JP4167045B2

JP4167045B2 - 充電／放電保護回路

Info

Publication number: JP4167045B2
Application number: JP2002347212A
Authority: JP
Inventors: アクセル・パンヴィッツ
Original assignee: ディアローク・セミコンダクター・ゲーエムベーハー
Priority date: 2001-11-29
Filing date: 2002-11-29
Publication date: 2008-10-15
Anticipated expiration: 2022-11-29
Also published as: US6791809B2; EP1317042A3; JP2004007942A; EP1317042A2; KR20030044871A; DE10158494C1; US20030099075A1; KR101026072B1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、バッテリの端子の電圧、保護回路の充電／放電端子の電圧、および充電電流または放電電流の大きさに応じてｎ個の並列負荷電流スイッチを開閉する制御論理を有する少なくとも１つの再充電可能な電池を備える再充電可能なバッテリ用の充電／放電保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
制御論理は、過電圧の場合に、一体化されたバッテリ側並列結合可融性リンクを制御しながら順次溶融させることによってバッテリを充電／放電端子から切断する過電圧検出器を備えている。各バッテリ側並列結合可融性リンクは、直列接続された関連する負荷電流スイッチおよび短絡スイッチ・アレイの関連する制御可能なスイッチ・セグメントを介して反対の極を持つバッテリ接続部に結合することができる。
【０００３】
このような回路は、本明細書と共に明示的に引用されるドイツ特許ＤＥ−Ａ−１０１３７８７５．０号から既知であるとみなされている。特に、この回路は、単一のリチウム・イオン電池と携帯電話の電子機器との間に配置することができる。この回路は、バッテリ、すなわち各電池を危険な過電流から保護し、最悪ケースで必要とされるよりもずっと低い電気強度で、したがって好ましいコストで製造することができる。過電圧が起こった場合、可融性リンクは個々に次々に破壊される。それによってバッテリは過電圧から永久的に切断される。保護回路の破壊は故意に受け入れられる。保護回路が、最後のヒューズが溶融しないうちに過電圧によって破壊されることのないように、保護回路は、過電圧の場合に、過電圧が短絡によって解消するように電圧検出器によってその導電状態に切り換えられる半導体スイッチを充電／放電端子に並列に備えている。このため、半導体スイッチは、高電流保持能力を有さなければならないので、チップ上のかなり広い面積を必要とし、したがって、そのコストを増大させる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、上述の種類の保護回路と同じ保護を実現しつつ、面積がより小さく、したがってより経済的なチップ上に取り付けることのできる、上述の種類の保護回路を作製することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この目的は、制御回路が、過電圧の場合に、すべての負荷電流スイッチを同時に閉じ、その後、第１の数の負荷電流スイッチを順次開き、同時に、それぞれの負荷電流スイッチに関連する短絡スイッチ・アレイのスイッチ・セグメントを閉じ、したがって、関連する可融性リンクを順次溶融させることにより、本発明によって解決される。この第１の数の負荷電流スイッチは、開いた後、再び閉じ、同時に、残りの数のまだ閉じている負荷電流スイッチが開くと共に、引き続き残りのスイッチ・セグメントを順次閉じ、したがって、バッテリが完全に切断されるまで、保護回路を過電圧から保護する低抵抗経路が常に、保護回路の充電／放電端子間に存在する。
【０００６】
したがって、この低抵抗経路においては、最初、すべての閉じている負荷電流スイッチおよびバッテリを介した経路を辿り、次いで、再び閉じられた第１の数の負荷電流スイッチおよびすでに閉じている短絡スイッチを介した経路を辿る。切断プロセスはミリ秒単位内（最高で１秒以内）で完了するのでバッテリを流れる最初の電流によって危険な過負荷が生じることない（放電も生じない）。
【０００７】
したがって、本発明の中心的な概念は、すでに存在している並列に配置された負荷電流スイッチを利用することにより、認識された過電圧を低抵抗電流経路を通り低減させることからなる。これによって、保護回路は、最後のヒューズが破壊されたときにバッテリが最終的に切断されるまで機能する。したがって、冒頭の回路とは異なり、過電圧の場合、最初にすべての負荷電流スイッチが閉じ、その後、ヒューズが順次溶融するので、十分な数の負荷電流スイッチが常に閉じたままになり、したがって、過電圧は最初、バッテリを介して低抵抗短絡を有し、その後短絡スイッチ・アレイのすでに閉じているスイッチ・セグメントを介して低抵抗短絡を有する。
【０００８】
制御論理の、少なくとも、スイッチ・セグメントに対する制御信号を生成する回路要素が、補助電圧源、特に充電されたバッファ・コンデンサからこれらの要素の供給電圧を受け取るのが適切である（請求項２）。これによって、保護回路の機能は、生成された低抵抗短絡経路によって外部過電圧が解消したときでも、逆に、外部過電圧が非常に高く、制御論理の、保護回路の通常の機能に用いられる他の部分が破壊されたときでも保護される。
【０００９】
この実施態様の他の特徴は、補助電圧源を形成するバッファ・コンデンサを半導体を介してバッテリ電圧まで充電することからなる。半導体は、そうする際に、バッテリ電圧が所定の値よりも低くなるか、または過電圧の場合に、過電圧検出器が制御信号を生成したときに開く（請求項３）。
【００１０】
あるいは、補助電圧源は、充電ポンプを介して制御論理の最大許容動作電圧まで充電されるバッファ・コンデンサを備えてよい（請求項４）。
過電圧検出器は、充電／放電端子の電圧を入力電圧として受け取るのが適切である（請求項５）。これにより、外部過電圧が対応するバッテリ充電電流を介してバッテリにおいても過電圧を発生させたときになって初めて外部過電圧が認識される、従来技術による提案の欠点が解消される。
【００１１】
過電圧検出器は特に、過電圧の場合に第２の安定状態に切り換わる双安定フリップフロップ回路を備えてよく（請求項６）、したがって、過電圧が短い時間のみ印加された場合でも、低抵抗短絡を引き起こす制御信号のシーケンスがトリガされる。
【００１２】
好ましい実施態様では、過電圧検出器の後にクロック生成回路およびデジタル・スイッチング回路が設けられており、それによって、過電圧検出器は、過電圧の場合に、クロック生成回路をイネーブルする信号を生成する。デジタル・スイッチング回路は、制御すべきスイッチの数に対応するいくつかの連続するＤ型フリップフロップを備えている。したがって、Ｄ型フリップフロップは、クロック信号を介して、順次その第２の安定状態に切り換えられる。次いで、Ｄ型フリップフロップの出力は逐次、一方では短絡スイッチ・アレイのスイッチ・セグメントに対する制御信号を供給し、他方では論理回路網素子を介して負荷電流スイッチに対する制御信号を供給する（請求項７）。このような機能を実行する論理回路網をどのようにして実現すべきかは当業者に既知である。
【００１３】
コンデンサを除いて、すべての回路要素が１つのチップ上に集積されることが好ましい（請求項８）。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１に示されている保護回路は、リチュームイオン（Ｌｉ−Ｉｏｎ）電池１の端子と、険しい勾配の電圧上昇から保護するためのフィルタ・コンデンサ４０が並列接続された２つの充電／放電端子５０および６０との間に集積回路として位置している。保護回路は、外部接続部Ｃｏｍ、＋Ｂａｔｔ、およびＯｕｔ、ならびに＋Ｖ_Hを有している。＋Ｖ_Hは、バッファ・コンデンサ２を介して基準電位Ｃｏｍに接続されている。バッファ・コンデンサ２は通常、半導体スイッチ４（ダイオードとして示されている）を介してバッテリ電圧まで充電される。この供給電圧が降下した場合、半導体スイッチ４が開き、バッファ・コンデンサ２は、集積回路の必須部分のための時間の間、ライン５を介して電力を供給する。半導体スイッチ４の代わりに充電ポンプ回路を設けてもよく、充電ポンプ回路は、集積回路技術において定められているように、バッファ・コンデンサ２を所定の最高ゲート電圧まで充電する。
【００１５】
Ｏｕｔと＋Ｂａｔｔとの間に、各々が負荷電流スイッチ１０₁、１０₂、．．．１０_nおよび一体化された可融性リンク１１₁、１１₂、．．．１１_nを備える複数の並列結合直列回路を備える回路構成に直列に、電流検知抵抗器Ｒ_senseが配置されている。負荷電流スイッチ１０_xと可融性リンク１１_xとの間の各接続ノードは、それ自体の短絡スイッチ１２₁、１２₂、．．．１２_nを介して基準電位Ｃｏｍに接続されている。これらの短絡スイッチの群全体を以下では短絡スイッチ・アレイと呼び、個々のスイッチをスイッチ・セグメントと呼ぶ。
【００１６】
一点鎖線のブロック６内に簡略化されて図示されている制御論理はリチュームイオン（Ｌｉ−Ｉｏｎ）電池１の電圧が所定の許容範囲外である場合に、一般的に知られている手段により差分増幅器Ｄ１およびＤ２を通してバッテリ不足電圧信号ＵＶおよびバッテリ過電圧信号ＯＶを生成する。制御論理は、Ｒ_senseの両端間の電圧降下から、差分増幅器Ｄ３およびＤ４により、最大充電電流または最大放電電流に達したときにそれぞれ出力信号ＯＣＤ、ＯＣＣをさらに生成する。差分増幅器Ｄ１からＤ４の出力信号ＵＶ、ＯＶ、ＯＣＣ、およびＯＣＤは、後述の例のそれぞれにおいて、図３を参照して詳しく説明するデジタル・スイッチング回路７にエラー信号Ｆ１を供給する、ＯＲゲートＯＤに結合される。
【００１７】
端子Ｏｕｔの電位は、Ｄ３およびＤ４の対応する入力に存在するだけでなく、過電圧の場合に、やはりデジタル・スイッチング回路７に供給されるエラー信号Ｆ２を生成する、過電圧検出器ＯＶＤの入力にも存在する。
【００１８】
過電圧検出器ＯＶＤの実施形態は図２に示されている。外部接続の符号は図１の符号に対応している。ＯｕｔとＣｏｍとの間に、第１のトリガ素子２１および抵抗器２２と、第２のトリガ素子２３および第２の抵抗器２４とを備える直列回路が配置されている。トリガ素子２１、２３は、逆並列配線されたツェナー・ダイオードと逆電流ダイオードの直列接続部として記号でのみ示されている。所定の電圧限界を正または負の方向に超えると、対応するトリガ素子が導電し、それと共に、それぞれの後続のＭＯＳトランジスタＴ１またはＴ２が導電し、それによって、それぞれ後続のシュミット・トリガＳＴ１、ＳＴ２が「０」すなわち「Ｌ」にセットされる。シュミット・トリガの出力は、出力がＤ型フリップフロップ２６のクロック入力に接続されているインバータＩを介してＮＡＮＤゲート２５の入力に結合されている。Ｄ型フリップフロップ２６のＤ入力は通常、「１」すなわち「Ｈ」である。したがって、フリップフロップ２６の出力Ｑは、クロック入力において、ＯＲゲート２５からインパルスが到着したときに「Ｈ」になる。したがって、過電圧検出器は双安定フリップフロップと同様に動作する。出力レベル「１」すなわち「Ｈ」は、同じ名前の端子でのエラー信号Ｆ２を表す。
【００１９】
図３は、図１の短絡スイッチ・アレイのスイッチ・セグメント１２₁から１２_nに対する順次制御信号Ｆ３［１：ｎ］および図１の負荷電流スイッチ１０₁から１０_nに対する制御信号Ｆ４［１：ｎ］をエラー信号Ｆ１およびＦ２から生成する、図１のデジタル・スイッチング回路７の実施形態である。負荷電流スイッチは、この例では、ＰＭＯＳ技術で実現され、したがって、その制御信号がレベル「１」であるときに開き、その制御信号がレベル「０」であるときに閉じて導電状態になる。
【００２０】
エラー信号Ｆ１を供給する接続部Ｆ１は、ＡＮＤゲート２０（１）から２０（ｍ）の第１の入力に結合されている。ＡＮＤゲートの第２の入力は、ＯＶＤが過電圧を検出しないかぎり、したがって、エラー信号Ｆ２が「０」であるときは、否定エラー信号Ｆ２、すなわちレベル「１」を受け取る。ＡＮＤゲート２０［１：ｍ］の出力はＯＲゲート２１［１：ｍ］の第１の入力に結合されている。ＯＲゲートの出力は、図１の負荷電流スイッチ１０₁から１０_nに対する制御信号Ｆ４［１：ｎ］を供給し、一方、ＯＲゲート２１（ｍ）は負荷電流スイッチ１０［ｍ：ｎ］に対する共通制御信号を供給する。エラー信号Ｆ１が「１」に切り換わると、対応するすべての制御信号Ｆ４［１：ｎ］が同時に「１」に切り換わり、すなわち、すべての負荷電流スイッチ１０₁から１０_nが同時に開く。これは、図１の制御論理６が信号ＵＶ、ＯＶ、ＯＤＣ、またはＯＣＣのうちの１つを生成する場合である。
【００２１】
デジタル・スイッチング回路７は、端子Ｆ２を介して供給されるレベル「１」を有するエラー信号Ｆ２が入力Ｅｎに印加されたときに始動するクロック生成回路ＣＬＫをさらに備えている。クロック信号ｃｌｋは、いくつかの連続するＤ型フリップフロップＤＦＦ［１：ｎ］のクロック入力に向けられ、Ｄ型フリップフロップの数は、制御される負荷電流スイッチ１０および図１の短絡スイッチ・セグメント１２の数に対応する。さらに、端子Ｆ２は、これらのフリップフロップのすべての入力ＸＲに並列に結合されている。第１のフリップフロップＤＦＦ（１）の入力Ｄは永久的に「１」に結合されている。第１のフリップフロップＱに属する出力Ｑは、出力Ｑが後続のＤＦＦの入力Ｄに結合されているＤＦＦ（２）の入力Ｄに結合されており、以下同様である。レベル「１」を有するエラー信号Ｆ２が存在すると、その結果、クロック信号ｃｌｋのクロックに応じてＤＦＦ［１：ｎ］の出力Ｑが順次「１」に切り換わり、したがって、短絡スイッチ・アレイの対応するスイッチ・セグメント１２［１：ｎ］に対する制御信号Ｆ３［１：ｎ］のシーケンスを供給し、それによってスイッチ・セグメント１２［１：ｎ］が順次閉じる。
【００２２】
Ｄ型フリップフロップＤＥＦ［１：（ｍ−１）］にＡＮＤゲート２２［１：（ｍ−１）］が関連付けされている。これらのＡＮＤゲートはそれぞれ、３つの入力を有している。すべての第１の入力は端子Ｆ２に結合されている。各ＡＮＤゲートの第２の入力は、同じ序数のＤ型フリップフロップの出力Ｑに結合されている。すべての第３の入力は、共通インバータ２３を介してＤＦＦ（ｍ）の出力Ｑに結合されている。すべてのＡＮＤゲート［１：（ｍ−１）］の出力は、ＯＲゲート［１：（ｍ−１）］の第２の入力に結合されている。しかし、ＯＲゲート２１（ｍ）の第２の入力は、インバータ２３も結合されているＤＦＦ（ｍ）の出力Ｑに結合されている。
【００２３】
回路の作用は以下のとおりである。エラー信号Ｆ１のみが現れた場合、すなわち、端子Ｆ１にレベル「１」が存在する場合、前述のように、すべての制御信号Ｆ４［１：ｎ］がレベル「１」を生成し、したがって、図１のすべての負荷電流スイッチ１０₁から１０_nが開く。
【００２４】
過電圧検出器ＯＶＤがレベル「１」を有するエラー信号Ｆ２を生成すると、すべてのＡＮＤゲート２０［１：ｍ］が遮断され、したがって、すべての制御信号Ｆ４［１：ｎ］が同時にレベル「０」を取り、それによって、すべての負荷電流スイッチ１０₁から１０_nが同時に閉じる。したがって、充電／放電端子５０、６０はバッテリ１を介して低抵抗短絡される。外部電圧源の過電圧が高く、内部抵抗が小さいときにのみ、すべてのヒューズ１１₁から１１_nが溶融し、それによってバッテリ１が完全に切断される。他の場合には、エラー信号Ｆ２によってクロック生成回路ＣＬＫが始動し、したがって、やはり前述のように、Ｄ型フリップフロップＤＦＦ［１：ｎ］の出力Ｑが制御信号Ｆ３［１：ｎ］を連続的に生成する。同じクロック・サイクルにおいて、各ＡＮＤゲート２２（１）から２２（ｍ−１）ごとに論理ＡＮＤ条件が満たされ、したがって、制御信号Ｆ４［１：（ｍ−１）］が「０」から「１」に切り換わる。これによって、対応する負荷電流スイッチが、同じ序数のスイッチ・セグメントが閉じるのと同時に開く。それに対応して、ヒューズ１１₁から１１_m-1が連続的に溶融する。
【００２５】
次のクロック・サイクルにおいて、Ｄ型フリップフロップＤＦＦ（ｍ）の出力Ｑが「１」に切り換わると、すべてのＡＮＤゲート２２［１：（ｍ−１）］がインバータ２３によって遮断される。したがって、すべての制御信号２２［１：（ｍ−１）］がレベル「０」に移り、連続的に開いた負荷電流スイッチ１０₁から１０_m-1がすべて同時に閉じ、かつすべての残りの負荷電流スイッチ１０ｍから１０ｎが同時に、ＯＲゲート２１（ｍ）を介して制御信号「１」を受信し、その後開く。したがって、最初はバッテリを介し、次いですでに閉じている負荷電流スイッチおよびすでに閉じておりかつこの状態のままであるすべてのスイッチ・セグメントを介した低抵抗短絡経路が、最後のヒューズ１１ｎが溶融するまで常に存在する。
【図面の簡単な説明】
【図１】ブロック図である。
【図２】図１の過電圧検出器の簡略化された回路図である。
【図３】過電圧検出器の後にクロック生成回路を含むデジタル・スイッチング回路の回路図である。

Claims

バッテリ端子（＋Ｂａｔｔ、Ｃｏｍ）の電圧、保護回路の充電／放電端子（５０、６０）の電圧、および充電電流または放電電流の大きさに応じてｎ個の並列負荷電流スイッチ（１０［１：ｎ］）を開閉する少なくとも１つの再充電可能な電池（１）を備えるバッテリ用の充電／放電保護回路であって、制御論理（６）は、過電圧検出器（ＯＶＤ）を備え、過電圧の場合に、一体化されたバッテリ側並列結合可融性リンク（１１［１：ｎ］）を制御しながら順次溶融させることによってバッテリ（１）を充電／放電端子（５０、６０）から切断し、各バッテリ側並列結合可融性リンク（１１［１：ｎ］）は、関連する負荷電流スイッチ（１０［１：ｎ］）に直結され、かつ短絡スイッチ・アレイの関連する制御可能なスイッチ・セグメント（１２［１：ｎ］）を介して反対の極を持つバッテリ接続部（Ｃｏｍ）に結合されている充電／放電保護回路において、
制御回路（６）は、過電圧の場合に、すべての負荷電流スイッチ（１０［１：ｎ］）を同時に閉じ、その後、第１の数（１０［１：（ｍ−１）］）の負荷電流スイッチを順次開き、同時に、それぞれの負荷電流スイッチに関連する短絡スイッチ・アレイのスイッチ・セグメント（１２［１：（ｍ−１）］）を閉じ、したがって、関連する可融性リンク（１１［１：（ｍ−１）］）を順次溶融させ、この第１の数（１０［１：（ｍ−１）］）の負荷電流スイッチは、開いた後、再び閉じ、同時に、残りの数（１０［ｍ：ｎ］）のまだ閉じている負荷電流スイッチが開くと共に、引き続き残りのスイッチ・セグメント（１２［ｎ：ｍ］）を順次閉じ、したがって、バッテリが完全に切断されるまで、保護回路を過電圧から保護する低抵抗経路が常に、保護回路の充電／放電端子（５０、６０）間に存在することを特徴とする保護回路。
前記制御論理の、少なくとも、スイッチ・セグメント（１２）に対する制御信号（Ｆ３）を生成する回路要素は、補助電圧源、特に充電されたバッファ・コンデンサ（２）からこれらの要素の供給電圧（＋Ｖ_Ｈ）を受け取ることを特徴とする、請求項１に記載の保護回路。
前記補助電圧源は、半導体スイッチを介してバッテリ電圧まで充電されるバッファ・コンデンサ（２）を備えており、半導体スイッチ（４）は、バッテリ電圧が所定の値よりも低くなるか、または過電圧の場合に、過電圧検出器（ＯＶＤ）が制御信号を生成したときに開くことを特徴とする、請求項２に記載の保護回路。
前記補助電圧源は、充電ポンプを介して制御論理（６）の最大許容動作電圧まで充電されるバッファ・コンデンサ（２）であることを特徴とする、請求項２に記載の保護回路。
前記過電圧検出器（ＯＶＤ）は、充電／放電端子（５０、６０）の電圧を入力電圧として受け取ることを特徴とする、請求項１から４のいずれかに記載の保護回路。
前記過電圧検出器（ＯＶＤ）の後に、クロック生成回路（ＣＬＫ）を有するデジタル・スイッチング回路（７）が設けられており、過電圧検出器（ＯＶＤ）は、過電圧の場合に、クロック生成回路（ＣＬＫ）をイネーブルする信号（Ｆ２）を生成し、デジタル・スイッチング回路は、制御すべきスイッチ（１０、１２）の数に対応するいくつかの連続するＤ型フリップフロップ（ＤＦＦ［１：ｎ］）を備えており、Ｄ型フリップフロップ（ＤＦＦ［１：ｎ］）は、クロック信号を介して、順次切り換えられ、次いで、Ｄ型フリップフロップの出力（Ｑ）は逐次、一方では短絡スイッチ・アレイのスイッチ・セグメント（１２［１：ｎ］）に対する制御信号（Ｆ３［１：ｎ］）を供給し、他方では論理回路網素子（２０から２３）を介して負荷電流スイッチ（１０［１：ｎ］）に対する制御信号（Ｆ４［１：ｎ］）を供給することを特徴とする、請求項１から５のいずれか一項に記載の保護回路。
コンデンサを除いて、すべての回路要素が１つのチップ上に集積されていることを特徴とする、請求項１から６のいずれか一項に記載の保護回路。