遠隔局は回数に対応しているパワー制御ビットを無視することができる。これは速い逆結合パワー制御を可能にする。しかし、効果的なパワー制御率は伝送率で変化する。TIA/EIA/IS-95-Aとして、率は全率フレームの800bpsおよび1/８率フレームで100bpsである。
代わりの逆結合構成は本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれた、1996年5月28日に申請された“高データ率ＣＤＭＡ無線通信方式”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/654,443に記述され、以後’443特許出願と言う。’443特許出願によれば、予備の案内が逆結合に導入される。案内レベルは逆結合の伝送率に影響を受けない。これは基準局が案内レベルを測定すること、および一定の率で遠隔局に逆結合パワー制御ビットを送ることを許容する。
発明の概要
本発明は高率順結合パワー制御の方法および装置を提供することを目的とする。
本発明の目的は、順結合パワー制御ループの応答時間を改善し、フレーム内の多重回数で順方向通信量チャンネルに伝送される逆結合パワー制御ビットの質を測定することにより、順結合の伝送パワーの動的調節を許容することにある。短い時間間隔の測定は基準局が他の基準局との最小限の混信で伝送パワーを動的に調節し、順結合容量を最大限にすることを許容する。改良された応答時間はパワー制御ループが遅いフェージングを効果的に補償することを許容する。速いフェージングのため、通信方式におけるブロック挟み込みが効果的である。
発明の一つの相は、第1組のビットの振幅値を測定し、目標エネルギーレベルに対する前記振幅値を比較し、前記比較ステップに応答して第2組のビットを発生し、伝送パワーが前記第2組のビットに従って調節されるステップを備えたCDMA方式における伝送パワーを制御する方法を提供する。
発明の他の相は、受信された信号の質を目標エネルギーレベルに維持するための第1パワー制御ループと、前記受信された信号の測定された性能を維持するための第2パワー制御ループとを備え、前記第1パワー制御ループは第1組ビットおよび目標エネルギーレベルを受け、前記第1組ビットおよび目標エネルギーレベルに応答して第2組のビットを供給し、前記第2パワー制御ループはフレーム誤差の指示と性能閾値とを受け、前記測定された性能および前記性能閾値に応答して第1パワー制御ループに前記目標エネルギーレベルを供給するCDMA方式における伝送パワーを制御する装置を提供する。
発明のさらに他の相は、1つまたはそれ以上の基準局と１つまたはそれ以上の遠隔局とを備えた無線通信方式における基準局の制御器であって、制御器は伝送チャンネルに通信信号と共にパワー制御信号を伝送する送信機と、遠隔局からの伝送チャンネルに信号を受信し、かつ遠隔局により伝送チャンネルで受信された通信信号の属性を表示する受信機とを備え、受信機により受信された信号を処理し、かつ処理された信号に依存して送信機により伝送チャンネルに伝送されるパワー制御信号を制御する制御器を提供する。
発明はまた、1つまたはそれ以上の基準局と１つまたはそれ以上の遠隔局とを備えた無線通信方式において使用する遠隔局であって、基準局により伝送チャンネルに伝送された１つまたはそれ以上の通信信号と共にパワー制御信号を受信する受信機と、受信機により受信された通信信号の属性を決定するため受信機により受信された信号を処理する制御器と、受信された通信信号の属性を表示する信号を伝送チャンネルに伝送する送信機とを備えている遠隔局を提供する。
本発明の実施例において、遠隔局は順方向通信量チャンネルの毎秒800ビットの割合で伝送される逆結合パワー制御ビットを測定する。逆結合パワー制御ビットは順方向通信量チャンネルデータ流内に穴をあけられる。パワー制御ビットの利得は順結合データビットの利得に沿って調節される。しかし、データビットと異なって、パワー制御ビットの伝送レベルはデータ率に従って目盛られない。パワー制御ビットの測定された信号の質は基準局の伝送パワーを調節するために使用される。
逆結合パワー制御ビットのエネルギー測定の使用により順結合パワー制御の応答時間を改善することが本発明の目的である。逆結合パワー制御ビットは800bpsで伝送される。かくして、本発明の順結合パワー制御機構は受信された順方向通信量チャンネルの質の測定を1.25msec毎に周期的に行うことが出来る。測定は順結合伝送パワーの調節に使用するため基準局に伝送されることが出来る。改良された応答時間は基準局がチャンネルの遅いフェージングを効果的に補償し、順方向通信量チャンネルの性能を改良することを許容する。
基準局の伝送パワーの速い調節を許容することにより順結合の容量を増加することが本発明の他の目的である。本発明のパワー制御機構は基準局が性能の要求レベルを維持するに必要な最小限の伝送パワーで伝送することを許容する。基準局の全伝送パワーが固定されるので、与えられた仕事の最小限の伝送は他の仕事に使用され得る伝送パワーを蓄える結果をもたらす。
信頼できる順結合パワー制御機構を提供することが本発明のもう一つの目的である。遠隔局において、基準局の多重地域からの逆結合パワー制御ビットまたは同じ地域からの多重信号経路が順結合信号質の改良された測定をもたらすために組み合わされる。信頼性がないと見なされる逆結合パワー制御ビットはパワー制御ループにおける使用から省略されてもよい。基準局において、順結合パワー制御ビットは遠隔局との通信において全ての基準局により受信される。基準局の順方向通信量チャンネルの利得は周期的に修正され、その結果基準局により順結合パワー制御ビットの誤った受領は蓄積されない。
逆結合の外側ループにより成されることと同様に順結合パワーを望ましいフレーム誤差率に調節する機構を提供することが本発明のさらにもう一つの目的である。
基準局間のパワー制御ビットを通信する機構を提供することがこの発明のさらに他の目的である。順結合伝送パワーを制御するパワー制御ビットは異なった基準局で正確に受信されたかもしれないし、そうでなかったかもしれない。本発明はそれらの順結合伝送パワーを最新にするために必要な情報を有する間違ったパワー制御ビットを受信する基準局を提供する。
【図面の簡単な説明】
本発明の特徴、目的、および利点は、同様な参照符号が対応する同一のものを示す図面と共に行われる以下の発明の実施例の詳細な説明からより明らかに成るであろう。ここに、
図１は遠隔局との通信における複数の基準局からなる本発明の実施例による通信方式の図、
図２は基準局および遠隔局の例示的ブロック図、
図３は順方向通信量チャンネルの例示的ブロック図、
図４は遠隔局内の復調器の例示的ブロック図、
図５は遠隔局内の復号器の例示的ブロック図、
図６は遠隔局内のパワー制御処理装置の例示的ブロック図、
図７は順および逆結合パワー制御チャンネルのタイミング図、
図８は順結合パワー制御ループ内の利得訂正機構のタイミング図である。
好適な実施例の詳細な説明
本発明の実施例のシステムにおいて、基準局は順方向通信量チャンネルのデータに沿って逆結合パワー制御ビットを伝送する。逆結合パワー制御ビットは性能の好ましいレベルを維持するように、その伝送パワーを制御するため遠隔局により使用され、一方システムの他の遠隔局への混信を最小化する。逆結合のパワー制御機構は前述のＵ.Ｓ特許出願No.08/414,633に開示されている。処理遅れに敏感なため逆結合パワー制御ビットは符号化されない。実際に、パワー制御ビットはデータに穴をあけられない（図３参照）。この意味において、穴をあけることは１つまたはそれ以上の符号象徴がパワー制御ビットにより置き換えられることによる処理である。
例示的実施例において、逆結合パワー制御ビットは800bps、または1.25msec時間スロット毎に１パワー制御ビットの割合で伝送される。時間スロットはパワー制御グループと呼ばれる。均一に離間された間隔でパワー制御ビットを伝送することは、基準局において同時に多重遠隔局にパワー制御ビットを送り出す結果をもたらし得る。これは伝送パワーの量においてピークをもたらす。結果として、パワー制御ビットは1.25msecパワー制御グループ内に擬任意的に配置される。これは1.25msec時間スロットを２４の位置に分割し、長いＰＮシーケンスでパワー制御ビットに穴をあける位置を擬任意的に選択することにより達成される。例示的実施例において、パワー制御グループ内の最初の16位置の一つのみがスタート位置として選択され、最後の8つの位置は選択されない。
順方向通信量チャンネルは可変率チャンネルであり、順方向通信量チャンネルの伝送パワーはデータ率に依存する。順方向通信量チャンネルの性能は遠隔局で受信された信号のエネルギー/ビットEbに依存するＦＥＲにより測られる。低いデータ率において、同じエネルギー/ビットは長い時間周期に亘って拡散され、結果として低い伝送パワーレベルにする。
例示的実施例において、順結合に亘る伝送はTIA/EIA/IS-95-Aに従って作られる。IS-95-A標準は2組の率の１つを使用して伝送するために提供する。率の組１は9.6kbps、4.8kbps、2.4kbps、及び1.2kbpsのデータ率を支持する。9.6kbpsデータ率は19.2kbps符号率をもたらすため率1/２旋回エンコーダで符号化される。低いデータ率の符号化されたデータは19.2kbps符号率を得るためにＮ回繰り返される。率の組２は14.4kbps、7.2kbps、3.6kbps、および1.8kbpsのデータ率を支持する。14.4kbpsデータ率は率3/4を得るため穴をあけられた率1/２旋回エンコーダで符号化される。かくして、符号率はまた14.4kbpsデータ率にもかかわらず19.2kbpsである。率の組は呼びの開始段階中基準局により選択され、典型的に通信の持続を事実上維持するが、率の組は呼び中に変更されることが出来る。例示的実施例において、逆結合パワー制御ビットの持続は率の組１で２符号幅（104.2μsec）、率の組２で１符号幅（52.1μsec）である。
この明細書において、順方向通信量チャンネルの伝送利得は伝送されたデータ信号のエネルギー/ビットEb（通信量）を引用する。低データ率のフレームは特定のエネルギー/ビットで伝送される数ビットからなり、それ故少ないパワーで伝送される。この方法において、順方向通信量チャンネルのパワーレベルは現に伝送されているフレームのデータ率で目盛る。逆結合パワー制御ビットの伝送利得はデータ流内に穴をあけられた逆結合パワー制御ビットのエネルギー/ビットEb（パワー制御）を引用する。各逆結合パワー制御ビットは同じ持続を有し、それ故これらビットのパワーレベルは、それらが穴をあけられたフレームのデータ率に依存しない。パワー制御ビットのこれらの特徴は改良された順結合パワー制御機構を提供することにより実施例により利用される。順結合パワー制御の作動は基準局を通信量チャンネル利得に調節させる。例示的実施例において、各通信量チャンネル利得への調節はまた逆結合パワー制御ビットの利得に適用され、結果として２つの利得が共に調節される。
遠隔局により受信されるとき、順結合信号の質は順方向通信量チャンネルに伝送された逆結合パワー制御ビットの振幅を測定することにより決定される。データビットの質は直接には測定されないが、逆結合パワー制御ビットの測定された振幅からむしろ推定される。これはパワー制御ビットおよび通信量データが伝播環境の変化により等しく影響されるので道理にかなう。それ故、もしデータビットの振幅がパワー制御ビットの振幅に対して知られた率を維持されているなら、実施例は良く作動する。
典型的に、逆結合パワー制御ビットは低伝送パワーレベルで伝送される。さらに、パワー制御ビットは通信方式内の多数の基準局から伝送され得る。パワー制御ビットの振幅のより正確な測定はパワー制御ビットを受信し、パイロット信号の位相および振幅に従ってパワー制御ビットの位相および振幅を調節し、そしてパワー制御ビットの調節された振幅を濾波することにより得られる。パワー制御ビットの濾波された振幅は、遠隔局で受信された順結合信号の質が望ましいレベルに維持されるように、基準局の伝送パワーを制御するために使用される。
順結合パワー制御機構は２つのパワー制御ループを操作する。第1のパワー制御ループは閉ループであり、遠隔局で受信された逆結合パワー制御ビット信号の濾波された振幅の質が目標エネルギーレベルに維持されるように、基準局の伝送パワーを調節する。最もありそうな状態において、目標エネルギーレベルは順方向通信量チャンネルのＦＥＲの決定である。遠隔局は基準局が逆結合に亘って順結合パワー制御ビットを送ることによって順結合伝送パワーを調節することを要求する。各順結合パワー制御ビットは基準局に対応する通信量チャンネルの利得を増加または減少させる。第2の制御ループは外側ループであり、遠隔局が所望のＦＥＲを維持するために目標エネルギーレベルを調節する機構である。
順結合パワー制御機構の効率を改良するため、例えばチャンネルの遅いフェージングに反抗するため、閉ループが高率で作動するように設計される。例示的実施例において、順結合信号の質測定がなされる逆結合パワー制御ビットが800bpsで伝送され、順結合パワー制御ビットがまた800bpsで逆通信量チャンネルに送られる。かくして、基準局の伝送パワーは率において１秒につき800回まで調節され得る。しかし、順方向パワー制御ビットが符号化されずかつ最小のエネルギーで送られるので、いくらかの順方向パワー制御ビットは基準局で十分に受信されないかもしれない。基準局はそれが十分に信頼されないと考える幾らかの順方向パワー制御ビットを無視することを選択するかもしれない。
例示的実施例において、外側ループである第２の順結合パワー制御ループは各フレームに１回または１秒毎に50回目標エネルギーレベルを更新する。外側ループは好ましいＦＥＲ性能をもたらす目標エネルギーレベルの値を設定する。伝播環境が変化しないとき、外側ループは速やかに目標エネルギーレベルの適当な値を決定し、そのレベルを目標に保つ。チャンネル特性に変化があるとき（例えば、混信レベルの増大、モバイルユーザの速度の変化、または信号経路の出現或いは消失）、同じＦＥＲで作動を継続するため、異なった目標エネルギーレベルが要求されそうである。それ故外側ループは新しい状態に適応する新しいレベルに速やかに目標を移動する。
Ｉ．回路の記述
図面を参照すると、図１は本発明を実施している例示的通信方式を表し、それは多元遠隔局６（単純化のためただ１つの遠隔局６のみが示される）と通信する多元基準局４が備えられる。システム制御器２は通信方式の全ての基準局４および公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）８に接続する。システム制御器２はＰＳＴＮ８に接続されたユーザ間および遠隔局6のユーザの通信を調整する。基準局４から遠隔局６へのデータ伝送は順結合通過信号経路１０で生じ、遠隔局６から基準局４への伝送は逆結合通過信号経路１２に生じる。信号経路は信号経路１０aのような直通経路または信号経路１４のような反射経路であり得る。反射経路１４は基準局４aから伝送された信号が反射元１６で反射され、照準経路のラインとは異なる経路を通して遠隔局６に到達するとき作られる。図１にブロックとして示されるけれども、反射元１６は例えばビルディングまたは他の構造物のような、遠隔局６が作動している環境の人工物の結果である。
本発明を実施している基準局４および遠隔局６の例示的ブロック図が図２に示される。順結合のデータ伝送はデータ源２０から始まり、それはエンコーダ２２にデータを供給する。エンコーダ２２の例示的ブロック図は図３に示される。エンコーダ２２内において、ＣＲＣエンコーダ６２ブロックがＣＲＣ多項式でデータを符号化し、それは、例示的実施例において、IS-95-A標準に記載されたＣＲＣ発信器に適合する。ＣＲＣエンコーダ６２はＣＲＣビットを添付し、一組の符号末尾ビットをデータに挿入する。フォーマットされたデータは旋回エンコーダ６４に供給され、それはデータを旋回的に符号化し、符号化されたデータを符号繰返し器６６に供給する。符号繰返し器６６は符号繰返し器６６の出力に固定符号率を維持するために各符号Ｎs回数を繰り返す。繰り返された符合はブロック挟込み器６８に供給される。ブロック挟込み器６８は符号を再配列し、挟み込まれたデータを変調器（ＭＯＤ）２４に供給する。
変調器２４において、挟み込まれたデータは、受信している遠隔局６によってのみ受信され得るようにデータをかき混ぜる長いＰＮコードを有する乗算器７２により拡張される。長いＰＮ拡張データはＭＵＸ７４を通して多重化され、遠隔局６に割り当てられた通信量チャンネルに対応しているウオリシュ（Walsh）コードでデータを覆う乗算器７６に供給する。ウオリシュ符号化されたデータはそれぞれ乗算器７８aおよび７８bにより短いＰＮＩおよびＰＮＱコードでさらに拡張される。短いＰＮ拡張されたデータは、信号を濾波し、変調し、上げ変換しかつ増幅する送信機（ＴＭＴＲ）２６（図２）に供給される。変調された信号が送受切換え器２８を経てアンテナ３０から順結合通過信号経路１０に伝送される。送受切換え器２８は幾つかの基準局設計において使用されないかもしれない。
ＭＵＸ７４はデータ流に逆結合パワー制御ビットの穴をあけるために使用される。パワー制御ビットは１ビット伝言であり、それは遠隔局６に逆結合伝送パワーを増加または減少するように指示する。例示的実施例において、１パワー制御ビットは各1.25msecパワー制御グループ毎にデータ流に穴をあけられる。逆結合パワー制御ビットの持続は予め決められ、システムにより使用されるセットの率に依存する。逆結合パワー制御ビットが穴をあけられる位置は長いＰＮ発信器７０から長いＰＮシーケンスにより決定される。ＭＵＸ７４の出力はデータビットと逆結合パワー制御ビットとの両方を含む。
図２を参照すると、遠隔局６において、順結合信号がアンテナ１０２により受信され、送受切換え器１０４を経て受信機（ＲＣＶＲ）に供給される。受信機１０６は濾波し、増幅し、復調し、かつディジタル化されたｉおよびＱ基準帯域信号を得るために信号を量子化する。基準帯域信号は復調器（ＤＥＭＯＤ）１０８に供給される。復調器１０８は短いＰＮＩおよびＰＮＱコードで基準帯域信号を逆拡張し、ウオリシュコードを有する逆拡張されたデータを基準局４で使用されたウオリシュコードに等しく逆覆いし、ウオリシュ逆覆いデータを長いＰＮコードで逆拡張し、復調されたデータを復号器１１０に供給する。
図５に示される復号器１１０において、ブロック逆挟込み器１８０は復調されたデータの符号を再配列し、逆挟込まれたデータをバイタービ（Viterbi）復号器１８２に供給する。バイタービ復号器１８２は旋回的に符号化されたデータを解読し、解読されたデータをＣＲＣチェック要素１８４に供給する。ＣＲＣチェック要素１８４はＣＲＣチェックを行い、チェックされたデータをデータ受信端末１１２に供給する。
II．パワー制御ビットの測定
逆結合パワー制御ビットのエネルギーを測定する回路を表す例示的ブロック図が図４に示される。受信機１０６からのディジタル化されたＩおよびＱ基準帯域信号は重なった相関器１６０aから１６０m（以降簡単に１６０）に供給される。各相関器１６０は同じ基準局４から異なった信号経路、あるいは異なった基準局４から異なった伝送に割り当てられる。各割り当てられた相関器１６０内において、基準帯域信号は乗算器１６２により短いＰＮＩおよびＰＮＱコードで逆拡張される。各相関器１６０内の短いＰＮＩおよびＰＮＱコードは、信号が伝送される基準局４に従った独特なオフセットを持つことが出来、その相関器１６０により復調されている信号により経験される伝播遅れに対応している。短いＰＮ逆拡張データは相関器１６０により受けられている通信量チャンネルに割り当てられたウオリシュコードで乗算器１６４により逆覆いされる。逆覆いされたデータは符号時間を超えて逆覆いされたデータのエネルギーを累積するフィルタ１６８に供給される。フィルタ１６８からの濾波されたデータはデータとパワー制御ビットの両方を含む。
乗算器１６２からの短いＰＮ逆拡張データはまた案内信号を含む。基準局４において、案内信号はウオリシュコード0.に対応している全てのゼロシーケンスで覆われる。かくして、ウオリシュ逆覆いは案内信号を得るために必要ではない。短いＰＮ逆拡張データはフィルタ１６６に供給され、それは基準局４による順結合で伝送された他の直交チャンネル（例えば、通信量チャンネル、ページングチャンネル、およびアクセスチャンネル）からの信号を除去するため、逆拡張されたデータの低域通過濾波を行う。
濾波された案内信号および濾波されたデータに対応している２つの複合信号（即ちベクトル）およびパワー制御ビットが点乗積回路１７０に供給され、それは技術において良く知られた方法で２つのベクトルの点乗積を計算する。点乗積回路１７０の例示的実施例は本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれた“案内搬送点乗積回路”と題するＵ.Ｓ特許No.5,506,865に詳細に示されている。点乗積回路１７０は濾波されたデータに対応しているベクトルを濾波された案内信号に対応しているベクトルに突き出し、ベクトルの振幅を掛算し、かつデマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）１７２に印を付けられたスカラー出力Sj（1）を供給する。表記Sj（m）はｊ番目の符号期間中、ｍ番目の相関器１６０ｍからの出力を表すために使用される。遠隔局６は現フレームのｊ番目の符号期間がデータビットあるいは逆結合パワー制御ビットに対応するか否かの知識を有する。したがって、ＤＥＭＵＸ１７２はデータ組合せ器１７４またはパワー制御処理装置１２０のいずれかに相関器出力のベクトルS_j＝（Sj（1）,Sj（2）,…,Sj（M））を送る。データ組合せ器１７４はそのベクトル入力を合計し、長いＰＮコードを使用しているデータを逆拡張し、図５に示されたデコーダ１１０に表された復調されたデータを生成する。
逆結合パワー制御ビットは図６に詳細に示されるパワー制御処理装置１２０により処理される。ビット蓄積器１９０は逆結合パワー制御ビットbi（m）からのパワー制御ビットの持続中１つまたはそれ以上の符号Sj（m）を蓄積する。表記bi（m）はｉ番目のパワー制御グループ中、ｍ番目の相関器１６０ｍに対応している逆結合パワー制御ビットを表すために使用される。パワー制御ビットのベクトルb_i＝（bi（1）,bi（2）,…,bi（M））は同一のビット蓄積器１９２に表される。
TIA/EIA/IS-95-Aにおいて、１つ以上の基準局４が同じ遠隔局６と通信にあるとき、基準局４は同一または非同一の逆結合パワー制御ビットの何れかと伝送するため構成され得る。基準局４は、それらがセルの異なった地域にあるときのように、それらが物理的に同じ位置に配置されるとき、典型的に同じパワー制御ビット値を送るように構成される。同じパワー制御ビット値を送らない基準局４は典型的に異なった位置にあるものである。IS-95-A標準はまた、同一パワー制御ビットを送るように構成された基準局４が遠隔局６に同一視される機構を特定する。さらに、遠隔局６が多元伝播経路を通して単一基準局４の伝送を受信しているとき、これらの経路で受信される逆結合パワー制御ビットは固有に同一である。同一ビット蓄積器１９２は同一であることを知られている逆結合パワー制御ビットbi（m）を組合わせる。ビット蓄積器１９２の出力はかくして逆結合パワー制御ビットのベクトルB_i＝（bi（1）,bi（2）,…,bi（P））であり、P独立逆結合パワー制御ビット流に対応している。
符号ビットのベクトルsgn（Bi（ｐ））は逆結合パワー制御論理１９４に与えられる。IS-95-A標準は、もし符号の何れかの一つが負であるなら、遠隔局６はその伝送パワーレベルを減少することを特定する。もし全ての符号ビットsgn（Bi（ｐ））が正なら、遠隔局６はその伝送パワーを増加する。逆結合パワー制御論理１９４はIS-95-Aで特定されたように、符号ビットのベクトルsgn（Bi（ｐ））を処理する。逆結合パワー制御論理１９４の出力は、閉ループ逆結合パワー制御の目的のため、遠隔局６がその伝送利得を増加すべきか減少すべきかを指示する単一ビットである。このビットは従属的に利得を調節する送信機１３６（図２参照）に設けられる。
逆結合パワー制御ビットの振幅は、およびそれらの極性（例えば正または負の符号）は関係ないが、遠隔局６により測定されたとき質の信号を示す。非同一ビット蓄積器１９６はそれ故変調されたデータを除去し、それが以下の式を組合わせる逆結合パワー制御ビットの絶対値｜Bi（ｐ）｜を演算する：
ここに、係数βは非線形の程度を特定し、Pは独立した逆結合パワー制御ビット流の数である。例示的実施例において、β＝１はパワー制御ビットの振幅の絶対値の測定に対応し、β＝２はパワー制御ビットのエネルギーの測定に対応する。βの他の値がシステム設計に関連して、本発明の範囲に関係することなく使用され得る。非同一ビット蓄積器１９６の出力はi番目のパワー制御グループ中逆結合パワー制御サブチャンネルの受信されたエネルギー/ビットの指示である値xiである。
逆結合パワー制御ビットは符号化されず、それ故、混信により起こされる誤差を特に受けやすい。遠隔局６の伝送利得のこれらの誤差調節が次のパワー制御グループのために補償され得るので、閉ループ逆結合パワー制御の速い応答時間は逆結合パワー制御の性能にかかる誤差の影響を最小にする。しかし、パワー制御ビットの振幅が順結合信号の質の指示として使用されるので、フィルタ１９８はパワー制御ビットの振幅のより信頼される測定を提供するために使用される。
フィルタ１９８はアナログフィルタまたはディジタルフィルタのような技術に知られた多くの設計の一つを使用して構成され得る。例えば、フィルタ１９８は有限パルス応答（ＦＩＲ）フィルタまたは無限パルス応答（ＩＩＲ）フィルタとして構成され得る。ＦＩＲフィルタ構成を使用すると、濾波されたパワー制御ビットは次のように計算される：
ここにｘiはi番目のパワー制御グループ中非同一ビット蓄積器１９６により計算されたパワー制御ビットの振幅であり、ａjはｊ番目のフィルタタップの係数であり、ｙiはフィルタ１９８からのパワー制御ビットの濾波された振幅である。遅れが最小化されるように探求されるので、ＦＩＲフィルタタップの係数は、ＦＩＲフィルタのより大きい係数がより小さいインデックスを有する（例えば、ａ0>ａ1>ａ2>…）のように選定され得る。
ここに記述した例示的実施例において、速い順結合パワー制御を実行するため、遠隔局６により行われる処理は遠隔局６内で他のサブシステムにより使用される種々の構成要素を共用するような方法で記述された。例えば、相関器１６０aはデータ復調サブシステムと共用され、蓄積器１９０および１９２は逆結合パワー制御サブシステムと共用される。本発明の実施は遠隔局６の他のサブシステムのいかなる特別な設備にも依存しない。ここに記述されたように処理している順方向パワー制御を行うための他の設備が期待され、それ故本発明の範囲内にあることは、技術に熟練した者に明らかであろう。
III．順結合パワー制御外側ループ
フィルタ１９８からの逆結合パワー制御ビットの濾波された振幅ｙiは遠隔局６で受信された順結合信号の質を指示する。閾値比較回路２０２は濾波された振幅ｙiを目標エネルギーレベルｚに対して比較する。例示的実施例において、もしｙiがｚを越えるなら、順方向通信量チャンネルを遠隔局６に伝送している各基準局４がその通信量チャンネルの利得を減少するように指示するため、遠隔局６はその順結合パワー制御サブチャンネルにゼロ（’0’）ビットを伝送する。反対に、もしｙiがｚよりも小さいとき、各基準局４が順方向通信量チャンネルの利得を増加するように指示するため、遠隔局６はその順結合パワー制御サブチャンネルにワン（’1’）ビットを伝送する。これらゼロ（’0’s）およびワン（’1’s）は順結合パワー制御ビット値である。
本発明はパワー制御グループ毎に一つの順結合パワー制御ビットの文脈で記述されるけれども、本発明はより高い解決のためより多くのビットの使用が適用可能である。例えば、閾値比較回路２０２は逆結合パワー制御ビットの濾波された振幅ｙiと多元レベルについての目標エネルギー値ｚ間の差を質化することが出来る。例えば、順結合パワー制御サブチャンネルの2ビット伝言は質（ｙi−ｚ）の４レベルのいずれか一つを指示するために使用され得る。代わりに、遠隔局６は順結合パワー制御サブチャンネル上に濾波された振幅ｙiの値を伝送することが出来る。
基準局４は各パワー制御グループでその伝送パワーを調節することを持たない。逆結合パワー制御ビットの低いエネルギーレベルにより、遠隔局６は雑音および他のユーザからの混信による誤差または大きな降下を有してビットを受信するかもしれない。フィルタ１９８は測定の制度を改善するが、誤差を全体的に軽減しない。例示的実施例において、遠隔局６は、もしそれが測定が信頼できないと決定するなら、基準局４への順結合パワー制御ビットの伝送を省略できる。例えば、遠隔局６は濾波された振幅ｙiを最小のエネルギー値に対して比較出来る。もしｙiが最小エネルギー値以下であるなら、遠隔局６はこのパワー制御グループのためｙi値を無視し、（例えば、順結合パワー制御ビットを基準局４に伝送しないことにより、あるいは低い受信エネルギーを指示するため一組の順結合パワー制御値からの一つの値を使用することにより）に従って基準局４に報告することが出来る。さらに、順結合パワー制御ビットはまた低エネルギーレベルで伝送される。それ故、基準局４はまた測定された順結合パワー制御ビットをそれ自身の最小エネルギー値に対して比較することが出来、最小エネルギー値以下のビットについて作用しない。
例示的実施例において、遠隔局６はヤマモト（Yamamoto）メートル法のような他のフレーム質メートル法と同様にＣＲＣチェック要素１９４の出力と、フレームが正確に解読されたか否かのような再符号化符号誤差の数に基づき、絶対的決定を作る。この決定は削除指示ビット（ＥＩＢ）に合計され、それはフレーム削除を指示するために’1’に、その他のために’0’に設定される。以下において、もし受信されたフレームが誤りであるなら、遠隔局６は決定のためにＥＩＢの使用を作るとことが想定される。好ましい実施例において、順結合パワー制御の外側ループを制御の目的に使用されるＥＩＢは逆結合上を実際に伝送されるＥＩＢと同じである。しかし、外側ループを制御する特別な目的のため受信されたフレームの正当性を独立に決定することは成され得るし、本発明の範囲内である。
例示的実施例において、外側ループはフレーム毎に一度、あるいは各１６パワー制御グループに一度更新される。外側ループは遠隔局６における目標エネルギーレベルｚを更新する。この機構は図６に示された閾値調節回路２００により行われる。各フレームが解読されるとき、ＥＩＢの形でフレーム質情報ｅiは図６に示されたように閾値調節回路２００に供給される。閾値調節回路２００は目標エネルギーレベルｚの値を更新し、閾値比較回路２０２に有用な新しい目標エネルギーレベルを作る。
第1の実施例において、閾値調節回路２００は次の式に従って値ｚを更新する：
ここにｚkはｋ番目のフレームの目標エネルギーレベルであり、ｅk-1は（ｋ−１）番目のフレームのフレーム誤差であり、γは目標エネルギーレベルに適用されるべき上向きステップの大きさであり、δは目標エネルギーレベルに適用されるべき下向きの大きさである。例示的実施例において、ｅk-1はもし（ｋ−１）番目のデータフレームのフレーム誤差があるなら１に等しく設定され、そうでないなら０に設定される。γおよびδの値はＦＥＲの好ましいレベルを提供するために選定される。典型的にγは大きく、δは小さい。この選定はｚkの鋸歯状パターンを作る。フレーム誤差が起こるとき、ｚkは他のフレーム誤差の可能性を最小限にするため実質的に増加する。フレーム誤差がないとき、ｚkは伝送パワーを最小限にするためにゆっくりと減衰する。例示的実施例において、ｚk、γおよびδの値はｄＢ目盛であるが、これらの変数の直線目盛がまた使用され得る。
第２の実施例において、ステップサイズγおよびδは現目標エネルギーレベルｚk-1の関数で作ることができ、その結果ｚkの訂正が現目標エネルギーレベルに依存している。かくして式（３）が以下に変形され得る。
例示的実施例において、遠隔局6はデータフレームの復調を完全にし、後のフレームの中間中に目標エネルギーレベルｚkを更新する。もし（ｋ−１）番目のデータフレームが誤差で受信されたなら、ｋ番目のデータフレームのフレーム誤差の可能性はより大きい。これは、システムが新しい作動点に移行する十分な時間を持つまで、目標エネルギーレベルへのいかなる調節もＦＥＲ性能に直接の衝撃を持たないためである。それ故、第2の２つの連続的なフレーム誤差は、第1のフレーム誤差の結果として丁度更新された目標エネルギーレベル値の性能の指示として説明出来ないであろう。
好ましい実施例において、基準局４は第1フレーム誤差の後通信量チャンネルの利得を十分に増加し、それからもし次のフレームにもそれが起こるなら第2のフレーム誤差を無視する。上述の第2の実施例におけるこの概念の適用により、式（４）は以下になる：
例示的実施例において、外側ループパワー制御機構は全ての遠隔局６により一致を確保するために全ての遠隔局６に亘って標準化される。γおよびδの値は呼びの初期化段階中基準局４により各遠隔局６に伝送され得る。これらのパラメタの新しい値はまた呼びの進行中基準局４により特定され得る。
IS-95-A標準を満たす通信方式において、順方向通信量チャンネルの利得は、遠隔局６がソフトハンドオフに入ると典型的に減少する。これは、基準局４から遠隔局６に受信されたデータビットが解読前により大きな合成信号を生じるように組み合わされるので、ＦＥＲ性能にいかなる降下もなしになされる。しかし、遠隔局６内の逆結合パワー制御ループは、それらのビットが独立であるので、異なった基準局４から受信された逆結合パワー制御ビットを組合さない。順方向通信量チャンネルの利得の減少は順方向通信量チャンネルに伝送されるパワー制御ビット流のビット誤差率を増加し、それ故逆結合パワー制御機構を降格する。この状態を取り除くため、遠隔局６がソフトハンドオフに入るとき、パワー制御ビットの利得が典型的に押し上げられる。遠隔局６がソフトハンドオフにある間は、これは逆結合パワー制御ビットの利得がデータビットの利得よりも僅かに高い結果をもたらす。
実施例において、異なった基準局４からのパワー制御ビットの絶対値は式（２）に従って組み合わされる。かくして、パワー制御ビットの利得の押し上げはデータビットに関してｙiのより大きな値をもたらす。より大きなｙi値は遠隔局６に基準局４からの伝送パワーとして不適当な減少を要求させ、それは順方向通信量チャンネルの１つまたはそれ以上のフレーム誤差をもたらし得る。この場合、外側ループにより設定される目標エネルギー値ｚは増加する。しばらくの後、外側ループは目標エネルギー値ｚを新しい名目上の値に調節する。これらの影響に対抗するため、ｙiは目標エネルギー値ｚと比較の前に目盛られ得る。代わりに、遠隔局６がソフトハンドオフに入るとき、目標エネルギー値ｚが僅かに増加され得る。これはこれらの誤差の見込みを減少する。
実施例において、濾波された振幅ｙiの目標エネルギーレベルｚとの比較はパワー制御処理装置１２０（図2参照）内で行われる。されに、式（３）、（４）または（５）にしたがった目標エネルギーレベルの更新はまたパワー制御処理装置１２０内で行われる。制御器処理装置１２０はマイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、ディジタル信号処理（ＤＳＰ）チップ、またはここに述べられたような機能を行うプログラムされたＡＳＩＣで構成され得る。
IV．順結合パワー制御ビットの伝送
順結合パワー制御ビットは複数の方法の１つにより基準局４に伝送され得る。例示的実施例において、各遠隔局６は逆結合上に順結合パワー制御チャンネルを有し、それは順結合パワー制御ビットの伝送のため贈呈される。代わりの実施例において、贈呈されたパワー制御チャンネルは利用可能ではなく、順結合パワー制御ビットは穴を開けられるか、順方向通信量チャンネルに成されるのと同じ方法で逆結合データビット流に多重化される。
例示的実施例において、順結合パワー制御ビットは贈呈された順結合パワー制御チャンネル上で基準局４に伝送される。贈呈された順結合パワー制御チャンネルを備えている方法および装置は前述のＵ.Ｓ特許出願No.08/654,443に詳細に記載されている。順および逆結合パワー制御ビットの伝送のタイミング図は図７に示される。時間軸に強いハッシュマークにより図示された各パワー制御グループにおいて、逆結合パワー制御ビットは図７の頂部図面に描かれたように順方向通信量チャンネル上に伝送される。例示的実施例において、１つの逆結合パワー制御ビットが各1.25msecパワー制御グループに伝送され、各逆結合パワー制御ビットは率セット１の持続の２つの符号である。さらに、各逆結合パワー制御ビットは長いＰＮシーケンスに依存しているパワー制御グループ内の１６位置の１つから開始できる。
遠隔局６は逆結合パワー制御ビットを処理し、順結合パワー制御ビットを逆方向パワー制御チャンネルでパルスとして基準局４に伝送する。例示的実施例において、パルスは値ゼロ（’0’）の順結合パワー制御ビットを指示するために正極性で送られ、値ワン（’1’）を指示するために負極性で送られる。タイミングとパルスの持続は以下の実施例で述べられる設計パラメタである。これらのパラメタの他の選択は熟考され、本発明の範囲内である。
第１の実施例において、順結合パワー制御ビットは長さ1.25msecのパルスとして伝送され、順方向通信量チャンネルの最後の可能な（即ち、１６番目の）パワー制御ビット位置の後の0.625msecに始まる。この形態は図７の中段の図に示され、パラメタ”遅れ１”は0.625msecに設定される。0.625msecの遅れは最悪の場合のシナリオにおいて、遠隔局６のため時々順結合信号の経路のゆがみを直すことを許容する。組み合す前に異なる信号経路からの信号を適当にゆがみを直す調整により、先のパワー制御グループからの逆結合パワー制御ビットが順結合パワー制御ビットが伝送される時間により処理されることを確保する。しかし、順結合パワー制御ビットの伝送に対し逆結合パワー制御ビットの受入れからの実際の遅れは、逆結合パワー制御ビットが最も速い可能なビット位置に伝送されるとき、1.45msecと同じ大きさに出来る。
第２の実施例において、順結合パワー制御ビットは長さ1.25msecのパルスとして伝送され、順方向通信量チャンネルの最も遅い可能な（即ち、１６番目の）パワー制御ビット位置の後の略0.050msecに始まる。この形態はパラメタ”遅れ１”が0.050msecに設定されることを除いて第１の実施例と同一である。最悪の場合のシナリオにおいて、前のパワー制御グループからの逆結合パワー制御ビットは、次の順結合パワー制御ビットが伝送されるように計画される時間により、ゆがみを直す遅れのため処理されないであろう。この状態において、遠隔局６は最も遅い順結合パワー制御ビットを繰り返すように構成される。しかし、ゆがみを直す遅れは大多数の場合典型的にμsecの数十倍であり、順結合パワー制御ビットはまだ最も近い逆結合パワー制御ビットの処理を考慮することが可能である。パラメタ”遅れ１”がシステムの性能を最適に選定され得ることが立証されるであろう。
図７の底部に示される第３の実施例において、順結合パワー制御ビットは、順方向通信量チャンネルの逆結合パワー制御ビットの受入れの後、予定の時間（図７の”遅れ２”）で略0.41msec持続の短いパルスとして伝送される。順結合パワー制御ビットの持続は、最も遅い可能な時間スロットが現パワー制御グループに使用され、最も早い可能な時間スロットが次のパワー制御グループに使用される最悪の場合でさえ、次の順結合パワー制御ビットが送られる時間によりそれが終了されるような十分に小さく選定される。例示的実施例において、遅れの量は0.050msec（遅れ２＝0.050msec）に設定される。図７に示されたように、この実施例は短いパルス持続で同じ量のエネルギーを伝送するため、パルスの持続により高い伝送パワーを課す。この方法の欠点は、800Hzで短いパルス内に多量のエネルギーの伝送が補聴器を有する人に音声帯域において潜在的に騒音を起こし得ることである。しかし、遠隔局６が逆結合パワー制御ビットの後、順結合パワー制御ビットを固定された時間に伝送し、かつ逆結合パワー制御ビットがランダムに配置されるので、順結合パワー制御ビットもまたランダムに配置される。パワー制御ビットの開始位置のランダム化は800Hzのエネルギーをスペクトル的に分散し、音声騒音を最小化する。さらに、遠隔局６から逆結合に送られる順結合パワー制御チャンネルは逆結合で伝送される多くのデータ流の１つである。ビット内のパワーが低いので、パワー制御ビットによる遠隔局６の出力パワーの正味の変化は小さい。
最後に第４の実施例において、順結合パワー制御ビットは、逆結合パワー制御ビットの受入れに続いて、遅れ２＝0.050msecの固定された時間量の後伝送される。この実施例において、しかし、順結合パワー制御ビットの持続は可変であり、現順結合パワー制御ビットの伝送は次の順結合パワー制御ビットが計画されるまで継続される。遠隔局６は同じ利得で各順結合パワー制御ビットを送ることが出来、あるいは同じエネルギー量で各ビットを送るため、ビットの持続に基づいて伝送利得を調節することが出来る。
図２を参照すると、順結合パワー制御ビットが遠隔局６内のパワー制御処理装置１２０により処理される。パワー制御処理装置１２０は逆結合で送られた順結合パワー制御ビットを計算し、そのビットを変調器（ＭＯＤ）１３４に送る。変調器１３４は逆方向パワー制御チャンネルに対応しているウオリシュコードでそのビットを覆い、長いおよび短いＰＮコードで覆われたデータを拡張し、拡張されたデータを送信機（ＴＭＴＲ）１３６に供給する。送信機１３６は前述のＵ.Ｓ特許出願No.08/654,443に記載されたように構成され得る。送信機１３６は信号を濾波し、変調しかつ増幅する。変調された信号は送受切換器１０４を経てアンテナ１０２から逆結合に信号経路１２を通して伝送される。
基準局４において、逆結合信号はアンテナ３０により受信され、送受切換器２８を経て受信機（ＲＣＶＲ）５０に供給される。受信機５０は基準帯域信号を得るため信号を濾波し、増幅し、かつ下位変換する。基準帯域信号は復調器（ＤＥＭＯＤ）５２に供給される。復調器５２は短いＰＮコードを有する基準帯域信号を逆拡張し、逆拡張されたデータを遠隔局６で使用されたウオリシュコードと同一のウオリシュコードで覆いを剥がし、かつ復調されたデータを制御器４０に供給する。復調されたデータは順結合パワー制御ビットを含む。制御器４０は順方向通信量チャンネルの利得、およびまたは順結合パワー制御ビットにより指示されたように基準局４の伝送パワーを調節することが出来る。
Ｖ．基準局の応答
実施例において、基準局４は逆方向パワー制御チャンネルに伝送された順結合パワー制御ビットを受け、順方向通信量チャンネルの利得を制御する。例示的実施例において、順結合パワー制御ビットのワン（’1’）の受信のもとで、基準局４は順方向通信量チャンネルの利得を増加する。ゼロ（’0’）の受信のもとで、基準局４は利得を減少する。利得の増減の量は設備とシステム環境に依存する。例示的実施例において、利得の増減の量は0.5dＢから1.0dＢのステップにし得るが、他のステップの大きさも利用できる。利得増加のステップの大きさは利得減少のステップの大きさと同じまたは異なることが出来る。さらに、利得のステップの大きさは基準局４における他の順方向通信量チャンネルの利得に依存して作られ得る。本発明は利得調節において全てのステップの大きさが適応可能である。
基準局４はまた遠隔局６の速度およびフェージング状態の関数として利得の増加、利得の減少または両方を調節できる。基準局４は、最適なステップの大きさが遠隔局６のフェージング状態および速度の関数であるのでこれを行う。例えば、非常に高速において、より小さなステップの大きさがより良く働き、それはパワー制御ビットの率が速いフェージングに追従するため十分に速くないからである。順結合挟み込みがフェージングを平均にするので、大きなパワー制御ステップの大きさは順結合波形に振幅ジッタを加算しがちである。しかし、速いパワー制御はレベル訂正のため平均波形を動的に調節するのに必要である。基準局４内の復調器５２は遠隔局６のフェージング状態および速度を推定することが出来る。復調器５２の検索要素が現に受信されている多元経路要素の数を決定し、それらの輪郭を計算する。検索要素は共に本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれた、“ＣＤＭＡセルラー電話方式における多様性受信機”と題するＵ.Ｓ特許No.5,109,390、および1994年9月３０日に申請された“スペクトラム拡散多元接続通信方式のための多元経路検索処理装置”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/316,177に記述されている。
復調器５２はまた、技術においてよく知られている復調技術を使用している逆結合周波数誤差を推定することにより遠隔局６の速度を推定し得る。周波数誤差は略２・ｆc・ｖ／ｃ＋εであり、ここにｆcは作動周波数、ｖは遠隔局６の速度、ｃは光の速度、εは遠隔局６の残留周波数誤差である。TIA/EIA/IS-95-Aとの適合において、遠隔局６は順結合で受信された周波数を測定し、順結合の伝送周波数を設定するためにこれを使用する。測定された受信周波数に基づく伝送周波数設定の議論は、本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれ、1994年７月２９日に申請された“可変率通信方式におけるパワーを制御する方法及び装置”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/283,308に記述されている。遠隔局６はそれ自身の発振器から誤差を除去するためこれを行う。このプロセスは、順結合の周波数誤差ｆc・ｖ／ｃと逆結合の周波数誤差ｆc・ｖ／ｃがあるので、基準局４で受信された信号のドプラー周波数誤差の２倍の結果をもたらす。受信された周波数から遠隔局６における伝送周波数設定の誤差はεである。高速モバイルのため、誤差εは比較的小さい。かくして、復調器５２は速度と多元経路推定を制御器４０に供給でき、制御器は利得増加および減少、ステップの大きさを決定するためにこれらの情報を使用する。
基準局４はシステム設計拘束およびＦＣＣ調整により決定される最大の伝送パワーを持つ。遠隔局６が利得増大を要求するとき、必然的に、基準局４は十分に利用可能なパワーを持たない状態を経験するであろう。もし不適当な伝送パワーなので基準局４が利得増加指令を制限または無視するなら、順方向通信量チャンネルのＦＥＲは増加出来る。これが起こるとき、遠隔局６の目標エネルギーレベルは実質的にかつ速く増大できる。これは（５）式の上方向ステップγが下方向ステップδに関して典型的に大きいことによるものである。もし乏しいチャンネル状態が消失し、または基準局４が付加的なパワーを遠隔局６に伝送することが可能なら、下方向ステップδが典型的に小さいので、目標エネルギーレベルｚを適当な範囲に設定させる時間は長く出来る。例示的実施例において、順結合のＦＥＲが名目上よりも高いとき、基準局４はその時間中上方向ステップγおよび下方向ステップδの新しい値を伝送する。
実施例において、順方向通信量チャンネルのＦＥＲ性能は目標エネルギーレベルｚに関係する。かくして、基準局４は好ましいＦＥＲを得るために目標エネルギーレベルｚを直接調節できる。例えば、もしシステムが高負荷で１つまたはそれ以上の遠隔局６がより高いＦＥＲで作動することを必要とすることを基準局４が実現するなら、基準局４は新しい目標エネルギーレベルｚを遠隔局６に伝送することにより、これらの遠隔局６の目標エネルギーレベルを変えることが出来る。代わりに、基準局４は、これらの遠隔局６に新しい上方向ステップγおよび下方向ステップδを使用するよう指令することにより目標エネルギーレベルを操作できる。例示的実施例において、基準局４が遠隔局６からのパワー制御指令に応答できないときは、パワー制御ループが最大伝送パワーを打ち、かつ非直線領域で作動することを防ぐために、基準局４は目標エネルギーレベル、または上方向および下方向ステップを調節する。
順結合パワー制御機構が適当に作動し、遠隔局６が性能の必要な要求レベルより以上または以下の伝送を要求しないことを確保するため、基準局４は順方向通信量チャンネルのＦＥＲを監視出来る。例示的実施例において、データフレームが誤差で受信されたとき、遠隔局６は基準局４に誤差伝言を伝送する。この誤差伝言は前述の削除指示ビット（ＥＩＢ）で出来る。基準局４は遠隔局６からの誤差伝言を監視し、ＦＥＲを計算し、かつ上方向ステップγおよび下方向ステップδの適当な値を遠隔局６に割り当てることにより遠隔局６の目標エネルギーレベルｚを操作できる。
VI．利得訂正機構
本発明の順結合パワー制御機構は遅れが最小であるときより良く行う。順方向通信量チャンネルのフェージングを補償するため、基準局４は、遠隔局６による要求により、出来るだけ早く伝送パワーの増加または減少を適用する。遠隔局６がソフトハンドオフでないとき、順結合パワー制御ビットに応答して順方向通信量チャンネルの利得を調節する単一の基準局４により、順結合パワー制御ビットが受信される。ソフトハンドオフにある遠隔局６は同時に多数のセクタと通信する。例示的実施例において、１つの基準局４の単一チャンネル要素は遠隔局６間およびソフトハンドオフにある全ての地域の通信を制御するために使用される。それ故、基準局４は遠隔局６からの順結合パワー制御ビットの受入れの全ての地域の伝送パワーを速やかに調節することが出来る。
ソフトハンドオフにある遠隔局は複数の基準局４と同時に通信できる。分配された順結合パワー制御を行う方法および装置は前述のＵ.Ｓ特許出願No.08/710,335に詳細に記述されている。ある基準局４は順結合パワー制御ビット流を受信しないかもしれず、または十分な信頼性でパワー制御ビット流を受信しないかもしれない。本発明において、順結合パワー制御訂正機構は、遠隔局６の活動的なメンバーの組において全ての基準局４の順方向通信量チャンネルの利得が適当に設定され、基準局４により順結合パワー制御ビットの間違った受入れが蓄積しないことを確保するために使用される。例示的実施例において、遠隔局６がソフトハンドオフにあるとき、最強の逆結合信号を受信する基準局４の順方向通信量チャンネルの利得は活動的なメンバーの組において全ての基準局４に使用される。パワー制御訂正機構は以下の実施例によって達成され得る。
第１の実施例において、順方向通信量チャンネルの利得が遠隔局６と通信にある全ての基準局４に略等しいことを確保するため、選択された順結合パワー制御ビット流が全ての基準局４に供給される。各フレームについて、活動的なメンバーの組にある全ての基準局４は、基準局４により受信された順結合パワー制御ビットをシステム制御器２内の選択器に送る。選択器は最強の逆結合信号を受信する基準局４からのパワー制御ビットを選択する。この基準局４からの選択されたパワー制御ビットはそれから活動的なメンバーの組にある全ての基準局４に供給される。各基準局４は選択器からの選択された順結合パワー制御ビットを受け、選択されたビットをそれが実際に受信されかつ処理されたビットと比較し、選択された順結合パワー制御ビットと適合するように順方向通信量チャンネルの利得を再調整する。
基準局４は帰路フレームにおいて制御器４０内の選択器にパワー制御ビットを送る。帰路フレーム選択はTIA/EIA/IS-95-Aシステムに使用された現存手順に従って成され得る。処理の後、選択器は遠隔局６に伝送のためユーザ通信量を運んでいる帰路フレームにおいて全ての基準局４に選択された順結合パワー制御ビットを送ることが出来る。
第２の実施例において、各基準局４はフレーム毎に選択器に順方向通信量チャンネルの利得を送る。選択器は最も強い逆結合信号を受信された基準局４に対応している利得を選択する。選択器は活動的なメンバーの組にある全ての基準局４に選択された利得を送り、それに従って基準局４はそれらの利得を更新する。選択された利得は現存しているTIA/EIA/IS-95-Aシステムにおいて、まさに選択器から基準局４に送られた利得値である。この利得値は、ここに引例として組み込まれたTIA/EIA/IS-634-A標準に特定されたようなインターフェイスＡ３に送られる帰路フレームで運ばれる。
処理遅れにより、順方向通信量チャンネルの利得の更新はいくらかの注意が必要である。例示的実施例において、各基準局４は、遠隔局６からの順結合パワー制御ビットのその測定に基づいてその順方向通信量チャンネルの利得を調節できる。しかし、選択器は他の基準局４により受信されたパワー制御ビットが使用されて決定するかもしれない。この決定は、基準局４が順結合パワー制御ビットのそれ自身の測定に適用した後予定の時間量までは通常成されない。それ故、基準局４は、選択器から実際に受信されかつ選択されたパワー制御ビットである基準局４のパワー制御ビットに従ってそれらの順方向通信量チャンネルの利得を調節する必要がある。基準局４はまた、初期の利得調節および選択器からの選択されたパワー制御ビットの受入れ間の遅れを計算する必要がある。
例示的実施例において、各基準局４は各更新期間でその基準局４により使用された利得を記憶する。選択器は受信された正確なパワー制御ビットを持つために、最もありそうであると決定された基準局４の選択されたパワー制御ビット（あるいは選択された利得）を送る。それから各基準局４は更新期間に記憶された利得を選択器から受信されたそれと比較し、その差により現時間スロットで利得を更新する。かくしてｉ番目のパワー制御ビットの利得Ｇiは
ここに、Ｇiはｉ番目の時間スロット中の利得、ｂiはｉ番目のパワー制御ビットの値（１または０）、ｖは利得ステップの大きさ、Ｍはフレーム毎のパワー制御ビットの数、ｐはフレームの開始からパワー制御ビットが基準局４から選択器
に送られる時間までの時間スロットのオフセット、Ｈkはｋ番目、ここにｋ＝［ｉ/Ｍ］のフレーム中選択器により特定された順方向通信量チャンネルの利得、ｑはフレームの開始から更新された利得が選択器
から基準局４で受信される時間までの時間スロットにおけるオフセット、δijはもしｉ＝ｊなら１、その他は０に等しい。例示的実施例において、Ｍは１６に等しいが、Ｍの他の値も使用され、本発明の範囲内である。
順結合パワー制御訂正機構の例示的タイミング図が図８に示される。順方向通信量チャンネルフレームと逆結合データフレームがほとんど正確に時間配列され、空中伝播遅れによってのみ歪められる。フレーム（20msecの持続）がｋ、ｋ＋１、ｋ＋２、およびｋ＋３として索引され、図８に厚いハッシュマークにより図示される。逆結合データ流のフレームｋは基準局４で受信され、いくらかの処理遅れの後、ブロック２１０により示されたようにフレームｋ＋１中のある時間に解読される。その間、基準局4はまた考慮可能なより少ない処理遅れで順結合パワー制御指令を処理している。かくして、図８の下の時間軸にくまどりされた順結合パワー制御ビットは20msecブロックの順結合パワー制御ビットとして描かれ、それは逆結合データ流のフレームｋに沿った同じ帰路フレームに選択器に送られる。フレームｋ＋２中選択器は最強の逆結合信号を受信した基準局４からの順結合パワー制御ビットを選択し、ブロック２１２において、これらの選択されたパワー制御ビットを遠隔局６の活動的なメンバーの組にある全ての基準局4に送る。典型的に、選択されたパワー制御ビットは帰路フレームに送られる。それ故簡単に言うと、フレームｋ＋2内に、基準局４は選択器からの選択されたパワー制御ビットを受け、ブロック２１４において、上述された方法で選択されたパワー制御ビットに従って順方向通信量チャンネルの利得を訂正する。フレームｋ＋３の始めにより、基準局４はブロック２１６により示されたように更新された利得で伝送する。
上記の例は、遠隔局６が順結合パワー制御ビットを伝送する時間から基準局４が順方向通信量チャンネルの利得を訂正する時間までの処理遅れの３フレームを示した。しかし、例示的実施例において、各基準局４は順結合パワー制御ビットのその測定に応答してその順方向通信量チャンネルの利得を調節することが出来る。この方法において、各基準局４はその順方向通信量チャンネルの利得をそれ自身で速やかに調節することができ、処理遅れが最小である。順結合パワー制御訂正機構は、最も強い逆結合信号を測定する基準局４からのパワー制御ビットが、活動的なメンバーの組みある他の基準局４の順方向通信量チャンネルの利得を訂正するために使用され、基準局４によりパワー制御ビットの誤った受入れが蓄積しないことを確保する。全ての基準局４により順結合パワー制御機構の訂正操作を確保するための他の実施例が熟考され、本発明の範囲内である。
本発明は順結合パワー制御機構について記述されたが、ここに開示された発明の概念は逆結合パワー制御にも適用可能である。
好ましい実施例の前述の記述は本発明を作りまたは使用するために技術に熟練したいかなる人にも可能性を提供する。これらの実施例に対する種々の変形は技術に熟練した者にすでに明らかであり、ここに限定された基本的な原理は発明的能力を使用することなく他の実施例に適用され得る。かくして、本発明はここに示された実施例に限定されるものではなく、原理およびここに開示された新規な特徴を有する構成の最も広い範囲に従うべきである。
Ｉ．発明の分野
本発明は通信方式の伝送パワーを制御する方法および装置に関する。なお、特に本発明はＣＤＭＡ通信方式におけるパワー制御の新規かつ改良された方法および装置に関する。
II．関連技術の記述
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）変調技術の使用は多数のシステムユーザが存在する通信を容易にする複数の技術の一つである。時分割多元接続（ＴＤＭＡ）および周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）のような他の多元接続通信方式が技術として知られている。しかし、ＣＤＭＡのスペクトラム拡散変調技術は他の多元接続通信方式の変調技術を越えて重要な利点がある。多元接続通信方式におけるＣＤＭＡの使用は本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれた“サテライトまたは地上の自動中継装置を使用しているスペクトラム拡散多元接続通信方式”と題するＵ.Ｓ特許Ｎｏ.4,901,307に開示されている。多元接続通信方式におけるＣＤＭＡ技術の使用は、さらに本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれた“ＣＤＭＡセルラー電話方式における信号波形を発生するための装置および方法”と題するＵ.Ｓ特許Ｎｏ.5,103,459に開示されている。さらに、ＣＤＭＡ方式は“2重モード広帯域スペクトラム拡散セルラー方式のTIA/EIA/IS-95-Aモバイル局基準局適合標準”に順応するように設計されることができ、以後IS-95-A標準またはTIA/EIA/IS-95-Aとして参照される。
ＣＤＭＡは広帯域信号であるというその固有の特性により、広い帯域幅に亘って信号エネルギーを拡散することにより周波数多様性の形を提案する。それ故、周波数選択フェージングがＣＤＭＡ信号帯域幅の小さな部分にのみ影響を及ぼす。空間または経路多様性は、モバイルユーザまたは2つ以上の基準局を通す遠隔局に同時に結合する多重信号経路を提供することにより得られる。さらに、経路の多様性は、受信と処理が別々に成されるように異なった伝播遅れで信号が到着することを許容しているスペクトラム拡散処理を通して多重経路環境を利用することにより得られる。経路多様性の例は両方とも本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれた“ＣＤＭＡセルラー電話方式における通信のソフトハンドオフを提供する方法および装置”と題するＵ.Ｓ特許No.5,101,501、および“ＣＤＭＡセルラー電話方式における多様性受信機”と題するＵ.Ｓ特許No.5,109,390に示されている。
逆結合は遠隔局から基準局への伝送に参照する。逆結合において、各伝送遠隔局はネットワークにおける他の遠隔局に混信として作用する。それ故、逆結合容量は他の遠隔局からの伝送による全混信により制限される。ＣＤＭＡシステムは数ビットを伝送することにより、それによりユーザが話していないとき少ないパワーを使用しかつ混信を減少することにより、逆結合容量を増加する。
混信を最小限にしかつ逆結合容量を最大化するため、各遠隔局の伝送パワーは３つの逆結合パワー制御ループにより制御される。第1のパワー制御ループは、伝送パワーを順結合における受信パワーに逆比例して設定することにより、遠隔局の伝送パワーを調節する。IS-95-Aシステムにおいて、伝送パワーはＰout＝−73−Ｐinで与えられ、ここにＰinはdBmで与えられる遠隔局により受信されたパワーであり、ＰoutはdBmで与えられる遠隔局の伝送パワーであり、−73は定数である。パワー制御ループはしばしば開ループと言われる。
第2のパワー制御ループは、基準局で受信される逆結合信号のエネルギー/ビット対雑音プラス混信比Eb/Ioにより測られた信号の質が予定のレベルを維持するように遠隔局の伝送パワーを調節する。このレベルはEb/Io設定点として参照される。基準局は基準局で受信された逆結合信号のEb/Ioを測定し、測定されたEb/Ioに応答して順方向通信量チャンネルの遠隔局に逆結合パワー制御ビットを伝送する。逆方向パワー制御ビットは20msecフレーム毎に16回、または800bps率で設定される。順方向通信量チャンネルは基準局から遠隔局にデータとともに逆結合パワー制御ビットを搬送する。この第2のループはしばしば閉ループと呼ばれる。
ＣＤＭＡ通信方式は典型的に個別のデータフレームとしてデータのパケットを伝送する。かくして、性能の好ましいレベルは典型的にフレーム誤差率（ＦＥＲ）により測定される。第３のパワー制御ループはＦＥＲにより測られた性能の好ましいレベルが維持されるようにEb/Io設定点を調節する。与えられたＦＥＲを得るために必要なEb/Ioは伝播状態に依存する。この第3のループはしばしば外側ループと呼ばれる。逆結合のパワー制御機構は本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれた“ＣＤＭＡセルラーモバイル電話方式における伝送パワーを制御する方法および装置”と題するＵ.Ｓ特許No.5,056,109に詳細に記載される。
順結合は基準局から遠隔局への伝送を参照する。順結合において、基準局の伝送パワーは複数の理由により制御される。基準局からの高伝送パワーは他の遠隔局で受信された信号と過度の混信を起こす。代わりに、もし基準局の伝送パワーが余りに低いなら、遠隔局は間違ったデータ伝送を受信することができる。地上のチャンネルフェージング及び他の知られた要素が遠隔局により受信された順結合信号の質に影響する。結果として、各基準局は遠隔局における性能の好ましいレベルを維持するためにその伝送パワーを調節する。
順結合のパワー制御はデータ伝送のために特に重要である。データ伝送は順結合のデータ伝送の量が逆結合よりも非常に多いという典型的に非対称である。順結合の効果的なパワー制御機構により、伝送パワーは性能の好ましいレベルを維持するように制御され、全ての順結合容量が改善され得る。
順結合伝送パワーを制御する方法および装置は、本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれ、1995年3月31日に申請された“モバイル通信方式における速い順方向パワー制御を遂行する方法および装置”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/444,633、以後’633特許出願というに開示される。’633特許出願に開示された方法において、データの伝送されたフレームが誤って受信されたとき、遠隔局は基準局に誤指示ビット（ＥＩＢ）伝言を伝送する。ＥＩＢは逆方向通信量チャンネルフレームに含まれたビットまたは逆方向通信量チャンネルに送られた分離伝言の何れかであり得る。ＥＩＢ伝言に応答して基準局は遠隔局へのその伝送パワーを増加する。
この方法の欠点の一つは長い応答時間である。処理遅れは、基準局が不適当なパワーでフレームを伝送する時間から、基準局が遠隔局からの誤伝言に応答してその伝送パワーを調節する時間までの時間間隔を含む。この処理遅れは、（１）基準局が不適当なパワーでデータフレームを伝送するに要する時間、（２）遠隔局がデータフレームを受信するに要する時間、（３）遠隔局がフレーム誤差（例えばフレーム削除）を検出するに要する時間、（４）遠隔局が誤伝言を基準局に伝送するに要する時間、（５）基準局が誤伝言を受信し、その伝送パワーを適当に調節するに要する時間を含む。順方向通信量チャンネルフレームはＥＩＢ伝言が発生されるまでに受信され、復調され、解読されねばならない。それからＥＩＢ伝言を搬送している逆方向通信量チャンネルフレームは、ビットが順方向通信量チャンネルの伝送パワーを調節するために使用され得るまでに、発生され、符号化され、伝送され、解読されかつ処理されねばならない。
典型的に、性能の好ましいレベルはＦＥＲの1パーセントである。それ故、平均として、遠隔局は100フレーム毎にフレーム誤差を表す１つの誤伝言を伝送する。IS-95-A標準に従って、各フレームは20msecの長さである。ＥＩＢ基準パワー制御のこの型は、影のようにつきまとう状態で取り扱うように順結合伝送パワーを良く調節するが、その遅い速度のため、最も遅いフェージング状態を除いてフェージングに非効率である。
順結合伝送パワーを制御する第2の方法は遠隔局で受信された信号のEb/Ioを利用する。ＦＥＲが受信された信号のEb/Ioに依存するので、パワー制御機構はEb/Ioを好ましいレベルに維持するように設計され得る。もしデータが可変率で順結合に伝送されるなら、この設計は困難に遭遇する。順結合において、伝送パワーはデータフレームのデータ率に依存して調節される。低いデータ率のとき、各データビットはTIA/EIA/IS-95-Aに記載されたように変調符号を繰り返すことにより長い時間周期をかけて伝送される。エネルギー/ビットEbは1ビット時間周期に受信されたパワーの累積であり、かつ各変調符号におけるエネルギーを累積することにより得られる。Ebの等価な量として、各データビットがより低いデータ率でより小さな伝送パワーに比例して伝送され得る。典型的に、遠隔局は伝送率を先に知らないし、完全なデータフレームが復調され、解読され、かつデータフレームのデータ率が決定されるまで受信されたエネルギー/ビットEbを計算することが出来ない。かくして、この方法の遅れは前述のＵ.Ｓ特許出願Ｎo.08/414,633に記載されたものと略同じであり、その率はフレーム毎に１パワー制御伝言である。これは逆結合アプローチと対称的であり、その中にTIA/EIA/IS-95-Aにおけるようにフレーム毎16回の１パワー制御伝言（ビット）があり得る。
速い順結合パワー制御を遂行する他の方法および装置は、前述のＵ.Ｓ特許出願No.08/414,633、および全て本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれ、1995年11月15日に申請された“モバイル通信方式における速い順方向パワー制御を遂行する方法および装置”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/559,386、1996年9月27日に申請された“スペクトラム拡散通信方式における結合質を測定する方法および装置”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/722,763、1996年9月16日に申請された“分配された順方向パワー制御を遂行する方法および装置”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/710,335、1996年11月20日に申請された“実行されなかったパワー制御命令を予測することによるパワー制御閾値/側定の調節”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/752,860に記述されている。
順結合および逆結合間の基礎的差異は伝送率が逆結合に知られる必要がないことである。前述のU.S特許No.5,056,109に記載されたように、低い率において、遠隔局は連続的に伝送しない。遠隔局が伝送しているとき、遠隔局は同じパワーレベルおよび伝送率と無関係に同じ波形構成で伝送する。基準局はパワー制御ビットの値を決定し、このビットをフレーム毎16回遠隔局に送る。遠隔局は伝送率を知るので、それが伝送されなかったとき、遠隔局は回数に対応しているパワー制御ビットを無視することができる。これは速い逆結合パワー制御を可能にする。しかし、効果的なパワー制御率は伝送率で変化する。TIA/EIA/IS-95-Aとして、率は全率フレームの800bpsおよび1/８率フレームで100bpsである。
代わりの逆結合構成は本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれた、1996年5月28日に申請された“高データ率ＣＤＭＡ無線通信方式”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/654,443に記述され、以後’443特許出願と言う。’443特許出願によれば、予備の案内が逆結合に導入される。案内レベルは逆結合の伝送率に影響を受けない。これは基準局が案内レベルを測定すること、および一定の率で遠隔局に逆結合パワー制御ビットを送ることを許容する。
発明の概要
本発明は高率順結合パワー制御の方法および装置を提供することを目的とする。
本発明の目的は、順結合パワー制御ループの応答時間を改善し、フレーム内の多重回数で順方向通信量チャンネルに伝送される逆結合パワー制御ビットの質を測定することにより、順結合の伝送パワーの動的調節を許容することにある。短い時間間隔の測定は基準局が他の基準局との最小限の混信で伝送パワーを動的に調節し、順結合容量を最大限にすることを許容する。改良された応答時間はパワー制御ループが遅いフェージングを効果的に補償することを許容する。速いフェージングのため、通信方式におけるブロック挟み込みが効果的である。
発明の一つの相は、第1組のビットの振幅値を測定し、目標エネルギーレベルに対する前記振幅値を比較し、前記比較ステップに応答して第2組のビットを発生し、伝送パワーが前記第2組のビットに従って調節されるステップを備えたCDMA方式における伝送パワーを制御する方法を提供する。
発明の他の相は、受信された信号の質を目標エネルギーレベルに維持するための第1パワー制御ループと、前記受信された信号の測定された性能を維持するための第2パワー制御ループとを備え、前記第1パワー制御ループは第1組ビットおよび目標エネルギーレベルを受け、前記第1組ビットおよび目標エネルギーレベルに応答して第2組のビットを供給し、前記第2パワー制御ループはフレーム誤差の指示と性能閾値とを受け、前記測定された性能および前記性能閾値に応答して第1パワー制御ループに前記目標エネルギーレベルを供給するCDMA方式における伝送パワーを制御する装置を提供する。
発明のさらに他の相は、1つまたはそれ以上の基準局と１つまたはそれ以上の遠隔局とを備えた無線通信方式における基準局の制御器であって、制御器は伝送チャンネルに通信信号と共にパワー制御信号を伝送する送信機と、遠隔局からの伝送チャンネルに信号を受信し、かつ遠隔局により伝送チャンネルで受信された通信信号の属性を表示する受信機とを備え、受信機により受信された信号を処理し、かつ処理された信号に依存して送信機により伝送チャンネルに伝送されるパワー制御信号を制御する制御器を提供する。
発明はまた、1つまたはそれ以上の基準局と１つまたはそれ以上の遠隔局とを備えた無線通信方式において使用する遠隔局であって、基準局により伝送チャンネルに伝送された１つまたはそれ以上の通信信号と共にパワー制御信号を受信する受信機と、受信機により受信された通信信号の属性を決定するため受信機により受信された信号を処理する制御器と、受信された通信信号の属性を表示する信号を伝送チャンネルに伝送する送信機とを備えている遠隔局を提供する。
本発明の実施例において、遠隔局は順方向通信量チャンネルの毎秒800ビットの割合で伝送される逆結合パワー制御ビットを測定する。逆結合パワー制御ビットは順方向通信量チャンネルデータ流内に穴をあけられる。パワー制御ビットの利得は順結合データビットの利得に沿って調節される。しかし、データビットと異なって、パワー制御ビットの伝送レベルはデータ率に従って目盛られない。パワー制御ビットの測定された信号の質は基準局の伝送パワーを調節するために使用される。
逆結合パワー制御ビットのエネルギー測定の使用により順結合パワー制御の応答時間を改善することが本発明の目的である。逆結合パワー制御ビットは800bpsで伝送される。かくして、本発明の順結合パワー制御機構は受信された順方向通信量チャンネルの質の測定を1.25msec毎に周期的に行うことが出来る。測定は順結合伝送パワーの調節に使用するため基準局に伝送されることが出来る。改良された応答時間は基準局がチャンネルの遅いフェージングを効果的に補償し、順方向通信量チャンネルの性能を改良することを許容する。
基準局の伝送パワーの速い調節を許容することにより順結合の容量を増加することが本発明の他の目的である。本発明のパワー制御機構は基準局が性能の要求レベルを維持するに必要な最小限の伝送パワーで伝送することを許容する。基準局の全伝送パワーが固定されるので、与えられた仕事の最小限の伝送は他の仕事に使用され得る伝送パワーを蓄える結果をもたらす。
信頼できる順結合パワー制御機構を提供することが本発明のもう一つの目的である。遠隔局において、基準局の多重地域からの逆結合パワー制御ビットまたは同じ地域からの多重信号経路が順結合信号質の改良された測定をもたらすために組み合わされる。信頼性がないと見なされる逆結合パワー制御ビットはパワー制御ループにおける使用から省略されてもよい。基準局において、順結合パワー制御ビットは遠隔局との通信において全ての基準局により受信される。基準局の順方向通信量チャンネルの利得は周期的に修正され、その結果基準局により順結合パワー制御ビットの誤った受領は蓄積されない。
逆結合の外側ループにより成されることと同様に順結合パワーを望ましいフレーム誤差率に調節する機構を提供することが本発明のさらにもう一つの目的である。
基準局間のパワー制御ビットを通信する機構を提供することがこの発明のさらに他の目的である。順結合伝送パワーを制御するパワー制御ビットは異なった基準局で正確に受信されたかもしれないし、そうでなかったかもしれない。本発明はそれらの順結合伝送パワーを最新にするために必要な情報を有する間違ったパワー制御ビットを受信する基準局を提供する。
【図面の簡単な説明】
本発明の特徴、目的、および利点は、同様な参照符号が対応する同一のものを示す図面と共に行われる以下の発明の実施例の詳細な説明からより明らかに成るであろう。ここに、
図１は遠隔局との通信における複数の基準局からなる本発明の実施例による通信方式の図、
図２は基準局および遠隔局の例示的ブロック図、
図３は順方向通信量チャンネルの例示的ブロック図、
図４は遠隔局内の復調器の例示的ブロック図、
図５は遠隔局内の復号器の例示的ブロック図、
図６は遠隔局内のパワー制御処理装置の例示的ブロック図、
図７は順および逆結合パワー制御チャンネルのタイミング図、
図８は順結合パワー制御ループ内の利得訂正機構のタイミング図である。
好適な実施例の詳細な説明
本発明の実施例のシステムにおいて、基準局は順方向通信量チャンネルのデータに沿って逆結合パワー制御ビットを伝送する。逆結合パワー制御ビットは性能の好ましいレベルを維持するように、その伝送パワーを制御するため遠隔局により使用され、一方システムの他の遠隔局への混信を最小化する。逆結合のパワー制御機構は前述のＵ.Ｓ特許出願No.08/414,633に開示されている。処理遅れに敏感なため逆結合パワー制御ビットは符号化されない。実際に、パワー制御ビットはデータに穴をあけられない（図３参照）。この意味において、穴をあけることは１つまたはそれ以上の符号象徴がパワー制御ビットにより置き換えられることによる処理である。
例示的実施例において、逆結合パワー制御ビットは800bps、または1.25msec時間スロット毎に１パワー制御ビットの割合で伝送される。時間スロットはパワー制御グループと呼ばれる。均一に離間された間隔でパワー制御ビットを伝送することは、基準局において同時に多重遠隔局にパワー制御ビットを送り出す結果をもたらし得る。これは伝送パワーの量においてピークをもたらす。結果として、パワー制御ビットは1.25msecパワー制御グループ内に擬任意的に配置される。これは1.25msec時間スロットを２４の位置に分割し、長いＰＮシーケンスでパワー制御ビットに穴をあける位置を擬任意的に選択することにより達成される。例示的実施例において、パワー制御グループ内の最初の16位置の一つのみがスタート位置として選択され、最後の8つの位置は選択されない。
順方向通信量チャンネルは可変率チャンネルであり、順方向通信量チャンネルの伝送パワーはデータ率に依存する。順方向通信量チャンネルの性能は遠隔局で受信された信号のエネルギー/ビットEbに依存するＦＥＲにより測られる。低いデータ率において、同じエネルギー/ビットは長い時間周期に亘って拡散され、結果として低い伝送パワーレベルにする。
例示的実施例において、順結合に亘る伝送はTIA/EIA/IS-95-Aに従って作られる。IS-95-A標準は2組の率の１つを使用して伝送するために提供する。率の組１は9.6kbps、4.8kbps、2.4kbps、及び1.2kbpsのデータ率を支持する。9.6kbpsデータ率は19.2kbps符号率をもたらすため率1/２旋回エンコーダで符号化される。低いデータ率の符号化されたデータは19.2kbps符号率を得るためにＮ回繰り返される。率の組２は14.4kbps、7.2kbps、3.6kbps、および1.8kbpsのデータ率を支持する。14.4kbpsデータ率は率3/4を得るため穴をあけられた率1/２旋回エンコーダで符号化される。かくして、符号率はまた14.4kbpsデータ率にもかかわらず19.2kbpsである。率の組は呼びの開始段階中基準局により選択され、典型的に通信の持続を事実上維持するが、率の組は呼び中に変更されることが出来る。例示的実施例において、逆結合パワー制御ビットの持続は率の組１で２符号幅（104.2μsec）、率の組２で１符号幅（52.1μsec）である。
この明細書において、順方向通信量チャンネルの伝送利得は伝送されたデータ信号のエネルギー/ビットEb（通信量）を引用する。低データ率のフレームは特定のエネルギー/ビットで伝送される数ビットからなり、それ故少ないパワーで伝送される。この方法において、順方向通信量チャンネルのパワーレベルは現に伝送されているフレームのデータ率で目盛る。逆結合パワー制御ビットの伝送利得はデータ流内に穴をあけられた逆結合パワー制御ビットのエネルギー/ビットEb（パワー制御）を引用する。各逆結合パワー制御ビットは同じ持続を有し、それ故これらビットのパワーレベルは、それらが穴をあけられたフレームのデータ率に依存しない。パワー制御ビットのこれらの特徴は改良された順結合パワー制御機構を提供することにより実施例により利用される。順結合パワー制御の作動は基準局を通信量チャンネル利得に調節させる。例示的実施例において、各通信量チャンネル利得への調節はまた逆結合パワー制御ビットの利得に適用され、結果として２つの利得が共に調節される。
遠隔局により受信されるとき、順結合信号の質は順方向通信量チャンネルに伝送された逆結合パワー制御ビットの振幅を測定することにより決定される。データビットの質は直接には測定されないが、逆結合パワー制御ビットの測定された振幅からむしろ推定される。これはパワー制御ビットおよび通信量データが伝播環境の変化により等しく影響されるので道理にかなう。それ故、もしデータビットの振幅がパワー制御ビットの振幅に対して知られた率を維持されているなら、実施例は良く作動する。
典型的に、逆結合パワー制御ビットは低伝送パワーレベルで伝送される。さらに、パワー制御ビットは通信方式内の多数の基準局から伝送され得る。パワー制御ビットの振幅のより正確な測定はパワー制御ビットを受信し、パイロット信号の位相および振幅に従ってパワー制御ビットの位相および振幅を調節し、そしてパワー制御ビットの調節された振幅を濾波することにより得られる。パワー制御ビットの濾波された振幅は、遠隔局で受信された順結合信号の質が望ましいレベルに維持されるように、基準局の伝送パワーを制御するために使用される。
順結合パワー制御機構は２つのパワー制御ループを操作する。第1のパワー制御ループは閉ループであり、遠隔局で受信された逆結合パワー制御ビット信号の濾波された振幅の質が目標エネルギーレベルに維持されるように、基準局の伝送パワーを調節する。最もありそうな状態において、目標エネルギーレベルは順方向通信量チャンネルのＦＥＲの決定である。遠隔局は基準局が逆結合に亘って順結合パワー制御ビットを送ることによって順結合伝送パワーを調節することを要求する。各順結合パワー制御ビットは基準局に対応する通信量チャンネルの利得を増加または減少させる。第2の制御ループは外側ループであり、遠隔局が所望のＦＥＲを維持するために目標エネルギーレベルを調節する機構である。
順結合パワー制御機構の効率を改良するため、例えばチャンネルの遅いフェージングに反抗するため、閉ループが高率で作動するように設計される。例示的実施例において、順結合信号の質測定がなされる逆結合パワー制御ビットが800bpsで伝送され、順結合パワー制御ビットがまた800bpsで逆通信量チャンネルに送られる。かくして、基準局の伝送パワーは率において１秒につき800回まで調節され得る。しかし、順方向パワー制御ビットが符号化されずかつ最小のエネルギーで送られるので、いくらかの順方向パワー制御ビットは基準局で十分に受信されないかもしれない。基準局はそれが十分に信頼されないと考える幾らかの順方向パワー制御ビットを無視することを選択するかもしれない。
例示的実施例において、外側ループである第２の順結合パワー制御ループは各フレームに１回または１秒毎に50回目標エネルギーレベルを更新する。外側ループは好ましいＦＥＲ性能をもたらす目標エネルギーレベルの値を設定する。伝播環境が変化しないとき、外側ループは速やかに目標エネルギーレベルの適当な値を決定し、そのレベルを目標に保つ。チャンネル特性に変化があるとき（例えば、混信レベルの増大、モバイルユーザの速度の変化、または信号経路の出現或いは消失）、同じＦＥＲで作動を継続するため、異なった目標エネルギーレベルが要求されそうである。それ故外側ループは新しい状態に適応する新しいレベルに速やかに目標を移動する。
Ｉ．回路の記述
図面を参照すると、図１は本発明を実施している例示的通信方式を表し、それは多元遠隔局６（単純化のためただ１つの遠隔局６のみが示される）と通信する多元基準局４が備えられる。システム制御器２は通信方式の全ての基準局４および公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）８に接続する。システム制御器２はＰＳＴＮ８に接続されたユーザ間および遠隔局6のユーザの通信を調整する。基準局４から遠隔局６へのデータ伝送は順結合通過信号経路１０で生じ、遠隔局６から基準局４への伝送は逆結合通過信号経路１２に生じる。信号経路は信号経路１０aのような直通経路または信号経路１４のような反射経路であり得る。反射経路１４は基準局４aから伝送された信号が反射元１６で反射され、照準経路のラインとは異なる経路を通して遠隔局６に到達するとき作られる。図１にブロックとして示されるけれども、反射元１６は例えばビルディングまたは他の構造物のような、遠隔局６が作動している環境の人工物の結果である。
本発明を実施している基準局４および遠隔局６の例示的ブロック図が図２に示される。順結合のデータ伝送はデータ源２０から始まり、それはエンコーダ２２にデータを供給する。エンコーダ２２の例示的ブロック図は図３に示される。エンコーダ２２内において、ＣＲＣエンコーダ６２ブロックがＣＲＣ多項式でデータを符号化し、それは、例示的実施例において、IS-95-A標準に記載されたＣＲＣ発信器に適合する。ＣＲＣエンコーダ６２はＣＲＣビットを添付し、一組の符号末尾ビットをデータに挿入する。フォーマットされたデータは旋回エンコーダ６４に供給され、それはデータを旋回的に符号化し、符号化されたデータを符号繰返し器６６に供給する。符号繰返し器６６は符号繰返し器６６の出力に固定符号率を維持するために各符号Ｎs回数を繰り返す。繰り返された符合はブロック挟込み器６８に供給される。ブロック挟込み器６８は符号を再配列し、挟み込まれたデータを変調器（ＭＯＤ）２４に供給する。
変調器２４において、挟み込まれたデータは、受信している遠隔局６によってのみ受信され得るようにデータをかき混ぜる長いＰＮコードを有する乗算器７２により拡張される。長いＰＮ拡張データはＭＵＸ７４を通して多重化され、遠隔局６に割り当てられた通信量チャンネルに対応しているウオリシュ（Walsh）コードでデータを覆う乗算器７６に供給する。ウオリシュ符号化されたデータはそれぞれ乗算器７８aおよび７８bにより短いＰＮＩおよびＰＮＱコードでさらに拡張される。短いＰＮ拡張されたデータは、信号を濾波し、変調し、上げ変換しかつ増幅する送信機（ＴＭＴＲ）２６（図２）に供給される。変調された信号が送受切換え器２８を経てアンテナ３０から順結合通過信号経路１０に伝送される。送受切換え器２８は幾つかの基準局設計において使用されないかもしれない。
ＭＵＸ７４はデータ流に逆結合パワー制御ビットの穴をあけるために使用される。パワー制御ビットは１ビット伝言であり、それは遠隔局６に逆結合伝送パワーを増加または減少するように指示する。例示的実施例において、１パワー制御ビットは各1.25msecパワー制御グループ毎にデータ流に穴をあけられる。逆結合パワー制御ビットの持続は予め決められ、システムにより使用されるセットの率に依存する。逆結合パワー制御ビットが穴をあけられる位置は長いＰＮ発信器７０から長いＰＮシーケンスにより決定される。ＭＵＸ７４の出力はデータビットと逆結合パワー制御ビットとの両方を含む。
図２を参照すると、遠隔局６において、順結合信号がアンテナ１０２により受信され、送受切換え器１０４を経て受信機（ＲＣＶＲ）に供給される。受信機１０６は濾波し、増幅し、復調し、かつディジタル化されたｉおよびＱ基準帯域信号を得るために信号を量子化する。基準帯域信号は復調器（ＤＥＭＯＤ）１０８に供給される。復調器１０８は短いＰＮＩおよびＰＮＱコードで基準帯域信号を逆拡張し、ウオリシュコードを有する逆拡張されたデータを基準局４で使用されたウオリシュコードに等しく逆覆いし、ウオリシュ逆覆いデータを長いＰＮコードで逆拡張し、復調されたデータを復号器１１０に供給する。
図５に示される復号器１１０において、ブロック逆挟込み器１８０は復調されたデータの符号を再配列し、逆挟込まれたデータをバイタービ（Viterbi）復号器１８２に供給する。バイタービ復号器１８２は旋回的に符号化されたデータを解読し、解読されたデータをＣＲＣチェック要素１８４に供給する。ＣＲＣチェック要素１８４はＣＲＣチェックを行い、チェックされたデータをデータ受信端末１１２に供給する。
II．パワー制御ビットの測定
逆結合パワー制御ビットのエネルギーを測定する回路を表す例示的ブロック図が図４に示される。受信機１０６からのディジタル化されたＩおよびＱ基準帯域信号は重なった相関器１６０aから１６０m（以降簡単に１６０）に供給される。各相関器１６０は同じ基準局４から異なった信号経路、あるいは異なった基準局４から異なった伝送に割り当てられる。各割り当てられた相関器１６０内において、基準帯域信号は乗算器１６２により短いＰＮＩおよびＰＮＱコードで逆拡張される。各相関器１６０内の短いＰＮＩおよびＰＮＱコードは、信号が伝送される基準局４に従った独特なオフセットを持つことが出来、その相関器１６０により復調されている信号により経験される伝播遅れに対応している。短いＰＮ逆拡張データは相関器１６０により受けられている通信量チャンネルに割り当てられたウオリシュコードで乗算器１６４により逆覆いされる。逆覆いされたデータは符号時間を超えて逆覆いされたデータのエネルギーを累積するフィルタ１６８に供給される。フィルタ１６８からの濾波されたデータはデータとパワー制御ビットの両方を含む。
乗算器１６２からの短いＰＮ逆拡張データはまた案内信号を含む。基準局４において、案内信号はウオリシュコード0.に対応している全てのゼロシーケンスで覆われる。かくして、ウオリシュ逆覆いは案内信号を得るために必要ではない。短いＰＮ逆拡張データはフィルタ１６６に供給され、それは基準局４による順結合で伝送された他の直交チャンネル（例えば、通信量チャンネル、ページングチャンネル、およびアクセスチャンネル）からの信号を除去するため、逆拡張されたデータの低域通過濾波を行う。
濾波された案内信号および濾波されたデータに対応している２つの複合信号（即ちベクトル）およびパワー制御ビットが点乗積回路１７０に供給され、それは技術において良く知られた方法で２つのベクトルの点乗積を計算する。点乗積回路１７０の例示的実施例は本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれた“案内搬送点乗積回路”と題するＵ.Ｓ特許No.5,506,865に詳細に示されている。点乗積回路１７０は濾波されたデータに対応しているベクトルを濾波された案内信号に対応しているベクトルに突き出し、ベクトルの振幅を掛算し、かつデマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）１７２に印を付けられたスカラー出力Sj（1）を供給する。表記Sj（m）はｊ番目の符号期間中、ｍ番目の相関器１６０ｍからの出力を表すために使用される。遠隔局６は現フレームのｊ番目の符号期間がデータビットあるいは逆結合パワー制御ビットに対応するか否かの知識を有する。したがって、ＤＥＭＵＸ１７２はデータ組合せ器１７４またはパワー制御処理装置１２０のいずれかに相関器出力のベクトルS_j＝（Sj（1）,Sj（2）,…,Sj（M））を送る。データ組合せ器１７４はそのベクトル入力を合計し、長いＰＮコードを使用しているデータを逆拡張し、図５に示されたデコーダ１１０に表された復調されたデータを生成する。
逆結合パワー制御ビットは図６に詳細に示されるパワー制御処理装置１２０により処理される。ビット蓄積器１９０は逆結合パワー制御ビットbi（m）からのパワー制御ビットの持続中１つまたはそれ以上の符号Sj（m）を蓄積する。表記bi（m）はｉ番目のパワー制御グループ中、ｍ番目の相関器１６０ｍに対応している逆結合パワー制御ビットを表すために使用される。パワー制御ビットのベクトルb_i＝（bi（1）,bi（2）,…,bi（M））は同一のビット蓄積器１９２に表される。
TIA/EIA/IS-95-Aにおいて、１つ以上の基準局４が同じ遠隔局６と通信にあるとき、基準局４は同一または非同一の逆結合パワー制御ビットの何れかと伝送するため構成され得る。基準局４は、それらがセルの異なった地域にあるときのように、それらが物理的に同じ位置に配置されるとき、典型的に同じパワー制御ビット値を送るように構成される。同じパワー制御ビット値を送らない基準局４は典型的に異なった位置にあるものである。IS-95-A標準はまた、同一パワー制御ビットを送るように構成された基準局４が遠隔局６に同一視される機構を特定する。さらに、遠隔局６が多元伝播経路を通して単一基準局４の伝送を受信しているとき、これらの経路で受信される逆結合パワー制御ビットは固有に同一である。同一ビット蓄積器１９２は同一であることを知られている逆結合パワー制御ビットbi（m）を組合わせる。ビット蓄積器１９２の出力はかくして逆結合パワー制御ビットのベクトルB_i＝（bi（1）,bi（2）,…,bi（P））であり、P独立逆結合パワー制御ビット流に対応している。
符号ビットのベクトルsgn（Bi（ｐ））は逆結合パワー制御論理１９４に与えられる。IS-95-A標準は、もし符号の何れかの一つが負であるなら、遠隔局６はその伝送パワーレベルを減少することを特定する。もし全ての符号ビットsgn（Bi（ｐ））が正なら、遠隔局６はその伝送パワーを増加する。逆結合パワー制御論理１９４はIS-95-Aで特定されたように、符号ビットのベクトルsgn（Bi（ｐ））を処理する。逆結合パワー制御論理１９４の出力は、閉ループ逆結合パワー制御の目的のため、遠隔局６がその伝送利得を増加すべきか減少すべきかを指示する単一ビットである。このビットは従属的に利得を調節する送信機１３６（図２参照）に設けられる。
逆結合パワー制御ビットの振幅は、およびそれらの極性（例えば正または負の符号）は関係ないが、遠隔局６により測定されたとき質の信号を示す。非同一ビット蓄積器１９６はそれ故変調されたデータを除去し、それが以下の式を組合わせる逆結合パワー制御ビットの絶対値｜Bi（ｐ）｜を演算する：
逆結合パワー制御ビットは符号化されず、それ故、混信により起こされる誤差を特に受けやすい。遠隔局６の伝送利得のこれらの誤差調節が次のパワー制御グループのために補償され得るので、閉ループ逆結合パワー制御の速い応答時間は逆結合パワー制御の性能にかかる誤差の影響を最小にする。しかし、パワー制御ビットの振幅が順結合信号の質の指示として使用されるので、フィルタ１９８はパワー制御ビットの振幅のより信頼される測定を提供するために使用される。
フィルタ１９８はアナログフィルタまたはディジタルフィルタのような技術に知られた多くの設計の一つを使用して構成され得る。例えば、フィルタ１９８は有限パルス応答（ＦＩＲ）フィルタまたは無限パルス応答（ＩＩＲ）フィルタとして構成され得る。ＦＩＲフィルタ構成を使用すると、濾波されたパワー制御ビットは次のように計算される：
ここに記述した例示的実施例において、速い順結合パワー制御を実行するため、遠隔局６により行われる処理は遠隔局６内で他のサブシステムにより使用される種々の構成要素を共用するような方法で記述された。例えば、相関器１６０aはデータ復調サブシステムと共用され、蓄積器１９０および１９２は逆結合パワー制御サブシステムと共用される。本発明の実施は遠隔局６の他のサブシステムのいかなる特別な設備にも依存しない。ここに記述されたように処理している順方向パワー制御を行うための他の設備が期待され、それ故本発明の範囲内にあることは、技術に熟練した者に明らかであろう。
III．順結合パワー制御外側ループ
フィルタ１９８からの逆結合パワー制御ビットの濾波された振幅ｙiは遠隔局６で受信された順結合信号の質を指示する。閾値比較回路２０２は濾波された振幅ｙiを目標エネルギーレベルｚに対して比較する。例示的実施例において、もしｙiがｚを越えるなら、順方向通信量チャンネルを遠隔局６に伝送している各基準局４がその通信量チャンネルの利得を減少するように指示するため、遠隔局６はその順結合パワー制御サブチャンネルにゼロ（’0’）ビットを伝送する。反対に、もしｙiがｚよりも小さいとき、各基準局４が順方向通信量チャンネルの利得を増加するように指示するため、遠隔局６はその順結合パワー制御サブチャンネルにワン（’1’）ビットを伝送する。これらゼロ（’0’s）およびワン（’1’s）は順結合パワー制御ビット値である。
本発明はパワー制御グループ毎に一つの順結合パワー制御ビットの文脈で記述されるけれども、本発明はより高い解決のためより多くのビットの使用が適用可能である。例えば、閾値比較回路２０２は逆結合パワー制御ビットの濾波された振幅ｙiと多元レベルについての目標エネルギー値ｚ間の差を質化することが出来る。例えば、順結合パワー制御サブチャンネルの2ビット伝言は質（ｙi−ｚ）の４レベルのいずれか一つを指示するために使用され得る。代わりに、遠隔局６は順結合パワー制御サブチャンネル上に濾波された振幅ｙiの値を伝送することが出来る。
基準局４は各パワー制御グループでその伝送パワーを調節することを持たない。逆結合パワー制御ビットの低いエネルギーレベルにより、遠隔局６は雑音および他のユーザからの混信による誤差または大きな降下を有してビットを受信するかもしれない。フィルタ１９８は測定の制度を改善するが、誤差を全体的に軽減しない。例示的実施例において、遠隔局６は、もしそれが測定が信頼できないと決定するなら、基準局４への順結合パワー制御ビットの伝送を省略できる。例えば、遠隔局６は濾波された振幅ｙiを最小のエネルギー値に対して比較出来る。もしｙiが最小エネルギー値以下であるなら、遠隔局６はこのパワー制御グループのためｙi値を無視し、（例えば、順結合パワー制御ビットを基準局４に伝送しないことにより、あるいは低い受信エネルギーを指示するため一組の順結合パワー制御値からの一つの値を使用することにより）に従って基準局４に報告することが出来る。さらに、順結合パワー制御ビットはまた低エネルギーレベルで伝送される。それ故、基準局４はまた測定された順結合パワー制御ビットをそれ自身の最小エネルギー値に対して比較することが出来、最小エネルギー値以下のビットについて作用しない。
例示的実施例において、遠隔局６はヤマモト（Yamamoto）メートル法のような他のフレーム質メートル法と同様にＣＲＣチェック要素１９４の出力と、フレームが正確に解読されたか否かのような再符号化符号誤差の数に基づき、絶対的決定を作る。この決定は削除指示ビット（ＥＩＢ）に合計され、それはフレーム削除を指示するために’1’に、その他のために’0’に設定される。以下において、もし受信されたフレームが誤りであるなら、遠隔局６は決定のためにＥＩＢの使用を作るとことが想定される。好ましい実施例において、順結合パワー制御の外側ループを制御の目的に使用されるＥＩＢは逆結合上を実際に伝送されるＥＩＢと同じである。しかし、外側ループを制御する特別な目的のため受信されたフレームの正当性を独立に決定することは成され得るし、本発明の範囲内である。
例示的実施例において、外側ループはフレーム毎に一度、あるいは各１６パワー制御グループに一度更新される。外側ループは遠隔局６における目標エネルギーレベルｚを更新する。この機構は図６に示された閾値調節回路２００により行われる。各フレームが解読されるとき、ＥＩＢの形でフレーム質情報ｅiは図６に示されたように閾値調節回路２００に供給される。閾値調節回路２００は目標エネルギーレベルｚの値を更新し、閾値比較回路２０２に有用な新しい目標エネルギーレベルを作る。
第1の実施例において、閾値調節回路２００は次の式に従って値ｚを更新する：
第２の実施例において、ステップサイズγおよびδは現目標エネルギーレベルｚk-1の関数で作ることができ、その結果ｚkの訂正が現目標エネルギーレベルに依存している。かくして式（３）が以下に変形され得る。
好ましい実施例において、基準局４は第1フレーム誤差の後通信量チャンネルの利得を十分に増加し、それからもし次のフレームにもそれが起こるなら第2のフレーム誤差を無視する。上述の第2の実施例におけるこの概念の適用により、式（４）は以下になる：
IS-95-A標準を満たす通信方式において、順方向通信量チャンネルの利得は、遠隔局６がソフトハンドオフに入ると典型的に減少する。これは、基準局４から遠隔局６に受信されたデータビットが解読前により大きな合成信号を生じるように組み合わされるので、ＦＥＲ性能にいかなる降下もなしになされる。しかし、遠隔局６内の逆結合パワー制御ループは、それらのビットが独立であるので、異なった基準局４から受信された逆結合パワー制御ビットを組合さない。順方向通信量チャンネルの利得の減少は順方向通信量チャンネルに伝送されるパワー制御ビット流のビット誤差率を増加し、それ故逆結合パワー制御機構を降格する。この状態を取り除くため、遠隔局６がソフトハンドオフに入るとき、パワー制御ビットの利得が典型的に押し上げられる。遠隔局６がソフトハンドオフにある間は、これは逆結合パワー制御ビットの利得がデータビットの利得よりも僅かに高い結果をもたらす。
実施例において、異なった基準局４からのパワー制御ビットの絶対値は式（２）に従って組み合わされる。かくして、パワー制御ビットの利得の押し上げはデータビットに関してｙiのより大きな値をもたらす。より大きなｙi値は遠隔局６に基準局４からの伝送パワーとして不適当な減少を要求させ、それは順方向通信量チャンネルの１つまたはそれ以上のフレーム誤差をもたらし得る。この場合、外側ループにより設定される目標エネルギー値ｚは増加する。しばらくの後、外側ループは目標エネルギー値ｚを新しい名目上の値に調節する。これらの影響に対抗するため、ｙiは目標エネルギー値ｚと比較の前に目盛られ得る。代わりに、遠隔局６がソフトハンドオフに入るとき、目標エネルギー値ｚが僅かに増加され得る。これはこれらの誤差の見込みを減少する。
実施例において、濾波された振幅ｙiの目標エネルギーレベルｚとの比較はパワー制御処理装置１２０（図2参照）内で行われる。されに、式（３）、（４）または（５）にしたがった目標エネルギーレベルの更新はまたパワー制御処理装置１２０内で行われる。制御器処理装置１２０はマイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、ディジタル信号処理（ＤＳＰ）チップ、またはここに述べられたような機能を行うプログラムされたＡＳＩＣで構成され得る。
IV．順結合パワー制御ビットの伝送
順結合パワー制御ビットは複数の方法の１つにより基準局４に伝送され得る。例示的実施例において、各遠隔局６は逆結合上に順結合パワー制御チャンネルを有し、それは順結合パワー制御ビットの伝送のため贈呈される。代わりの実施例において、贈呈されたパワー制御チャンネルは利用可能ではなく、順結合パワー制御ビットは穴を開けられるか、順方向通信量チャンネルに成されるのと同じ方法で逆結合データビット流に多重化される。
例示的実施例において、順結合パワー制御ビットは贈呈された順結合パワー制御チャンネル上で基準局４に伝送される。贈呈された順結合パワー制御チャンネルを備えている方法および装置は前述のＵ.Ｓ特許出願No.08/654,443に詳細に記載されている。順および逆結合パワー制御ビットの伝送のタイミング図は図７に示される。時間軸に強いハッシュマークにより図示された各パワー制御グループにおいて、逆結合パワー制御ビットは図７の頂部図面に描かれたように順方向通信量チャンネル上に伝送される。例示的実施例において、１つの逆結合パワー制御ビットが各1.25msecパワー制御グループに伝送され、各逆結合パワー制御ビットは率セット１の持続の２つの符号である。さらに、各逆結合パワー制御ビットは長いＰＮシーケンスに依存しているパワー制御グループ内の１６位置の１つから開始できる。
遠隔局６は逆結合パワー制御ビットを処理し、順結合パワー制御ビットを逆方向パワー制御チャンネルでパルスとして基準局４に伝送する。例示的実施例において、パルスは値ゼロ（’0’）の順結合パワー制御ビットを指示するために正極性で送られ、値ワン（’1’）を指示するために負極性で送られる。タイミングとパルスの持続は以下の実施例で述べられる設計パラメタである。これらのパラメタの他の選択は熟考され、本発明の範囲内である。
第１の実施例において、順結合パワー制御ビットは長さ1.25msecのパルスとして伝送され、順方向通信量チャンネルの最後の可能な（即ち、１６番目の）パワー制御ビット位置の後の0.625msecに始まる。この形態は図７の中段の図に示され、パラメタ”遅れ１”は0.625msecに設定される。0.625msecの遅れは最悪の場合のシナリオにおいて、遠隔局６のため時々順結合信号の経路のゆがみを直すことを許容する。組み合す前に異なる信号経路からの信号を適当にゆがみを直す調整により、先のパワー制御グループからの逆結合パワー制御ビットが順結合パワー制御ビットが伝送される時間により処理されることを確保する。しかし、順結合パワー制御ビットの伝送に対し逆結合パワー制御ビットの受入れからの実際の遅れは、逆結合パワー制御ビットが最も速い可能なビット位置に伝送されるとき、1.45msecと同じ大きさに出来る。
第２の実施例において、順結合パワー制御ビットは長さ1.25msecのパルスとして伝送され、順方向通信量チャンネルの最も遅い可能な（即ち、１６番目の）パワー制御ビット位置の後の略0.050msecに始まる。この形態はパラメタ”遅れ１”が0.050msecに設定されることを除いて第１の実施例と同一である。最悪の場合のシナリオにおいて、前のパワー制御グループからの逆結合パワー制御ビットは、次の順結合パワー制御ビットが伝送されるように計画される時間により、ゆがみを直す遅れのため処理されないであろう。この状態において、遠隔局６は最も遅い順結合パワー制御ビットを繰り返すように構成される。しかし、ゆがみを直す遅れは大多数の場合典型的にμsecの数十倍であり、順結合パワー制御ビットはまだ最も近い逆結合パワー制御ビットの処理を考慮することが可能である。パラメタ”遅れ１”がシステムの性能を最適に選定され得ることが立証されるであろう。
図７の底部に示される第３の実施例において、順結合パワー制御ビットは、順方向通信量チャンネルの逆結合パワー制御ビットの受入れの後、予定の時間（図７の”遅れ２”）で略0.41msec持続の短いパルスとして伝送される。順結合パワー制御ビットの持続は、最も遅い可能な時間スロットが現パワー制御グループに使用され、最も早い可能な時間スロットが次のパワー制御グループに使用される最悪の場合でさえ、次の順結合パワー制御ビットが送られる時間によりそれが終了されるような十分に小さく選定される。例示的実施例において、遅れの量は0.050msec（遅れ２＝0.050msec）に設定される。図７に示されたように、この実施例は短いパルス持続で同じ量のエネルギーを伝送するため、パルスの持続により高い伝送パワーを課す。この方法の欠点は、800Hzで短いパルス内に多量のエネルギーの伝送が補聴器を有する人に音声帯域において潜在的に騒音を起こし得ることである。しかし、遠隔局６が逆結合パワー制御ビットの後、順結合パワー制御ビットを固定された時間に伝送し、かつ逆結合パワー制御ビットがランダムに配置されるので、順結合パワー制御ビットもまたランダムに配置される。パワー制御ビットの開始位置のランダム化は800Hzのエネルギーをスペクトル的に分散し、音声騒音を最小化する。さらに、遠隔局６から逆結合に送られる順結合パワー制御チャンネルは逆結合で伝送される多くのデータ流の１つである。ビット内のパワーが低いので、パワー制御ビットによる遠隔局６の出力パワーの正味の変化は小さい。
最後に第４の実施例において、順結合パワー制御ビットは、逆結合パワー制御ビットの受入れに続いて、遅れ２＝0.050msecの固定された時間量の後伝送される。この実施例において、しかし、順結合パワー制御ビットの持続は可変であり、現順結合パワー制御ビットの伝送は次の順結合パワー制御ビットが計画されるまで継続される。遠隔局６は同じ利得で各順結合パワー制御ビットを送ることが出来、あるいは同じエネルギー量で各ビットを送るため、ビットの持続に基づいて伝送利得を調節することが出来る。
図２を参照すると、順結合パワー制御ビットが遠隔局６内のパワー制御処理装置１２０により処理される。パワー制御処理装置１２０は逆結合で送られた順結合パワー制御ビットを計算し、そのビットを変調器（ＭＯＤ）１３４に送る。変調器１３４は逆方向パワー制御チャンネルに対応しているウオリシュコードでそのビットを覆い、長いおよび短いＰＮコードで覆われたデータを拡張し、拡張されたデータを送信機（ＴＭＴＲ）１３６に供給する。送信機１３６は前述のＵ.Ｓ特許出願No.08/654,443に記載されたように構成され得る。送信機１３６は信号を濾波し、変調しかつ増幅する。変調された信号は送受切換器１０４を経てアンテナ１０２から逆結合に信号経路１２を通して伝送される。
基準局４において、逆結合信号はアンテナ３０により受信され、送受切換器２８を経て受信機（ＲＣＶＲ）５０に供給される。受信機５０は基準帯域信号を得るため信号を濾波し、増幅し、かつ下位変換する。基準帯域信号は復調器（ＤＥＭＯＤ）５２に供給される。復調器５２は短いＰＮコードを有する基準帯域信号を逆拡張し、逆拡張されたデータを遠隔局６で使用されたウオリシュコードと同一のウオリシュコードで覆いを剥がし、かつ復調されたデータを制御器４０に供給する。復調されたデータは順結合パワー制御ビットを含む。制御器４０は順方向通信量チャンネルの利得、およびまたは順結合パワー制御ビットにより指示されたように基準局４の伝送パワーを調節することが出来る。
Ｖ．基準局の応答
実施例において、基準局４は逆方向パワー制御チャンネルに伝送された順結合パワー制御ビットを受け、順方向通信量チャンネルの利得を制御する。例示的実施例において、順結合パワー制御ビットのワン（’1’）の受信のもとで、基準局４は順方向通信量チャンネルの利得を増加する。ゼロ（’0’）の受信のもとで、基準局４は利得を減少する。利得の増減の量は設備とシステム環境に依存する。例示的実施例において、利得の増減の量は0.5dＢから1.0dＢのステップにし得るが、他のステップの大きさも利用できる。利得増加のステップの大きさは利得減少のステップの大きさと同じまたは異なることが出来る。さらに、利得のステップの大きさは基準局４における他の順方向通信量チャンネルの利得に依存して作られ得る。本発明は利得調節において全てのステップの大きさが適応可能である。
基準局４はまた遠隔局６の速度およびフェージング状態の関数として利得の増加、利得の減少または両方を調節できる。基準局４は、最適なステップの大きさが遠隔局６のフェージング状態および速度の関数であるのでこれを行う。例えば、非常に高速において、より小さなステップの大きさがより良く働き、それはパワー制御ビットの率が速いフェージングに追従するため十分に速くないからである。順結合挟み込みがフェージングを平均にするので、大きなパワー制御ステップの大きさは順結合波形に振幅ジッタを加算しがちである。しかし、速いパワー制御はレベル訂正のため平均波形を動的に調節するのに必要である。基準局４内の復調器５２は遠隔局６のフェージング状態および速度を推定することが出来る。復調器５２の検索要素が現に受信されている多元経路要素の数を決定し、それらの輪郭を計算する。検索要素は共に本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれた、“ＣＤＭＡセルラー電話方式における多様性受信機”と題するＵ.Ｓ特許No.5,109,390、および1994年9月３０日に申請された“スペクトラム拡散多元接続通信方式のための多元経路検索処理装置”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/316,177に記述されている。
復調器５２はまた、技術においてよく知られている復調技術を使用している逆結合周波数誤差を推定することにより遠隔局６の速度を推定し得る。周波数誤差は略２・ｆc・ｖ／ｃ＋εであり、ここにｆcは作動周波数、ｖは遠隔局６の速度、ｃは光の速度、εは遠隔局６の残留周波数誤差である。TIA/EIA/IS-95-Aとの適合において、遠隔局６は順結合で受信された周波数を測定し、順結合の伝送周波数を設定するためにこれを使用する。測定された受信周波数に基づく伝送周波数設定の議論は、本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれ、1994年７月２９日に申請された“可変率通信方式におけるパワーを制御する方法及び装置”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/283,308に記述されている。遠隔局６はそれ自身の発振器から誤差を除去するためこれを行う。このプロセスは、順結合の周波数誤差ｆc・ｖ／ｃと逆結合の周波数誤差ｆc・ｖ／ｃがあるので、基準局４で受信された信号のドプラー周波数誤差の２倍の結果をもたらす。受信された周波数から遠隔局６における伝送周波数設定の誤差はεである。高速モバイルのため、誤差εは比較的小さい。かくして、復調器５２は速度と多元経路推定を制御器４０に供給でき、制御器は利得増加および減少、ステップの大きさを決定するためにこれらの情報を使用する。
基準局４はシステム設計拘束およびＦＣＣ調整により決定される最大の伝送パワーを持つ。遠隔局６が利得増大を要求するとき、必然的に、基準局４は十分に利用可能なパワーを持たない状態を経験するであろう。もし不適当な伝送パワーなので基準局４が利得増加指令を制限または無視するなら、順方向通信量チャンネルのＦＥＲは増加出来る。これが起こるとき、遠隔局６の目標エネルギーレベルは実質的にかつ速く増大できる。これは（５）式の上方向ステップγが下方向ステップδに関して典型的に大きいことによるものである。もし乏しいチャンネル状態が消失し、または基準局４が付加的なパワーを遠隔局６に伝送することが可能なら、下方向ステップδが典型的に小さいので、目標エネルギーレベルｚを適当な範囲に設定させる時間は長く出来る。例示的実施例において、順結合のＦＥＲが名目上よりも高いとき、基準局４はその時間中上方向ステップγおよび下方向ステップδの新しい値を伝送する。
実施例において、順方向通信量チャンネルのＦＥＲ性能は目標エネルギーレベルｚに関係する。かくして、基準局４は好ましいＦＥＲを得るために目標エネルギーレベルｚを直接調節できる。例えば、もしシステムが高負荷で１つまたはそれ以上の遠隔局６がより高いＦＥＲで作動することを必要とすることを基準局４が実現するなら、基準局４は新しい目標エネルギーレベルｚを遠隔局６に伝送することにより、これらの遠隔局６の目標エネルギーレベルを変えることが出来る。代わりに、基準局４は、これらの遠隔局６に新しい上方向ステップγおよび下方向ステップδを使用するよう指令することにより目標エネルギーレベルを操作できる。例示的実施例において、基準局４が遠隔局６からのパワー制御指令に応答できないときは、パワー制御ループが最大伝送パワーを打ち、かつ非直線領域で作動することを防ぐために、基準局４は目標エネルギーレベル、または上方向および下方向ステップを調節する。
順結合パワー制御機構が適当に作動し、遠隔局６が性能の必要な要求レベルより以上または以下の伝送を要求しないことを確保するため、基準局４は順方向通信量チャンネルのＦＥＲを監視出来る。例示的実施例において、データフレームが誤差で受信されたとき、遠隔局６は基準局４に誤差伝言を伝送する。この誤差伝言は前述の削除指示ビット（ＥＩＢ）で出来る。基準局４は遠隔局６からの誤差伝言を監視し、ＦＥＲを計算し、かつ上方向ステップγおよび下方向ステップδの適当な値を遠隔局６に割り当てることにより遠隔局６の目標エネルギーレベルｚを操作できる。
VI．利得訂正機構
本発明の順結合パワー制御機構は遅れが最小であるときより良く行う。順方向通信量チャンネルのフェージングを補償するため、基準局４は、遠隔局６による要求により、出来るだけ早く伝送パワーの増加または減少を適用する。遠隔局６がソフトハンドオフでないとき、順結合パワー制御ビットに応答して順方向通信量チャンネルの利得を調節する単一の基準局４により、順結合パワー制御ビットが受信される。ソフトハンドオフにある遠隔局６は同時に多数のセクタと通信する。例示的実施例において、１つの基準局４の単一チャンネル要素は遠隔局６間およびソフトハンドオフにある全ての地域の通信を制御するために使用される。それ故、基準局４は遠隔局６からの順結合パワー制御ビットの受入れの全ての地域の伝送パワーを速やかに調節することが出来る。
ソフトハンドオフにある遠隔局は複数の基準局４と同時に通信できる。分配された順結合パワー制御を行う方法および装置は前述のＵ.Ｓ特許出願No.08/710,335に詳細に記述されている。ある基準局４は順結合パワー制御ビット流を受信しないかもしれず、または十分な信頼性でパワー制御ビット流を受信しないかもしれない。本発明において、順結合パワー制御訂正機構は、遠隔局６の活動的なメンバーの組において全ての基準局４の順方向通信量チャンネルの利得が適当に設定され、基準局４により順結合パワー制御ビットの間違った受入れが蓄積しないことを確保するために使用される。例示的実施例において、遠隔局６がソフトハンドオフにあるとき、最強の逆結合信号を受信する基準局４の順方向通信量チャンネルの利得は活動的なメンバーの組において全ての基準局４に使用される。パワー制御訂正機構は以下の実施例によって達成され得る。
第１の実施例において、順方向通信量チャンネルの利得が遠隔局６と通信にある全ての基準局４に略等しいことを確保するため、選択された順結合パワー制御ビット流が全ての基準局４に供給される。各フレームについて、活動的なメンバーの組にある全ての基準局４は、基準局４により受信された順結合パワー制御ビットをシステム制御器２内の選択器に送る。選択器は最強の逆結合信号を受信する基準局４からのパワー制御ビットを選択する。この基準局４からの選択されたパワー制御ビットはそれから活動的なメンバーの組にある全ての基準局４に供給される。各基準局４は選択器からの選択された順結合パワー制御ビットを受け、選択されたビットをそれが実際に受信されかつ処理されたビットと比較し、選択された順結合パワー制御ビットと適合するように順方向通信量チャンネルの利得を再調整する。
基準局４は帰路フレームにおいて制御器４０内の選択器にパワー制御ビットを送る。帰路フレーム選択はTIA/EIA/IS-95-Aシステムに使用された現存手順に従って成され得る。処理の後、選択器は遠隔局６に伝送のためユーザ通信量を運んでいる帰路フレームにおいて全ての基準局４に選択された順結合パワー制御ビットを送ることが出来る。
第２の実施例において、各基準局４はフレーム毎に選択器に順方向通信量チャンネルの利得を送る。選択器は最も強い逆結合信号を受信された基準局４に対応している利得を選択する。選択器は活動的なメンバーの組にある全ての基準局４に選択された利得を送り、それに従って基準局４はそれらの利得を更新する。選択された利得は現存しているTIA/EIA/IS-95-Aシステムにおいて、まさに選択器から基準局４に送られた利得値である。この利得値は、ここに引例として組み込まれたTIA/EIA/IS-634-A標準に特定されたようなインターフェイスＡ３に送られる帰路フレームで運ばれる。
処理遅れにより、順方向通信量チャンネルの利得の更新はいくらかの注意が必要である。例示的実施例において、各基準局４は、遠隔局６からの順結合パワー制御ビットのその測定に基づいてその順方向通信量チャンネルの利得を調節できる。しかし、選択器は他の基準局４により受信されたパワー制御ビットが使用されて決定するかもしれない。この決定は、基準局４が順結合パワー制御ビットのそれ自身の測定に適用した後予定の時間量までは通常成されない。それ故、基準局４は、選択器から実際に受信されかつ選択されたパワー制御ビットである基準局４のパワー制御ビットに従ってそれらの順方向通信量チャンネルの利得を調節する必要がある。基準局４はまた、初期の利得調節および選択器からの選択されたパワー制御ビットの受入れ間の遅れを計算する必要がある。
例示的実施例において、各基準局４は各更新期間でその基準局４により使用された利得を記憶する。選択器は受信された正確なパワー制御ビットを持つために、最もありそうであると決定された基準局４の選択されたパワー制御ビット（あるいは選択された利得）を送る。それから各基準局４は更新期間に記憶された利得を選択器から受信されたそれと比較し、その差により現時間スロットで利得を更新する。かくしてｉ番目のパワー制御ビットの利得Ｇiは
順結合パワー制御訂正機構の例示的タイミング図が図８に示される。順方向通信量チャンネルフレームと逆結合データフレームがほとんど正確に時間配列され、空中伝播遅れによってのみ歪められる。フレーム（20msecの持続）がｋ、ｋ＋１、ｋ＋２、およびｋ＋３として索引され、図８に厚いハッシュマークにより図示される。逆結合データ流のフレームｋは基準局４で受信され、いくらかの処理遅れの後、ブロック２１０により示されたようにフレームｋ＋１中のある時間に解読される。その間、基準局4はまた考慮可能なより少ない処理遅れで順結合パワー制御指令を処理している。かくして、図８の下の時間軸にくまどりされた順結合パワー制御ビットは20msecブロックの順結合パワー制御ビットとして描かれ、それは逆結合データ流のフレームｋに沿った同じ帰路フレームに選択器に送られる。フレームｋ＋２中選択器は最強の逆結合信号を受信した基準局４からの順結合パワー制御ビットを選択し、ブロック２１２において、これらの選択されたパワー制御ビットを遠隔局６の活動的なメンバーの組にある全ての基準局4に送る。典型的に、選択されたパワー制御ビットは帰路フレームに送られる。それ故簡単に言うと、フレームｋ＋2内に、基準局４は選択器からの選択されたパワー制御ビットを受け、ブロック２１４において、上述された方法で選択されたパワー制御ビットに従って順方向通信量チャンネルの利得を訂正する。フレームｋ＋３の始めにより、基準局４はブロック２１６により示されたように更新された利得で伝送する。
上記の例は、遠隔局６が順結合パワー制御ビットを伝送する時間から基準局４が順方向通信量チャンネルの利得を訂正する時間までの処理遅れの３フレームを示した。しかし、例示的実施例において、各基準局４は順結合パワー制御ビットのその測定に応答してその順方向通信量チャンネルの利得を調節することが出来る。この方法において、各基準局４はその順方向通信量チャンネルの利得をそれ自身で速やかに調節することができ、処理遅れが最小である。順結合パワー制御訂正機構は、最も強い逆結合信号を測定する基準局４からのパワー制御ビットが、活動的なメンバーの組みある他の基準局４の順方向通信量チャンネルの利得を訂正するために使用され、基準局４によりパワー制御ビットの誤った受入れが蓄積しないことを確保する。全ての基準局４により順結合パワー制御機構の訂正操作を確保するための他の実施例が熟考され、本発明の範囲内である。
本発明は順結合パワー制御機構について記述されたが、ここに開示された発明の概念は逆結合パワー制御にも適用可能である。
好ましい実施例の前述の記述は本発明を作りまたは使用するために技術に熟練したいかなる人にも可能性を提供する。これらの実施例に対する種々の変形は技術に熟練した者にすでに明らかであり、ここに限定された基本的な原理は発明的能力を使用することなく他の実施例に適用され得る。かくして、本発明はここに示された実施例に限定されるものではなく、原理およびここに開示された新規な特徴を有する構成の最も広い範囲に従うべきである。
Claims (17)
- 順結合で受信された１組の逆方向チャンネルパワー制御ビット（ｂ i （ｍ））の振幅（ｙ i ）値を測定する、ここにおいて前記１組の逆方向チャンネルパワー制御ビットの各ビットは、順結合データ率から独立している伝送パワーレベルで伝送される；
前記振幅値を目標エネルギーレベル（ｚ k ）に対して比較する、
前記比較に基づいて１組の順方向チャンネルパワー制御ビットを発生する、ここにおいて前記１組の順方向チャンネルパワー制御ビットは順結合伝送パワーを調節するために使用される、を備えていることを特徴とする方式（2,4,6）における順結合伝送パワーを制御する方法。 - 前記目標エネルギーレベル（ｚ k ）が通信の初期の段階で、およびまたは受信された信号の測定された性能に応答して設定される請求項１の方法。
- 前記１組の順方向チャンネルパワー制御ビットを目的局（4）に伝送する、
ここにおいて、前記目的局（4）の伝送パワーが前記１組の順方向チャンネルパワー制御ビットに従って調節される、をさらに備えた請求項１または２の方法。 - 受信された信号の測定された性能に応答して前記目標エネルギーレベル（ｚ k ）を調節することをさらに備えた請求項１，２または３の方法。
- 伝送パワーをシステム制御器（2）からの一組の指令に従って訂正することをさらに備えた請求項１，２，３または４の方法。
- 前記測定することがさらに
前記１組の逆方向チャンネルパワー制御ビット（ｂ i （ｍ））に対応している少なくとも１つの信号経路で受信する、
パイロット信号および濾波されたデータを得るために前記少なくとも１つの信号経路の各々を復調する、
符号化されたスカラー出力（ｓ j （ｍ））を得るために前記パイロット信号と前記濾波されたデータの点乗積を計算する、
組み合わされたスカラー出力を得るために前記少なくとも１つの信号経路からの前記符号化されたスカラー出力（ｓ j （ｍ））を組合わせる、
ここにおいて、前記１組の逆方向チャンネルパワー制御ビット（ｂ i （ｍ））の前記振幅（ｙ i ）値は、前記組み合わされたスカラー出力に等しい、を備えた請求項１，２，３，４または５の方法。 - 前記１組の逆方向チャンネルパワー制御ビット（ｂ i （ｍ））の前記振幅（ｙ i ）値を得るため前記組み合わされたスカラー出力を濾波することをさらに備えた請求項６の方法。
- 前記組み合すことが
前記１組の逆方向チャンネルパワー制御ビット（ｂ i （ｍ））の同一の流れを搬送する前記少なくとも１つの信号経路からの前記符号化されたスカラー出力（ｓ j （ｍ））を論理的に合計すること、
前記１組の逆方向チャンネルパワー制御ビット（ｂ i （ｍ））の非同一の流れを搬送する前記少なくとも１つの信号経路からの前記符号化されたスカラー出力の絶対値を合計することを備えた請求項６または７の方法。 - 前記調節することが、
フレーム誤差（ｅ k-1 ）の表示に応答して上方向ステップ（γ）により前記目標エネルギーレベル（ｚ k ）を増加すること、
フレーム誤差（ｅ k-1 ）の不存在に応答して下方向ステップ（δ）により前記目標エネルギーレベル（ｚ k ）を減少することを備えた請求項４または請求項５ないし８の何れかによる方法。 - 前記調節することが、
もし前記１組の逆方向チャンネルパワー制御ビット（ｂ i （ｍ））の前記振幅（ｙ i ）値が最小エネルギーレベル以下なら前記目標エネルギーレベル（ｚ k ）を維持することを備えた請求項９の方法。 - 前記上方向ステップ（γ）および前記下方向ステップ（δ）が通信の初期段階で、およびまたは前記受信された信号の測定された性能に応答して設定される請求項９または１０の方法。
- 前記上方向ステップ（γ）および前記下方向ステップ（δ）が前記目標エネルギーレベル（ｚ k ）の関数である請求項９または１０の方法。
- 前記調節することが、
２つの連続するフレーム誤差（ｅ k-1 ）の表示に応答して前記目標エネルギーレベル（ｚ k ）を維持する、
ここにおいて前記増加ステップがフレーム誤差（ｅ k-1 ）の表示および２つの連続する先行データフレームのフレーム誤差（ｅ k-1 ）の不存在に応答している、を備えた請求項９の方法。 - 前記訂正することが、
前記１組の順方向チャンネルパワー制御ビットの少なくとも１組を受信する、
前記１組の順方向チャンネルパワー制御ビットの少なくとも１組間からのビットの組を選択する、
ここにおいて前記伝送パワーが前記選択されたビットの組に従って訂正される、を備えた請求項５または請求項６ないし１３の何れかによる方法。 - 前記１組の順方向チャンネルパワー制御ビットの各ビットが前記１組の逆方向チャンネルパワー制御ビット（ｂ i （ｍ））の最も遅い可能性のあるパワー制御ビット位置から固定遅れの後伝送される請求項３または請求項４ないし１４の何れかによる方法。
- 前記１組の順方向チャンネルパワー制御ビットの各ビットが前記１組の逆方向チャンネルパワー制御ビット（ｂ i （ｍ））の受信されたビットから固定遅れの後伝送される請求項３または請求項４ないし１４の何れかによる方法。
- 前記１組の順方向チャンネルパワー制御ビットの各ビットが１つのパワー制御グループより少ない持続を有するパルスで伝送される請求項３または請求項４ないし１４の何れかによる方法。
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