JP2001522564A - 通信方式の伝送パワーを制御する方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 遠隔局(6)の順結合パワー制御機構が１つまたはそれ以上の基準局(4a,4b,4n)により順方向通信量チャンネル(10)に伝送された逆結合パワー制御ビットを測定する。遠隔局(6)において、多元基準局(4a,4b,4n)または多重信号経路からの逆結合パワー制御ビットが、順結合信号の質の改良された測定を生じるように測定され、組み合わされ、かつ濾波される。信頼できないと見なされた逆結合(12a,12b)パワー制御ビットはパワー制御ループにおける使用から除去される．遠隔局(6)は測定に従って一組の順結合パワー制御ビットを発生し、これらのビットを遠隔局(6)と通信にある全ての基準局(4a,4b,4n)に伝送する。各基準局(4a,4b,4n)は順結合パワー制御ビットのその測定に従って順方向通信量チャンネル(10a)のその利得を調節する。基準局(4a,4b,4n)の順方向通信量チャンネル(10a)の利得は、基準局により順結合パワー制御ビットの誤った受入れが蓄積しないように周期的に訂正される。

Description

【発明の詳細な説明】 通信方式の伝送パワーを制御する方法および装置 背景技術 Ｉ．発明の分野 本発明は通信方式の伝送パワーを制御する方法および装置に関する。なお、特 に本発明はＣＤＭＡ通信方式におけるパワー制御の新規かつ改良された方法およ び装置に関する。 II．関連技術の記述 符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）変調技術の使用は多数のシステムユーザが存在 する通信を容易にする複数の技術の一つである。時分割多元接続（ＴＤＭＡ）お よび周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）のような他の多元接続通信方式が技術とし て知られている。しかし、ＣＤＭＡのスペクトラム拡散変調技術は他の多元接続 通信方式の変調技術を越えて重要な利点がある。多元接続通信方式におけるＣＤ ＭＡの使用は本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれた“ サテライトまたは地上の自動中継装置を使用しているスペクトラム拡散多元接続 通信方式”と題するＵ.Ｓ特許Ｎｏ.4,901,307に開示されている。多元接続通信 方式におけるＣＤＭＡ技術の使用は、さらに本発明の譲受人に譲渡され、ここに 引用文献として組み込まれた“ＣＤＭＡセルラー電話方式における信号波形を発 生するための装置および方法”と題するＵ.Ｓ特許Ｎｏ.5,103,459に開示されて いる。さらに、ＣＤＭＡ方式は“２重モード広帯域スペクトラム拡散セルラー方 式のTIA/EIA/IS-95-Aモバイル局基準局適合標準”に順応するように設計される ことができ、以後IS-95-A標準またはTIA/EIA/IS-95-Aとして参照される。 ＣＤＭＡは広帯域信号であるというその固有の特性により、広い帯域幅に亘っ て信号エネルギーを拡散することにより周波数多様性の形を提案する。それ故、 周波数選択フェージングがＣＤＭＡ信号帯域幅の小さな部分にのみ影響を及ぼす 。空間または経路多様性は、モバイ ルユーザまたは２つ以上の基準局を通す遠隔局に同時に結合する多重信号経路を 提供することにより得られる。さらに、経路の多様性は、受信と処理が別々に成 されるように異なった伝播遅れで信号が到着することを許容しているスペクトラ ム拡散処理を通して多重経路環境を利用することにより得られる。経路多様性の 例は両方とも本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれた“ ＣＤＭＡセルラー電話方式における通信のソフトハンドオフを提供する方法およ び装置”と題するＵ.Ｓ特許Ｎｏ.5,101,501、および“ＣＤＭＡセルラー電話方 式における多様性受信機”と題するＵ.Ｓ特許Ｎｏ.5,109,390に示されている。 逆結合は遠隔局から基準局への伝送に参照する。逆結合において、各伝送遠隔 局はネットワークにおける他の遠隔局に混信として作用する。それ故、逆結合容 量は他の遠隔局からの伝送による全混信により制限される。ＣＤＭＡシステムは 数ビットを伝送することにより、それによりユーザが話していないとき少ないパ ワーを使用しかつ混信を減少することにより、逆結合容量を増加する。 混信を最小限にしかつ逆結合容量を最大化するため、各遠隔局の伝送パワーは ３つの逆結合パワー制御ループにより制御される。第１のパワー制御ループは、 伝送パワーを順結合における受信パワーに逆比例して設定することにより、遠隔 局の伝送パワーを調節する。IS-95-Aシステムにおいて、伝送パワーはＰ_out＝− 73−Ｐ_inで与えられ、ここにＰ_inはdBmで与えられる遠隔局により受信されたパ ワーであり、Ｐ_outはdBmで与えられる遠隔局の伝送パワーであり、−73は定数で ある。パワー制御ループはしばしば開ループと言われる。 第２のパワー制御ループは、基準局で受信される逆結合信号のエネルギー/ビ ット対雑音プラス混信比Eb/Ioにより測られた信号の質が予定のレベルを維持す るように遠隔局の伝送パワーを調節する。このレベルはEb/Io設定点として参照 される。基準局は基準局で受信された逆結合信号のEb/Ioを測定し、測定されたE b/Ioに応答して順方向 通信量チャンネルの遠隔局に逆結合パワー制御ビットを伝送する。逆方向パワー 制御ビットは20msecフレーム毎に16回、または800bps率で設定される。順方向通 信量チャンネルは基準局から遠隔局にデータとともに逆結合パワー制御ビットを 搬送する。この第２のループはしばしば閉ループと呼ばれる。 ＣＤＭＡ通信方式は典型的に個別のデータフレームとしてデータのパケットを 伝送する。かくして、性能の好ましいレベルは典型的にフレーム誤差率（ＦＥＲ ）により測定される。第３のパワー制御ループはＦＥＲにより測られた性能の好 ましいレベルが維持されるようにEb/Io設定点を調節する。与えられたＦＥＲを 得るために必要なEb/Ioは伝播状態に依存する。この第３のループはしばしば外 側ループと呼ばれる。逆結合のパワー制御機構は本発明の譲受人に譲渡され、こ こに引用文献として組み込まれた“ＣＤＭＡセルラーモバイル電話方式における 伝送パワーを制御する方法および装置”と題するＵ.Ｓ特許No.5,056,109に詳細 に記載される。 順結合は基準局から遠隔局への伝送を参照する。順結合において、基準局の伝 送パワーは複数の理由により制御される。基準局からの高伝送パワーは他の遠隔 局で受信された信号と過度の混信を起こす。代わりに、もし基準局の伝送パワー が余りに低いなら、遠隔局は間違ったデータ伝送を受信することができる。地上 のチャンネルフェージング及び他の知られた要素が遠隔局により受信された順結 合信号の質に影響する。結果として、各基準局は遠隔局における性能の好ましい レベルを維持するためにその伝送パワーを調節する。 順結合のパワー制御はデータ伝送のために特に重要である。データ伝送は順結 合のデータ伝送の量が逆結合よりも非常に多いという典型的に非対称である。順 結合の効果的なパワー制御機構により、伝送パワーは性能の好ましいレベルを維 持するように制御され、全ての順結合容量が改善され得る。 順結合伝送パワーを制御する方法および装置は、本発明の譲受人に 譲渡され、ここに引用文献として組み込まれ、1995年３月31日に申請された“モ バイル通信方式における速い順方向パワー制御を遂行する方法および装置”と題 するＵ.Ｓ特許出願No.08/444,633、以後'633特許出願というに開示される。'633 特許出願に開示された方法において、データの伝送されたフレームが誤って受信 されたとき、遠隔局は基準局に誤指示ビット（ＥＩＢ）伝言を伝送する。ＥＩＢ は逆方向通信量チャンネルフレームに含まれたビットまたは逆方向通信量チャン ネルに送られた分離伝言の何れかであり得る。ＥＩＢ伝言に応答して基準局は遠 隔局へのその伝送パワーを増加する。 この方法の欠点の一つは長い応答時間である。処理遅れは、基準局が不適当な パワーでフレームを伝送する時間から、基準局が遠隔局からの誤伝言に応答して その伝送パワーを調節する時間までの時間間隔を含む。この処理遅れは、（１） 基準局が不適当なパワーでデータフレームを伝送するに要する時間、(２)遠隔局 がデータフレームを受信するに要する時間、（３）遠隔局がフレーム誤差（例え ばフレーム削除）を検出するに要する時間、(４)遠隔局が誤伝言を基準局に伝送 するに要する時間、（５）基準局が誤伝言を受信し、その伝送パワーを適当に調 節するに要する時間を含む。順方向通信量チャンネルフレームはＥＩＢ伝言が発 生されるまでに受信され、復調され、解読されねばならない。それからＥＩＢ伝 言を搬送している逆方向通信量チャンネルフレームは、ビットが順方向通信量チ ャンネルの伝送パワーを調節するために使用され得るまでに、発生され、符号化 され、伝送され、解読されかつ処理されねばならない。 典型的に、性能の好ましいレベルはＦＥＲの１パーセントである。それ故、平 均として、遠隔局は100フレーム毎にフレーム誤差を表す１つの誤伝言を伝送す る。IS-95-A標準に従って、各フレームは20msecの長さである。ＥＩＢ基準パワ ー制御のこの型は、影のようにつきまとう状態で取り扱うように順結合伝送パワ ーを良く調節するが、その遅い速度のため、最も遅いフェージング状態を除いて フェージン グに非効率である。 順結合伝送パワーを制御する第２の方法は遠隔局で受信された信号のEb/Ioを 利用する。ＦＥＲが受信された信号のEb/Ioに依存するので、パワー制御機構はE b/Ioを好ましいレベルに維持するように設計され得る。もしデータが可変率で順 結合に伝送されろなら、この設計は困難に遭遇する。順結合において、伝送パワ ーはデータフレームのデータ率に依存して調節される。低いデータ率のとき、各 データビットはTIA/EIA/IS-95-Aに記載されたように変調符号を繰り返すことに より長い時間周期をかけて伝送される。エネルギー/ビットEbは１ビット時間周 期に受信されたパワーの累積であり、かつ各変調符号におけるエネルギーを累積 することにより得られる。Ebの等価な量として、各データビットがより低いデー タ率でより小さな伝送パワーに比例して伝送され得る。典型的に、遠隔局は伝送 率を先に知らないし、完全なデータフレームが復調され、解読され、かつデータ フレームのデータ率が決定されるまで受信されたエネルギー/ビットEbを計算す ることが出来ない。かくして、この方法の遅れは前述のＵ.Ｓ特許出願No.08/414 ,633に記載されたものと略同じであり、その率はフレーム毎に１パワー制御伝言 である。これは逆結合アプローチと対称的であり、その中にTIA/EIA/IS-95-Aに おけるようにフレーム毎16回の１パワー制御伝言（ビット）があり得る。 速い順結合パワー制御を逐行する他の方法および装置は、前述のＵ.Ｓ特許出 願No.08/414,633、および全て本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献とし て組み込まれ、1995年11月15日に申請された“モバイル通信方式における速い順 方向パワー制御を遂行する方法および装置”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/559,3 86、1996年９月27日に申請された“スペクトラム拡散通信方式における結合質を 測定する方法および装置”と題するＵ.Ｓ特許出願No.081722,763、1996年９月16 日に申請された“分配された順方向パワー制御を遂行する方法および装置”と題 するＵ.Ｓ特許出願No.08/710,335、1996年11月20 日に申請された“実行されなかったパワー制御命令を予測することによるパワー 制御閾値/側定の調節”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/752,860に記述されている 。 順結合および逆結合間の基礎的差異は伝送率が逆結合に知られる必要がないこ とである。前述のＵ.Ｓ特許No．5,056,109に記載されたように、低い率において 、遠隔局は連続的に伝送しない。遠隔局が伝送しているとき、遠隔局は同じパワ ーレベルおよび伝送率と無関係に同じ波形構成で伝送する。基準局はパワー制御 ビットの値を決定し、このビットをフレーム毎16回遠隔局に送る。遠隔局は伝送 率を知るので、それが伝送されなかったとき、遠隔局は回数に対応しているパワ ー制御ビットを無視することができる。これは速い逆結合パワー制御を可能にす る。しかし、効果的なパワー制御率は伝送率で変化する。TIA/EIA/IS-95-Aとし て、率は全率フレームの800bpsおよび1/8率フレームで100bpsである。 代わりの逆結合構成は本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み 込まれた、1996年５月28日に申請された“高データ率ＣＤＭＡ無線通信方式”と 題するＵ.Ｓ特許出願No.08/654,443に記述され、以後'443特許出願と言う。'443 特許出願によれば、予備の案内が逆結合に導入される。案内レベルは逆結合の伝 送率に影響を受けない。これは基準局が案内レベルを測定すること、および一定 の率で遠隔局に逆結合パワー制御ビットを送ることを許容する。 発明の概要 本発明は高率順結合パワー制御の方法および装置を提供することを目的とする 。 本発明の目的は、順結合パワー制御ループの応答時間を改善し、フレーム内の 多重回数で順方向通信量チャンネルに伝送される逆結合パワー制御ビットの質を 測定することにより、順結合の伝送パワーの動的調節を許容することにある。短 い時間間隔の測定は基準局が他の基準局との最小限の混信で伝送パワーを動的に 調節し、順結合容量を最 大限にすることを許容する。改良された応答時間はパワー制御ループが遅いフェ ージングを効果的に補償することを許容する。速いフェージングのため、通信方 式におけるブロック挟み込みが効果的である。 発明の一つの相は、第１組のビットの振幅値を測定し、目標エネルギーレベル に対する前記振幅値を比較し、前記比較ステップに応答して第２組のビットを発 生し、伝送パワーが前記第２組のビットに従って調節されるステップを備えたCD MA方式における伝送パワーを制御する方法を提供する。 発明の他の相は、受信された信号の質を目標エネルギーレベルに維持するため の第１パワー制御ループと、前記受信された信号の測定された性能を維持するた めの第２パワー制御ループとを備え、前記第１パワー制御ループは第１組ビット および目標エネルギーレベルを受け、前記第１組ビットおよび目標エネルギーレ ベルに応答して第２組のビットを供給し、前記第２パワー制御ループはフレーム 誤差の指示と性能閾値とを受け、前記測定された性能および前記性能閾値に応答 して第１パワー制御ループに前記目標エネルギーレベルを供給するCDMA方式にお ける伝送パワーを制御する装置を提供する。 発明のさらに他の相は、１つまたはそれ以上の基準局と１つまたはそれ以上の 遠隔局とを備えた無線通信方式における基準局の制御器であって、制御器は伝送 チャンネルに通信信号と共にパワー制御信号を伝送する送信機と、遠隔局からの 伝送チャンネルに信号を受信し、かつ遠隔局により伝送チャンネルで受信された 通信信号の属性を表示する受信機とを備え、受信機により受信された信号を処理 し、かつ処理された信号に依存して送信機により伝送チャンネルに伝送されるパ ワー制御信号を制御する制御器を提供する。 発明はまた、１つまたはそれ以上の基準局と１つまたはそれ以上の遠隔局とを 備えた無線通信方式において使用する遠隔局であって、基準局により伝送チャン ネルに伝送された１つまたはそれ以上の通信信号と共にパワー制御信号を受信す る受信機と、受信機により受信され た通信信号の属性を決定するため受信機により受信された信号を処理する制御器 と、受信された通信信号の属性を表示する信号を伝送チャンネルに伝送する送信 機とを備えている遠隔局を提供する。 本発明の実施例において、遠隔局は順方向通信量チャンネルの毎秒800ビット の割合で伝送される逆結合パワー制御ビットを測定する。逆結合パワー制御ビッ トは順方向通信量チャンネルデータ流内に穴をあけられる。パワー制御ビットの 利得は順結合データビットの利得に沿って調節される。しかし、データビットと 異なって、パワー制御ビットの伝送レベルはデータ率に従って目盛られない。パ ワー制御ビットの測定された信号の質は基準局の伝送パワーを調節するために使 用される。 逆結合パワー制御ビットのエネルギー測定の使用により順結合パワー制御の応 答時間を改善することが本発明の目的である。逆結合パワー制御ビットは800bps で伝送される。かくして、本発明の順結合パワー制御機構は受信された順方向通 信量チャンネルの質の測定を1.25msec毎に周期的に行うことが出来る。測定は順 結合伝送パワーの調節に使用するため基準局に伝送されることが出来る。改良さ れた応答時間は基準局がチャンネルの遅いフェージングを効果的に補償し、順方 向通信量チャンネルの性能を改良することを許容する。 基準局の伝送パワーの速い調節を許容することにより順結合の容量を増加する ことが本発明の他の目的である。本発明のパワー制御機構は基準局が性能の要求 レベルを維持するに必要な最小限の伝送パワーで伝送することを許容する。基準 局の全伝送パワーが固定されるので、与えられた仕事の最小限の伝送は他の仕事 に使用され得る伝送パワーを蓄える結果をもたらす。 信頼できる順結合パワー制御機構を提供することが本発明のもう一つの目的で ある。遠隔局において、基準局の多重地域からの逆結合パワー制御ビットまたは 同じ地域からの多重信号経路が順結合信号質の改良された測定をもたらすために 組み合わされる。信頼性がないと見 なされる逆結合パワー制御ビットはパワー制御ループにおける使用から省略され てもよい。基準局において、順結合パワー制御ビットは遠隔局との通信において 全ての基準局により受信される。基準局の順方向通信量チャンネルの利得は周期 的に修正され、その結果基準局により順結合パワー制御ビットの誤った受領は蓄 積されない。 逆結合の外側ループにより成されることと同様に順結合パワーを望ましいフレ ーム誤差率に調節する機構を提供することが本発明のさらにもう一つの目的であ る。 基準局間のパワー制御ビットを通信する機構を提供することがこの発明のさら に他の目的である。順結合伝送パワーを制御するパワー制御ビットは異なった基 準局で正確に受信されたかもしれないし、そうでなかったかもしれない。本発明 はそれらの順結合伝送パワーを最新にするために必要な情報を有する間違ったパ ワー制御ビットを受信する基準局を提供する。 図面の簡単な説明 本発明の特徴、目的、および利点は、同様な参照符号が対応する同一のものを 示す図面と共に行われる以下の発明の実施例の詳細な説明からより明らかに成る であろう。ここに、 図１は遠隔局との通信における複数の基準局からなる本発明の実施例による通 信方式の図、 図２は基準局および遠隔局の例示的ブロック図、 図３は順方向通信量チャンネルの例示的ブロック図、 図４は遠隔局内の復調器の例示的ブロック図、 図５は遠隔局内の復号器の例示的ブロック図、 図６は遠隔局内のパワー制御処理装置の例示的ブロック図、 図７は順および逆結合パワー制御チャンネルのタイミング図、 図８は順結合パワー制御ループ内の利得訂正機構のタイミング図である。 好適な実施例の詳細な説明 本発明の実施例のシステムにおいて、基準局は順方向通信量チャンネルのデー タに沿って逆結合パワー制御ビットを伝送する。逆結合パワー制御ビットは性能 の好ましいレベルを維持するように、その伝送パワーを制御するため遠隔局によ り使用され、一方システムの他の遠隔局への混信を最小化する。逆結合のパワー 制御機構は前述のＵ.Ｓ特許出願No.08/414,633に開示されている。処理遅れに敏 感なため逆結合パワー制御ビットは符号化されない。実際に、パワー制御ビット はデータに穴をあけられない(図３参照)。この意味において、穴をあけることは １つまたはそれ以上の符号象徴がパワー制御ビットにより置き換えられることに よる処理である。 例示的実施例において、逆結合パワー制御ビットは800bps、または1.25msec時 間スロット毎に１パワー制御ビットの割合で伝送される。時間スロットはパワー 制御グループと呼ばれる。均一に離間された間隔でパワー制御ビットを伝送する ことは、基準局において同時に多重遠隔局にパワー制御ビットを送り出す結果を もたらし得る。これは伝送パワーの量においてピークをもたらす。結果として、 パワー制御ビットは1.25msecパワー制御グループ内に擬任意的に配置される。こ れは1.25msec時間スロットを２４の位置に分割し、長いＰＮシーケンスでパワー 制御ビットに穴をあける位置を擬任意的に選択することにより達成される。例示 的実施例において、パワー制御グループ内の最初の16位置の一つのみがスタート 位置として選択され、最後の８つの位置は選択されない。 順方向通信量チャンネルは可変率チャンネルであり、順方向通信量チャンネル の伝送パワーはデータ率に依存する。順方向通信量チャンネルの性能は遠隔局で 受信された信号のエネルギー/ビットEbに依存するＦＥＲにより測られる。低い データ率において、同じエネルギー/ビットは長い時間周期に亘って拡散され、 結果として低い伝送パワーレベルにする。 例示的実施例において、順結合に亘る伝送はTIA/EIA/IS-95-Aに従 って作られる。IS-95-A標準は２組の率の１つを使用して伝送するために提供す る。率の組１は9.6kbps、4.8kbps、2.4kbps、及び1.2kbpsのデータ率を支持する 。9.6kbpsデータ率は19.2kbps符号率をもたらすため率1/2旋回エンコーダで符号 化される。低いデータ率の符号化されたデータは19.2kbps符号率を得るためにＮ 回繰り返される。率の組２は14.4kbps、7.2kbps、3.6kbps、および1.8kbpsのデ ータ率を支持する。14.4kbpsデータ率は率3/4を得るため穴をあけられた率1/2旋 回エンコーダで符号化される。かくして、符号率はまた14.4kbpsデータ率にもか かわらず19.2kbpsである。率の組は呼びの開始段階中基準局により選択され、典 型的に通信の持続を事実上維持するが、率の組は呼び中に変更されることが出来 る。例示的実施例において、逆結合パワー制御ビットの持続は率の組１で２符号 幅(104.2μsec)、率の組２で１符号幅（52.1μsec）である。 この明細書において、順方向通信量チャンネルの伝送利得は伝送されたデータ 信号のエネルギー/ビットEb（通信量）を引用する。低データ率のフレームは特 定のエネルギー/ビットで伝送される数ビットからなり、それ故少ないパワーで 伝送される。この方法において、順方向通信量チャンネルのパワーレベルは現に 伝送されているフレームのデータ率で目盛る。逆結合パワー制御ビットの伝送利 得はデータ流内に穴をあけられた逆結合パワー制御ビットのエネルギー/ビットE b（パワー制御）を引用する。各逆結合パワー制御ビットは同じ持続を有し、そ れ故これらビットのパワーレベルは、それらが穴をあけられたフレームのデータ 率に依存しない。パワー制御ビットのこれらの特徴は改良された順結合パワー制 御機構を提供することにより実施例により利用される。順結合パワー制御の作動 は基準局を通信量チャンネル利得に調節させる。例示的実施例において、各通信 量チャンネル利得への調節はまた逆結合パワー制御ビットの利得に適用され、結 果として２つの利得が共に調節される。 遠隔局により受信されるとき、順結合信号の質は順方向通信量チャ ンネルに伝送された逆結合パワー制御ビットの振幅を測定することにより決定さ れる。データビットの質は直接には測定されないが、逆結合パワー制御ビットの 測定された振幅からむしろ推定される。これはパワー制御ビットおよび通信量デ ータが伝播環境の変化により等しく影響されるので道理にかなう。それ故、もし データビットの振幅がパワー制御ビットの振幅に対して知られた率を維持されて いるなら、実施例は良く作動する。 典型的に、逆結合パワー制御ビットは低伝送パワーレベルで伝送される。さら に、パワー制御ビットは通信方式内の多数の基準局から伝送され得る。パワー制 御ビットの振幅のより正確な測定はパワー制御ビットを受信し、パイロット信号 の位相および振幅に従ってパワー制御ビットの位相および振幅を調節し、そして パワー制御ビットの調節された振幅を濾波することにより得られる。パワー制御 ビットの濾波された振幅は、遠隔局で受信された順結合信号の質が望ましいレベ ルに維持されるように、基準局の伝送パワーを制御するために使用される。 順結合パワー制御機構は２つのパワー制御ループを操作する。第１のパワー制 御ループは閉ループであり、遠隔局で受信された逆結合パワー制御ビット信号の 濾波された振幅の質が目標エネルギーレベルに維持されるように、基準局の伝送 パワーを調節する。最もありそうな状態において、目標エネルギーレベルは順方 向通信量チャンネルのＦＥＲの決定である。遠隔局は基準局が逆結合に亘って順 結合パワー制御ビットを送ることによって順結合伝送パワーを調節することを要 求する。各順結合パワー制御ビットは基準局に対応する通信量チャンネルの利得 を増加または減少させる。第２の制御ループは外側ループであり、遠隔局が所望 のＦＥＲを維持するために目標エネルギーレベルを調節する機構である。 順結合パワー制御機構の効率を改良するため、例えばチャンネルの遅いフェー ジングに反抗するため、閉ループが高率で作動するように 設計される。例示的実施例において、順結合信号の質測定がなされる逆結合パワ ー制御ビットが800bpsで伝送され、順結合パワー制御ビットがまた800bpsで逆通 信量チャンネルに送られる。かくして、基準局の伝送パワーは率において１秒に つき800回まで調節され得る。しかし、順方向パワー制御ビットが符号化されず かつ最小のエネルギーで送られるので、いくらかの順方向パワー制御ビットは基 準局で十分に受信されないかもしれない。基準局はそれが十分に信頼されないと 考える幾らかの順方向パワー制御ビットを無視することを選択するかもしれない 。 例示的実施例において、外側ループである第２の順結合パワー制御ループは各 フレームに１回または１秒毎に50回目標エネルギーレベルを更新する。外側ルー プは好ましいＦＥＲ性能をもたらす目標エネルギーレベルの値を設定する。伝播 環境が変化しないとき、外側ループは速やかに目標エネルギーレベルの適当な値 を決定し、そのレベルを目標に保つ。チャンネル特性に変化があるとき(例えば 、混信レベルの増大、モバイルユーザの速度の変化、または信号経路の出現或い は消失)、同じＦＥＲで作動を継続するため、異なった目標エネルギーレベルが 要求されそうである。それ故外側ループは新しい状態に適応する新しいレベルに 速やかに目標を移動する。 Ｉ．回路の記述 図面を参照すると、図１は本発明を実施している例示的通信方式を表し、それ は多元遠隔局６（単純化のためただ１つの遠隔局６のみが示される）と通信する 多元基準局４が備えられる。システム制御器２は通信方式の全ての基準局４およ び公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）８に接続する。システム制御器２はＰＳＴＮ８に 接続されたユーザ間および遠隔局６のユーザの通信を調整する。基準局４から遠 隔局６へのデータ伝送は順結合通過信号経路１０で生じ、遠隔局６から基準局４ への伝送は逆結合通過信号経路１２に生じる。信号経路は信号経路１０ａのよう な直通経路または信号経路１４のような反射経路であり得る。 反射経路１４は基準局４ａから伝送された信号が反射元１６で反射され、照準経 路のラインとは異なる経路を通して遠隔局６に到達するとき作られる。図１にブ ロックとして示されるけれども、反射元１６は例えばビルディングまたは他の構 造物のような、遠隔局６が作動している環境の人工物の結果である。 本発明を実施している基準局４および遠隔局６の例示的ブロック図が図２に示 される。順結合のデータ伝送はデータ源２０から始まり、それはエンコーダ２２ にデータを供給する。エンコーダ２２の例示的ブロック図は図３に示される。エ ンコーダ２２内において、ＣＲＣエンコーダ６２ブロックがＣＲＣ多項式でデー タを符号化し、それは、例示的実施例において、IS-95-A標準に記載されたＣＲ Ｃ発信器に適合する。ＣＲＣエンコーダ６２はＣＲＣビットを添付し、一組の符 号末尾ビットをデータに挿入する。フォーマットされたデータは旋回エンコーダ ６４に供給され、それはデータを旋回的に符号化し、符号化されたデータを符号 繰返し器６６に供給する。符号繰返し器６６は符号繰返し器６６の出力に固定符 号率を維持するために各符号Ｎ_s回数を繰り返す。繰り返された符合はブロック 挟込み器６８に供給される。ブロック挟込み器６８は符号を再配列し、挟み込ま れたデータを変調器（ＭＯＤ）２４に供給する。 変調器２４において、挟み込まれたデータは、受信している遠隔局６によって のみ受信され得るようにデータをかき混ぜる長いＰＮコードを有する乗算器７２ により拡張される。長いＰＮ拡張データはＭＵＸ７４を通して多重化され、遠隔 局６に割り当てられた通信量チャンネルに対応しているウオリシュ（Walsh）コ ードでデータを覆う乗算器７６に供給する。ウオリシュ符号化されたデータはそ れぞれ乗算器７８aおよび７８bにより短いＰＮＩおよびＰＮＱコードでさらに拡 張される。短いＰＮ拡張されたデータは、信号を濾波し、変調し、上げ変換しか つ増幅する送信機（ＴＭＴＲ）２６（図２）に供給される。変調された信号が送 受切換え器２８を経てアンテナ３０から順結合通 過信号経路１０に伝送される。送受切換え器２８は幾つかの基準局設計において 使用されないかもしれない。 ＭＵＸ７４はデータ流に逆結合パワー制御ビットの穴をあけるために使用され る。パワー制御ビットは１ビット伝言であり、それは遠隔局６に逆結合伝送パワ ーを増加または減少するように指示する。例示的実施例において、１パワー制御 ビットは各1.25msecパワー制御グループ毎にデータ流に穴をあけられる。逆結合 パワー制御ビットの持続は予め決められ、システムにより使用されるセットの率 に依存する。逆結合パワー制御ビットが穴をあけられる位置は長いＰＮ発信器７ ０から長いＰＮシーケンスにより決定される。ＭＵＸ７４の出力はデータビット と逆結合パワー制御ビットとの両方を含む。 図２を参照すると、遠隔局６において、順結合信号がアンテナ１０２により受 信され、送受切換え器１０４を経て受信機（ＲＣＶＲ）に供給される。受信機１ ０６は濾波し、増幅し、復調し、かつディジタル化されたＩおよびＱ基準帯域信 号を得るために信号を量子化する。基準帯域信号は復調器（ＤＥＭＯＤ）１０８ に供給される。復調器１０８は短いＰＮＩおよびＰＮＱコードで基準帯域信号を 逆拡張し、ウオリシュコードを有する逆拡張されたデータを基準局４で使用され たウオリシュコードに等しく逆覆いし、ウオリシュ逆覆いデータを長いＰＮコー ドで逆拡張し、復調されたデータを復号器１１０に供給する。 図５に示される復号器１１０において、ブロック逆挟込み器１８０は復調され たデータの符号を再配列し、逆挟込まれたデータをバイタービ（Viterbi）復号 器１８２に供給する。バイタービ復号器１８２は旋回的に符号化されたデータを 解読し、解読されたデータをＣＲＣチェック要素１８４に供給する。ＣＲＣチェ ック要素１８４はＣＲＣチェックを行い、チェックされたデータをデータ受信端 末１１２に供給する。 II．パワー制御ビットの測定 逆結合パワー制御ビットのエネルギーを測定する回路を表す例示的 ブロック図が図４に示される。受信機１０６からのディジタル化されたＩおよび Ｑ基準帯域信号は重なった相関器１６０aから１６０ｍ（以降簡単に１６０）に 供給される。各相関器１６０は同じ基準局４から異なった信号経路、あるいは異 なった基準局４から異なった伝送に割り当てられる。各割り当てられた相関器１ ６０内において、基準帯域信号は乗算器１６２により短いＰＮＩおよびＰＮＱコ ードで逆拡張される。各相関器１６０内の短いＰＮＩおよびＰＮＱコードは、信 号が伝送される基準局４に従った独特なオフセットを持つことが出来、その相関 器１６０により復調されている信号により経験される伝播遅れに対応している。 短いＰＮ逆拡張データは相関器１６０により受けられている通信量チャンネルに 割り当てられたウオリシュコードで乗算器１６４により逆覆いされる。逆覆いさ れたデータは符号時間を超えて逆覆いされたデータのエネルギーを累積するフィ ルタ１６８に供給される。フィルタ１６８からの濾波されたデータはデータとパ ワー制御ビットの両方を含む。 乗算器１６２からの短いＰＮ逆拡張データはまた案内信号を含む。基準局４に おいて、案内信号はウオリシュコード0.に対応している全てのゼロシーケンスで 覆われる。かくして、ウオリシュ逆覆いは案内信号を得るために必要ではない。 短いＰＮ逆拡張データはフィルタ１６６に供給され、それは基準局４による順結 合で伝送された他の直交チャンネル（例えば、通信量チャンネル、ページングチ ャンネル、およびアクセスチャンネル）からの信号を除去するため、逆拡張され たデータの低域通過濾波を行う。 濾波された案内信号および濾波されたデータに対応している２つの複合信号（ 即ちベクトル）およびパワー制御ビットが点乗積回路１７０に供給され、それは 技術において良く知られた方法で２つのベクトルの点乗積を計算する。点乗積回 路１７０の例示的実施例は本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組 み込まれた“案内搬送点乗積回路”と題するＵ.Ｓ特許No.5,506,865に詳細に示 されている。 点乗積回路１７０は濾波されたデータに対応しているベクトルを濾波された案内 信号に対応しているベクトルに突き出し、ベクトルの振幅を掛算し、かつデマル チプレクサ（ＤＥＭＵＸ）１７２に印を付けられたスカラー出力Sj(1)を供給す る。表記Sj(m)はｊ番目の符号期間中、ｍ番目の相関器１６０ｍからの出力を表 すために使用される。遠隔局６は現フレームのｊ番目の符号期間がデータビット あるいは逆結合パワー制御ビットに対応するか否かの知識を有する。したがって 、ＤＥＭＵＸ１７２はデータ組合せ器１７４またはパワー制御処理装置１２０の いずれかに相関器出力のベクトルS_j＝（Sj(1),Sj(2),…,Sj(M)）を送る。デー タ組合せ器１７４はそのベクトル入力を合計し、長いＰＮコードを使用している データを逆拡張し、図５に示されたデコーダ１１０に表された復調されたデータ を生成する。 逆結合パワー制御ビットは図６に詳細に示されるパワー制御処理装置１２０に より処理される。ビット蓄積器１９０は逆結合パワー制御ビットbi(m)からのパ ワー制御ビットの持続中１つまたはそれ以上の符号Sj(m)を蓄積する。表記bi(m) はｉ番目のパワー制御グループ中、ｍ番目の相関器１６０ｍに対応している逆結 合パワー制御ビットを表すために使用される。パワー制御ビットのベクトルｂ_i ＝（bi(1),bi(2),…,bi(M)）は同一のビット蓄積器１９２に表される。 TIA/EIA/IS-95-Aにおいて、１つ以上の基準局４が同じ遠隔局６と通信にある とき、基準局４は同一または非同一の逆結合パワー制御ビットの何れかと伝送す るため構成され得る。基準局４は、それらがセルの異なった地域にあるときのよ うに、それらが物理的に同じ位置に配置されるとき、典型的に同じパワー制御ビ ット値を送るように構成される。同じパワー制御ビット値を送らない基準局４は 典型的に異なった位置にあるものである。IS-95-A標準はまた、同一パワー制御 ビットを送るように構成された基準局４が遠隔局６に同一視される機構を特定す る。さらに、遠隔局６が多元伝播経路を通して単一基準局４の伝送を受信してい るとき、これらの経路で受信される逆結合パワー 制御ビットは固有に同一である。同一ビット蓄積器１９２は同一であることを知 られている逆結合パワー制御ビットbi(m)を組合わせる。ビット蓄積器１９２の 出力はかくして逆結合パワー制御ビットのベクトルB_i＝（bi(1),bi(2),…,bi(P )）であり、Ｐ独立逆結合パワー制御ビット流に対応している。 符号ビットのベクトルsgn(Bi(p))は逆結合パワー制御論理１９４に与えられる 。IS-95-A標準は、もし符号の何れかの一つが負であるなら、遠隔局６はその伝 送パワーレベルを減少することを特定する。もし全ての符号ビットsgn(Bi(p))が 正なら、遠隔局６はその伝送パワーを増加する。逆結合パワー制御論理１９４は IS-95-Aで特定されたように、符号ビットのベクトルsgn(Bi(p))を処理する。逆 結合パワー制御論理１９４の出力は、閉ループ逆結合パワー制御の目的のため、 遠隔局６がその伝送利得を増加すべきか減少すべきかを指示する単一ビットであ る。このビットは従属的に利得を調節する送信機１３６(図２参照)に設けられる 。 逆結合パワー制御ビットの振幅は、およびそれらの極性（例えば正または負の 符号）は関係ないが、遠隔局６により測定されたとき質の信号を示す。非同一ビ ット蓄積器１９６はそれ故変調されたデータを除去し、それが以下の式を組合わ せる逆結合パワー制御ビットの絶対値｜Bi(p)｜を演算する： ここに、係数βは非線形の程度を特定し、Ｐは独立した逆結合パワー制御ビット 流の数である。例示的実施例において、β＝１はパワー制御ビットの振幅の絶対 値の測定に対応し、β＝２はパワー制御ビットのエネルギーの測定に対応する。 βの他の値がシステム設計に関連して、本発明の範囲に関係することなく使用さ れ得る。非同一ビット蓄積器１９６の出力はｉ番目のパワー制御グループ中逆結 合パワー制御サブチャンネルの受信されたエネルギー/ビットの指示である値ｘ_i で ある。 逆結合パワー制御ビットは符号化されず、それ故、混信により起こされる誤差 を特に受けやすい。遠隔局６の伝送利得のこれらの誤差調節が次のパワー制御グ ループのために補償され得るので、閉ループ逆結合パワー制御の速い応答時間は 逆結合パワー制御の性能にかかる誤差の影響を最小にする。しかし、パワー制御 ビットの振幅が順結合信号の質の指示として使用されるので、フィルタ１９８は パワー制御ビットの振幅のより信頼される測定を提供するために使用される。 フィルタ１９８はアナログフィルタまたはディジタルフィルタのような技術に 知られた多くの設計の一つを使用して構成され得る。例えば、フィルタ１９８は 有限パルス応答（ＦＩＲ）フィルタまたは無限パルス応答（ＩＩＲ）フィルタと して構成され得る。ＦＩＲフィルタ構成を使用すると、濾波されたパワー制御ビ ットは次のように計算される ここにｘ_iはｉ番目のパワー制御グループ中非同一ビット蓄積器１９６により計 算されたパワー制御ビットの振幅であり、ａ_jはｊ番目のフィルタタップの係数 であり、ｙ_iはフィルタ１９８からのパワー制御ビットの濾波された振幅である 。遅れが最小化されるように探求されるので、ＦＩＲフィルタタップの係数は、 ＦＩＲフィルタのより大きい係数がより小さいインデックスを有する（例えば、 a₀>a₁>a₂>…）のように選定され得る。 ここに記述した例示的実施例において、速い順結合パワー制御を実行するため 、遠隔局６により行われる処理は遠隔局６内で他のサブシステムにより使用され る種々の構成要素を共用するような方法で記述された。例えば、相関器１６０a はデータ復調サブシステムと共用され、蓄積器１９０および１９２は逆結合パワ ー制御サブシステムと共用される。本発明の実施は遠隔局６の他のサブシステム のいかなる特 別な設備にも依存しない。ここに記述されたように処理している順方向パワー制 御を行うための他の設備が期待され、それ故本発明の範囲内にあることは、技術 に熟練した者に明らかであろう。 III．順結合パワー制御外側ループ フィルタ１９８からの逆結合パワー制御ビットの濾波された振幅ｙ_iは遠隔局 ６で受信された順結合信号の質を指示する。閾値比較回路２０２は濾波された振 幅ｙ_iを目標エネルギーレベルｚに対して比較する。例示的実施例において、も しｙ_iがｚを越えるなら、順方向通信量チャンネルを遠隔局６に伝送している各 基準局４がその通信量チャンネルの利得を減少するように指示するため、遠隔局 ６はその順結合パワー制御サブチャンネルにゼロ（'0'）ビットを伝送する。反 対に、もしｙ_iがｚよりも小さいとき、各基準局４が順方向通信量チャンネルの 利得を増加するように指示するため、遠隔局６はその順結合パワー制御サブチャ ンネルにワン('1')ビットを伝送する。これらゼロ('0's)およびワン（'1's）は 順結合パワー制御ビット値である。 本発明はパワー制御グループ毎に一つの順結合パワー制御ビットの文脈で記述 されるけれども、本発明はより高い解決のためより多くのビットの使用が適用可 能である。例えば、閾値比較回路２０２は逆結合パワー制御ビットの濾波された 振幅ｙ_iと多元レベルについての目標エネルギー値ｚ間の差を質化することが出 来る。例えば、順結合パワー制御サブチャンネルの２ビット伝言は質（ｙ_i−ｚ ）の４レベルのいずれか一つを指示するために使用され得る。代わりに、遠隔局 ６は順結合パワー制御サブチャンネル上に濾波された振幅ｙ_iの値を伝送するこ とが出来る。 基準局４は各パワー制御グループでその伝送パワーを調節することを持たない 。逆結合パワー制御ビットの低いエネルギーレベルにより、遠隔局６は雑音およ び他のユーザからの混信による誤差または大きな降下を有してビットを受信する かもしれない。フィルタ１９８は測定の制度を改善するが、誤差を全体的に軽減 しない。例示的実施例にお いて、遠隔局６は、もしそれが測定が信頼できないと決定するなら、基準局４へ の順結合パワー制御ビットの伝送を省略できる。例えば、遠隔局６は濾波された 振幅ｙ_iを最小のエネルギー値に対して比較出来る。もしｙ_iが最小エネルギー値 以下であるなら、遠隔局６はこのパワー制御グループのためｙ_i値を無視し、（ 例えば、順結合パワー制御ビットを基準局４に伝送しないことにより、あるいは 低い受信エネルギーを指示するため一組の順結合パワー制御値からの一つの値を 使用することにより）に従って基準局４に報告することが出来る。さらに、順結 合パワー制御ビットはまた低エネルギーレベルで伝送される。それ故、基準局４ はまた測定された順結合パワー制御ビットをそれ自身の最小エネルギー値に対し て比較することが出来、最小エネルギー値以下のビットについて作用しない。 例示的実施例において、遠隔局６はヤマモト（Yamamoto）メートル法のような 他のフレーム質メートル法と同様にＣＲＣチェック要素１９４の出力と、フレー ムが正確に解読されたか否かのような再符号化符号誤差の数に基づき、絶対的決 定を作る。この決定は削除指示ビット（ＥＩＢ）に合計され、それはフレーム削 除を指示するために'1'に、その他のために'0'に設定される。以下において、も し受信されたフレームが誤りであるなら、遠隔局６は決定のためにＥＩＢの使用 を作るとことが想定される。好ましい実施例において、順結合パワー制御の外側 ループを制御の目的に使用されるＥＩＢは逆結合上を実際に伝送されるＥＩＢと 同じであろ。しかし、外側ループを制御する特別な目的のため受信されたフレー ムの正当性を独立に決定することは成され得るし、本発明の範囲内である。 例示的実施例において、外側ループはフレーム毎に一度、あるいは各１６パワ ー制御グループに一度更新される。外側ループは遠隔局６における目標エネルギ ーレベルｚを更新する。この機構は図６に示された閾値調節回路２００により行 われる。各フレームが解読されるとき、ＥＩＢの形でフレーム質情報ｅ_iは図６ に示されたように閾値調 節回路２００に供給される。閾値調節回路２００は目標エネルギーレベルｚの値 を更新し、閾値比較回路２０２に有用な新しい目標エネルギーレベルを作る。 第１の実施例において、閾値調節回路２００は次の式に従って値ｚを更新する ： ここにｚ_kはｋ番目のフレームの目標エネルギーレベルであり、ｅ_k-1は（ｋ−１ ）番目のフレームのフレーム誤差であり、γは目標エネルギーレベルに適用され るべき上向きステップの大きさであり、δは目標エネルギーレベルに適用される べき下向きの大きさである。例示的実施例において、ｅ_k-1はもし（ｋ−１）番 目のデータフレームのフレーム誤差があるなら１に等しく設定され、そうでない なら０に設定される。γおよびδの値はＦＥＲの好ましいレベルを提供するため に選定される。典型的にγは大きく、δは小さい。この選定はｚ_kの鋸歯状パタ ーンを作る。フレーム誤差が起こるとき、ｚ_kは他のフレーム誤差の可能性を最 小限にするため実質的に増加する。フレーム誤差がないとき、ｚ_kは伝送パワー を最小限にするためにゆっくりと減衰する。例示的実施例において、ｚ_k、γお よびδの値はｄＢ目盛であるが、これらの変数の直線目盛がまた使用され得る。 第２の実施例において、ステップサイズγおよびδは現目標エネルギーレベル ｚ_k-1の関数で作ることができ、その結果ｚ_kの訂正が現目標エネルギーレベルに 依存している。かくして式（３）が以下に変形され得る。 例示的実施例において、遠隔局６はデータフレームの復調を完全にし、後のフ レームの中間中に目標エネルギーレベルｚ_kを更新する。もし（ｋ−１）番目の データフレームが誤差で受信されたなら、ｋ番 目のデータフレームのフレーム誤差の可能性はより大きい。これは、システムが 新しい作動点に移行する十分な時間を持つまで、目標エネルギーレベルへのいか なる調節もＦＥＲ性能に直接の衝撃を持たないためである。それ故、第２の２つ の連続的なフレーム誤差は、第１のフレーム誤差の結果として丁度更新された目 標エネルギーレベル値の性能の指示として説明出来ないであろう。 好ましい実施例において、基準局４は第１フレーム誤差の後通信量チャンネル の利得を十分に増加し、それからもし次のフレームにもそれが起こるなら第２の フレーム誤差を無視する。上述の第２の実施例におけるこの概念の適用により、 式（４）は以下になる： 例示的実施例において、外側ループパワー制御機構は全ての遠隔局６により一 致を確保するために全ての遠隔局６に亘って標準化される。γおよびδの値は呼 びの初期化段階中基準局４により各遠隔局６に伝送され得る。これらのパラメタ の新しい値はまた呼びの進行中基準局４により特定され得る。 IS-95-A標準を満たす通信方式において、順方向通信量チャンネルの利得は、 遠隔局６がソフトハンドオフに入ると典型的に減少する。これは、基準局４から 遠隔局６に受信されたデータビットが解読前により大きな合成信号を生じるよう に組み合わされるので、ＦＥＲ性能にいかなる降下もなしになされる。しかし、 遠隔局６内の逆結合パワー制御ループは、それらのビットが独立であるので、異 なった基準局４から受信された逆結合パワー制御ビットを組合さない。順方向通 信量チャンネルの利得の減少は順方向通信量チャンネルに伝送されるパワー制御 ビット流のビット誤差率を増加し、それ故逆結合パワー制御機構を降格する。こ の状態を取り除くため、遠隔局６がソフトハンドオフに入るとき、パワー制御ビ ットの利得が典型的に押し上げられる。 遠隔局６がソフトハンドオフにある間は、これは逆結合パワー制御ビットの利得 がデータビットの利得よりも僅かに高い結果をもたらす。 実施例において、異なった基準局４からのパワー制御ビットの絶対値は式（２ ）に従って組み合わされる。かくして、パワー制御ビットの利得の押し上げはデ ータビットに関してｙ_iのより大きな値をもたらす。より大きなｙ_i値は遠隔局６ に基準局４からの伝送パワーとして不適当な減少を要求させ、それは順方向通信 量チャンネルの１つまたはそれ以上のフレーム誤差をもたらし得る。この場合、 外側ループにより設定される目標エネルギー値ｚは増加する。しばらくの後、外 側ループは目標エネルギー値ｚを新しい名目上の値に調節する。これらの影響に 対抗するため、ｙ_iは目標エネルギー値ｚと比較の前に目盛られ得る。代わりに 、遠隔局６がソフトハンドオフに入るとき、目標エネルギー値ｚが僅かに増加さ れ得る。これはこれらの誤差の見込みを減少する。 実施例において、濾波された振幅ｙ_iの目標エネルギーレベルｚとの比較はパ ワー制御処理装置１２０（図２参照）内で行われる。されに、式(３)、（４）ま たは（５）にしたがった目標エネルギーレベルの更新はまたパワー制御処理装置 １２０内で行われる。制御器処理装置１２０はマイクロコントローラ、マイクロ プロセッサ、ディジタル信号処理（ＤＳＰ）チップ、またはここに述べられたよ うな機能を行うプログラムされたＡＳＩＣで構成され得る。 IV．順結合パワー制御ビットの伝送 順結合パワー制御ビットは複数の方法の１つにより基準局４に伝送され得る。 例示的実施例において、各遠隔局６は逆結合上に順結合パワー制御チャンネルを 有し、それは順結合パワー制御ビットの伝送のため贈呈される。代わりの実施例 において、贈呈されたパワー制御チャンネルは利用可能ではなく、順結合パワー 制御ビットは穴を開けられるか、順方向通信量チャンネルに成されるのと同じ方 法で逆結合データビット流に多重化される。 例示的実施例において、順結合パワー制御ビットは贈呈された順結合パワー制 御チャンネル上で基準局４に伝送される。贈呈された順結合パワー制御チャンネ ルを備えている方法および装置は前述のＵ.Ｓ特許出願No.08/654,443に詳細に記 載されている。順および逆結合パワー制御ビットの伝送のタイミング図は図７に 示される。時間軸に強いハッシュマークにより図示された各パワー制御グループ において、逆結合パワー制御ビットは図７の頂部図面に描かれたように順方向通 信量チャンネル上に伝送される。例示的実施例において、１つの逆結合パワー制 御ビットが各1.25msecパワー制御グループに伝送され、各逆結合パワー制御ビッ トは率ヤット１の持続の２つの符号である。さらに、各逆結合パワー制御ビット は長いＰＮシーケンスに依存しているパワー制御グループ内の１６位置の１つか ら開始できる。 遠隔局６は逆結合パワー制御ビットを処理し、順結合パワー制御ビットを逆方 向パワー制御チャンネルでパルスとして基準局４に伝送する。例示的実施例にお いて、パルスは値ゼロ（'0'）の順結合パワー制御ビットを指示するために正極 性で送られ、値ワン（'1'）を指示するために負極性で送られる。タイミングと パルスの持続は以下の実施例で述べられる設計パラメタである。これらのパラメ タの他の選択は熟考され、本発明の範囲内である。 第１の実施例において、順結合パワー制御ビットは長さ1.25msecのパルスとし て伝送され、順方向通信量チャンネルの最後の可能な(即ち、１６番目の)パワー 制御ビット位置の後の0.625msecに始まる。この形態は図７の中段の図に示され 、パラメタ”遅れ１”は0.625msecに設定される。0.625msecの遅れは最悪の場合 のシナリオにおいて、遠隔局６のため時々順結合信号の経路のゆがみを直すこと を許容する。組み合す前に異なる信号経路からの信号を適当にゆがみを直す調整 により、先のパワー制御グループからの逆結合パワー制御ビットが順結合パワー 制御ビットが伝送される時間により処理されることを確保する。しかし、順結合 パワー制御ビットの伝送に対し逆結合パワー制御 ビットの受入れからの実際の遅れは、逆結合パワー制御ビットが最も速い可能な ビット位置に伝送されるとき、1.45msecと同じ大きさに出来る。 第２の実施例において、順結合パワー制御ビットは長さ1.25msecのパルスとし て伝送され、順方向通信量チャンネルの最も遅い可能な（即ち、１６番目の）パ ワー制御ビット位置の後の略0.050msecに始まる。この形態はパラメタ”遅れ１ ”が0.050msecに設定されることを除いて第１の実施例と同一である。最悪の場 合のシナリオにおいて、前のパワー制御グループからの逆結合パワー制御ビット は、次の順結合パワー制御ビットが伝送されるように計画される時間により、ゆ がみを直す遅れのため処理されないであろう。この状態において、遠隔局６は最 も遅い順結合パワー制御ビットを繰り返すように構成される。しかし、ゆがみを 直す遅れは大多数の場合典型的にμsecの数十倍であり、順結合パワー制御ビッ トはまだ最も近い逆結合パワー制御ビットの処理を考慮することが可能である。 パラメタ"遅れ１"がシステムの性能を最適に選定され得ることが立証されるであ ろう。 図７の底部に示される第３の実施例において、順結合パワー制御ビットは、順 方向通信量チャンネルの逆結合パワー制御ビットの受入れの後、予定の時間（図 ７の"遅れ２"）で略0.41msec持続の短いパルスとして伝送される。順結合パワー 制御ビットの持続は、最も遅い可能な時間スロットが現パワー制御グループに使 用され、最も早い可能な時間スロットが次のパワー制御グループに使用される最 悪の場合でさえ、次の順結合パワー制御ビットが送られる時間によりそれが終了 されるような十分に小さく選定される。例示的実施例において、遅れの量は0.05 0msec(遅れ２＝0.050msec)に設定される。図７に示されたように、この実施例は 短いパルス持続で同じ量のエネルギーを伝送するため、パルスの持続により高い 伝送パワーを課す。この方法の欠点は、800Ｈｚで短いパルス内に多量のエネル ギーの伝送が補聴器を有する人に音声帯域において潜在的に騒音を起こし得るこ とである。し かし、遠隔局６が逆結合パワー制御ビットの後、順結合パワー制御ビットを固定 された時間に伝送し、かつ逆結合パワー制御ビットがランダムに配置されるので 、順結合パワー制御ビットもまたランダムに配置される。パワー制御ビットの開 始位置のランダム化は800Ｈｚのエネルギーをスペクトル的に分散し、音声騒音 を最小化する。さらに、遠隔局６から逆結合に送られる順結合パワー制御チャン ネルは逆結合で伝送される多くのデータ流の１つである。ビット内のパワーが低 いので、パワー制御ビットによる遠隔局６の出力パワーの正味の変化は小さい。 最後に第４の実施例において、順結合パワー制御ビットは、逆結合パワー制御 ビットの受入れに続いて、遅れ２＝0.050msecの固定された時間量の後伝送され る。この実施例において、しかし、順結合パワー制御ビットの持続は可変であり 、現順結合パワー制御ビットの伝送は次の順結合パワー制御ビットが計画される まで継続される。遠隔局６は同じ利得で各順結合パワー制御ビットを送ることが 出来、あるいは同じエネルギー量で各ビットを送るため、ビットの持続に基づい て伝送利得を調節することが出来る。 図２を参照すると、順結合パワー制御ビットが遠隔局６内のパワー制御処理装 置１２０により処理される。パワー制御処理装置１２０は逆結合で送られた順結 合パワー制御ビットを計算し、そのビットを変調器（ＭＯＤ）１３４に送る。変 調器１３４は逆方向パワー制御チャンネルに対応しているウオリシュコードでそ のビットを覆い、長いおよび短いＰＮコードで覆われたデータを拡張し、拡張さ れたデータを送信機（ＴＭＴＲ）１３６に供給する。送信機１３６は前述のＵ. Ｓ特許出願No.08/654,443に記載されたように構成され得る。送信機１３６は信 号を濾波し、変調しかつ増幅する。変調された信号は送受切換器１０４を経てア ンテナ１０２から逆結合に信号経路１２を通して伝送される。 基準局４において、逆結合信号はアンテナ３０により受信され、送 受切換器２８を経て受信機（ＲＣＶＲ）５０に供給される。受信機５０は基準帯 域信号を得るため信号を濾波し、増幅し、かつ下位変換する。基準帯域信号は復 調器（ＤＥＭＯＤ）５２に供給される。復調器５２は短いＰＮコードを有する基 準帯域信号を逆拡張し、逆拡張されたデータを遠隔局６で使用されたウオリシュ コードと同一のウオリシュコードで覆いを剥がし、かつ復調されたデータを制御 器４０に供給する。復調されたデータは順結合パワー制御ビットを含む。制御器 ４０は順方向通信量チャンネルの利得、およびまたは順結合パワー制御ビットに より指示されたように基準局４の伝送パワーを調節することが出来る。 Ｖ．基準局の応答 実施例において、基準局４は逆方向パワー制御チャンネルに伝送された順結合 パワー制御ビットを受け、順方向通信量チャンネルの利得を制御する。例示的実 施例において、順結合パワー制御ビットのワン（'1'）の受信のもとで、基準局 ４は順方向通信量チャンネルの利得を増加する。ゼロ（'0'）の受信のもとで、 基準局４は利得を減少する。利得の増減の量は設備とシステム環境に依存する。 例示的実施例において、利得の増減の量は0.5dBから1.0dBのステップにし得るが 、他のステップの大きさも利用できる。利得増加のステップの大きさは利得減少 のステップの大きさと同じまたは異なることが出来る。さらに、利得のステップ の大きさは基準局４における他の順方向通信量チャンネルの利得に依存して作ら れ得る。本発明は利得調節において全てのステップの大きさが適応可能である。 基準局４はまた遠隔局６の速度およびフェージング状態の関数として利得の増 加、利得の減少または両方を調節できる。基準局４は、最適なステップの大きさ が遠隔局６のフェージング状態および速度の関数であるのでこれを行う。例えば 、非常に高速において、より小さなステップの大きさがより良く働き、それはパ ワー制御ビットの率が速いフェージングに追従するため十分に速くないからであ る。順結合挟 み込みがフェージングを平均にするので、大きなパワー制御ステップの大きさは 順結合波形に振幅ジッタを加算しがちである。しかし、速いパワー制御はレベル 訂正のため平均波形を動的に調節するのに必要である。基準局４内の復調器５２ は遠隔局６のフェージング状態および速度を推定することが出来る。復調器５２ の検索要素が現に受信されている多元経路要素の数を決定し、それらの輪郭を計 算する。検索要素は共に本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み 込まれた、“ＣＤＭＡセルラー電話方式における多様性受信機”と題するＵ.Ｓ 特許No．5,109,390、および1994年９月３０日に申請された“スペクトラム拡散 多元接続通信方式のための多元経路検索処理装置”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08 /316,177に記述されている。 復調器５２はまた、技術においてよく知られている復調技術を使用している逆 結合周波数誤差を推定することにより遠隔局６の速度を推定し得る。周波数誤差 は略２・ｆ_c・ｖ／ｃ＋εであり、ここにｆ_cは作動周波数、ｖは遠隔局６の速度 、ｃは光の速度、εは遠隔局６の残留周波数誤差である。TIA/EIA/IS-95-Aとの 適合において、遠隔局６は順結合で受信された周波数を測定し、順結合の伝送周 波数を設定するためにこれを使用する。測定された受信周波数に基づく伝送周波 数設定の議論は、本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれ 、1994年７月29日に申請された“可変率通信方式におけるパワーを制御する方法 及び装置”と題するＵ.Ｓ特許出願No.08/283,308に記述されている。遠隔局６は それ自身の発振器から誤差を除去するためこれを行う。このプロセスは、順結合 の周波数誤差ｆ_c・ｖ／ｃと逆結合の周波数誤差ｆ_c・ｖ／ｃがあるので、基準局 ４で受信された信号のドプラー周波数誤差の２倍の結果をもたらす。受信された 周波数から遠隔局６における伝送周波数設定の誤差はεである。高速モバイルの ため、誤差εは比較的小さい。かくして、復調器５２は速度と多元経路推定を制 御器４０に供給でき、制御器は利得増加および減少、ステップの大きさを決定す るためにこれらの情報を 使用する。 基準局４はシステム設計拘束およびＦＣＣ調整により決定される最大の伝送パ ワーを持つ。遠隔局６が利得増大を要求するとき、必然的に、基準局４は十分に 利用可能なパワーを持たない状態を経験するであろう。もし不適当な伝送パワー なので基準局４が利得増加指令を制限または無視するなら、順方向通信量チャン ネルのＦＥＲは増加出来る。これが起こるとき、遠隔局６の目標エネルギーレベ ルは実質的にかつ速く増大できる。これは（５）式の上方向ステップγが下方向 ステップδに関して典型的に大きいことによるものである。もし乏しいチャンネ ル状態が消失し、または基準局４が付加的なパワーを遠隔局６に伝送することが 可能なら、下方向ステップδが典型的に小さいので、目標エネルギーレベルｚを 適当な範囲に設定させる時間は長く出来る。例示的実施例において、順結合のＦ ＥＲが名目上よりも高いとき、基準局４はその時間中上方向ステップγおよび下 方向ステップδの新しい値を伝送する。 実施例において、順方向通信量チャンネルのＦＥＲ性能は目標エネルギーレベ ルｚに関係する。かくして、基準局４は好ましいＦＥＲを得るために目標エネル ギーレベルｚを直接調節できる。例えば、もしシステムが高負荷で１つまたはそ れ以上の遠隔局６がより高いＦＥＲで作動することを必要とすることを基準局４ が実現するなら、基準局４は新しい目標エネルギーレベルｚを遠隔局６に伝送す ることにより、これらの遠隔局６の目標エネルギーレベルを変えることが出来る 。代わりに、基準局４は、これらの遠隔局６に新しい上方向ステップγおよび下 方向ステップδを使用するよう指令することにより目標エネルギーレベルを操作 できる。例示的実施例において、基準局４が遠隔局６からのパワー制御指令に応 答できないときは、パワー制御ループが最大伝送パワーを打ち、かつ非直線領域 で作動することを防ぐために、基準局４は目標エネルギーレベル、または上方向 および下方向ステップを調節する。 順結合パワー制御機構が適当に作動し、遠隔局６が性能の必要な要求レベルよ り以上または以下の伝送を要求しないことを確保するため、基準局４は順方向通 信量チャンネルのＦＥＲを監視出来る。例示的実施例において、データフレーム が誤差で受信されたとき、遠隔局６は基準局４に誤差伝言を伝送する。この誤差 伝言は前述の削除指示ビット（ＥＩＢ）で出来る。基準局４は遠隔局６からの誤 差伝言を監視し、ＦＥＲを計算し、かつ上方向ステップγおよび下方向ステップ δの適当な値を遠隔局６に割り当てることにより遠隔局６の目標エネルギーレベ ルｚを操作できる。 VI．利得訂正機構 本発明の順結合パワー制御機構は遅れが最小であるときより良く行う。順方向 通信量チャンネルのフェージングを補償するため、基準局４は、遠隔局６による 要求により、出来るだけ早く伝送パワーの増加または減少を適用する。遠隔局６ がソフトハンドオフでないとき、順結合パワー制御ビットに応答して順方向通信 量チャンネルの利得を調節する単一の基準局４により、順結合パワー制御ビット が受信される。ソフトハンドオフにある遠隔局６は同時に多数のセクタと通信す る。例示的実施例において、１つの基準局４の単一チャンネル要素は遠隔局６間 およびソフトハンドオフにある全ての地域の通信を制御するために使用される。 それ故、基準局４は遠隔局６からの順結合パワー制御ビットの受入れの全ての地 域の伝送パワーを速やかに調節することが出来る。 ソフトハンドオフにある遠隔局は複数の基準局４と同時に通信できる。分配さ れた順結合パワー制御を行う方法および装置は前述のＵ.Ｓ特許出願No.08/710,3 35に詳細に記述されている。ある基準局４は順結合パワー制御ビット流を受信し ないかもしれず、または十分な信頼性でパワー制御ビット流を受信しないかもし れない。本発明において、順結合パワー制御訂正機構は、遠隔局６の活動的なメ ンバーの組において全ての基準局４の順方向通信量チャンネルの利得が適当に設 定され、基準局４により順結合パワー制御ビットの間違った受入れが蓄積しない ことを確保するために使用される。例示的実施例において、遠隔局６がソフトハ ンドオフにあるとき、最強の逆結合信号を受信する基準局４の順方向通信量チャ ンネルの利得は活動的なメンバーの組において全ての基準局４に使用される。パ ワー制御訂正機構は以下の実施例によって達成され得る。 第１の実施例において、順方向通信量チャンネルの利得が遠隔局６と通信にあ る全ての基準局４に略等しいことを確保するため、選択された順結合パワー制御 ビット流が全ての基準局４に供給される。各フレームについて、活動的なメンバ ーの組にある全ての基準局４は、基準局４により受信された順結合パワー制御ビ ットをシステム制御器２内の選択器に送る。選択器は最強の逆結合信号を受信す る基準局４からのパワー制御ビットを選択する。この基準局４からの選択された パワー制御ビットはそれから活動的なメンバーの組にある全ての基準局４に供給 される。各基準局４は選択器からの選択された順結合パワー制御ビットを受け、 選択されたビットをそれが実際に受信されかつ処理されたビットと比較し、選択 された順結合パワー制御ビットと適合するように順方向通信量チャンネルの利得 を再調整する。 基準局４は帰路フレームにおいて制御器４０内の選択器にパワー制御ビットを 送る。帰路フレーム選択はTIA/EIA/IS-95-Aシステムに使用された現存手順に従 って成され得る。処理の後、選択器は遠隔局６に伝送のためユーザ通信量を運ん でいる帰路フレームにおいて全ての基準局４に選択された順結合パワー制御ビッ トを送ることが出来る。 第２の実施例において、各基準局４はフレーム毎に選択器に順方向通信量チャ ンネルの利得を送る。選択器は最も強い逆結合信号を受信された基準局４に対応 している利得を選択する。選択器は活動的なメンバーの組にある全ての基準局４ に選択された利得を送り、それに従って基準局４はそれらの利得を更新する。選 択された利得は現存しているTIA/EIA/IS-95-Aシステムにおいて、まさに選択器 から基準局４ に送られた利得値である。この利得値は、ここに引例として組み込まれたTIA/EI A/IS-634-A標準に特定されたようなインターフェイスＡ３に送られる帰路フレー ムで運ばれる。 処理遅れにより、順方向通信量チャンネルの利得の更新はいくらかの注意が必 要である。例示的実施例において、各基準局４は、遠隔局６からの順結合パワー 制御ビットのその測定に基づいてその順方向通信量チャンネルの利得を調節でき る。しかし、選択器は他の基準局４により受信されたパワー制御ビットが使用さ れて決定するかもしれない。この決定は、基準局４が順結合パワー制御ビットの それ自身の測定に適用した後予定の時間量までは通常成されない。それ故、基準 局４は、選択器から実際に受信されかつ選択ざれたパワー制御ビットである基準 局４のパワー制御ビットに従ってそれらの順方向通信量チャンネルの利得を調節 する必要がある。基準局４はまた、初期の利得調節および選択器からの選択され たパワー制御ビットの受入れ間の遅れを計算する必要がある。 例示的実施例において、各基準局４は各更新期間でその基準局４により使用さ れた利得を記憶する。選択器は受信された正確なパワー制御ビットを持つために 、最もありそうであると決定された基準局４の選択されたパワー制御ビット（あ るいは選択された利得）を送る。それから各基準局４は更新期間に記憶された利 得を選択器から受信されたそれと比較し、その差により現時間スロットで利得を 更新する。かくしてｉ番目のパワー制御ビットの利得Ｇ_iは ここに、Ｇ_iはｉ番目の時間スロット中の利得、b_iはｉ番目のパワー制御ビット の値(１または０)、ｖは利得ステップの大きさ、Ｍはフレーム毎のパワー制御ビ ットの数、ｐはフレームの開始からパワー制御 の時間スロットのオフセット、Ｈ_kはｋ番目、ここにｋ＝[ｉ/Ｍ]のフ レーム中選択器により特定された順方向通信量チャンネルの利得、ｑ ら基準局４で受信される時間までの時間スロットにおけるオフセット、δ_ijはも しｉ＝ｊなら１、その他は０に等しい。例示的実施例において、Ｍは１６に等し いが、Ｍの他の値も使用され、本発明の範囲内である。 順結合パワー制御訂正機構の例示的タイミング図が図８に示される。順方向通 信量チャンネルフレームと逆結合データフレームがほとんど正確に時間配列され 、空中伝播遅れによってのみ歪められる。フレーム（20msecの持続）がｋ、ｋ＋ １、ｋ＋２、およびｋ＋３として索引され、図８に厚いハッシュマークにより図 示される。逆結合データ流のフレームｋは基準局４で受信され、いくらかの処理 遅れの後、ブロック２１０により示されたようにフレームｋ＋１中のある時間に 解読される。その間、基準局４はまた考慮可能なより少ない処理遅れで順結合パ ワー制御指令を処理している。かくして、図８の下の時間軸にくまどりされた順 結合パワー制御ビットは20msecブロックの順結合パワー制御ビットとして描かれ 、それは逆結合データ流のフレームｋに沿った同じ帰路フレームに選択器に送ら れる。フレームｋ＋２中選択器は最強の逆結合信号を受信した基準局４からの順 結合パワー制御ビットを選択し、ブロック２１２において、これらの選択された パワー制御ビットを遠隔局６の活動的なメンバーの組にある全ての基準局４に送 る。典型的に、選択されたパワー制御ビットは帰路フレームに送られる。それ故 簡単に言うと、フレームｋ＋２内に、基準局４は選択器からの選択されたパワー 制御ビットを受け、ブロック２１４において、上述された方法で選択されたパワ ー制御ビットに従って順方向通信量チャンネルの利得を訂正する。フレームｋ＋ ３の始めにより、基準局４はブロック２１６により示されたように更新された利 得で伝送する。 上記の例は、遠隔局６が順結合パワー制御ビットを伝送する時間か ら基準局４が順方向通信量チャンネルの利得を訂正する時間までの処理遅れの３ フレームを示した。しかし、例示的実施例において、各基準局４は順結合パワー 制御ビットのその測定に応答してその順方向通信量チャンネルの利得を調節する ことが出来る。この方法において、各基準局４はその順方向通信量チャンネルの 利得をそれ自身で速やかに調節することができ、処理遅れが最小である。順結合 パワー制御訂正機構は、最も強い逆結合信号を測定する基準局４からのパワー制 御ビットが、活動的なメンバーの組みある他の基準局４の順方向通信量チャンネ ルの利得を訂正するために使用され、基準局４によりパワー制御ビットの誤った 受入れが蓄積しないことを確保する。全ての基準局４により順結合パワー制御機 構の訂正操作を確保するための他の実施例が熟考され、本発明の範囲内である。 本発明は順結合パワー制御機構について記述されたが、ここに開示された発明 の概念は逆結合パワー制御にも適用可能である。 好ましい実施例の前述の記述は本発明を作りまたは使用するために技術に熟練 したいかなる人にも可能性を提供する。これらの実施例に対する種々の変形は技 術に熟練した者にすでに明らかであり、ここに限定された基本的な原理は発明的 能力を使用することなく他の実施例に適用され得る。かくして、本発明はここに 示された実施例に限定されるものではなく、原理およびここに開示された新規な 特徴を有する構成の最も広い範囲に従うべきである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ， ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，Ｌ Ｓ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ， ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，Ｅ Ｅ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＧＷ，ＨＵ ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ， ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，Ｍ Ｄ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ， ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，Ｖ Ｎ，ＹＵ，ＺＷ (72)発明者 セインツ、ケイス・ダブリュ アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92122、サン・ディエゴ、ショーライン・ ドライブ 7160、アパートメント 4212

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．第１組のビットの振幅値を測定し、 前記振幅値を目標エネルギーレベルに対して比較し、 前記比較ステップに応答して第２組のビットを発生することを備え、 伝送パワーが前記第２組のビットに従って調節される CDMA方式における伝送パワーを制御する方法。 ２．前記目標エネルギーレベルが通信の初期の段階で、およびまたは受信され た信号の測定された性能に応答して設定される請求項１の方法。 ３．前記第２組のビットを目的局に伝送することをさらに備え、 前記目的局の伝送パワーが前記第２組のビットに従って調節される請求項１ま たは２の方法。 ４．受信された信号の測定された性能に応答して前記目標エネルギーレベルを 調節することをさらに備えた請求項１,２または３の方法。 ５．伝送パワーをシステム制御器からの一組の指令に従って訂正することをさ らに備えた先行する請求項の何れかによる方法。 ６．前記測定することがさらに 前記第１組のビットに対応している少なくとも１つの信号経路で受信し、 案内信号および濾波されたデータを得るために前記少なくとも１つの信号経路 の各々を復調し、 符号化された目盛出力を得るために前記案内信号と濾波されたデータの点乗積 を計算し、 組み合わされた目盛出力を得るために前記少なくとも１つの信号経路からの前 記符号化された目盛出力を組合わせることを備えた先行する請求項の何れかによ る方法。 ７．前記第１組のビットの前記振幅値を得るため前記組み合わされた目盛出力 を濾波することをさらに備えた請求項６の方法。 ８．前記組み合すことが 前記第１組のビットの同一の流れを搬送する前記少なくとも１つの信号経路か らの前記符号化された目盛出力を論理的に合計し、 前記第ｌ組のビットの非同一の流れを搬送する前記少なくとも１つの信号経路 からの前記符号化された目盛出力の絶対値を合計することを備えた請求項６また は７の方法。 ９．調節することが、 フレーム誤差の指示に応答して上方向ステップにより前記目標エネルギーレベ ルを増加し、 フレーム誤差の不存在に応答して下方向ステップにより前記目標エネルギーレ ベルを減少することを備えた請求項４または請求項５ないし８の何れかによる方 法。 １０．調節することが、 もし前記第１組のビットの前記振幅値が最小エネルギーレベル以下なら前記目 標エネルギーレベルを維持することを備えた請求項９の方法。 １１．前記上方向ステップおよび前記下方向ステップが通信の初期段階で、お よびまたは前記受信された信号の測定された性能に応答して設定される請求項９ または１０の方法。 １２．前記上方向ステップおよび前記下方向ステップが前記目標エネルギーレ ベルの関数である請求項９または１０の方法。 １３．調節することが、 ２つの連続するフレーム誤差の指示に応答して前記目標エネルギーレベルを維 持し、 前記増加ステップがフレーム誤差の指示および２つの連続する先行データフレ ームのフレーム誤差の不存在に応答していることを備えた請求項９の方法。 １４．前記訂正することが、 前記第２組のビットの少なくとも１組を受信し、 前記第２組のビットの少なくとも１組間からのビットの組を選択し、 前記伝送パワーが前記選択されたビットの組に従って訂正される請求項５また は請求項６ないし１３の何れかによる方法。 １５．前記第２組のビットの各ビットが前記第１組のビットの最も遅い可能性 のあるパワー制御ビット位置から固定遅れの後伝送される請求項３または請求項 ４ないし１４の何れかによる方法。 １６．前記第２組のビットの各ビットが前記第１組のビットの受信されたビッ トから固定遅れの後伝送される請求項３または請求項４ないし１４の何れかによ る方法。 １７．前記第２組のビットの各ビットが１つのパワー制御グループより少ない 持続を有するパルスで伝送される請求項３または請求項４ないし１４の何れかに よる方法。 １８．第１組のビットと目標エネルギーレベルとを受信し、前記第１組のビッ トおよび前記目標エネルギーレベルに応答した第２組のビットを供給する、受信 された信号の質を目標エネルギーレベルに維持するための第１のパワー制御ルー プと、 フレーム誤差の指示と性能閾値とを受け、前記測定された性能および前記性能 閾値に応答して前記第１のパワー制御ループに前記目標エネルギーレベルを供給 する、前記受信された信号の測定された性能を維持するための第２のパワー制御 ループとを備えた ＣＤＭＡ方式における伝送パワーを制御する装置。 １９．前記第１のパワー制御ループが、 前記第１組のビットに対応している少なくとも１つの信号経路で受信する受信 手段と、 符号化された目盛出力を得るために前記少なくとも１つの信号経路の各々を復 調する復調手段と、 組み合わされた目盛出力を得るため前記少なくとも１つの信号経路からの前記 符号化された目盛出力を組合わせる組合わせ手段と、 前記組み合わされた目盛出力を前記目標エネルギーレベルと比較し前記比較に 応答して前記第２組のビットを生じる比較手段とを備えた 請求項１８の装置。 ２０．前記第２のパワー制御ループが、 フレーム誤差の指示に応答して上方向ステップにより前記目標エネルギーレベ ルを増加し、フレーム誤差の不存在に応答して下方向ステップにより前記目標エ ネルギーレベルを減少する閾値調節回路手段を備える請求項１８または１９の装 置。 ２１．前記復調手段が案内信号と濾波されたデータを得るため前記少なくとも １つの信号経路の各々を復調し、前記復調手段がされに、 前記案内信号と濾波されたデータに基づいて前記符号化された目盛出力を生じ る点乗積回路手段を備える請求項１９または２０の装置。 ２２．第１のパワー制御ループがさらに、 濾波された出力を得るため前記組み合わされた目盛出力を濾波するフィルタ手 段を備え、前記比較手段が前記濾波された出力を前記目標エネルギーレベル対し て比較する請求項１９ないし２１の何れかの装置。 ２３．前記目標エネルギーレベルが通信の初期の段階で、およびまたは受信さ れた信号の測定された性能に応答して設定される請求項２０の装置。 ２４．前記上方向ステップおよび前記下方向ステップが通信の初期段階で、お よびまたは前記受信された信号の測定された性能に応答して設定される請求項２ ０の装置。 ２５．１つまたはそれ以上の基準局と１つまたはそれ以上の遠隔局とを備えた 無線通信方式における基準局の制御器であって、 遠隔局のための第１の伝送チャンネルにパワー制御信号と共に通信信号を伝送 する送信機と、 遠隔局からの第２の伝送チャンネルに信号を受信し、その信号が遠隔局により 第１の伝送チャンネルで受信されたパワー制御信号から得られた属性を表示する 受信機と、 受信機により受信された信号を処理し、かつ処理された信号に依存 して送信機により第１の伝送チャンネルに伝送されたパワー制御信号を制御する 処理装置とを備えた制御器。 ２６．１つまたはそれ以上の基準局と１つまたはそれ以上の遠隔局とを備えた 無線通信方式において使用される遠隔局であって、 基準局により第１の伝送チャンネルに伝送されるパワー制御信号と共に１つま たはそれ以上の通信信号を受信する受信機と、 受信機により受信された１つまたはそれ以上の属性をパワー制御信号から引き 出すため受信機により受信された１つまたはそれ以上の信号を処理する処理装置 と、 伝送パワーが受信されたパワー制御信号により決定され、受信された通信信号 の属性を表す第２の伝送チャンネルに基準局のための信号を伝送する送信機とを 備えた遠隔局。