JP4153906B2 - 通信装置、送信方法及び受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、複数のサブキャリア信号を用いて通信を行う通信装置に関する。

従来、複数の周波数キャリアを用いて通信を行う複素マルチキャリア通信装置における平均電力に対するピーク電力比の低減方法が知られている。この種の従来のマルチキャリア通信装置では、位相平面上のＱＡＭ信号点とパイロットベクトルを結合させる手法（特許文献１）および、サブキャリア間の位相関係が直交するように、サブキャリアの一部を冗長な値として利用する手法（特許文献２）が知られている。
特許第３２７２３５５号公報 特開平８−９７７９７号公報

上記特許文献１の手法では、受信側で受信信号を復号するために、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）シンボル毎に変わるパイロットベクトルの振幅と位相を、付加情報として伝送しなければならない。即ち、伝送帯域を拡大しなければならないという問題点があった。

上記特許文献２の手法では、サブキャリアの一部をサブキャリア間の位相が直交するように冗長な値として使用するため、伝送レートが低下するという問題点があった。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、伝送帯域を拡大することなく、しかも伝送レートを低下させることなく、マルチキャリア信号の平均電力に対するピーク電力比を低減することが可能な通信装置および通信方法を提供することにある。

（１）（送信機）符号化データ系列の所定のビット数単位の複数のビット列のそれぞれを、Ｉ（同相成分）−Ｑ（直交成分）平面上の予め定められた特定領域内の各信号に変調し、複数のサブキャリア信号の平均電力に対するピーク電力の比が相対的に低くなるように、各信号の位相をサブキャリア毎に予め定められた位相回転量だけ回転し、位相回転された各信号を逆フーリエ変換して、複数のサブキャリア信号を生成する。

複数のビット列のうちＩ−Ｑ平面上の特定領域外のビット列については、当該ビット列の所定のビットを書き換えて、特定領域内の信号に変調する。

本発明によれば、逆フーリエ変換後の時間波形の平均電力に対するピーク電力の比が低くなるような位相関係を有する複数のサブキャリア信号を生成することができる。特に、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）信号の平均電力に対するピーク電力比を低く抑えることができる。

（受信機）受信された複数のサブキャリア信号をフーリエ変換して、Ｉ（同相成分）−Ｑ（直交成分）平面上の各信号を得ると、各信号の位相をサブキャリア信号毎に予め定められた位相回転量だけ位相回転し、位相回転された各信号に対応する所定のビット数単位の各ビット列のうち予め定められた特定ビットを中立の値に判定するとともに、当該ビット列の特定ビット以外のビットを軟判定し、各データ系列の各ビットに対する判定値を用いて、各ビット列を復号する。

（２）（送信機）複数の符号化データ系列のそれぞれを符号化データ系列毎に予め定められた拡散符号を用いて符号拡散して複数の拡散信号を生成し、複数の拡散信号を多重化して多重化信号を生成し、この多重化信号をＩ（同相成分）−Ｑ（直交成分）平面上の予め定められた特定領域内の各信号に変調した後、複数のサブキャリア信号の平均電力に対するピーク電力の比が相対的に低くなるように、各信号の位相をサブキャリア毎に予め定められた位相回転量だけ回転し、位相回転された各信号を逆フーリエ変換して、複数のサブキャリア信号を生成する。

多重化信号のＩ−Ｑ平面上の特定領域外の同相成分及び直交成分を特定領域内の値に変換して、当該多重化信号を特定領域内の各信号に変調する。

本発明によれば、逆フーリエ変換後の時間波形の平均電力に対するピーク電力の比が低くなるような位相関係を有する複数のサブキャリア信号を生成することができる。特に、マルチキャリアＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）信号の平均電力に対するピーク電力比を低く抑えることができる。

（受信機）受信された複数のサブキャリア信号をフーリエ変換して、Ｉ（同相成分）−Ｑ（直交成分）平面上の各信号を得ると、各信号をサブキャリア信号毎に予め定められた位相回転量だけ位相回転し、位相回転された各信号の同相成分及び直交成分を複数の拡散符号を用いて逆拡散して、各拡散符号に対応する複数の原データ系列を生成する。

本発明によれば、送信電力が相対的に高い場合でも複数のサブキャリア信号の平均電力に対するピーク電力比を低減することができ、もって送信信号をより遠くまで伝送することができる通信装置を提供することができる。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る通信装置の内部構成の一例を示すブロック図である。図１の通信装置１は、大きく分けて送信部２と受信部３から構成される。送信部２は、符号化部４と、直列並列変換部５と、マッピング部６と、位相回転部７と、逆フーリエ変換部８と、並列直列変換部９と、ガードインターバル付加部１０から構成される。受信部３は、ガードインターバル除去部１１と、直列並列変換部１２と、フーリエ変換部１３と、逆位相回転部１４と、軟判定部１５と、並列直列変換部１６と、復号部１７から構成される。

図２は、図１の通信装置の送信部２の処理動作を説明するためのフローチャートである。以下、サブキャリアの本数とＦＦＴのサイズは等しいものとして説明する。また、その本数（サイズ）をＮとする。さらに、１回の逆フーリエ変換またはフーリエ変換で変換される信号の１つのブロックの単位を、ＯＦＤＭシンボルと呼ぶこととする。

送信する情報がＪビット（Ｊは１以上の整数）であるとした場合、図１の符号化部４においてＪビットの情報系列の符号化を行う（ステップＳ１）。符号化は、畳み込み符号化やターボ符号化といった符号化であり、符号化率が２分の１の符号化を行えば符号化されたデータ系列のビット数は２Ｊとなり、符号化率が３分の１の符号化を行えば符号化されたデータ系列のビット数は３Ｊとなる。

符号化されたデータ系列は、図１の直列並列変換部５に入力され、予め決められたサブキャリア本数Ｎと、予め決められた変調方式によって決まる１つのＯＦＤＭシンボルで伝送されるビット数Ｋ（Ｋは１以上の整数）単位に分割された後、１つの複素サブキャリアに割り当てられるビット数Ｍ（Ｍは１以上の整数）の単位でサブキャリア数Ｎに対応するＮ本のデータ系列に直列並列変換される（ステップＳ２）。すなわち、ここでＫ＝Ｍ×Ｎである。例えば、６４ポイントのＦＦＴを用いて６４ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）の変調方式により伝送を行う場合、６４ＱＡＭ変調方式では１つの複素サブキャリアに６ビットを割り当てるため、Ｋ＝６×６４＝３８４となるから、直列並列変換部５では、入力されたデータ系列を３８４ビット単位に分割した後、６ビット単位で６４本のデータ系列に直列並列変換を行う。６４本の６ビット単位の各データ系列は、マッピング部６に入力され、例えば、６４ＱＡＭ変調方式を用いて、位相平面上の特定領域にマッピングされる（ステップＳ３）。

図３は、マッピング部６で６４ＱＡＭ変調方式を用いて変調を行った場合の、６４本の６ビット単位の各データ系列に割り当てられる各信号点の位相平面（Ｉ（同相成分）−Ｑ（直交成分）平面）上の位置を説明するための図である。６ビットの各データ系列を「ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５」と表す。例えば、データ系列「１０００１１」は、通常のマッピングによれば、位相平面（Ｉ−Ｑ平面）上の信号点３１にマッピングされるが、マッピング部６は、マッピング部６が全ての複素サブキャリアについて位相平面上の第１象限３２にマッピングする。

すなわち、ある複素サブキャリアへ割り当てられるデータ系列が「０１１００１」であったとすると、通常のマッピングでは、Ｉ−Ｑ平面の第３象限上の信号点３３にマッピングされるが、マッピング部６は第１象限３２にマッピングを行うために、当該データ系列の「ｂ０」に対応するビットである「０」を「１」に、「ｂ３」に対応するビットである「０」を「１」に書き換えて、図３の信号点３４にマッピングする。すなわち、マッピング部６は、マッピング部６に入力されたデータ系列「０１１００１」の「ｂ０」に対応するビットは「０」であり、「ｂ３」に対応するビットは「０」であるから（当該データ系列は、第３象限の信号点であるから）、当該データ系列の「ｂ０」に対応するビット「０」を「１」に、「ｂ３」に対応するビット「０」を「１」に書き換え（データ系列「０１１００１」をデータ系列「１１１１０１」に書き換える）、その後６４ＱＡＭ変調を行う。従って、書き換えられたデータ系列は、Ｉ−Ｑ平面の第１象限上の信号点３４にマッピングされることとなる。

図３からも明らかなように、第１象限にマッピングされるデータ系列は、その「ｂ０」は「１」であり、かつ「ｂ３」は「１」である。従って、「ｂ０」が「０」あるいは「ｂ３」が「０」であるようなデータ系列は、Ｉ−Ｑ平面の第１象限以外の象限上の信号点に対応する。従って、マッピング部６は、マッピング部６に入力された各データ系列の「ｂ０」あるいは「ｂ３」の値が「０」であるようなデータ系列（第１象限以外の信号点となるようなデータ系列）の場合には、上記のようにビットの書換えを行う。入力されたデータ系列の「ｂ０」「ｂ３」の値がともに「１」であるようなデータ系列（第１象限の信号点となるデータ系列）の場合には、上記のようなビットの書換えは行わない。

ここでは、図３に示したように、６４本の６ビット単位の各データ系列を、位相平面上の特定領域、すなわち、第１象限にマッピングする場合を説明したが、位相平面上の特定領域へのマッピングは、全ての複素サブキャリアについて同じ特定領域にマッピングを行ってもよいし、複素サブキャリア毎、或いは複素サブキャリアのグループ毎に特定領域にマッピングを行ってもよい。

マッピング部６は、全ての複素サブキャリアについて上記に示したマッピングの処理を終了した後、マッピングした結果を位相回転部７へ出力する。位相回転部７は、特定領域にマッピングされた各信号点を、予め決められたサブキャリア間の位相関係を満たすように、各サブキャリアに対応する各信号点の位相回転を行う（ステップＳ４）。予め決められたサブキャリア間の位相関係としては、逆フーリエ変換後の時間波形の平均電力に対するピーク電力の比が低くなるような位相関係が既に知られており、例えば、D. J. Newman, “An L1 extremal problem for polynomials,” Proc. Amer. Math. Soc., no.16, pp.1287-1290（文献１）や楢橋、野島、“マルチトーン信号のピーク対平均電力比（PAPR）を低減する初期位相設定法”電子情報通信学会誌B-II Vol. J78-B-II No.11 pp.663-671（文献２）に示されている。例えば、文献１によれば、サブキャリア数をＮ、サブキャリア番号をｓ（１≦ｓ≦Ｎ）、逆フーリエ変換後の時間波形の平均電力に対するピーク電力の比が低くなるような位相関係にある各サブキャリアの位相Θ（ｓ）は、
Θ（ｓ）＝｛（ｓ−１）^２×π｝／Ｎ …（１）
と表すことができる。

図４は、６４本のサブキャリアの場合について、文献１に示される上記（１）式から導かれるサブキャリアの位相関係を図示したものである。図４の各ベクトルに付した数字がサブキャリアの番号であり、６４本のサブキャリアが図４に示した位相関係を満たす場合に、逆フーリエ変換後の時間波形の平均電力に対するピーク電力の比が低くなる。

図４によれば、例えば、番号「５」のサブキャリアの信号点と番号「１」のサブキャリアの信号点との位相はπ／４ずれている。

位相回転部７は、サブキャリア間の位相関係が図４に示すような関係となるように、各サブキャリアに割り当てられている特定領域内の各信号点の位相を、サブキャリア毎に予め定められた位相回転量だけ回転する。その結果、特定領域にマッピングされた各サブキャリアの信号点間の位相関係は、図４に示すような位相関係に近い状態となる。

位相回転部７で位相回転された各信号点に対応する各系列は逆フーリエ変換部８へ入力され、複素逆フーリエ変換が行われる（ステップＳ５）。複素逆フーリエ変換された各信号点は並列直列変換部９へ入力され、Ｉ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの６４本のパラレルな信号はそれぞれ１本のシリアルな信号に変換される（ステップＳ６）。並列直列変換部９から出力された信号は、ガードインターバル付加部１０へ入力され、予め決められた長さのガードインターバルが付加された後（ステップＳ７）、出力端子から出力される。送信する情報系列が残っている場合は（ステップＳ８）、ステップＳ２へ戻り、上記ステップＳ２〜ステップＳ７の処理を繰り返し、送信する情報系列がない場合は（ステップＳ８）終了する。

図５は、図１の通信装置の受信部３の処理動作を説明するための示すフローチャートである。図１の入力端子から入力されたＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの受信信号は、ガードインターバル除去部１１においてＯＦＤＭシンボルの単位でガードインターバルの除去および等化処理が行われ（ステップＳ１１）、ガードインターバルが除去されたＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの受信信号は直列並列変換部１２に入力される。

直列並列変換部１２に入力されたＯＦＤＭシンボル単位のＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの受信信号は、サブキャリア数Ｎに対応するＮ本の信号に直列並列変換される（ステップＳ１２）。Ｎ本の信号は、フーリエ変換部１３に入力され、Ｎポイントの複素フーリエ変換が行われる（ステップＳ１３）。複素フーリエ変換された各信号は、逆位相回転部１４に入力され、サブキャリア毎に予め決められた量だけ、逆位相回転が行われる（ステップＳ１４）。これは、送信部２の位相回転送部７で各信号点の位相を回転した際の各信号点の位相回転量だけ、位相を逆回転する処理である。逆位相回転された各信号は軟判定部１５に入力され、予め定められた変調方式にしたがってサブキャリア毎に軟判定が行われる（ステップＳ１５）。

図６は軟判定部１５の軟判定処理の一例を説明するための図であり、図１の通信装置で用いる変調方式が６４ＱＡＭ変調方式である場合の、フーリエ変換後のＩ−Ｑ平面上の各信号点の配置を示したものである。送信側で、６４個の信号点が全てＩ−Ｑ平面上の第１象限内となるように、各サブキャリアに対応する信号点の「ｂ０」と「ｂ３」がいずれも「１」となるように書き換えた後に変調を行う場合、受信側で受信信号をフーリエ変換した結果得られる各信号点（受信信号点）は、図６に示すように、Ｉ−Ｑ平面上の第１象限内にある。

ここで、受信信号をフーリエ変換し、逆位相回転した結果得られる６４個の信号点のうちの１つの信号点６１に直目して、当該信号点６１について、ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５の６ビットを軟判定する場合を例にとり説明する。信号点６１のＩ−Ｑ平面上の座標は、（３．５，４．８）であるとする。

図６より、信号点６１の「ｂ１」は、「ｂ１」が「１」である信号点が配置されている領域Ｒ１と、「ｂ１」が「０」である信号点が配置されている領域の間にあり、しかも、「０」よりも「１」に近い。従って、１−（３．５−３）／（５−３）＝０．７５、と軟判定される。信号点６１の「ｂ２」は、「ｂ２」が「１」である信号点が配置されている領域Ｒ２内に存在するので、「１」と軟判定される。信号点６１の「ｂ４」は、「ｂ４」が「０」である信号点が配置されている領域Ｒ３と、「ｂ４」が「１」である信号点が配置されている領域との間にあり、しかも「１」よりも「０」に近い。従って、（５−４．８）／（５−３）＝０．１、と軟判定される。信号点６１の「ｂ５」は、「ｂ５」が「１」である信号点が配置されている領域Ｒ４内に存在するので、「１」と軟判定される。

「ｂ０」と「ｂ３」は、送信側のマッピング部６の処理により書き換えられていることが、受信側で既知であるから、受信信号点の「ｂ０」と「ｂ３」からは軟判定を行わず、「０」と「１」の中立の値である「０．５」とする。中立の値とは、各信号点の各ビットがとり得る２つ値の中間の値（平均値）である。例えば、各信号点の各ビットが「１」と「０」のいずれかである場合に、その中立の値として、「１」と「０」の中間の値（平均値）の「０．５」を用いたが、各信号点の各ビットが「０」と「−１」のいずれかである場合の中立の値は「−０．５」、各信号点の各ビットが「１」と「−１」のいずれかである場合の中立の値は「０」となる。

軟判定部１５は、全てのサブキャリアに対応する信号点について上記に示した軟判定の処理を終了した後、軟判定された各信号を並列直列変換部１６へ出力する。並列直列変換部１６は、入力されたサブキャリア数Ｎに対応するＮ本の信号を１本の信号に変換し（ステップＳ１６）、受信が継続すればステップＳ１１以降の処理を繰り返し、受信が終了すると並列直列変換した系列を復号部１７へ出力する（ステップＳ１７）。復号部１７は、入力された信号の復号処理を行い（ステップＳ１８）、復号が終了すると出力端子から復号結果のデータ系列を出力する。ここで、復号部１７は、送信側で情報系列が畳込み符号化されている場合には例えばビタビ復号により復号を行い、ターボ符号化されている場合にはターボ復号を行う。

上記第１の実施形態では、送信側では、送信する情報系列を符号化し、Ｎ本の各サブキャリアに割当てるＮ本のＭビット単位のデータ系列が、Ｉ−Ｑ平面上の予め定められた特定の領域内の信号点となるように、当該Ｎ本のデータ系列のうち当該特定領域外の信号点となり得るデータ系列については、Ｍビットのビット列のうちの所定位置にあるビットを当該特定の領域内の信号点となり得るビット値に書き換えた後、Ｎ本のデータ系列をＩ−Ｑ平面上の当該特定の領域内にマッピングする。その後、ピーク電力が低くなるようなサブキャリア間の位相関係を満たすように各サブキャリアに割り当てる信号点を、それぞれに予め定められた位相回転量（各サブキャリアに対し予め定められた位相回転量）だけ位相回転することにより、逆フーリエ変換した後の時間波形の平均電力に対するピーク電力の比を低減することが可能となる。

一方、受信側では、受信した信号をフーリエ変換した後、各サブキャリア信号をそれぞれに予め定められた位相回転量だけ送信側での回転方向とは逆の方向に位相回転（逆位相回転）して、位相平面上の特定の領域にマッピングされている受信信号点を得る。この位相平面上の各受信信号点に対し軟判定する際には、送信側で書き換えられているＭビットのビット列のうちの所定位置にあるビットに対しては中立の値に判定する。復号部１７では、軟判定部１５の判定値に応じて尤度を推定してビタビ復号を行うが、判定値が中立の値の場合には、その尤度に基づく復号が行えないため誤り率の劣化が生ずることは否めない。従って、Ｍビットのうち、送信側で書き換えるビット数は、できるだけ少ない方がよい。すなわち、できるだけ少ないビット数の書換えで済むように、位相平面上の特定領域を定めることが望ましい。

送信側で書き換えられているビットを中立の値に判定して復号するという手法は、パンクチャード符号の手法に類似している。したがって、パンクチャード符号を行った場合とほぼ同程度の誤り率の劣化は生じるが、本実施形態ではＯＦＤＭ信号のピーク電力を低減するため、電力増幅器等における非線型歪みによる誤り率の劣化を回避することが可能となる。非線型歪みによる誤り率の劣化が、送信側で書き換えられているビットを中立の値に判定した結果生ずる誤り率の劣化よりも大きい場合、すなわち、例えば、送信側の送信電力が所定値以上の場合には本実施形態に係る手法はさらに有効となる。さらに、本実施形態に係る手法はＤ／Ａ変換器のビット数削減の効果、或いはＤ／Ａ変換器のビット数を有効に利用できるため、Ｄ／Ａ変換器の量子化誤差に起因する誤り率の劣化を低く抑えることができる。

また、上記第１の実施形態では、位相平面上の特定の領域として位相平面の一象限に相当する領域を選択した場合について説明したが、位相平面上の特定領域は必ずしも位相平面の一象限に相当する領域である必要はなく、位相平面の１／８に相当する領域等であってもよい。さらに、上記の例では、位相平面上の特定領域の信号点として６４ＱＡＭのような格子状の信号点にマッピングする場合について説明したが、位相平面上の特定領域の信号点は必ずしも格子状である必要はない。そして、符号化の方法は畳み込み符号化やターボ符号化に限定されず、リードソロモン符号やＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ）符号といった他の符号化であってもよい。また、インターリーブ等の処理をさらに追加してもよい。

（第２の実施形態）
図７は第２の実施形態である通信装置の内部構成の一例を示すブロック図である。なお、図１と同一部分には同一符号を付している。図７の通信装置１は、送信部２と受信部３から構成され、送信部２は、各入力端子Ｉｎ１、Ｉｎ２、…ＩｎＵ（これらを区別する必要のない場合には入力端子Ｉｎと呼ぶ）のそれぞれに対応する符号化部４−１〜４−Ｕ（以下、これらを区別する必要のない場合には符号化部４と呼ぶ）、直列並列変換部５−１〜５−Ｕ（以下、これらを区別する必要のない場合には直列並列変換部５と呼ぶ）、及び符号拡散部７３−１〜７３−Ｕ（以下、これらを区別する必要のない場合には符号拡散部７３と呼ぶ）と、多重化部７４と、直列並列変換部５と、マッピング部６と、位相回転部７と、逆フーリエ変換部８と、並列直列変換部９と、ガードインターバル付加部１０を含む。

受信部３は、ガードインターバル除去部１１と、直列並列変換部１２と、フーリエ変換部１３と、逆位相回転部１４と、デマッピング部８５と、並列直列変換部１６と、逆拡散部８７と、出力端子Ｏｕｔ１、Ｏｕｔ２、…ＯｕｔＵ（これらを区別する必要のない場合には出力端子Ｏｕｔと呼ぶ）のそれぞれに対応する積分部８８−１〜８８−Ｕ（これらを区別する必要のない場合には積分部８８と呼ぶ）、並列直列変換部８９−１〜８９−Ｕ（これらを区別する必要のない場合には並列直列変換部８９と呼ぶ）と、復号部１７−１〜１７−Ｕ（これらを区別する必要のない場合には復号部１７と呼ぶ）を含む。

図８は、図７の通信装置の送信部２の処理動作を説明するためのフローチャートである。以下、サブキャリアの本数とＦＦＴのサイズは等しいものとして説明し、その本数（サイズ）をＮとする。また、複数の入力端子Ｉｎ１、Ｉｎ２、…ＩｎＵのそれぞれから入力される各送信データ系列のビット数は全て等しいものとして説明する。各入力端子から入力された送信データがＪビット（Ｊは１以上の整数）であるとした場合、各入力端子に対応する符号化部４−１〜４−Ｕは、それぞれＪビットの送信データ系列の符号化を行う（ステップＳ２１）。符号化は、畳み込み符号化やターボ符号化といった符号化であり、符号化率が２分の１の符号化を行えば符号化された送信データ系列のビット数は２Ｊとなり、符号化率が３分の１の符号化を行えば符号化された送信データ系列のビット数は３Ｊとなる。

符号化部４−１〜４−Ｕから出力される、符号化された各送信データ系列は、直列並列変換部５−１〜５−Ｕにそれぞれ入力され、予め決められたサブキャリア数Ｎと予め決められた拡散率ＳＦ（ＳＦは２以上の整数）によって決まる１つのＯＦＤＭシンボルで伝送される符号化されたビット数Ｋ（Ｋは１以上の整数）単位に分割して、Ｋビットのパラレル（並列）データを出力する（ステップＳ２２）。

本実施形態では、複素マルチキャリア信号を考えており、送信ビットを同相成分、直交成分のそれぞれによって伝送できるため、Ｋ＝２×Ｎ／ＳＦとなる。例えば、２５６ポイントのＦＦＴを用い、２５６サブキャリア全てを用いて、拡散率８により伝送を行う場合、Ｋ＝２×２５６／８＝６４となるから、直列並列変換部５−１〜５−Ｕは、それぞれに入力された符号化された各送信データ系列を６４ビット単位に分割して、６４ビットのパラレルデータをそれぞれ出力する。６４ビットのパラレルデータは、符号拡散部７３−１〜７３−Ｕにそれぞれ入力され、拡散率ＳＦの符号拡散が行われる（ステップＳ２３）。

図９は符号拡散部７３−１〜７３−Ｕの処理動作を説明するための図であり、符号拡散部７３に入力するＫビットのパラレルデータを拡散率「８」で符号拡散する場合を示している。符号拡散部７３は、入力されたＫビットのパラレルデータ（符号化データ系列）１２１を拡散符号１２２で拡散し、（各１ビットが８つの拡散チップに拡散されて）拡散信号（Ｋ個のパラレル信号である拡散チップ系列１２３）を生成する。各符号拡散部７３で生成された拡散チップ系列は多重化部７４に入力され、Ｕ個の符号拡散部７３のそれぞれから出力される全部でＵ個の拡散信号（拡散チップ系列１２３）を多重化して、多重化信号を出力する（ステップＳ２４）。

図１０は、多重化部７４の処理動作を説明するための図であり、３つの符号拡散部７３からそれぞれ出力される各拡散チップ系列を多重化した様子を表している。多重化部７４に入力した第１の拡散チップ系列１３１、第２の拡散チップ系列１３２、第３の拡散チップ系列１３３は、多重化部７４で多重化され（ステップＳ２４）、多重化チップ系列１３４（Ｋ個のパラレル信号）が生成される。なお、多重化部７４から出力される多重化信号は、ＳＦ個の多重化チップをそれぞれ含むＫ個のパラレル信号である。また、１つの多重化チップは、Ｕ個の各符号拡散部７３から出力されたＵ個の拡散チップが多重化されたものである。

多重化部７４から出力された多重化チップ系列は、直列並列変換部５に入力され、Ｋ個のパラレル信号がさらに、Ｋ×ＳＦ＝２×Ｎ個のパラレル信号（Ｎ本のサブキャリアのそれぞれで、同相成分及び直交成分が伝送されるから、全部で２Ｎ個のパラレル信号となる）に変換される（ステップＳ２５）。２Ｎ個のパラレル信号は、マッピング部７６へ入力され、位相平面上の特定領域にマッピングが行われる（ステップＳ２６）。

図１１は、通常のマッピング方式を示したもので、例えば、３つの拡散チップ系列を多重化した結果得られる８つの多重化チップを含む多重化信号を例にとり、当該多重化信号を、そのまま位相平面上の各信号点Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄの同相成分及び直交成分に割り当てる場合を示している。

また、図１２は、位相平面上の上記各信号点Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄと、マッピング部７６で上記多重化信号を位相平面上にマッピングした結果である各信号点Ａ、Ｂ´、Ｃ´、Ｄ´を示している。

図１１，図１２では、４つのサブキャリア（ここでは、例えばサブキャリア「１」〜「４」）の同相成分及び直交成分で上記多重化信号を伝送する場合を示している。

ここでは、図１１、図１２を参照して、マッピング部６が、全サブキャリアのそれぞれに割り当てる信号が位相平面上の第１象限１４３内の信号点となるようにマッピングする場合について説明する。

図１１に示すサブキャリア「１」からサブキャリア「４」のそれぞれに割り当てられる信号点Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄは、通常のマッピング方式（変調方式）によれば、図１２に示す信号点１４４（信号点Ａ）、１４５（信号点Ｂ）、１４６（信号点Ｃ）、１４７（信号点Ｄ）にそれぞれマッピングされる。しかし、本実施形態におけるマッピング部６は、全ての信号を位相平面上の第１象限１４３内の信号点にマッピングするために、位相平面上の信号点１４５（信号点Ｂ）を、第１象限内の信号点（Ｉ、Ｑ）＝（１，１）、（３、１）、（３、３）、（１，３）のうち当該信号点Ｂと信号点間距離が最も小さい第１象限の信号点１４８（信号点Ｂ´）へマッピングする。位相平面上の信号点１４６（信号点Ｃ）を、第１象限内の上記４つの信号点のうち当該信号点Ｃと信号点間距離が最も小さい第１象限の信号点１４９（信号点Ｃ´）へマッピングする。位相平面上の信号点１４７（信号点Ｄ）を第１象限内の上記４つの信号点のうち当該信号点Ｄと信号点間距離が最も小さい第１象限の信号点１４８（信号点Ｄ´）へマッピングする。

すなわち、信号点Ａの同相成分及び直交成分の値は、そのままでも位相平面上の第１象限内の信号点１４４（信号点Ａ）に割り当てられるから、同相成分及び直交成分の値そのままにし、上記第１象限内の信号点１４４（信号点Ａ）に割り当てる。信号点Ｂについては、その同相成分及び直交成分の値は、そのままでは第３象限の信号点に割り当てられるから、同相成分及び直交成分の値を上記第１象限の信号点１４８（信号点Ｂ´）の同相成分及び直交成分の値に変換し、当該信号点１４８（信号点Ｂ´）に割り当てる。信号点Ｃは、その同相成分及び直交成分の値から、そのままでは第４象限の信号点に割り当てられるから、同相成分及び直交成分の値を第１象限の上記信号点１４９（信号点Ｃ´）の同相成分及び直交成分の値に変換し、当該信号点１４９（信号点Ｃ´）に割り当てる。信号点Ｄは、その同相成分及び直交成分の値から、そのままでは第２象限の信号点に割り当てられるから、同相成分及び直交成分の値を第１象限の上記信号点１４８（信号点Ｄ´）の同相成分及び直交成分の値に変換し、当該信号点１４８（信号点Ｄ´）に割り当てる。

位相平面上の特定領域へのマッピングは、全てのサブキャリアについて同じ特定の領域にマッピングを行ってもよいし、サブキャリア毎、或いはサブキャリアのグループ毎に特定の領域にマッピングを行ってもよい。

マッピング部６は、全てのサブキャリアについて上記のようなマッピングの処理を終了した後、マッピングした結果を位相回転部７へ出力する。位相回転部７は、特定の領域にマッピングされた各信号点を、予め決められたサブキャリア間の位相関係を満たすように、各サブキャリアに対応する各信号点の位相回転を行う（ステップＳ２７）。予め決められたサブキャリア間の位相関係としては、逆フーリエ変換後の時間波形の平均電力に対するピーク電力の比が低くなるような位相関係であり、前述の第１の実施形態で説明した、式（１）に示したような位相関係を満たすような位相回転を行う。この位相回転部７の動作は、第１の実施形態と同様である。

位相回転部７で位相回転された各信号は逆フーリエ変換部８へ入力され、複素逆フーリエ変換が行われる（ステップＳ２８）。複素逆フーリエ変換された各信号は並列直列変換部９へ入力され、シリアル信号に変換される（ステップＳ２９）。並列直列変換部９から出力される信号は、ガードインターバル付加部８０へ入力され、予め決められた長さのガードインターバルが付加された後（ステップＳ３０）、出力端子から出力される。送信する系列が残っている場合は、ステップＳ２２以降の処理を繰り返し、送信する系列がない場合は終了する。

図１３は、図７の通信装置の受信部３の処理動作を説明するためのフローチャートである。図７の受信部３の入力端子から入力されたＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの受信信号は、ガードインターバル除去部１１においてＯＦＤＭシンボルの単位でガードインターバルの除去および等化処理が行われ（ステップＳ４１）、ガードインターバルが除去されたＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの受信信号は直列並列変換部１２に入力される。

直列並列変換部１２に入力されたＯＦＤＭシンボル単位のＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの受信信号は、サブキャリア数Ｎに対応して、各サブキャリアの同相成分及び直交成分のそれぞれに対応する２Ｎ個の信号に直列並列変換される（ステップＳ４２）。２Ｎ個の信号は、フーリエ変換部１３に入力され、Ｎポイントの複素フーリエ変換が行われる（ステップＳ４３）。複素フーリエ変換された各信号は、逆位相回転部１４に入力され、サブキャリア毎に予め決められた量だけ逆位相回転が行われる（ステップＳ４４）。これは、送信部２の位相回転送部７で各信号点の位相を回転した際の各信号点の位相回転量だけ、位相を逆回転する処理である。逆位相回転部１４の動作は第１の実施形態と同様である。

逆位相回転された位相平面上の各信号点はデマッピング部８５に入力される。デマッピング部８５は位相平面上の各サブキャリアに対応する各信号点を、同相成分と直交成分に分解することにより元の信号に復調する（ステップＳ４５）。送信側のマッピング部６で位相平面の第１象限に信号点をマッピングしたが、受信側のデマッピング部８５では、この第１象限内にマッピングされた各信号点について、同相成分と直交成分を求める。

デマッピング部８５は、全てのサブキャリアについて上記の処理を終了した後、位相平面上の各信号点のデマッピングした結果（すなわち、各信号点の同相成分及び直交成分の値）を並列直列変換部１６へ出力する。並列直列変換部１６は、入力された２Ｎ個の信号に並列直列変換を行い、拡散率ＳＦに等しいＳＦ個のチップ単位の２Ｎ／ＳＦ個の信号を出力する（ステップＳ４６）。

並列直列変換部１６から出力された２Ｎ／ＳＦ個の信号は、逆拡散部８７へ入力され、送信側で拡散した拡散符号の符号同定と逆拡散処理が行われる（ステップＳ４７）。逆拡散された後、各拡散符号に対応するＵ個の積分部８８−１〜８８−Ｕのうちの１つに、当該拡散符号で逆拡散された結果得られる信号が出力される。１つの拡散符号は、出力端子Ｏｕｔ１〜ＯｕｔＵのうちの１つから出力されるデータ、すなわち１ユーザに対応して予め定められているものである。

積分部８８は、入力された当該積分部８８に対応する拡散符号で逆拡散された結果得られる信号に対し、拡散率ＳＦチップ分の積分処理を行う（ステップＳ４８）。積分部８８で積分処理を行った結果得られるＫ個の信号は、並列直列変換部８９に入力され、１本の信号として出力される（ステップＳ４９）。受信が継続している間（ステップＳ５０）、上記ステップＳ４１〜ステップＳ４９の処理を繰返し、受信が終了すると（ステップＳ５０）、並列直列変換部８９から出力される信号を復号部１７で復号する（ステップＳ５１）。

復号部１７−１〜１７−Ｕのそれぞれで復号された結果得られる各データ系列は出力端子Ｏｕｔ１〜ＯｕｔＵから出力される。復号部１７は、図７の符号化部４で畳込み符号化を行う場合には例えばビタビ復号により復号を行い、ターボ符号化を行う場合にはターボ復号を行う。

上記第２の実施形態では、送信側では、送信する情報系列を符号化、符号拡散し、各ユーザに対応する拡散信号を多重化して、多重化信号を得る。この多重化信号を、位相平面（Ｉ−Ｑ平面）上の信号点にマッピングする（変調する）際には、位相平面上の予め定められた特定領域内の信号点となるように、当該多重化信号のＩ−Ｑ平面上の当該特定領域外の信号点の同相成分、直交成分を当該特定領域内の信号点間距離が最も小さい信号点の同相成分、直交成分に変換する。その後、ピーク電力が低くなるようなサブキャリア間の位相関係を満たすように各サブキャリアに割り当てる信号点の位相を、各サブキャリアに対し予め定められた位相回転量（各サブキャリアに対し予め定められた位相回転量）だけ位相回転することにより、逆フーリエ変換した後の時間波形の平均電力に対するピーク電力の比を低減することが可能となる。

一方、受信側では、受信した信号をフーリエ変換した後、各サブキャリア信号をそれぞれに予め定められた位相回転量だけ送信側での回転方向とは逆の方向に位相回転（逆位相回転）して、位相平面上の特定領域にマッピングされている受信信号点を得る。この位相平面上の各受信信号点の同相成分及び直交成分について逆拡散処理を行って、原信号を得る。

積分部８８は、逆拡散処理により得られた信号に対し、拡散率ＳＦチップ分の積分処理を行い、Ｋ（Ｋ＝２×Ｎ／ＳＦ、Ｎ：サブキャリアの数、ＳＦ：拡散率）本の原信号を出力するが、受信信号点には、送信側のマッピング部６で位相平面上の特定領域にマッピングするために同相成分、直交成分が書き換えられている信号点が含まれているため、積分値の絶対値が小さくなり、復号による誤り率の劣化が生ずる。しかし、本実施形態ではマルチキャリアＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）信号のピーク電力を低減するため、電力増幅器等における非線型歪みによる誤り率の劣化を回避することが可能であり、非線型歪みによる誤り率の劣化が、送信側で信号点の同相成分、直交成分が書き換えられた結果生ずる誤り率の劣化よりも大きい場合、すなわち、例えば、送信側の送信電力が所定値以上の場合には本実施形態に係る手法はさらに有効となる。さらに、本実施形態に係る手法はＤ／Ａ変換器のビット数削減の効果、或いはＤ／Ａ変換器のビット数を有効に利用できるため、Ｄ／Ａ変換器の量子化誤差に起因する誤り率の劣化を低く抑えることができる。

また、上記第２の実施形態では、位相平面上の特定領域として位相平面の一象限に相当する領域を選択した場合について説明したが、位相平面上の特定領域は必ずしも位相平面の一象限に相当する領域である必要はなく、位相平面の１／８に相当する領域等であってもよい。さらに、上記の例では、位相平面上の特定領域の信号点として格子状の信号点にマッピングする場合について説明したが、位相平面上の特定の領域の信号点は必ずしも格子状である必要はない。そして、符号化の方法は畳み込み符号化やターボ符号化に限定されず、リードソロモン符号やＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ）符号といった他の符号化であってもよい。また、インターリーブ等の処理をさらに追加してもよい。

（第３の実施形態）
図１４は、第３の実施形態に係る通信装置の内部構成の一例を示すブロック図である。なお、図１４において、図１と同一部分については同一符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。すなわち、図１４では、送信部２のマッピング部６と位相回転部７の間に位相オフセット付加部１８１が追加され、受信部３の逆位相回転部１４と軟判定部１５の間に位相オフセット検出部１８２が追加されている。

図１５は、図１４の通信装置の送信部２の処理動作を説明するためのフローチャートである。なお、図１５において、図２と同一部分には同一符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。すなわち、図１５のマッピング処理（ステップＳ３）と位相回転処理（ステップＳ４）の間に位相オフセット付加処理（ステップＳ３´）が追加されている。

第１の実施形態で説明したように、符号化部４で符号化されたデータ系列は、直列並列変換部５により、１つのＯＦＤＭシンボルで伝送されるビット数Ｋ（Ｋは１以上の整数）単位に分割された後、１つの複素サブキャリアに割り当てられるビット数Ｍ（Ｍは１以上の整数）の単位でサブキャリア数Ｎに対応するＮ本のデータ系列に変換される（ステップＳ１、ステップＳ２）。そして、マッピング部６では、Ｎ本のＭビット単位の各データ系列が、位相平面上の特定領域内の信号点となるようにマッピングする（ステップＳ３）。

マッピング部６は、マッピングした結果を位相オフセット付加部１８１へ出力する。位相オフセット付加部１８１は、各サブキャリアに割り当てられる各信号点が配置されている特定領域が位相平面上のどの領域であるかにより、所望の数ビットのデータ（付加データ）を送信するために、当該特定領域が位相平面上の当該付加データに対応する領域となるように、マッピング結果に（当該特定領域内の各信号点の位相に）、当該付加データに応じた位相オフセットを付加する（ステップＳ３´）。なお、ここでいう付加データとは、位相平面上の各信号点とは別個に新たなに追加することのできるデータであって、例えば制御データであってもよいし、マッピング部６が特定領域にマッピングするために書き換えたビットに関する情報を示すデータであってもよい。

例えば、第１の実施形態で説明したように、マッピング部６が、各サブキャリアに割り当てる各データ系列を位相平面上の第１象限にマッピングする場合、位相オフセットとして、「０」、「π／２」、「π」、「３π／２」の４種類が予め定められているとする。４種類の位相オフセットのうちのいずれかを特定領域内の各信号点の位相に付加することにより、２ビットの付加データで表すことのできる４種類の情報「００」、「０１」、「１１」、「１０」のうちのいずれかを受信側へ通知することができる。

図１６は、位相オフセット付加部１８１の処理動作を説明するための図である。マッピング部６が、各サブキャリアに割り当てる各データ系列を位相平面上の第１象限にマッピングする場合において、（ａ）マッピング結果に位相オフセット「０」を付加する場合、すなわち、各信号点の配置されている特定領域が第１象限とする場合には、付加データは「００」であり、（ｂ）マッピング結果に位相オフセット「π／２」を付加する場合、すなわち、各信号点の配置されている特定領域を第２象限とする場合には、付加データは「０１」であり、（ｃ）マッピング結果に位相オフセット「π」を付加する場合、すなわち、各信号点の配置されている特定領域を第３象限とする場合には、付加データは「１０」であり、（ｄ）マッピング結果に位相オフセット「３π／２」を付加する場合、すなわち、各信号点の配置されている特定領域を第４象限とする場合には、付加データは「１１」であると予め定められているものとする。

位相オフセットの種類を増やすことによって、さらに多くの種類の情報を付加データで伝送することができる。例えば、位相オフセットを８種類とすれば３ビットの付加データで８種類の情報を伝送でき、位相オフセットを１６種類とすれば４ビットの付加データで１６種類の情報を伝送することができる。

ここで、マッピング結果に位相オフセットを付加するとは、例えば、マッピング部６が、各サブキャリアに割り当てる各データ系列を位相平面上の第１象限にマッピングする場合には、第１象限内の各信号点の位相を当該位相オフセット（位相回転量）だけ回転させるということである。

マッピング部６が、各サブキャリアに割り当てる各データ系列を位相平面上の第１象限にマッピングする場合において、図１６に示すように、位相オフセット付加部１８１が、付加データ「１１」を付加するとき、マッピング結果の第１象限内の各信号点の位相を位相オフセットπだけ回転させる。その結果、各信号点が配置されている位相平面上の特定領域は第３象限に移動する。

位相オフセット付加部１８１で位相オフセットの付加された位相平面上の各信号点は位相回転部７へ出力され、位相回転部７は、予め決められたサブキャリア間の位相関係を満たすように、各サブキャリアに対応する各信号点の位相回転を行う（ステップＳ４）。以降の処理は、第１の実施形態の場合と同様である。

次に、図１７に示すフローチャートを参照して、図１３の通信装置の受信部３の処理動作について説明する。なお、図１７において、図５と同一部分には同一符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。すなわち、図１７の逆位相回転処理（ステップＳ１４）と軟判定処理（ステップＳ１５）の間に位相オフセット検出処理（ステップＳ１４´）が追加されている。

図１４の入力端子から入力されたＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの受信信号は、ガードインターバル除去部１１においてＯＦＤＭシンボルの単位でガードインターバルの除去および等化処理が行われ（ステップＳ１１）、ガードインターバルが除去されたＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの受信信号は直列並列変換部１２に入力される。

直列並列変換部１２に入力されたＯＦＤＭシンボル単位のＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの受信信号は、サブキャリア数Ｎに対応するＮ本の信号系列に直列並列変換される（ステップＳ１２）。Ｎ本の信号系列は、フーリエ変換部１３に入力され、Ｎポイントの複素フーリエ変換が行われる（ステップＳ１３）。複素フーリエ変換された各信号系列は、逆位相回転部１４に入力され、サブキャリア毎に予め決められた量だけ、逆位相回転が行われる（ステップＳ１４）。逆位相回転された各信号系列は、位相オフセット検出部１８２に入力される。

位相オフセット検出部１８２は、送信側で前述したように付加された位相オフセットを検出して、当該付加された位相オフセットに対応する付加データを得る（ステップＳ１４´）。

例えば、送信側の位相フセット付加部１８１で、図１６に示すように、位相オフセットπが付加された場合を例にとり、位相オフセット検出部１８２の処理動作について、図１８を参照して説明する。

この場合、逆位相回転部１４で逆位相回転した結果、各サブキャリアに対応する各受信信号点は、図１８に示すように、位相平面の第３象限にある。各サブキャリアに対応する各信号点がどの領域にあるかを判定するために、位相オフセット検出部１８２は、例えば全てのサブキャリアの受信信号点２２２の座標の平均化処理を行う。その結果得られる平均化された信号点２２３の位相平面上の座標から、当該信号点２２３の存在位置が当該位相平面上の第３象限であると判定することができる。従って、送信側で付加された位相オフセットは「π」であると判定することができ、これに対応した付加データ「１１」を得るのである。

位相オフセット検出部１８２は、送信側で付加された位相オフセットを上記のようにして検出すると、次に、位相平面上の第３象限にある各信号点の位相を位相オフセット「π」だけ逆方向に回転させて送信側で付加された位相オフセットを取り除き（すなわち、「−π」だけ回転させて）、第１象限内の信号点に変換した後、あるいは、検出された位相平面上の各信号点を位相オフセットを削除することなくそのまま、軟判定部１５へ出力する。

以降の処理（ステップＳ１５以降の処理）は、第１の実施形態と同様である。

上記第３の実施形態によれば、マッピング部６でのマッピング結果に、位相オフセットを加えることで、送信側から受信側へ所望の数ビットの情報を伝送することができる。

なお、図７に示した第２の実施形態に係る通信装置について、マッピング部６と位相回転部７の間に位相オフセット付加部１８１を挿入するとともに、逆位相回転部１４とデマッピング部８５の間に位相オフセット検出部１８２を追加する場合も、上記第３の実施形態と同様である。すなわち、送信側では、マッピング部６で多重化信号を位相平面上の特定領域の各信号点に割り当てると、位相オフセット付加部１８１は、当該特定領域内の各信号点の位相に、送信すべき情報に応じて予め定められた位相オフセットを付加し、その後、位相回転部７は、位相オフセットの付加された各信号点をサブキャリア毎に予め定められた量だけ回転する。また、受信側の位相オフセット検出部１８２は、逆位相回転部１４において、サブキャリア毎に予め定められた量だけ（送信側とは逆方向に）位相回転された各信号点のＩ−Ｑ平面上の座標を基に、各信号点に与えられた位相オフセットを判定し、当該位相オフセットに対応する情報を得る。その後、デマッピング部８５で各信号点の同相成分及び直交成分を得て、並列直列変換部１６へ出力する。

（第４の実施形態）
図１９は、第４の実施形態に係る通信装置の内部構成の一例を示すブロック図である。なお、図１９において、図１と同一部分については同一符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。すなわち、図１９では、図１の通信装置の送信部２に送信電力設定部２３１と制御情報生成部２３２と切替部２３４が追加され、受信部３に制御情報検出部２３３と切替部２３５が追加されている。

図２０は、図１９の通信装置の送信部２の処理動作を説明するためのフローチャートである。なお、図２０において、図２と同一部分には同一符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。

まず、図２０の送信電力設定部２３１は、入力端子から入力される送信データを送信する際の送信電力を決定し（ステップＳ１０１）、決定した送信電力が、予め定められた閾値を超える（あるいは閾値以上の）場合には、第１の実施形態で説明したように、マッピング部６において、各サブキャリアに割り当てる各データ系列が位相平面上の特定領域内の各信号点となるように、データ系列の所定のビット値を書き換えて変調した後、位相回転部７でサブキャリア毎に位相回転を行った結果を逆フーリエ変換して送信する第１の送信方法を選択する。また、決定された送信電力が、予め定められた閾値以下（あるいは閾値未満）の場合には、各サブキャリアに割り当てる各データ系列をマッピング部６でそのまま変調し（所定のビットの書換を行わずにそのまま変調し）、（位相回転部７で位相回転を行わずに）逆フーリエ変換して送信する通常の送信方法である第２の送信方法を選択する。そして、選択された送信方法（あるいは決定された送信電力）を制御情報生成部２３２へ出力する。制御情報生成部２３２は、送信電力設定部２３１から入力された送信方法（あるいは決定された送信電力）を受信側へ通知するための送信制御情報を生成する（ステップＳ１０２）。

一般に、送信電力が相対的に低い場合には、上記第２の送信方法であっても、送信側の電力増幅器等における非線型歪みが少ないため誤り率の劣化は小さい。しかし、送信電力が相対的に高い場合には、上記第２の送信方法では、送信側の電力増幅器等における非線型歪みが大きいため誤り率の劣化が大きくなってしまう。そこで、この場合には、上記第１の送信方法を選択して、ピーク電力の低減を図るようにようになっている。

制御情報生成部２３２で生成された送信制御情報は、送信制御情報単体で送信されてもよいし、他の制御情報と共に送信制御情報をＯＦＤＭシンボル単位で送信されてもよい。また、入力端子から入力される送信データと共にＯＦＤＭシンボル単位で送信されてもよいが、送信制御情報が入力端子から入力される送信データと共に送信される場合は、受信側において送信データよりも先に送信制御情報が検出されるように送信されるものとする。

以下においては、入力端子から入力される送信データに先立って、第１及び第２の送信方法のうちのいずれか一方を指示する送信制御情報が他の制御情報と共にＯＦＤＭシンボル単位で送信される例について説明する。他の制御情報と共に送信制御情報は、符号化部４において符号化された後（ステップＳ１）、直列並列変換部５に入力されて、１つのＯＦＤＭシンボルで伝送されるビット数Ｋ（Ｋは１以上の整数）単位に分割された後、１つの複素サブキャリアに割り当てられるビット数Ｍ（Ｍは１以上の整数）の単位でサブキャリア数Ｎに対応するＮ本のデータ系列に変換される（ステップＳ２）。

ここでは、送信制御情報を送信する際には、所定の閾値以下の送信電力で送信する。従って、第２の送信方法を用いて送信制御情報を送信する。

このとき、送信電力設定部２３１で設定される送信電力は、所定の閾値以下なので、第２の送信方法が選択されるので、その旨の制御信号がマッピング部６と切替部２３４へ出力される（ステップＳ１０３）。第２の送信方法が選択されているので、ステップＳ１０４へ進み、マッピング部６は、各サブキャリアに割り当てるＮ本のデータ系列を（ビットの書換えを行うことなく）そのまま変調し、切替部２３４は、位相回転部７の出力ではなく、マッピング部６からの出力を選択して逆フーリエ変換部８へ出力する。すなわち、マッピング部６で各サブキャリアに割り当てるＮ本のデータ系列を変調した結果がそのまま逆フーリエ変換部８へ出力される。そして、ステップＳ５へ進み、逆フーリエ変換部８で、複素逆フーリエ変換を行う（ステップＳ５）。

ステップＳ５以降の処理は、第１の実施形態と同様である。すなわち、複素逆フーリエ変換部８で逆フーリエ変換された各信号は並列直列変換部９へ入力され、シリアル信号に変換される（ステップＳ６）。並列直列変換部９から出力される信号は、ガードインターバル付加部８０へ入力され、予め決められた長さのガードインターバルが付加された後（ステップＳ７）、出力端子から出力される。送信する制御情報が残っている場合は、ステップＳ２へ戻り、ステップＳ２〜ステップＳ７の処理を繰り返し、送信する制御情報がない場合は終了する。

制御情報の送信に引き続いて、入力端子から入力される送信データの送信を行う。このときの送信電力は、ステップＳ１０１で決定された送信電力である。

入力端子から入力された送信データは、符号化部４で符号化が行われる（ステップＳ１）。符号化されたデータ系列は、直列並列変換部５に入力されて、１つのＯＦＤＭシンボルで伝送されるビット数Ｋ（Ｋは１以上の整数）単位に分割された後、１つの複素サブキャリアに割り当てられるビット数Ｍ（Ｍは１以上の整数）の単位でサブキャリア数Ｎに対応するＮ本のデータ系列に変換される（ステップＳ２）。

ステップＳ１０１で送信電力設定部２３１で設定された送信電力が所定の閾値以下の場合には、第２の送信方法が選択されるので、その旨の制御信号がマッピング部６と切替部２３４へ出力され（ステップＳ１０３）、ステップＳ１０４へ進む。ステップＳ１０４以降の処理は前述の送信制御情報を送信する際の処理動作と同様である。

一方、ステップＳ１０１で送信電力設定部２３１で設定された送信電力が所定の閾値を超える場合には、第１の送信方法が選択されるので、その旨の制御信号がマッピング部６と切替部２３４へ出力され（ステップＳ１０３）、ステップＳ３へ進む。第１の送信方法が選択された場合には、ステップＳ３へ進み、第１の実施形態で説明したように、マッピング部６は、各サブキャリアに割り当てる各データ系列が位相平面上の特定領域内の各信号点となるように、データ系列の所定のビット値を書き換えて変調し（ステップＳ３）、その結果を用いて、位相回転部７でサブキャリア毎に位相回転を行う（ステップＳ４）。切替部２３４は、マッピング部６からの出力ではなく、位相回転部７からの出力を選択して逆フーリエ変換部８へ出力する。すなわち、位相回転部７で位相回転された各信号は逆フーリエ変換部８へ入力され、複素逆フーリエ変換が行われる。

ステップＳ５以降の処理は、前述の送信制御情報を送信する際の処理動作と同様である。

図２１は、図１９の通信装置の受信部３の処理動作を説明するための示すフローチャートである。なお、図２１において、図５と同一部分には同一符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。

図１９の入力端子から入力されるＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの受信信号には、送信側からの送信データに先立って、上記送信制御情報が含まれているものとする。ここでは、前述の送信側と同様、送信制御情報が他の制御情報と共にＯＦＤＭシンボル単位で送信される場合を例にとり説明する。送信制御情報を含むＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの受信信号は、ガードインターバル除去部１１においてＯＦＤＭシンボルの単位でガードインターバルの除去および等化処理が行われ（ステップＳ１１）、ガードインターバルが除去されたＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの受信信号は直列並列変換部１２に入力される。

直列並列変換部１２に入力されたＯＦＤＭシンボル単位のＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの受信信号は、サブキャリア数Ｎに対応するＮ本の信号に直列並列変換される（ステップＳ１２）。Ｎ本の信号は、フーリエ変換部１３に入力され、Ｎポイントの複素フーリエ変換が行われる（ステップＳ１３）。

複素フーリエ変換された送信制御情報を含む各信号は、送信側から第２の送信方法により送信されることが予め決められているため、切替部２３３は、位相回転部１４の出力ではなく、フーリエ変換部１３からの出力を選択して軟判定部１５へ出力する（ステップＳ２０１）。送信側のマッピング部６の処理により書き換えられているビットがないことから、軟判定部１３は、各信号点の各ビットの値に対し、通常の軟判定を行う（ステップＳ２０２）。

全てのサブキャリアに対応する信号点について上記軟判定の処理を終了した後、軟判定された各信号を並列直列変換部１６へ出力する。並列直列変換部１６は、入力されたサブキャリア数Ｎに対応するＮ本の信号を１本の信号に変換し（ステップＳ１６）、受信が継続すればステップＳ１１以降の処理を繰り返し、受信が終了すると並列直列変換した系列を復号部１７へ出力する（ステップＳ１７）。復号部１７は、入力された信号の復号処理を行い（ステップＳ１８）、復号が終了すると復号結果の送信制御情報を含む制御情報を制御情報検出部２３３へ出力する。

制御情報検出部２３３は、入力された送信制御情報から、当該制御情報の後に続くデータが第１の送信方法により送信されるのか、あるいは第２の送信方法により送信されるのかを認識する。当該送信制御情報により第１の送信方法が指定されている場合には、制御情報検出部２３３は、軟判定部１５に対し、位相平面上の各受信信号点に対し軟判定する際には、送信側で書き換えられているＭビットのビット列のうちの所定位置にあるビットに対しては中立の値に判定するように指示する。また、切替部２３５に対し、フーリエ変換部１３からの出力ではなく位相回転部１４からの出力を選択して軟判定部１５へ出力するよう指示する。

図１９の受信部３の入力端子から入力されるＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの受信信号は、ガードインターバル除去部１１においてＯＦＤＭシンボルの単位でガードインターバルの除去および等化処理が行われ（ステップＳ１１）、ガードインターバルが除去されたＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの受信信号は直列並列変換部１２に入力される。直列並列変換部１２に入力されたＯＦＤＭシンボル単位のＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの受信信号は、サブキャリア数Ｎの系列に直列並列変換される（ステップＳ１２）。直列並列変換された受信信号は、フーリエ変換部１３に入力され、複素フーリエ変換が行われる（ステップＳ１３）。

ここで、制御情報検出部２３３が、切替部２３５に対し、フーリエ変換部１３からの出力ではなく位相回転部１４からの出力を選択して軟判定部１５へ出力するよう指示した場合（送信側から第１の送信方法にて送信されている場合）には、切替部２３５は、フーリエ変換部１３からの出力ではなく位相回転部１４からの出力を選択して軟判定部１５へ出力する（ステップＳ２０１）。すなわち、送信側から第１の送信方法にて送信されている場合には、複素フーリエ変換された受信信号は逆位相回転部１４に入力され、サブキャリア毎に予め決められた量だけ、逆位相回転が行われる（ステップＳ１４）。これは、送信部２の位相回転送部７で各信号点の位相を回転した際の各信号点の位相回転量だけ、位相を逆回転する処理である。そして、切替部２３５は、フーリエ変換部１３からの出力ではなく位相回転部１４からの出力を選択して軟判定部１５へ出力するので、位相回転部４から出力された、逆位相回転された各信号は軟判定部１５に入力され、サブキャリア毎に軟判定が行われる（ステップＳ１５）。軟判定部１５は、位相平面上の各受信信号点に対し軟判定する際には、送信側で書き換えられているＭビットのビット列のうちの所定位置にあるビットに対しては中立の値に判定する。

一方、ステップＳ２０１において、制御情報検出部２３３が、切替部２３５に対し、位相回転部１４からの出力ではなくフーリエ変換部１３からの出力を選択して軟判定部１５へ出力するよう指示した場合（送信側から第２の送信方法にて送信されている場合）には、切替部２３５は、位相回転部１４からの出力ではなくフーリエ変換部１３からの出力を選択して軟判定部１５へ出力する（ステップＳ２０１）。すなわち、送信側から第１の送信方法にて送信されている場合には、複素フーリエ変換された受信信号が、そのまま（逆位相回転部１４を経由せずに）、軟判定部１５へ出力される。軟判定部１５では（送信側のマッピング部６の処理により書き換えられているビットがないことから）、各信号点の各ビットの値に対し、通常の軟判定を行う（ステップＳ２０２）。

軟判定部１５で、全てのサブキャリアに対応する信号点について軟判定の処理を終了した後、軟判定された各信号を並列直列変換部１６へ出力する。並列直列変換部１６は、入力されたサブキャリア数Ｎに対応するＮ本の信号を１本の信号に変換し（ステップＳ１６）、受信が継続すればステップＳ１１以降の処理を繰り返し、受信が終了すると並列直列変換した系列を復号部１７へ出力する（ステップＳ１７）。復号部１７は、入力された信号の復号処理を行い（ステップＳ１８）、復号が終了すると出力端子から復号結果のデータ系列を出力する。

上記第４の実施形態によれば、送信側では、送信電力に閾値を設け、送信電力が予め定められた閾値以下（あるいは閾値未満）の場合には通常のマッピングを行う第２の送信方法により送信データを送信し、送信電力が閾値を越える（あるいは閾値以上の）場合には、位相平面上の特定の領域にマッピングしてサブキャリア毎に予め定められた位相回転量だけ位相を回転させる第１の送信方法により送信データを送信することによって、適応的に電力増幅器等における非線形歪みによる品質の劣化を防ぐことができる。

また、受信側には、送信側から送信されるデータの受信に先立って、当該データの送信する際の送信電力が通知される。この送信電力が予め定められた閾値以下（あるいは閾値未満）の場合には、フーリエ変換された受信信号を、そのまま（逆位相回転部１４を経由せずに）、軟判定部１５へ出力し、軟判定部１５では（送信側のマッピング部６の処理により書き換えられているビットがないことから）、各信号点の各ビットの値に対し、通常の軟判定を行う。また、送信電力が閾値を越える（あるいは閾値以上の）場合には、フーリエ変換された受信信号を逆位相回転部１４に入力して、サブキャリア毎に予め決められた量だけ、逆位相回転が行い、その結果が軟判定部１５に入力され、所定のビット数単位の各ビット列のうち予め定められた特定ビット（送信側で書き換えられているビット）を中立の値に判定するとともに、当該ビット列の特定ビット以外のビットを軟判定する。

上記第４の実施形態によれば、送信電力に応じて、最適な送信方法及び受信方法を選択することができる。

なお、図７に示した第２の実施形態に係る通信装置について、図２２に示すように、送信部２に送信電力設定部２３１と制御情報生成部２３２と切替部２３４を追加するとともに、受信部３に制御情報検出部２３３と切替部２３５を追加する場合も、上記第４の実施形態と同様である。

すなわち、送信側では、符号化データ系列の送信電力が、予め定められた閾値未満のときには、多重化部７４、直列並列変換部５を経て出力される多重化信号を、マッピング部６により、同相成分及び直交成分をＩ−Ｑ平面上の特定領域内の値に変換することなく、Ｉ−Ｑ平面上の各信号点に割り当てた後、位相回転部７を経ることなく、そのまま複素逆フーリエ変換する第２の送信方法により送信を行い、符号化データ系列の送信電力が予め定められた閾値以上のときには、上記多重化信号をマッピング部６により特定領域内の各信号点に割り当てた後、位相回転部７でサブキャリア毎に予め定められた量だけ位相回転した結果を複素逆フーリエ変換する第１の送信方法により送信を行う。切替部２３４は、送信電力が上記閾値以上か否かに応じて、マッピング部６の動作及び逆フーリエ変換部８への入力を切り替えるようになっている。

また、受信側では、送信側での送信電力が予め定められた閾値未満のときには、デマッピング部８５は、フーリエ変換部１３で複素フーリエ変換した結果得られるＩ−Ｑ平面上の各信号点から、その同相成分及び直交成分を得て、並列直列変換部１６へ出力し、送信電力が上記閾値以上のときには、フーリエ変換部１３でフーリエ変換した結果得られるＩ−Ｑ平面上の各信号点に対し、逆位相回転部１４でサブキャリア信号毎に予め定められた位相回転量だけ（送信側とは逆方向に）位相回転した結果から、デマッピング部８５は、その同相成分及び直交成分を得て、並列直列変換部１６へ出力する。切替部２３５は、送信電力が上記閾値以上か否かに応じて、フーリエ変換部１３からの出力と逆位相回転部１４からの出力のうちのいずれか一方を選択して、マッピング部６へ出力するようになっている。

送信部２の送信電力設定部２３１及び制御情報生成部２３２、受信部３の制御情報検出部２３３は、前述同様である。

上記の例では、送信電力に関する制御情報を前記第２の送信方法により送信する例について説明したが、該制御情報は例えば、低変調多値数のＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）等の変調方式を用いて前記第１の送信方法により送信してもよい。

以上説明したように、上記第１乃至第４の実施形態によれば、マルチキャリア信号の平均電力に対するピーク電力比を低く抑えることができる。これにより、電力増幅器を効率良く利用することができるため、送信信号をより遠くまで伝送することができる。

以下、上記各実施形態に係る通信装置の適用例について説明する。

（第５の実施形態）
ここでは、図１の通信装置を適用した各種無線通信装置の構成を説明する。

図２３は、無線通信装置の内部構成の一例を示すブロック図であり、図１に示したベースバンド処理系に、無線処理系の各構成部を追加したものである。図２３の無線通信装置は、図１の通信装置１の送信部２に、Ｄ／Ａ変換部２６１、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２６２、直交変調部２６３、周波数変換部２６４、電力増幅部２６５を追加し、受信部３に、低雑音増幅部２６８、周波数変換部２６９、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２７０、直交復調部２７１、Ａ／Ｄ変換部２７２を追加し、共通部分にスイッチ（ＳＷ）２６６、アンテナ２６７を追加したものである。

なお、図２３では、図１と同一部分には同一符号を付している。

図２３の無線通信装置の送信側の処理について説明する。ガードインターバル付加部１０９でガードインターバルが付加されたＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの信号は、図２３のＤ／Ａ変換部２６１に入力され、ディジタル信号からアナログ信号へ変換される。アナログ信号へ変換されたＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの信号はＬＰＦ２６２に入力され、帯域制限される。帯域制限されたＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの信号は、直交変調部２６３に入力され、直交変調が行われる。直交変調された信号は、周波数変換部２６４に入力され、キャリア周波数へ周波数変換が行われる。周波数変換された信号は、電力増幅部２６５に入力され、電力増幅が行われる。電力増幅された信号は、スイッチ２６６を介してアンテナ２６７から出力される。

次に、図２３の無線通信装置の受信側の処理動作について説明する。アンテナ２６７から入力された受信信号は、スイッチ２６６を介して低雑音増幅器２６８に入力され、低雑音増幅が行われる。低雑音増幅された信号は周波数変換部２６９に入力され、低周波へ周波数変換が行われる。周波数変換された信号はＬＰＦ２７０に入力され、帯域制限される。帯域制限された信号は直交復調部２７１に入力され、直交復調が行われる。直交復調されたＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの信号はＡ／Ｄ変換部２７２に入力され、アナログ信号からディジタル信号へ変換される。ディジタル信号へ変換されたＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの信号はガードインターバル除去部１１に入力される。

図２４は、光通信装置の内部構成の一例を示すブロック図であり、図１に示したベースバンド処理系に、光処理系の各構成部を追加したものである。図２４の光通信装置は、図１の通信装置１の送信部２に、Ｄ／Ａ変換部２８１、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２８２、直交変調部２８３、周波数変換部２８４、電力増幅部２８５、電気／光変換器２８６を追加し、受信部３に、光／電気変換器２８９、低雑音増幅部２９０、周波数変換部２９１、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２９２、直交復調部２９３、Ａ／Ｄ変換部２９４を追加し、共通部分に分波器２８７、光ファイバ２８８を追加したものである。

なお、図２４では、図１と同一部分には同一符号を付している。

図２４の光通信装置の送信側の処理について説明する。ガードインターバル付加部１０９でガードインターバルが付加されたＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの信号は、図２４のＤ／Ａ変換部２８１に入力され、ディジタル信号からアナログ信号へ変換される。アナログ信号へ変換されたＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの信号はＬＰＦ２８２に入力され、帯域制限される。帯域制限されたＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの信号は、直交変調部２８３に入力され、直交変調が行われる。直交変調された信号は、周波数変換部２８４に入力され、キャリア周波数へ周波数変換が行われる。周波数変換された信号は、電力増幅部２８５に入力され、電力増幅が行われる。電力増幅された信号は、電気／光変換器２８６に入力され光信号に変換された後、分波器２８７を介して光ファイバ２８８から出力される。

次に、図２４の光通信装置の受信側の処理について説明する。光ファイバ２８８から入力された光信号は、分波器２８７を介して光／電気変換器２８９に入力され、電気信号に変換される。電気信号に変換された信号は低雑音増幅器２９０に入力され、低雑音増幅が行われる。低雑音増幅された信号は周波数変換部２９１に入力され、低周波へ周波数変換が行われる。周波数変換された信号はＬＰＦ２９２に入力され、帯域制限される。帯域制限された信号は直交復調部２９３に入力され、直交復調が行われる。直交復調されたＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの信号はＡ／Ｄ変換部２９４に入力され、アナログ信号からディジタル信号へ変換される。ディジタル信号へ変換されたＩ（同相成分）、Ｑ（直交成分）それぞれの信号はガードインターバル除去部１１に入力される。

このように、第１の実施形態に係る通信装置を無線通信装置や光通信装置などに適用することにより、マルチキャリア信号のピーク電力を低く抑えることができる。

なお、上記第５の実施形態では、図１の通信装置に無線処理系の各構成部を追加したり（図２３）、光処理系の各構成部を追加した場合（図２４）を示したが、第２の実施形態に係る図７に示す通信装置についても同様に、図２３の無線処理系や図２４の光処理系を追加した無線通信装置を構成することもできる。

（第６の実施形態）
図２５は、図１の通信装置を適用した無線通信装置の構成例を示したもので、図２３の無線通信装置に複数のアンテナを用いて異なる信号を同時に送受信するＭｕｌｔｉ‐Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ（ＭＩＭＯ）用の回路を追加したブロック図である。図２４に示すブロック図では、２本のアンテナを用いて送信を行い、２本のアンテナを用いて受信を行う２×２のＭＩＭＯ用回路の例を示している。図２５の無線通信装置１は、図２３の通信装置１の送信部２の、符号化部４と、直列並列変換部５と、マッピング部６と、位相回転部７と、逆フーリエ変換部８と、並列直列変換部９と、ガードインターバル付加部１０と、Ｄ／Ａ変換部２６１と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２６２と、直交変調部２６３と、周波数変換部２６４と、電力増幅部２６５をそれぞれ２つずつ備えており、さらに位相回転部７と逆フーリエ変換部８の間にＭＩＭＯ符号化部３０１を備えている。また、図２３の受信部３の、低雑音増幅部２６８と、周波数変換部２６９と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２７０と、直交復調部２７１と、Ａ／Ｄ変換部２７２と、ガードインターバル除去部１１と、直列並列変換部１２と、フーリエ変換部１３と、逆位相回転部１４と、軟判定部１５と、直列並列変換部１６と、復号部１７をそれぞれ２つずつ備えており、さらにフーリエ変換部１３と逆位相回転部１４の間にＭＩＭＯ復号部３０２を備えている。さらに、共通部分には送信時と受信時にアンテナを切り替えるスイッチ（ＳＷ）２６６と、２本のアンテナ２６７から構成される。

以下に、図２５の無線通信装置の送信側の処理動作について説明する。図２５の送信部２の２系統の符号化部４から位相回転部７において、第１の実施形態で説明した図２のステップＳ４の位相回転の処理までがそれぞれ並行に行われる。位相回転された各信号は、ＭＩＭＯ符号化部３０１に入力され、ＭＩＭＯ符号化処理が行われる。

ＭＩＭＯ符号化処理とは、例えば、送信側の複数のアンテナのそれぞれについて、受信側で伝送路特性を推定するための参照信号（送信側及び受信側で既知の信号）を、位相回転された各信号に付加する等の処理である。

ＭＩＭＯ符号化が行われた各信号は、逆フーリエ変換部８に入力され、それぞれ複素逆フーリエ変換が行われる。逆フーリエ変換が行われた各信号は、並列直列変換部９に入力され、並列直列変換が行われる。並列直列変換された各信号の同相成分および直交成分の信号は、ガードインターバル付加部１０に入力され、それぞれガードインターバルが付加される。ガードインターバルが付加された各信号の同相成分および直交成分の信号は、Ｄ／Ａ変換部２６１に入力され、それぞれディジタル信号からアナログ信号へ変換される。アナログ信号へ変換された各信号の同相成分および直交成分の信号はＬＰＦ２６２に入力され、それぞれ帯域制限される。帯域制限された各信号の同相成分および直交成分の信号は、直交変調部２６３に入力され、それぞれ直交変調が行われる。直交変調された各信号は、周波数変換部２６４に入力され、それぞれキャリア周波数へ周波数変換が行われる。周波数変換された各信号は、電力増幅部２６５に入力され、それぞれ電力増幅が行われる。電力増幅された各信号は、スイッチ２６６を介してそれぞれが２本のアンテナ２６７から同時に出力される。

上記の説明では、入力端子Ｉｎ１および入力端子Ｉｎ２からそれぞれ入力された２つのデータ系列を、２つの符号化部４においてそれぞれ符号化を行う例について示したが、必ずしも入力端子と符号化部４を２つずつ備える必要はなく、１つの入力端子と１つの符号化部４を備え、入力端子から入力された１つのデータ系列を符号化部４において符号化を行い、符号化されたデータ系列を直列並列変換部５において２つのデータ系列に変換して、２つのマッピング部６にそれぞれ入力してもよい。

次に、図２５の無線通信装置の受信側の処理動作について説明する。２本のアンテナ２６７から同時に入力された各受信信号は、スイッチ２６６を介して低雑音増幅器２６８に入力され、それぞれ低雑音増幅が行われる。低雑音増幅された各信号は周波数変換部２６９に入力され、それぞれ低周波へ周波数変換が行われる。周波数変換された各信号はＬＰＦ２７０に入力され、それぞれ帯域制限される。帯域制限された各信号は直交復調部２７１に入力され、それぞれ直交復調が行われる。直交復調された各信号の同相成分および直交成分の信号はＡ／Ｄ変換部２７２に入力され、それぞれアナログ信号からディジタル信号へ変換される。

ディジタル信号へ変換された各信号の同相成分および直交成分の信号はガードインターバル除去部１１に入力され、それぞれガードインターバルが除去される。ガードインターバルが除去された各信号の同相成分および直交成分の信号は並列直列変換部１２に入力され、それぞれ並列直列変換が行われる。並列直列変換された各信号の同相成分および直交成分の信号はフーリエ変換部１３に入力され、それぞれ複素フーリエ変換が行われる。複素フーリエ変換されたそれぞれの信号の同相成分および直交成分の信号は、ＭＩＭＯ復号部３０２に入力され、ＭＩＭＯ復号が行われる。

ＭＩＭＯ復号とは、例えば、受信した各参照信号を既知の各参照信号で除することにより、送信側のアンテナ毎に（ここでは例えば２つのアンテナについて）伝送路特性をそれぞれ推定するとともに、得られた各伝送路特性値を用いて、フーリエ変換した結果得られる各信号から送信側のアンテナ別の（ここでは例えば２系統の）各受信信号を得るための処理である。

ＭＩＭＯ復号が行われた各信号（送信側のアンテナ別の各受信信号）に対して、図５に示すステップＳ１４以降の処理を行う。

図２５では、軟判定部１５において軟判定された信号を、２つの並列直列変換部１６においてそれぞれ並列直列変換し、並列直列変換された信号を２つの復号部１７においてそれぞれ復号を行い、２つの出力端子Ｏｕｔ１およびＯｕｔ２からそれぞれ復号されたデータ系列を出力する例について示したが、必ずしも並列直列変換部１６、復号部１７および出力端子を２つずつ備える必要はなく、１つの並列直列変換部と１つの復号部１７と１つの出力端子を備え、２つの軟判定部１５において軟判定された２つの信号を、並列直列変換部１６において１つの系列に並列直列変換を行い、並列直列変換された１つのデータ系列を復号部１７において復号し、復号された１つの系列を１つの出力端子から出力してもよい。

上記の例では、アンテナの本数が２本の場合について説明したが、アンテナの本数は２本に限定されず、これ以上の本数であってもよい。

このように、上記第６の実施形態に係るＭＩＭＯ送受信回路を備えた無線通信装置によれば、マルチキャリア信号のピーク電力を低く抑えることができるため、送信側において電力増幅器による非線形歪みによる品質の劣化を防ぐことができ、さらに、受信側において信号のダイナミックレンジを小さく抑えることができるため、ＭＩＭＯ復号における演算量を削減することが可能となる。

なお、図２５では、図１の通信装置をＭＩＭＯ通信装置に適用する場合を示したが、第２の実施形態に係る図７に示す通信装置についても、上記同様にして、ＭＩＭＯ通信装置に適用することができる。

（第７の実施形態）
図２６は、第７の実施形態に係る無線通信装置の構成例を示すブロック図であり、図２３の無線通信装置に複数のアンテナを用いて同一の信号を時間的にずらして送信する時空間ブロック符号化（Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｉｎｇ；ＳＴＢＳ）用の回路を追加したブロック図である。図２６に示すブロック図では、２本のアンテナを用いて送信を行い、２本のアンテナを用いて受信を行うＳＴＢＣ用回路の例を示している。

図２６の無線通信装置１は、図２３の送信部２の、符号化部４と、直列並列変換部５と、マッピング部６と、位相回転部７と、逆フーリエ変換部８と、並列直列変換部９と、ガードインターバル付加部１０と、Ｄ／Ａ変換部２６１と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２６２と、直交変調部２６３と、周波数変換部２６４と、電力増幅部２６５をそれぞれ２つずつ備えており、さらに位相回転部７と逆フーリエ変換部８の間にＳＴＢＣ符号化部４０１を備えている。また、図２３の受信部３の、低雑音増幅部２６８と、周波数変換部２６９と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２７０と、直交復調部２７１と、Ａ／Ｄ変換部２７２と、ガードインターバル除去部１１と、直列並列変換部１２と、フーリエ変換部１３と、逆位相回転部１４と、軟判定部１５と、直列並列変換部１６と、復号部１７をそれぞれ２つずつ備えており、さらにフーリエ変換部１３と逆位相回転部１４の間にＳＴＢＣ復号部４０２を備えている。さらに、共通部分には送信時と受信時にアンテナを切り替えるスイッチ（ＳＷ）２６６と、２本のアンテナ２６７から構成される。

以下に、図２６の無線通信装置の送信側の処理動作について説明する。図２６の送信部２の２系統の符号化部４から位相回転部７において、第１の実施形態で説明した図２のステップＳ４の位相回転の処理までがそれぞれ並行に行われる。位相回転されたそれぞれの信号は、ＳＴＢＣ符号化部４０１に入力され、ＳＴＢＣ符号化処理が行われる。

ＳＴＢＣ符号化処理とは、例えば、２つの送信データＤ１、Ｄ２を、１つ目のタイムスロットにおいて、２つのアンテナ２６７のうちの一方から送信データＤ１、他方のアンテナから送信データＤ２を送信し、２つ目のタイムスロットにおいて一方のアンテナから送信データＤ２、他方のアンテナから送信データＤ１を送信する処理、および受信側において送信側のアンテナ別に伝送路特性を推定するための参照信号（送信側及び受信側で既知の信号）の付加等の処理を含む。

ＳＴＢＣ符号化が行われた各信号は、逆フーリエ変換部８に入力され、それぞれ複素逆フーリエ変換が行われる。複素逆フーリエ変換が行われた各信号は、並列直列変換部９に入力され、並列直列変換が行われる。並列直列変換された各信号の同相成分および直交成分の信号は、ガードインターバル付加部１０に入力され、それぞれガードインターバルが付加される。ガードインターバルが付加された各信号の同相成分および直交成分の信号は、Ｄ／Ａ変換部２６１に入力され、ディジタル信号からアナログ信号へそれぞれ変換される。アナログ信号へ変換された各信号の同相成分および直交成分の信号はＬＰＦ２６２に入力され、それぞれ帯域制限される。帯域制限された各信号の同相成分および直交成分の信号は、直交変調部２６３に入力され、それぞれ直交変調が行われる。直交変調された各信号は、周波数変換部２６４に入力され、それぞれキャリア周波数へ周波数変換が行われる。周波数変換された各信号は、電力増幅部２６５に入力され、それぞれ電力増幅が行われる。電力増幅された各信号は、スイッチ２６６を介して２本のアンテナ２６７から同時に出力される。

上記の説明では、入力端子Ｉｎ１および入力端子Ｉｎ２からそれぞれ入力された２つのデータ系列を、２つの符号化部４においてそれぞれ符号化を行う例について示したが、必ずしも入力端子と符号化部４を２つずつ備える必要はなく、１つの入力端子と１つの符号化部４を備え、入力端子から入力された１つのデータ系列を符号化部４において符号化を行い、符号化されたデータ系列を直列並列変換部５において２つのデータ系列に変換して、２つのマッピング部６にそれぞれ入力してもよい。

次に、図２６の無線通信装置の受信側の処理動作について説明する。２本のアンテナ２６７から同時に入力された各受信信号は、スイッチ２６６を介して低雑音増幅器２６８に入力され、それぞれ低雑音増幅が行われる。低雑音増幅された各信号は周波数変換部２６９に入力され、それぞれ低周波へ周波数変換が行われる。周波数変換された各信号はＬＰＦ２７０に入力され、それぞれ帯域制限される。帯域制限された各信号は直交復調部２７１に入力され、それぞれ直交復調が行われる。直交復調された各信号の同相成分および直交成分の信号はＡ／Ｄ変換部２７２に入力され、それぞれアナログ信号からディジタル信号へ変換される。ディジタル信号へ変換された各信号の同相成分および直交成分の信号はガードインターバル除去部１１に入力され、それぞれガードインターバルが除去される。ガードインターバルが除去された各信号の同相成分および直交成分の信号は並列直列変換部１２に入力され、それぞれ並列直列変換が行われる。並列直列変換された各信号の同相成分および直交成分の信号はフーリエ変換部１３に入力され、それぞれ複素フーリエ変換が行われる。複素フーリエ変換された各信号の同相成分および直交成分の信号は、ＳＴＢＣ復号部４０２に入力され、ＳＴＢＣ復号処理（時空間ブロック復号処理）が行われる。

ＳＴＢＣ復号処理とは、例えば、受信した各参照信号を既知の参照信号で除することにより、送信側の複数（ここでは、例えば２つ）のアンテナのそれぞれについて、伝送路特性の推定値を求め、当該伝送路特性の推定値を用いて、フーリエ変換した結果得られる各信号から送信側のアンテナ別の（ここでは例えば２系統の）各受信信号を得るための処理、および１つ目のタイムスロットで受信した受信信号から分離された送信側の一方のアンテナから送信された信号Ｒ１１と他方のアンテナから送信された信号Ｒ２１と、２つ目のタイムスロットで受信した受信信号から分離された送信側の一方のアンテナから送信された信号Ｒ１２と他方のアンテナから送信された信号Ｒ２２を、（Ｒ１１＋Ｒ１２）／２、（Ｒ２１＋Ｒ２２）／２のように合成する等の処理を含む。

ＳＴＢＣ復号処理が行われた各信号に対して、図５に示すステップＳ１４以降の処理を行う。

図２６では、軟判定部１５において軟判定された信号を、２つの並列直列変換部１６においてそれぞれ並列直列変換し、並列直列変換された信号を２つの復号部１７においてそれぞれ復号を行い、２つの出力端子Ｏｕｔ１およびＯｕｔ２から復号されたデータ系列をそれぞれ出力する例について示したが、必ずしも並列直列変換部１６、復号部１７および出力端子を２つずつ備える必要はなく、１つの並列直列変換部と１つの復号部１７と１つの出力端子を備え、２つの軟判定部１５においてそれぞれ軟判定された２つの信号を並列直列変換部１６において１つのデータ系列に並列直列変換を行い、並列直列変換された１つのデータ系列を復号部１７において復号し、復号された１つのデータ系列を１つの出力端子から出力してもよい。

上記の例では、アンテナの本数が２本の場合について説明したが、アンテナの本数は２本に限定されず、これ以上の本数であってもよい。

このように、上記第７の実施形態に係る、ＳＴＢＣ符号化送受信回路を備えた無線通信装置によれば、マルチキャリア信号のピーク電力を低く抑えることができるため、送信側において電力増幅器による非線形歪みによる品質の劣化を防ぐことができ、さらに、受信側において信号のダイナミックレンジを小さく抑えることができるため、ＳＴＢＣ復号における演算量を削減することが可能となる。

なお、図２６では、図１の通信装置をＳＴＢＣ通信装置に適用する場合を示したが、第２の実施形態に係る図７に示す通信装置についても、上記同様にして、ＳＴＢＣ通信装置に適用することができる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ通信装置の構成例を示した図。 図１の通信装置の送信部の処理動作を説明するためのフローチャート。 マッピング部で６４ＱＡＭ変調方式を用いて変調を行った場合の、６４本の６ビット単位の各データ系列に割り当てられる各信号点の位相平面（Ｉ（同相成分）−Ｑ（直交成分）平面）上の位置を説明するための図。 平均電力に対するピーク電力比が低くなるような６４サブキャリアの位相関係を示した図。 図１の通信装置の受信部の処理動作を説明するためのフローチャート。 図１の通信装置の軟判定部の軟判定処理を説明するための図。 第２の実施形態に係るマルチキャリアＣＤＭＡ通信装置の構成例を示す図。 図７の通信装置の送信部の処理動作を説明するためのフローチャート。 符号拡散部の処理動作を説明するための図。 多重化部の処理動作を説明するための図。 マッピング部の処理動作を説明するための図。 マッピング部の処理動作を説明するための図。 図７の通信装置の受信部の処理動作を説明するためのフローチャート。 第３の実施形態に係る通信装置の構成例を示した図。 図１４の通信装置の送信部の処理動作を説明するためのフローチャート。 位相オフセット付加部の処理動作を説明するための図。 図１４の通信装置の受信部の処理動作を説明するためのフローチャート。 位相オフセット検出部の処理動作を説明するための図。 第４の実施形態に係る通信装置の構成例を示した図。 図１９の通信装置の送信部の処理動作を説明するためのフローチャート。 図１９の通信装置の受信部の処理動作を説明するためのフローチャート。 第４の実施形態に係る他の通信装置の構成例を示した図。 第５の実施形態に係る無線通信装置の構成例を示した図。 第５の実施形態に係る光通信装置の構成例を示した図。 第６の実施形態に係るＭＩＭＯ通信装置の構成例を示した図。 第７の実施形態に係るＳＴＢＣ通信装置の構成例を示した図。

符号の説明

１…通信装置、２…送信部、３…受信部、４…符号化部、５…直列並列変換部、６…マッピング部、７…位相回転部、８…逆フーリエ変換部、９…並列直列変換部、１０…ガードインターバル付加部、１１…ガードインターバル除去部、１２…特並列変換部、１３…フーリエ変換部、１４…逆位相回転部、１５…軟判定部、１６…並列直列変換部、１７…復号部。

Claims (22)

1. 複数のサブキャリア信号を送信する通信装置であって、
   符号化データ系列を所定のビット数単位の複数のビット列に変換する変換手段と、
   前記複数のビット列のうち、Ｉ（同相成分）−Ｑ（直交成分）平面上の予め定められた特定領域内の信号に変調できるビット列は、前記Ｉ−Ｑ平面上の前記特定領域内の信号に変調し、前記特定領域外となるビット列は、当該ビット列の所定のビットを書き換えて、前記Ｉ−Ｑ平面上の前記特定領域内の信号に変調する変調手段と、
   前記複数のサブキャリア信号の平均電力に対するピーク電力の比が相対的に低くなるように、前記特定領域内の各信号の位相をサブキャリア毎に予め定められた位相回転量だけ回転する位相回転手段と、
   位相回転された各信号を逆フーリエ変換して、前記複数のサブキャリア信号を生成するサブキャリア信号生成手段と、
   前記複数のサブキャリア信号を送信する送信手段と、
   を具備したことを特徴とする通信装置。
2. 前記特定領域は、前記Ｉ−Ｑ平面上の４つの象限のうちの１つ、または該Ｉ−Ｑ平面の１／８の領域であることを特徴とする請求項１記載の通信装置。
3. 複数のサブキャリア信号を受信する受信手段と、
   前記複数のサブキャリア信号をフーリエ変換して、Ｉ（同相成分）−Ｑ（直交成分）平面上の各信号を得る手段と、
   前記各信号の位相を、サブキャリア信号毎に予め定められた位相回転量だけ位相回転する位相回転手段と、
   位相回転された各信号に対応する所定のビット数単位の各ビット列のうち予め定められた特定ビットを中立の値に判定するとともに、当該ビット列の前記特定ビット以外のビットを軟判定する軟判定手段と、
   前記各データ系列の各ビットに対する前記軟判定手段での判定値を用いて、前記各ビット列を復号する復号手段と、
   を具備したことを特徴とする通信装置。
4. 複数のサブキャリア信号を送信する通信装置であって、
   複数の符号化データ系列のそれぞれを符号化データ系列毎に予め定められた拡散符号を用いて符号拡散し、複数の拡散信号を生成する符号拡散手段と、
   前記複数の拡散信号を多重化して、多重化信号を生成する多重化手段と、
   前記多重化信号を、Ｉ（同相成分）−Ｑ（直交成分）平面上の信号に変調し、前記Ｉ−Ｑ平面上の予め定められた特定領域外の信号に対しては、さらにその同相成分及び直交成分を、前記Ｉ−Ｑ平面上で該信号と最も距離が小さい前記特定領域内の信号の同相成分及び直交成分に変換する変調手段と、
   前記複数のサブキャリア信号の平均電力に対するピーク電力の比が相対的に低くなるように、前記特定領域内の各信号の位相をサブキャリア毎に予め定められた位相回転量だけ回転する位相回転手段と、
   位相回転された各信号を逆フーリエ変換して、前記複数のサブキャリア信号を生成する手段と、
   前記複数のサブキャリア信号を送信する送信手段と、
   を具備したことを特徴とする通信装置。
5. 前記特定領域は、前記Ｉ−Ｑ平面上の４つの象限のうちの１つ、または該Ｉ−Ｑ平面の１／８の領域であることを特徴とする請求項４記載の通信装置。
6. 複数のサブキャリア信号を受信する受信手段と、
   前記複数のサブキャリア信号をフーリエ変換して、Ｉ（同相成分）−Ｑ（直交成分）平面上の各信号を得る手段と、
   前記各信号を、サブキャリア信号毎に予め定められた位相回転量だけ位相回転する位相回転手段と、
   位相回転された各信号の同相成分及び直交成分を得て出力する第１の出力手段と、
   前記フーリエ変換した結果得られる前記Ｉ−Ｑ平面上の各信号の同相成分及び直交成分を得て出力する第２の出力手段と、
   前記符号化データ系列の送信電力が予め定められた閾値以上のときには、前記第１の出力手段で出力された前記各信号の同相成分及び直交成分を複数の拡散符号を用いて逆拡散して、各拡散符号に対応する複数の原データ系列を生成し、前記符号化データ系列の送信電力が前記閾値未満のときには、前記第２の出力手段で出力された各信号点の同相成分及び直交成分を前記複数の拡散符号を用いて逆拡散して、各拡散符号に対応する複数の原データ系列を生成する生成手段と、
   前記複数の原データ系列を復号する復号手段と、
   を具備したことを特徴とする通信装置。
7. 前記特定領域内の各信号の位相に、送信すべき情報に応じて予め定められた位相オフセットを付加する位相オフセット付加手段をさらに具備し、
   前記位相回転手段は、前記位相オフセット付加手段で位相オフセットの付加された各信号の位相をサブキャリア毎に予め定められた量だけ回転することを特徴とすることを特徴とする請求項１または４記載の通信装置。
8. 前記位相回転手段で位相回転された各信号の前記Ｉ−Ｑ平面上の座標を基に、前記各信号に与えられた位相オフセットを判定し、当該位相オフセットに対応する情報を得る手段をさらに具備したことを特徴とする請求項３記載の通信装置。
9. 前記複数のビット列のそれぞれを、前記所定のビットを書き換えることなく、前記Ｉ−Ｑ平面上の各信号に変調する第２の変調手段と、
   前記符号化データ系列の送信電力が予め定められた閾値以上のときには、前記変調手段で前記複数のビット列を変調した結果得られる前記特定領域内の各信号の位相を、前記位相回転手段でサブキャリア毎に予め定められた量だけ位相回転して前記サブキャリア信号生成手段へ出力し、前記符号化データ系列の送信電力が前記閾値未満のときには、前記第２の変調手段で前記複数のビット列を変調した結果得られる前記Ｉ−Ｑ平面上の各信号を前記サブキャリア信号生成手段へ出力する切替手段をさらに具備したことを特徴とする請求項１記載の通信装置。
10. 前記フーリエ変換した結果得られる前記Ｉ−Ｑ平面上の各信号を軟判定する第２の軟判定手段をさらに具備し、
    前記復号手段は、前記符号化データ系列の送信電力が予め定められた閾値以上のときには、前記軟判定手段での判定値を用いて前記各ビット列を復号し、前記符号化データ系列の送信電力が前記閾値未満のときには、前記第２の軟判定手段での判定値を用いて前記各ビット列を復号することを特徴とする請求項３記載の通信装置。
11. 前記多重化信号を、同相成分及び直交成分を前記Ｉ−Ｑ平面上で該信号と最も距離が小さい前記特定領域内の信号の同相成分及び直交成分に変換することなく、前記Ｉ−Ｑ平面上の各信号に変調する第２の変調手段と、
    前記符号化データ系列の送信電力が予め定められた閾値以上のときには、前記変調手段で前記多重化信号を変調した結果得られる前記特定領域内の各信号の位相を前記位相回転手段でサブキャリア毎に予め定められた量だけ位相回転して前記サブキャリア信号生成手段へ出力し、前記符号化データ系列の送信電力が前記閾値未満のときには、前記第２の変調手段で前記多重化信号を変調した結果得られる前記Ｉ−Ｑ平面上の各信号を前記サブキャリア信号生成手段へ出力する切替手段をさらに具備したことを特徴とする請求項４記載の通信装置。
12. 前記位相回転手段で位相回転された各信号に、複数のアンテナのそれぞれについて受信側で伝送路特性を推定するための参照信号を付加する処理手段をさらに具備し、
    前記サブキャリア信号生成手段は、前記参照信号の付加された各信号を逆フーリエ変換して、前記複数のサブキャリア信号を生成することを特徴とする請求項１記載の通信装置。
13. 前記複数のサブキャリア信号をフーリエ変換した結果得られる各信号に付加されている参照信号を用いて、送信側のアンテナ毎の伝送路特性を推定するとともに、当該伝送路特性の推定結果を用いて、前記フーリエ変換した結果得られる各信号から送信側のアンテナ別の各受信信号を得る処理手段をさらに具備し、
    前記位相回転手段は、前記送信側のアンテナ別の各受信信号の位相を、サブキャリア信号毎に予め定められた位相回転量だけ位相回転することを特徴とする請求項３記載の通信装置。
14. 前記処理手段は、前記位相回転手段で位相回転された各信号に対し時空間ブロック符号化を行うことを特徴とする請求項１２記載の通信装置。
15. 前記処理手段は、前記複数のサブキャリア信号をフーリエ変換した結果得られる各信号を時空間ブロック復号することを特徴とする請求項１３記載の通信装置。
16. 複数のサブキャリア信号を送信するための送信方法であって、
    符号化データ系列の所定のビット数単位の複数のビット列のうち、Ｉ（同相成分）−Ｑ（直交成分）平面上の予め定められた特定領域内の信号に変調できるビット列は、前記Ｉ−Ｑ平面上の前記特定領域内の信号に変調し、前記特定領域外となるビット列は、当該ビット列の所定のビットを書き換えて、前記Ｉ−Ｑ平面上の前記特定領域内の信号に変調する第１のステップと、
    複数のサブキャリア信号の平均電力に対するピーク電力の比が相対的に低くなるように、前記特定領域内の各信号の位相をサブキャリア毎に予め定められた位相回転量だけ回転する第２のステップと、
    位相回転された各信号を逆フーリエ変換して、複数のサブキャリア信号を生成する第３のステップと、
    前記複数のサブキャリア信号を送信する第４のステップと、
    を有することを特徴とする送信方法。
17. 前記特定領域は、前記Ｉ−Ｑ平面上の４つの象限のうちの１つ、または該Ｉ−Ｑ平面の１／８の領域であることを特徴とする請求項１６記載の送信方法。
18. 複数のサブキャリア信号を受信する第１のステップと、
    前記複数のサブキャリア信号をフーリエ変換した結果得られる、Ｉ（同相成分）−Ｑ（直交成分）平面上の各信号の位相を、サブキャリア信号毎に予め定められた位相回転量だけ位相回転する第２のステップと、
    位相回転された各信号に対応する所定のビット数単位の各ビット列のうち予め定められた特定ビットを中立の値に判定するとともに、当該ビット列の前記特定ビット以外のビットを軟判定する第３のステップと、
    前記各データ系列の各ビットに対する判定値を用いて、前記各ビット列を復号する第４のステップと、
    を有することを特徴とする受信方法。
19. 複数の符号化データ系列のそれぞれを符号化データ系列毎に予め定められた拡散符号を用いて符号拡散し、複数の拡散信号を生成する第１のステップと、
    前記複数の拡散信号を多重化して、多重化信号を生成する第２のステップと、
    前記多重化信号を、Ｉ（同相成分）−Ｑ（直交成分）平面上の信号に変調し、前記Ｉ−Ｑ平面上の予め定められた特定領域外の信号に対しては、さらにその同相成分及び直交成分を、前記Ｉ−Ｑ平面上で該信号と最も距離が小さい前記特定領域内の信号の同相成分及び直交成分に変換する第３のステップと、
    複数のサブキャリア信号の平均電力に対するピーク電力の比が相対的に低くなるように、前記特定領域内の各信号の位相をサブキャリア毎に予め定められた位相回転量だけ回転する第４のステップと、
    位相回転された各信号を逆フーリエ変換して、複数のサブキャリア信号を生成する第５のステップと、
    前記複数のサブキャリア信号を送信する第６のステップと、
    を有することを特徴とする送信方法。
20. 前記特定領域は、前記Ｉ−Ｑ平面上の４つの象限のうちの１つ、または該Ｉ−Ｑ平面の１／８の領域であることを特徴とする請求項１９記載の送信方法。
21. 前記特定領域内の各信号の位相に、送信すべき情報に応じて予め定められた位相オフセットを付加した後、サブキャリア毎に予め定められた量だけ位相回転することを特徴とすることを特徴とする請求項１６または１９記載の送信方法。
22. 位相回転された各信号の前記Ｉ−Ｑ平面上の座標を基に、前記各信号に与えられた位相オフセットを判定し、当該位相オフセットに対応する情報を得るステップをさらに有することを特徴とする請求項１８記載の受信方法。

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