JP4075447B2 - 発振器、およびこの発振器を用いた電子機器 - Google Patents
発振器、およびこの発振器を用いた電子機器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4075447B2 JP4075447B2 JP2002130160A JP2002130160A JP4075447B2 JP 4075447 B2 JP4075447 B2 JP 4075447B2 JP 2002130160 A JP2002130160 A JP 2002130160A JP 2002130160 A JP2002130160 A JP 2002130160A JP 4075447 B2 JP4075447 B2 JP 4075447B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- circuit
- signal
- oscillation
- oscillator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、弾性表面波（ＳＡＷ：Surface Acoustic Wave）を利用したデバイスであるＳＡＷ共振子を搭載した発振器、この発振器を用いた電子機器および発振器の発振方法に関し、より詳細には、水晶片のカット方向の変更で周波数−温度特性を改善したＳＡＷ共振子を用いて高い周波数で発振させ、その発振周波数を内蔵の分周回路で分周した分周周波数を得る発振器、この発振器を用いた電子機器およびこの発振器を用いた発振器の発振方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１は、従来のＳＴカット型ＳＡＷ共振子を用いた水晶発振器の概略の構成を示したブロック図である。同図に示すように、水晶発振器１は、ＳＴカット型ＳＡＷ共振子２を用いてコルピッツ発振回路などの発振回路３を発振させ、出力回路４によって波形整形した後に出力信号を送出している。ＳＴカット型ＳＡＷ共振子２を用いた水晶発振器１は、１００ＭＨｚ〜数ＧＨｚの周波数をダイレクトに発振することが可能であり、耐衝撃性や水晶発振器のジッタ特性を改善した水晶振動子である。
【０００３】
このようなＳＴカット型ＳＡＷ共振子２を用いて構成された水晶発振器１は、１００ＭＨｚ帯でＳＡＷ共振子の大きさは５×１．５（ｍｍ）程度であり、ＳＴカット型ＳＡＷ共振子２の発振周波数の発振信号がそのまま出力回路４を介して出力信号として外部に送出される。図の例では、ＳＴカット型ＳＡＷ共振子２を用いて発振回路３で発振された低周波数１０６.２５ＭＨｚの信号が、そのまま出力回路４から出力される（本願明細書においては、１００ＭＨｚ程度の周波数は低周波と呼ぶことにする）。出力回路４は、発振回路３から入力された信号波形を、矩形波に整形する機能を有している。ＳＴカット型ＳＡＷ共振子２を用いた水晶発振器１を４００ＭＨｚ帯以上の高周波（本願明細書においては、４００ＭＨｚ以上の周波数を高周波と呼ぶことにする）で発振させる場合、水晶発振器１の高周波特性の測定は、出力回路４から送出される出力信号波形を直接測定することによって行われている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のＳＴカット型ＳＡＷ共振子を用いて構成された水晶発振器は以下のような幾つかの問題点がある。第１の問題点は、従来のＳＴカット型ＳＡＷ共振子の周波数−温度特性は、従来のＡＴ振動子の周波数−温度特性と比べ、０℃〜７０℃の温度範囲で６０ｐｐｍぐらい周波数が変動してしまう。そのため、近年の高速ネットワーク通信機器を始めとする電子機器に求められている通信品質の高信頼化の要請、つまり、低ジッタで安定して発振することや、周波数−温度特性が良くて通信機器の実用温度範囲において周波数変動幅が小さいこと、といった要請に沿わないなどの不具合を生じる。
【０００５】
第２の問題点は、１００ＭＨｚ帯の低周波数帯域においては、ＳＴカット型ＳＡＷ共振子におけるチップサイズの小型化が困難であり、水晶発振器の超小型化という要請に沿わないことである。
【０００６】
第３の問題点は、ＳＴカット型ＳＡＷ共振子のＣＩ値や発振回路の負性抵抗のバラツキが大きいため、出力回路から出力される出力信号波形のデューティ比のバラツキが大きくなり、高精度な電子機器に要求される仕様を満足することが困難であることである。特に、ＳＴカット型ＳＡＷ共振子を用いた水晶発振器を４００ＭＨｚ帯以上の高周波領域に適用した場合においては、負性抵抗のバラツキ（つまり、出力信号波形のデューティ比のバラツキ）が著しく大きくなるという問題がある。
【０００７】
以下にデューティ比について説明する。図２は、発振回路の負性抵抗のバラツキに伴う出力信号波形のデューティ比の変動を示す波形図であり、（ａ）は発振回路３の発振信号波形であり、（ｂ）は出力回路４の出力信号波形である。また、実線は負性抵抗にバラツキのない場合の波形、破線は負性抵抗にバラツキを生じた場合の波形を示している。図２（ａ）に示す発振回路３の発振信号波形と出力回路４の入力スレッショルド電圧Ｖｔｈとの交叉点において、同図（ｂ）に示すように出力回路４の出力信号波形は反転を繰り返している。負性抵抗にバラツキのない実線波形の場合は、同図（ｂ）に示すように出力回路４の出力信号波形のデューティ比（Ｔｈ/Ｔ）は５０％であるが、負性抵抗にバラツキがあると破線波形の場合は、デューティ比（Ｔｈ’/Ｔ’）は５０％以上となる。このように、負性抵抗にバラツキが生じると出力回路４の出力信号波形のデューティ比は５０％からずれてしまう。
【０００８】
第４の問題点は、ＳＴカット型ＳＡＷ共振子を使用した水晶発振器を４００ＭＨｚ帯以上の高周波領域に適用した高周波用水晶発振器の高周波特性の測定においては、出力回路４からの出力信号の取り出しはできる限り配線を短くすると共に、出力回路４の出力端から高周波用測定器までの配線はストリップ線や同軸ケーブルなどを使用してインピーダンス整合をとる必要がある。特に、ソケットのコンタクトプローブは高周波領域ではインダクティブ（誘導性）になり易く、高周波領域での配線長に起因する伝送損失が発生するおそれがある。そのため、出力信号波形に反射波が重畳して波形変形を生じてしまうので、正確な周波数測定を行うことができないなどの問題もある。
【０００９】
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、水晶片のカット方向を改善した高周波用のＳＡＷ共振子を用いた発振器で発振した発振周波数を分周回路で分周させることにより、周波数−温度特性の優れた低周波用の発振器を実現することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明は、弾性表面波を利用したＳＡＷ（ Surface Acoustic Wave ）共振子を搭載した第１の発振器であって、前記ＳＡＷ共振子を用いて高周波信号を生成する発振回路と、前記発振回路からの前記高周波信号に基づいて位相が互いに１８０°異なる２つの差動信号を生成する差動変換回路と、前記差動変換回路からの前記差動信号に基づいて周波数分周を行い、第１の低周波信号を生成する分周回路と、前記分周回路から受信した前記第１の低周波信号を波形整形して第２の低周波信号を得る出力回路とを備え、前記発振回路はコルピッツ型発振回路であり、前記コルピッツ型発振回路は、トランジスタのコレクタ−ベース間に前記ＳＡＷ共振子と第１の抵抗とが並列接続され、前記トランジスタの前記ベース−エミッタ間に第１のコンデンサが接続され、前記トランジスタの前記コレクタ−前記エミッタ間に第２のコンデンサが接続され、前記トランジスタの前記コレクタ側が電源に接続され、 前記トランジスタの前記エミッタ側がグランドに接続された構成となっていることを特徴とする。
また、本発明の第１の発振器は、トランジスタの前記コレクタ側が電流制限用の第２の抵抗を介して前記電源に接続されていてもよい。
【００１１】
また、本発明の第１の発振器の分周回路は、分周比を選択するための複数の外部端子を備え、前記複数の外部端子のいずれかに切替信号を選択的に供給することにより、前記分周回路の分周比を選択的に切り替えてもよい。
【００１２】
また、本発明の第１の発振器は、前記分周回路の分周比の設定情報を記憶する記憶手段と、前記記憶手段に記憶されている前記設定情報に基づいて、前記分周回路の前記分周比を切替制御する制御回路とを備え、前記制御回路に対して外部からシリアル信号を供給することにより、前記分周回路は前記分周比を切替制御してもよい。
【００１３】
また、本発明の第１の発振器の分周回路は、複数の２分周器が直列接続された構成であり、前記２分周器の直列接続数を切り替えることにより、前記分周回路の分周比を切り替えてもよい。
【００２２】
また、本発明の発振器のＳＡＷ共振子は、オイラー角が（０，１１３〜１３５、+（４０〜４９））にある面内回転ＳＴカット水晶板を用いてもよい。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて、本発明における水晶発振器の実施の形態を詳細に説明する。本発明における水晶発振器は、従来のＳＴカット型ＳＡＷ共振子に比べて温度特性が良くなるようなカット角度でカットした水晶片を用いたＳＡＷ共振子（以下、単にＳＡＷ共振子という）によって構成された水晶発振器である。このＳＡＷ共振子は、２次温度係数βが−１．６×１０-8程度となり、従来のＳＴカット型ＳＡＷ共振子に比べて周波数−温度特性が２倍程度まで改善されている。このＳＡＷ共振子のデバイス技術については特許第３２１６１３７号公報に報告されている。以下にＳＡＷ共振子について簡単に説明する。
【００３２】
図２０は、本発明のＳＡＷ共振子に使用される水晶片のカット角度を示す図である。図２０に示すように、水晶の結晶軸は、電気軸（Ｘ軸）、機械軸（Ｙ軸）、光軸（Ｚ軸）によって定義され、ＳＴカットとはオイラー角（φ、θ、ψ）が（０，０，０）の水晶Ｚ板２を、電気軸（Ｘ軸）まわりにθ：１１３〜１３５度回転させた水晶板１からその結晶軸（Ｘ，Ｙ’，Ｚ’）に沿って切り出され、このＳＴカット水晶板１のＺ’軸まわりにさらにψ=±（４０〜４９）度回転させ、弾性表面波の伝播方向がこの方向となるように作製された圧電振動子がＺ’軸まわりに面内回転させたＳＴカットＳＡＷ共振子３である。なお、光軸とは水晶片に入射する２つの光の法線速度が等しくなる軸であり、電気軸とは水晶片の媒質における誘電率を表わすテンソル楕円体の主軸である。
【００３３】
この面内回転ＳＴカットＳＡＷ共振子３は、周波数変化率が小さくて温度特性が極めてよいことが知られており、その温度特性は、変曲点が１１０°Ｃ近辺にある３次関数温度特性である。
この３次関数温度特性において、常温範囲に位置する極大値もしくは極小値温度を頂点温度とし、一次係数項の調整により常温範囲外に位置する変曲点まわりに温度特性を回転させて前記頂点温度を常温範囲の最適値に調整するように構成したものである。
即ち、水晶板を電気軸（Ｘ軸）まわりにθ＝１１３〜１３５度回転させて得られるＳＴカット水晶板を更にＺ’軸まわりにψ＝±（４０〜４９）度だけ面内回転させたＳＴカット水晶板（水晶片）を設定する。その範囲内で、さらに温度特性が極値を持つ範囲を選定し、この範囲内で面内回転角を調整し、温度特性の極大値もしくは極小値温度を常温範囲の最適値に調整して温度特性を調整する。それを説明したものが図２１である。
【００３４】
図２１は、本発明のＳＡＷ共振子の周波数温度特性を示す図である。今、図２１に示しているように、Ｚ’軸まわりに面内回転させたＳＴカットＳＡＷ共振子の温度特性は変曲点温度が約１１０℃であり、常用温度範囲は、温度領域−４０〜＋８５℃であるので、変曲点より低い温度領域に位置する極大値を有する特性領域を使用する（図２１において四角で囲んだ部分）。３次関数温度特性の場合には変曲点を移動することが困難であるので、一次係数項を調整し、特性線を変曲点まわりに回転させる。
【００３５】
図２１に示す実線が基本特性線である場合、その極大値Ｐ１を使用温度範囲Ｔｚの中央に位置するように、特性線を変曲点まわりに回転させて新たに破線で示しているような特性線を得る。これにより、あたかも、使用温度範囲で頂点温度を平行移動したかの如く、極大値温度がＰ１からＰ２に移動し、使用温度範囲において周波数変化率を最小にすることができる。
【００３６】
図２２は、ＡＴ振動子、従来のＳＡＷ共振子、および本発明のＳＡＷ共振子の３つの温度特性を比較した図である。それぞれの周波数は８０ＭＨｚ，１２５ＭＨｚ，６２５ＭＨｚのものを使用しているが、基本的な特性は周波数によらない。これから、本発明のＳＡＷ共振子はＡＴカット型共振子に比べてその特性は劣るが、従来のＳＡＷ共振子に比べて温度領域全体で改善され、例えば−５℃において１／２程度に改善されているのが判る。
【００３７】
上述の本発明のＳＡＷ共振子を使用した水晶発振器は、周波数−温度特性が大幅に改善される。しかし、そのＳＡＷ共振子は、４００ＭＨｚ以上の高周波帯域で動作するように設計を行う必要がある。それは、ＳＡＷ共振子を低周波帯域（１００ＭＨｚ帯、たとえば１０６．２５ＭＨｚ）で設計すると、そのチップサイズがかなり大きくなり、電子機器に要求されている小型化が困難となる理由からである。そこで、本発明では、高周波帯域（４００ＭＨｚ以上）で発振する小型化されたＳＡＷ共振子を使用し安定して発振させる発振回路を小型の水晶発振器として実現している。また、小型化されたＳＡＷ共振子を使用した発振器において、その発振周波数を分周することによって低周波帯域の出力信号を得ることができ、デュ−ティ比のばらつきの少ない水晶発振器を実現している。つまり、本発明の水晶発振器では、高周波帯域用のＳＡＷ共振子を駆動する高周波発振回路を構成し、さらに分周回路を追加することにより低周波帯域から高周波帯域までの出力信号を得ることができ、周波数−温度特性の良好な水晶発振器を実現している。
【００３８】
本発明における水晶発振器には、基本的には、発振回路の種類から分類して、コルピッツ発振回路を使用した水晶発振器と移相回路を使用した水晶発振器の２種類がある。即ち、従来のコルピッツ型発振回路を変形し、寄生容量の影響を減らし高周波動作を安定化させた構成の変形コルピッツ型発振回路を用いた水晶発振器または移相型水晶発振器である。そして、それらのいずれかと接続する分周回路の周波数分周の制御方法で分類すると６つの実施の形態がある。第１の実施の形態の水晶発振器は、周波数−温度特性を改善したＳＡＷ共振子を用い、高周波動作を安定化させた変形コルピッツ型発振回路で高周波信号を生成し、この高周波信号を差動変換回路を介して分周回路で分周して低周波の出力信号を発生する構成である。第２の実施の形態の水晶発振器は、変形コルピッツ発振回路を用いた第１の実施の形態の構成において、分周回路から出力される複数の周波数の発振信号を外部端子によって切り替えるようにした構成である。第３の実施の形態の水晶発振器は、変形コルピッツ発振回路を用いた第１の実施の形態の構成において、分周回路から出力される複数の周波数の発振信号を外部から選択できるように制御回路およびメモリ(記憶手段)を設け、メモリ内に記憶させた情報に応じて制御回路を外部から制御し、所望の周波数の出力信号を送出できるようにした構成である。
【００３９】
第４の実施の形態の水晶発振器は、ＳＡＷ共振子を用いて移相型発振回路で高周波発振させ、その高周波信号を出力すると共に、正帰還発振ループ内のバッファ回路からの複数の出力信号のうち正帰還発振ループを構成しない出力信号の高周波信号を分周回路で分周して低周波信号を発生する構成である。第５実施の形態の水晶発振器は、移相型発振回路を用いた第４の実施の形態の構成において、分周回路から出力される複数の周波数の発振信号を外部端子によって切り替えるようにした構成である。第６の実施の形態の水晶発振器は、移相型発振回路を用いた第４の実施の形態の構成において、分周回路から出力される複数の周波数の発振信号を外部から選択できるように制御回路およびメモリを設け、メモリ内に記憶させた情報に応じて制御回路を外部から制御し、所望の周波数の出力信号を発生できるようにした構成である。以下に各実施の形態について説明する。
【００４０】
第１の実施の形態
先ず、第１の実施の形態として、ＳＡＷ共振子を変形コルピッツ型発振回路によって高周波発振させて高周波信号を生成し、さらに、この高周波信号を差動変換回路を介して分周回路で分周して低周波の出力信号を送出する水晶発振器であり、まず、変形コルピッツ型発振回路について説明する。
コルピッツ型の発振回路１３には、従来型コルピッツ発振回路と変形コルピッツ発振回路とがある。図３は従来型コルピッツ発振回路を示す図であり、図４は本発明の水晶発振器に用いられる変形コルピッツ発振回路を示す図である。何れの発振回路の場合も、実線で示した回路部分が現実の発振回路であり、破線で示したコンデンサがパッケージや配線によって生じた寄生容量である。図３に示す従来型コルピッツ発振回路において、高周波帯域で安定発振させるためには、コンデンサＣ１，Ｃ２の値を小さくしてＳＡＷ共振子１２の負荷容量を小さく抑え、高周波帯域における負性抵抗を高くしてＱを大きくする必要がある。しかし、実際にはパッケージや配線の影響による寄生容量によって破線で示すコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５が付加された等価回路となる。つまり、ＳＡＷ共振子１２の端子間容量に相当するコンデンサＣ３が付加され、さらには、ＳＡＷ共振子１２の端子とグランド間の寄生容量に相当するコンデンサＣ５が付加される。すなわち、コンデンサＣ３，Ｃ５がＳＡＷ共振子１２に並列接続される。また、コンデンサＣ２に出力端子とグランド間の寄生容量に相当するコンデンサＣ４が並列に付加された等価回路となるので、発振回路に使用するコンデンサの実質的な容量が大きくなってしまう。そのため、ＳＡＷ共振子１２に対する負荷容量が大きくなり、高周波帯域における負性抵抗が低下してＱが小さくなってしまう欠点がある。
【００４１】
そこで、本発明の水晶発振器に適用されるコルピッツ発振回路では、図４に示すような変形コルピッツ発振回路を採用している。図４の変形コルピッツ発振回路は、トランジスタＴｒのコレクタ−ベース間にＳＡＷ共振子１２と抵抗Ｒ１とが並列に接続され、トランジスタＴｒのベース−エミッタ間にコンデンサＣ１が接続され、さらに、トランジスタＴｒのコレクタ−エミッタ間にコンデンサＣ２が接続され、電源Ｖｃｃから電流制限用の抵抗Ｒ２を介してトランジスタＴｒのコレクタ側に接続され、エミッタ側がグランドに接続されている。図４のように構成された変形コルピッツ発振回路は、図３に示す従来型コルピッツ発振回路と交流的には（つまり、発振動作回路としては）全く等価な回路である。
【００４２】
図４の変形コルピッツ発振回路においては、パッケージや配線によって生じる寄生容量は破線で示したコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６である。つまり、寄生容量によって付加されたコンデンサは、ＳＡＷ共振子１２の端子間容量に相当するコンデンサＣ３と、ＳＡＷ共振子１２の両端の端子とグランド間の寄生容量に相当するコンデンサＣ５，Ｃ６と、出力端子とグランド間の寄生容量に相当するコンデンサＣ４である。
【００４３】
図４の等価回路からＳＡＷ共振子１２に対する負荷容量Ｃａ１，Ｃａ２をそれぞれ算出すると、図３の従来型コルピッツ発振回路の場合は、
Ｃａ１＝Ｃ１×（Ｃ２＋Ｃ４）／（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ４）＋Ｃ３＋Ｃ５
であり、図４の変形コルピッツ発振回路の場合は、
Ｃａ２＝（（Ｃ１＋Ｃ６）×（Ｃ２＋Ｃ４＋Ｃ５））
／（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ４＋Ｃ５＋Ｃ６）＋Ｃ３
となる。ここで、両者の比較を簡単にするために、Ｃ１＝Ｃ２＝５ｐＦ，Ｃ３＝Ｃ４＝Ｃ５＝Ｃ６＝１ｐＦとすると、図３の場合の負荷容量Ｃａ１は約４．７ｐＦ、図４の場合の負荷容量Ｃａ２は約４．２ｐＦとなる。このことから、図４の変形コルピッツ発振回路は、図３の従来型コルピッツ発振回路の場合に比べて本発明のＳＡＷ共振子１２に対する負荷容量は小さくなることがわかる。そのため、図４に示す変形コルピッツ型発振回路では、高周波帯域における負性抵抗の低下の割合は図３の従来型コルピッツ発振回路の場合に比べて少なくすることができる。このようにして、図４のような変形コルピッツ型発振回路を採用することにより、寄生容量による影響を小さくし、負性抵抗を大きくすることができる。つまり、変形コルピッツ型発振回路を用いることにより、寄生容量の増加を最小限に抑えて高周波帯域における負性抵抗を比較的高くしてＱを大きくすることができる。
【００４４】
図４に示す変形コルピッツ型発振回路をＩＣ化する際に、ＩＣパッドとしてパッケージに接続される部分において寄生容量が形成され、等価的には破線で示すようなコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６が付加され、負荷容量が増加したことになる。そして、この負荷容量の増加分と、図３に示す従来型コルピッツ型発振回路の寄生容量であるコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５による負荷容量増加分と比べれば、変形コルピッツ型発振回路の負荷容量は小さくなる。その結果、変形コルピッツ型発振回路は負性抵抗を大きく取れるので、高いＱの値を保持して安定的に高周波発振を行うことができる。
【００４５】
図５は、図３の来型コルピッツ発振回路と図４の変形コルピッツ型発振回路における負性抵抗の比較図である。図５に示す負性抵抗の比較特性図は、図３および図４において実線で示したコンデンサＣ１，Ｃ２をそれぞれ５ｐＦ、破線で示したコンデンサ（寄生容量）Ｃ３〜Ｃ６をそれぞれ１ｐＦに設定して、シミュレーションによって取得したデータである。図５では、横軸に周波数（単位：ＭＨｚ）を表わし、縦軸に負性抵抗（単位：Ω）を表わしている。
【００４６】
図５に示すシミュレーションの結果から明らかなように、図３の従来型コルピッツ発振回路は、特性（ａ）に示すように負性抵抗は最大でも−１００Ωである。しかし、図４の変形コルピッツ型発振回路の構成にすることによって、特性（ｂ）のように負性抵抗が大きくなり、周波数帯が１００ＭＨｚ付近で負性抵抗は−２４０Ω程度とかなり大きくなっている。したがって、このような大きな負性抵抗を確保できる変形コルピッツ型発振回路を用いれば、本発明のＳＡＷ共振子のような高周波用のデバイスを１００ＭＨｚ付近の比較的低周波帯域において高いＱを得ることができるので、ＳＡＷ共振子１２を安定的に発振させることができる。
【００４７】
図６は、本発明の第１の実施の形態において、変形コルピッツ発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。この水晶発振器１１は、周波数−温度特性を改善したＳＡＷ共振子１２と、ＳＡＷ共振子１２を励振させる変形コルピッツの発振回路１３と、発振回路１３で生成された発振信号に基づいて１８０°位相の異なる２つの差動信号を生成する差動変換回路１４と、差動変換回路１４で分周された高周波信号を分周して低周波信号を生成する分周回路１５と、分周回路１５からの低周波信号を受けて波形整形された低周波信号を出力する出力回路１６とによって構成されている。
【００４８】
変形コルピッツ型の発振回路１３が、ＳＡＷ共振子１２を高周波発振させて高周波信号を生成し、さらに、差動変換回路１４が、高周波信号を受けて１８０°位相の異なる２つの差動信号を生成して分周回路１５を分周駆動させる。分周回路１５は、差動変換回路１４からの１８０°位相の異なる２つの差動信号でトリガすることにより低周波信号を生成する。たとえば、ＳＡＷ共振子１２が４００ＭＨｚの発振信号で発振しているとき、差動変換回路１４は４００ＭＨｚの２つの差動信号を生成し、分周回路１５は４分周動作して１００ＭＨｚの発振信号を生成する。負性抵抗のバラツキによって高周波信号のデュ−ティ比のバラツキが大きいと、差動変換回路１４を通して差動信号のデュ−ティ比もバラツキが大きい信号となる。ところが、分周回路１５を通すことで、差動信号の立ち上がり信号のみ、或いは立ち下がり信号のみに同期して、発振信号の立ち上がり信号、立ち下がり信号として生成されるので、デュ−ティ比はほぼ５０％となり、デュ−ティ比のバラツキが非常に小さい出力信号を得ることができる。
【００４９】
さらに、出力回路１６は、入力された１００ＭＨｚの発振信号を波形整形して、波形の立ち上がり立下りが急峻な１００ＭＨｚの出力信号を生成し、たとえば、外部のトランジスタの駆動回路などに送信する。なお、出力回路１６の出力形式には、シングルエンド動作による１出力信号形式と、差動動作による２出力信号形式とがある。１出力信号形式は、周波数帯域が２００ＭＨｚ以下でＣ−ＭＯＳ、ＴＴＬなどの出力形式がある。一方、２出力信号形式は、周波数帯域が２００ＭＨｚ以上で一般的な差動増幅回路（ＰＥＣＬ）に主に採用される。
【００５０】
図７は、図６に示す差動変換回路１４の具体的な回路の一例を示す図であり、図８は図７の差動変換回路における各部の波形を示す図である。図７に示すように、差動変換回路は一般的に用いられている回路であるのでその詳細な説明は省略するが、抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６からなる抵抗ブリッジを差動ＩＣの入力回路とし、差動ＩＣの入力端子の一端に、図６に示す発振回路１３からの発振信号（ａ）を入力すると、差動ＩＣの出力側から差動信号（ｂ）、（ｃ）が取り出せるようになっている。図７の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の各位置の信号波形がそれぞれ図８に示されている。発振回路１３からの発振信号（ａ）を差動ＩＣの入力端子の一端に入力すると、出力側には、入力側の発振信号（ａ）と同相の差動信号（ｂ）と入力側の発振信号（ａ）と逆相の差動信号（ｃ）とが一対の差動信号として取り出せる。
【００５１】
図９は、入力発振信号を４分周させて周波数を低減させる分周回路の内部構成の一例を示す図である。図９において、分周回路が発振回路から４００ＭＨｚの発振信号を入力端子Ｔで受信すると、インバータＩＣを経由しない発振信号とインバータＩＣを経由した反転発振信号のトリガによって、入力された発振信号はＡＮＤ/ＯＲのＩＣ群で構成される分周回路によって４分周され、１／４の周波数に低減される。したがって、出力側の非反転Ｑ端子と反転Ｑ端子から１００ＭＨｚの２出力の発振信号を得ることができる。
【００５２】
図１０は、図９のインバータを用いないで、差動信号を用いる場合の分周回路の内部構成の一例を示す図である。図６において、発振回路１３から図８の波形（ａ）に示すような発振信号が出力されると、差動変換回路１４によって図８の波形（ｂ）、（ｃ）に示すような一対の差動信号が生成される。これによって、図１０の分周回路の非反転入力端子（Ｔ）には差動信号（ｂ）が入力され、反転入力端子（反転Ｔ）には差動信号（ｃ）が入力される。よって、図１０の分周回路は、図９のようなインバータＩＣを用いなくても、４００ＭＨｚの発振信号が一対の差動信号によって４分周され、出力側の非反転Ｑ端子と反転Ｑ端子には１００ＭＨｚの信号を出力することができる。
【００５３】
第２の実施の形態
上記で説明した第１の実施の形態の変形として、分周回路の分周比を選択するための複数の外部端子を付加した第２の実施の形態を説明する。図１１は、本発明の第２の実施の形態における、コルピッツ型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。第２の実施の形態では、コルピッツ型発振回路を用いた図６の第１の実施の形態の構成において、分周回路１５から出力される複数の周波数の発振信号を外部端子１７によって切り替えるようにしている。そのため、図１１に示すように、分周回路１５の分周比を切り替えるための外部端子１７を設け、外部端子１７のそれぞれの信号を選択的にＨレベルとＬレベルに切り替えるようにしている。
【００５４】
たとえば、図１０の分周回路のリセット端子をＨレベルに切り替えれば分周回路は動作し、リセット端子をＬレベルに切り替えれば分周回路は停止する。このようなリセット端子を備えた２分周回路をｎ段直列に接続して図１１の分周回路１５を構成する。一方、外部端子１７もｎ個配置して、それぞれの外部端子１７を各２分周回路のリセット端子に接続する。これにより、それぞれの外部端子１７をＨレベル／Ｌレベルと適宜に切り替えることによってそれぞれの２分周回路をＯＮ/ＯＦＦして、分周回路１５で複数の分周比を得ることができる。このように、１つの発振周波数のＳＡＷ共振子１２に対して種々の分周比を設定することができる。
【００５５】
第３の実施の形態
次に、上述した第２の実施の形態の変形として、制御回路からの制御信号によって分周回路の分周比を制御する第３の実施の形態を説明する。図１２は、本発明の第３の実施の形態における、コルピッツ型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。図１２に示すように、第３の実施の形態では、コルピッツ型発振回路を用いた図６に示す第１の実施の形態の構成を基本にして、分周回路１５の分周比設定情報を記憶するＥＥＰＲＯＭなどのメモリ１９と、メモリ１９に記憶されている情報に基づいて分周回路１５の分周比を切替制御する制御回路１８とが付加されている。このような構成によって、制御回路１８がメモリ１９内に記憶されている分周比の設定情報に応じて分周回路１５の分周比を制御し、分周回路１５から所望の周波数の信号を出力することができる。
【００５６】
第３の実施の形態では、図１２に示すように水晶発振器１１に制御回路１８とメモリ１９を内蔵させ、外部制御端子２０と制御回路１８をシリアル通信させることによって１つの外部端子のみで外部から分周比の切り替え（つまり、所望の周波数への切り替え）を行うことができる。したがって、図１１に示すような複数の外部端子を設ける必要がないので、端子間のノイズ干渉によって分周比切替時に誤動作を起こすおそれもなくなる。なお、外部制御端子２０からメモリ１９に記憶されている分周比設定情報を書き換えることもできる。また、外部制御端子２０はシリアル通信用の端子となるため不用意な分周比の切り替えを防止することができる。
【００５７】
次に、制御回路１８によって分周回路１５の分周比を切替制御する具体的な回路構成について説明する。図１３（ａ）は複数の２分周器によって分周比を切替制御する分周回路の一例を示す図であり、図１３（ｂ）は分周比とスイッチモードとの対応関係を示す図である。図１３（ａ）において、分周回路１５は、複数の２分周器１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄが直列接続された構成となっている。初段の分周器１５ａを除く他の２分周器１５ｂ、１５ｃ、１５ｄには、それぞれ、スイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃが並列に接続されている。また、各スイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃは、それぞれ、制御回路１８からの制御信号ａ，ｂ，ｃによってＯＮ／ＯＦＦ制御されるように構成されている。一方、メモリ１９には分周回路１５の分周比設定情報が記憶されている。
【００５８】
図１３（ｂ）の分周比とスイッチモードとの対応関係の図に示すように、分周回路１５を２分周で動作させるときには、外部制御端子２０からの制御信号ａ，ｂ，ｃによってスイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃをＯＮさせれば、２分周器１５ａのみが動作して分周回路１５から２分周された出力信号を得ることができる。同様にして、分周回路１５を４分周で動作させるときには、外部制御端子２０からの制御信号ｂ，ｃによってスイッチＳＷｂ，ＳＷｃをＯＮさせれば、２分周器１５ａと２分周器１５ｂが動作して分周回路１５から４分周された出力信号を得ることができる。以下、分周回路１５を８分周で動作させるときには、スイッチＳＷｃをＯＮさせて２分周器１５ａ，１５ｂ，１５ｃを動作させ、分周回路１５を１６分周で動作させるときには、全てのスイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃをＯＦＦさせて全ての２分周器１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄを動作させればよい。
【００５９】
図１３の例では２分周器を４段直列で構成したが、２分周器をｎ段直列にして切替動作を行えば、分周回路１５を２分周から２n分周まで切り替えることができる。また、図１３の例では、制御回路１８によってスイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃを切替制御する例を説明したが、スイッチを設けなくても２分周器の切替制御を行うことができる。たとえば、制御回路１８から、それぞれの２分周器１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄのリセット端子（図１０参照）をＨレベル／Ｌレベルに切り替える信号を送出してもよい。リセット端子がＨレベルの信号を受信した２分周器は動作し、Ｌレベルの信号を受信した２分周器は停止するので、選択的に２分周器を動作させて分周回路１５の分周比を制御することができる。
【００６０】
第４の実施の形態
次に、移相型発振回路を用いて高周波発振させると共に、正帰還発振ループ内のバッファ回路からの複数の出力信号のうち正帰還発振ループを構成しない出力信号である高周波信号を分周回路で分周して低周波信号を発生する第４の実施の形態について説明する。この実施の形態の場合は、バッファ回路の正帰還発振ループを構成しない出力信号により発振信号を出力しているので、正帰還発振ループに影響を与えることなく周波数の異なる複数の発振信号を得ることができる。以下の説明では、移相型発振回路を用いて周波数の異なる２種類の発振信号を出力する水晶発振器について述べる。
【００６１】
図１４は、本発明の第４の実施の形態において、電圧制御型移相回路を用いて正帰還発振ループを構成した移相型発振回路による水晶発振器の一例を示す図である。図１４の水晶発振器２１は、ＳＡＷ共振子１２、電圧制御型位相回路３１、スイッチ３２およびインピーダンス３３からなる移相型発振回路２２と、差動バッファ３４，３５，３６からなる第１出力回路２３と、分周回路１５と、第２出力回路２４とから構成されている。なお、必要により分周回路１５の前段に差動変換回路１４を設けてもよい。
【００６２】
図１４の水晶発振器２１に構成されているＳＡＷ共振子１２、差動変換回路１４および分周回路１５は、前述の各実施の形態で述べたそれらと同じものであるのでその説明は省略する。また、電圧制御型移相回路３１は、複数のＣＲを逆Ｌ型に多段構成して位相シフトさせて行く一般的な移相回路であるのでその説明も省略する。ＳＡＷ共振子１２から出力される発振信号は、インピーダンスＺ３３の両端に発生する電圧信号レベルとして差動バッファ３４に入力される。さらに、出力用差動バッファ３５を介して、出力用差動バッファ３５の出力端子よりＳＡＷ共振子１２の発振信号と同一周波数（以下、原発振周波数という）の第１出力信号が得られる。
【００６３】
この水晶発振器２１の特徴は、ＳＡＷ共振子１２を用いて電圧制御型移相回路３１を含むループ回路で高周波発振させて、第１出力回路２３内に構成されている発振用差動バッファ３４を介して出力用差動バッファ３５より原発振周波数の第１出力信号を得ると共に、正帰還ループを構成する正帰還ループの帰還用差動バッファ３６からの原発振周波数の発振信号を分周回路１５で分周して低周波信号に変換し、第２出力回路２４より低周波の第２出力信号を得る点である。つまり、第４の実施の形態の水晶発振器２１の特徴は、正帰還ループ内の帰還用差動バッファ３６を利用することによって、原発振周波数の第１出力信号とは別に、周波数を低減した第２出力信号を取り出せることが特徴である。
【００６４】
なお、第１出力回路２３側から分周回路１５へ発振信号を取り出す場合は、帰還用差動バッファ３６の２出力Ｑ１，Ｑ２の何れでもよいが、正帰還ループ系に影響を与えないようにするために、スイッチ３２によって電圧制御型移相回路３１が接続されていない側から取り出す必要がある。つまり、図１４に示すように、スイッチがＳ１側に接続されているときは、発振信号を帰還用差動バッファ３６の出力Ｑ１から分周回路１５へ取り出す必要がある。また、分周回路１５の前段に差動変換回路１４を設けて、帰還用差動バッファ３６の出力Ｑ１からの発振信号を差動信号に変換して分周回路１５へ入力してもよいことは前述の第１の実施の形態で述べた通りである。
【００６５】
図１８は、図１４に示す差動バッファ３４，３５，３６の具体的な回路の一例を示す図である。この差動バッファの回路は一般的な回路であるので詳細な説明は省略し、図１４の回路に用いられた場合の概略的な動作を述べる。プラス、マイナスの発振信号がそれぞれ入力端子ＩＮ＋とＩＮ−に入力されると、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２が差動反転動作を繰り返し、トランジスタＴｒ４のＯＵＴ−およびＴｒ５のＯＵＴ+より増幅および波形整形された差動信号を取り出すことができる。なお、トランジスタＴｒ３は発振信号のバイアスレベルを可変設定するための手段である。
【００６６】
水晶発振器から周波数の異なる２つの出力信号を取り出す具体的な例を説明する。図１５は、図１４に示す第４の実施の形態の移相型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。移相型発振回路２２が、ＳＡＷ共振子１２をたとえば４００ＭＨｚで励振させると、第１出力回路２３からは原発振周波数である４００ＭＨｚの第１出力信号が得られる。一方、移相型発振回路２２の正帰還ループから取り出された原発振周波数である４００ＭＨｚの発振信号が分周回路１５へ入力され、分周回路１５はこの発振信号を４分周して１００ＭＨｚの発振信号を生成して第２出力回路２４へ供給する。これによって、第２出力回路２４から波形整形された１００ＭＨｚの第２出力信号が得られる。
【００６７】
このようにして周波数の異なる２出力信号が得られる場合、第１出力信号の系統と第２出力信号の系統の間には差動バッファが介在しているので、それぞれの出力信号を個別の負荷に接続しても、第１出力信号と第２出力信号が相互干渉して信号波形が乱されるおそれはない。したがって、原発振周波数の第１出力信号と低周波数の第２出力信号をそれぞれ個別の機器に発振信号として供給することができる。また、第１出力信号のラインに直接プローブを接続して波形測定を行うと、第１出力信号の周波数が４００ＭＨｚ程度と高い場合は測定ラインのインピーダンスによって第１出力信号の波形が乱れてしまうおそれがある。そこで、差動バッファを介した第２出力回路の１００ＭＨｚの第２出力信号を測定すれば第１出力信号の波形を乱すおそれはなくなる。つまり、高周波用の第１出力回路２３の第１出力信号を機器に供給する発振信号とし、低周波用の第２出力回路２４の第２出力信号を原発振信号を測定するための測定用信号とするような使い方もできる。
【００６８】
第５の実施の形態
次に、移相型発振回路を用いた第４の実施の形態の変形として、分周回路の分周比を選択するための複数の外部端子を付加した第５の実施の形態を説明する。この実施の形態では、分周回路から出力される複数の周波数の発振信号を外部端子によって切り替えるように構成されている。図１６は、本発明の第５の実施の形態において、移相型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。第５の実施の形態では、図１５に示す第４の実施の形態の構成において、分周回路１５から出力される複数の周波数の発振信号を外部端子１７によって切り替えるようにしている。そのため、図１６に示すように分周回路１５の分周比を切り替えるための複数個の外部端子１７を設け、外部端子１７のそれぞれの信号を選択的にＨレベルとＬレベルに切り替えるようにしている。
【００６９】
分周回路１５の分周比の切替動作については第２の実施の形態で説明しているので重複する説明は省略する。なお、図１６の第５の実施の形態では、第２の実施の形態の図１１に比べて、スイッチＳＷ１、ＳＷ２をＯＮ／ＯＦＦするための外部端子１７'が追加されている。外部端子１７'の切替モードによって、第１出力信号、第２出力信号を共に出力することもできるし、第１出力信号と第２出力信号を選択的に出力することもできる。たとえば、スイッチＳＷ１をＯＮして第１出力回路２３から４００ＭＨｚの第１出力信号を出力しているとき、測定時にスイッチＳＷ２をＯＮして第２出力回路２４から１００ＭＨｚの第２出力信号を出力して波形測定を行い、測定後はスイッチＳＷ２をＯＦＦにするという動作を外部から供給される切替信号によって行うことができる。
【００７０】
第６の実施の形態
次に、上述した第５の実施の形態の変形として、制御回路からの制御信号によって分周回路の分周比を制御する第６の実施の形態を説明する。図１７は、本発明の第６の実施の形態における、移相型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。図１７に示すように、第６の実施の形態では、移相型発振回路を用いた図１５に示す第４の実施の形態の構成を基本にして、分周回路１５の分周比設定情報を記憶するＥＥＰＲＯＭなどのメモリ１９と、メモリ１９に記憶されている情報に基づいて分周回路１５の分周比を切替制御する制御回路１８とが付加されている。
【００７１】
このような構成によって、制御回路１８がメモリ１９内に記憶されている分周比の設定情報に応じて分周回路１５の分周比を制御し、分周回路１５から所望の周波数の出力信号を得ることができる。第６の実施の形態では、図１７に示すように水晶発振器２１’に制御回路１８とメモリ１９を内蔵させ、外部制御端子２０と制御回路１８をシリアル通信させることによって１つの外部端子のみで外部から分周比の切り替え（つまり、所望の周波数への切り替え）を行うことができる。制御回路１８による分周回路１５の分周比の切り替え動作について、前述の第３の実施の形態で説明したので重複する説明は省略する。
【００７２】
次に、本発明の水晶発振器を用いた電子機器について説明する。図１９は、本発明の水晶発振器を用いた１０Ｇビットの光ネットワーク用インタフェースモジュールの概略構成図である。この光ネットワーク用インタフェースモジュール４１は、たとえば、サーバ用コンピュータと光ネットワークとの間で光／電気変換または電気／光変換を行うためのインタフェース機能を実現するためのモジュールである。また、図１９では、光ネットワーク用インタフェースモジュール４１の図示左側が電気信号の系統、図示右側が光信号の系統を表わしている。
【００７３】
光ネットワーク用インタフェースモジュール４１は、３.１２５Ｇビットの信号をシリアル／パラレル変換するＳ/Ｐ変換部４２およびパラレル／シリアル変換するＰ/Ｓ変換部４３と、多重化または分離化のために電気信号のビット符号変換を行うビット符号変換部４４と、１０.３１２５Ｇビットの電気信号をパラレル／シリアル変換するＰ/Ｓ変換部４５およびシリアル／パラレル変換するＳ/Ｐ変換部４６と、電気信号を光信号に変換する電気／光変換部４７と、光信号を電気信号に変換する光／電気変換部４８と、６２５ＭＨｚの原発振クロック信号を生成する原発振器４９と、原発振器４９から６２５ＭＨｚの高周波クロック信号を受けて２分周した３１２.５ＭＨｚの低周波クロック信号を生成する２分周器５０とによって構成されている。
【００７４】
原発振器４９および２分周器５０としては、たとえば、図１５に示すような、高周波の第１出力信号と低周波の第２出力信号の２出力信号を取り出せる水晶発振器を用いることができる。原発振器４９から６２５ＭＨｚの高周波クロック信号がＰ/Ｓ変換部４５およびＳ/Ｐ変換部４６へ供給され、２分周器５０から３１２.５ＭＨｚに２分周された低周波クロック信号がＳ/Ｐ変換部４２およびＰ/Ｓ変換部４３へ供給される。
【００７５】
原発振器４９および２分周器５０が、それぞれ、６２５ＭＨｚおよび３１２.５ＭＨｚのクロック信号を各変換部へ供給することによって、図示左側から入力された複数の電気信号は、Ｓ/Ｐ変換部４２、ビット符号変換部４４、Ｐ／Ｓ変換部４５を介して多重化された後、電気／光変換部４７によって光信号に変換されて図示右側の光ネットワーク側へ送出される。さらに、図示右側から入力された光信号は、光／電気変換部４８によって電気信号に変換された後、Ｓ/Ｐ変換部４６、ビット符号変換部４４、Ｐ／Ｓ変換部４３を介して分離化され、図示左側の電気ネットワーク側へ送出される。
【００７６】
このように、光ネットワーク用インタフェースモジュール４１は２種類の周波数の発振源を必要とするが、図１９においては、１個の水晶発振器が、ＳＡＷ共振子によって６２５ＭＨｚの高周波クロック信号を生成する原発振器４９と、原発振器４９からの高周波クロック信号を分周して３１２.５ＭＨｚの低周波クロック信号を生成する２分周器５０とを一体化して有している。したがって、光ネットワーク用インタフェースモジュール４１の装置全体の小型化を図ることができる。これによって、たとえば、動画のような大量のデータを伝送できる１０Ｇビットイーサネット（登録商標）に代表されるようなネットワークシステムを、小型かつ容易に構築することができる。
【００７７】
以上述べた実施の形態は本発明を説明するための一例であり、本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、発明の要旨の範囲で種々の変形が可能である。例えば、コルピッツ型発振回路は図４のような回路に限定されるものではなく、水晶発振器をパッケージに構成したときの寄生容量をできるだけ小さくできるような発振回路であれば、どのような発振回路であっても本発明の水晶発振器を実現することができる。また、分周回路は図９や図１０の回路に限定されるものではなく、たとえば、シフトレジスタによって分周回路を構成してもよい。さらに，差動バッファの回路は図７のような回路に限定されるものではなく、どのような差動回路であってもよい。
【００７８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＳＡＷ共振子のもつ良好な周波数−温度特性と低ジッタ特性を生かし、かつ、寄生容量の影響を軽減し、高周波動作を高い安定度で得られる高周波発振器を実現することができる。また、ＳＡＷ共振子を低周波で発振させようとするとチップサイズは大きくなってしまうが、本発明の発振器によれば、高周波用として小型化されたＳＡＷ共振子を高周波発振回路で原発振させた後、この原発振の周波数を分周することによってデュ−ティ比のバラツキが少ない小型化された低周波用の発振器を実現することができる。
【００７９】
また、本発明の発振器によれば、移相型発振回路の正帰還ループにおいて、この正帰還発振ループに影響を与えることなく分周回路を接続することによって、高周波用の出力信号と低周波用の出力信号とを同時に取り出し、または、これらを任意に選択して取り出すことができる。また、高周波の発振回路と分周回路との間に差動変換回路を介在させることにより、位相が１８０°異なる２つの差動信号を生成することができるので、差動増幅回路以降の分周回路や出力回路のコモンモードノイズをキャンセルすることができる。さらに、差動増幅回路からの差動信号によって分周回路をトリガすることにより、分周回路は非反転入力と反転入力の２入力によって構成されるので、分周回路の内部にインバータ回路を構成する必要がなくなり、たとえば図１０に示すように分周回路の回路規模を簡素化することができる。
【００８０】
また、本発明の発振器によれば、４００ＭＨｚ帯以上で発振する発振器の高周波特性を測定する場合は、バッファ回路を介して周波数を分周し、低周波数の測定信号を取り出すことによって、配線の長さに起因する伝送損失をなくすことができる。このため、測定信号波形が変形することがなくなり正確に周波数測定を行うことができる。さらに、本発明の発振器によれば、制御回路とメモリを備えることにより、発振器の原発振の周波数が一種類であっても、ユーザ側の電子機器の仕様に基づいた周波数の出力信号を任意に選択して取り出すことができる。また、１個の発振器から２出力信号を取り出すことができるので、高周波領域と低周波領域の両方の仕様に対応することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来のＳＴカット型ＳＡＷ共振子を用いた水晶発振器の概略の構成を示したブロック図である。
【図２】 発振回路の負性抵抗のバラツキに伴う出力信号波形のデューティ比の変動を示す波形図であり、（ａ）は発振回路の発振信号波形を示し、（ｂ）は出力回路の出力信号波形を示す。
【図３】 従来型のコルピッツ発振回路を示す図である。
【図４】 本発明の水晶発振器に用いられる変形コルピッツ発振回路を示す図である。
【図５】 図３の従来型コルピッツ発振回路と図４の変形コルピッツ型発振回路における負性抵抗の比較図である。
【図６】 本発明の第一の実施の形態における、コルピッツ型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。
【図７】 図６に示す差動変換回路の具体的な回路の一例を示す図である。
【図８】 図７の差動変換回路における各部の波形を示す図である。
【図９】 入力発振信号を４分周して周波数を低減させる分周回路の内部構成の一例を示す図である。
【図１０】 インバータを用いないで、差動信号を用いる場合の分周回路の内部構成の一例を示す図である。
【図１１】 本発明の第２の実施の形態における、コルピッツ型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。
【図１２】 本発明の第３の実施の形態における、コルピッツ型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。
【図１３】 （ａ）は複数の２分周器によって分周比を切替制御する分周回路の一例を示す図であり、（ｂ）は分周比とスイッチモードとの対応関係を示す図である。
【図１４】 本発明の第４の実施の形態における、電圧制御型移相回路を用いて正帰還発振ループを構成した移相型発振回路による水晶発振器の一例を示す図である。
【図１５】 図１４に示す第４の実施の形態の移相型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。
【図１６】 本発明の第５の実施の形態における、移相型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。
【図１７】 本発明の第６の実施の形態における、移相型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。
【図１８】 図１４に示す各差動バッファ３４，３５，３６の具体的な回路図の一例を示す図である。
【図１９】 本発明の水晶発振器を用いた１０Ｇビットの光ネットワーク用インタフェースモジュールの概略構成図である。
【図２０】 本発明のＳＡＷ共振子に使用される水晶片のカット角度を示す図である。
【図２１】 本発明のＳＡＷ共振子に使用される水晶片の周波数温度特性を示す図である。
【図２２】 ＡＴ振動子、従来のＳＡＷ共振子、および本発明のＳＡＷ共振子の３つの温度特性を比較した図である。
【符号の説明】
１，１１，２１，２１’…水晶発振器、２…ＳＴカット型ＳＡＷ共振子、１２…ＳＡＷ共振子、３，１３…発振回路、１４…差動変換回路、１５…分周回路、１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄ…２分周器、４，１６…出力回路、１７、１７’…外部端子、１８…制御回路、１９…メモリ、２０…外部制御端子、２２…移相型発振回路、２３…第１出力回路、２４…第２出力回路、３１…電圧制御型移送回路、３２…スイッチ、３３…インピーダンス、３４，３５，３６…差動バッファ、４１…光ネットワーク用インタフェースモジュール、４２，４６…Ｓ/Ｐ変換部、４３，４５…Ｐ/Ｓ変換部、４４…ビット符号変換部、４７…電気/光変換部、４８…光/電気変換部、４９…原発振器、５０…２分周器
【発明の属する技術分野】
本発明は、弾性表面波（ＳＡＷ：Surface Acoustic Wave）を利用したデバイスであるＳＡＷ共振子を搭載した発振器、この発振器を用いた電子機器および発振器の発振方法に関し、より詳細には、水晶片のカット方向の変更で周波数−温度特性を改善したＳＡＷ共振子を用いて高い周波数で発振させ、その発振周波数を内蔵の分周回路で分周した分周周波数を得る発振器、この発振器を用いた電子機器およびこの発振器を用いた発振器の発振方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１は、従来のＳＴカット型ＳＡＷ共振子を用いた水晶発振器の概略の構成を示したブロック図である。同図に示すように、水晶発振器１は、ＳＴカット型ＳＡＷ共振子２を用いてコルピッツ発振回路などの発振回路３を発振させ、出力回路４によって波形整形した後に出力信号を送出している。ＳＴカット型ＳＡＷ共振子２を用いた水晶発振器１は、１００ＭＨｚ〜数ＧＨｚの周波数をダイレクトに発振することが可能であり、耐衝撃性や水晶発振器のジッタ特性を改善した水晶振動子である。
【０００３】
このようなＳＴカット型ＳＡＷ共振子２を用いて構成された水晶発振器１は、１００ＭＨｚ帯でＳＡＷ共振子の大きさは５×１．５（ｍｍ）程度であり、ＳＴカット型ＳＡＷ共振子２の発振周波数の発振信号がそのまま出力回路４を介して出力信号として外部に送出される。図の例では、ＳＴカット型ＳＡＷ共振子２を用いて発振回路３で発振された低周波数１０６.２５ＭＨｚの信号が、そのまま出力回路４から出力される（本願明細書においては、１００ＭＨｚ程度の周波数は低周波と呼ぶことにする）。出力回路４は、発振回路３から入力された信号波形を、矩形波に整形する機能を有している。ＳＴカット型ＳＡＷ共振子２を用いた水晶発振器１を４００ＭＨｚ帯以上の高周波（本願明細書においては、４００ＭＨｚ以上の周波数を高周波と呼ぶことにする）で発振させる場合、水晶発振器１の高周波特性の測定は、出力回路４から送出される出力信号波形を直接測定することによって行われている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のＳＴカット型ＳＡＷ共振子を用いて構成された水晶発振器は以下のような幾つかの問題点がある。第１の問題点は、従来のＳＴカット型ＳＡＷ共振子の周波数−温度特性は、従来のＡＴ振動子の周波数−温度特性と比べ、０℃〜７０℃の温度範囲で６０ｐｐｍぐらい周波数が変動してしまう。そのため、近年の高速ネットワーク通信機器を始めとする電子機器に求められている通信品質の高信頼化の要請、つまり、低ジッタで安定して発振することや、周波数−温度特性が良くて通信機器の実用温度範囲において周波数変動幅が小さいこと、といった要請に沿わないなどの不具合を生じる。
【０００５】
第２の問題点は、１００ＭＨｚ帯の低周波数帯域においては、ＳＴカット型ＳＡＷ共振子におけるチップサイズの小型化が困難であり、水晶発振器の超小型化という要請に沿わないことである。
【０００６】
第３の問題点は、ＳＴカット型ＳＡＷ共振子のＣＩ値や発振回路の負性抵抗のバラツキが大きいため、出力回路から出力される出力信号波形のデューティ比のバラツキが大きくなり、高精度な電子機器に要求される仕様を満足することが困難であることである。特に、ＳＴカット型ＳＡＷ共振子を用いた水晶発振器を４００ＭＨｚ帯以上の高周波領域に適用した場合においては、負性抵抗のバラツキ（つまり、出力信号波形のデューティ比のバラツキ）が著しく大きくなるという問題がある。
【０００７】
以下にデューティ比について説明する。図２は、発振回路の負性抵抗のバラツキに伴う出力信号波形のデューティ比の変動を示す波形図であり、（ａ）は発振回路３の発振信号波形であり、（ｂ）は出力回路４の出力信号波形である。また、実線は負性抵抗にバラツキのない場合の波形、破線は負性抵抗にバラツキを生じた場合の波形を示している。図２（ａ）に示す発振回路３の発振信号波形と出力回路４の入力スレッショルド電圧Ｖｔｈとの交叉点において、同図（ｂ）に示すように出力回路４の出力信号波形は反転を繰り返している。負性抵抗にバラツキのない実線波形の場合は、同図（ｂ）に示すように出力回路４の出力信号波形のデューティ比（Ｔｈ/Ｔ）は５０％であるが、負性抵抗にバラツキがあると破線波形の場合は、デューティ比（Ｔｈ’/Ｔ’）は５０％以上となる。このように、負性抵抗にバラツキが生じると出力回路４の出力信号波形のデューティ比は５０％からずれてしまう。
【０００８】
第４の問題点は、ＳＴカット型ＳＡＷ共振子を使用した水晶発振器を４００ＭＨｚ帯以上の高周波領域に適用した高周波用水晶発振器の高周波特性の測定においては、出力回路４からの出力信号の取り出しはできる限り配線を短くすると共に、出力回路４の出力端から高周波用測定器までの配線はストリップ線や同軸ケーブルなどを使用してインピーダンス整合をとる必要がある。特に、ソケットのコンタクトプローブは高周波領域ではインダクティブ（誘導性）になり易く、高周波領域での配線長に起因する伝送損失が発生するおそれがある。そのため、出力信号波形に反射波が重畳して波形変形を生じてしまうので、正確な周波数測定を行うことができないなどの問題もある。
【０００９】
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、水晶片のカット方向を改善した高周波用のＳＡＷ共振子を用いた発振器で発振した発振周波数を分周回路で分周させることにより、周波数−温度特性の優れた低周波用の発振器を実現することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明は、弾性表面波を利用したＳＡＷ（ Surface Acoustic Wave ）共振子を搭載した第１の発振器であって、前記ＳＡＷ共振子を用いて高周波信号を生成する発振回路と、前記発振回路からの前記高周波信号に基づいて位相が互いに１８０°異なる２つの差動信号を生成する差動変換回路と、前記差動変換回路からの前記差動信号に基づいて周波数分周を行い、第１の低周波信号を生成する分周回路と、前記分周回路から受信した前記第１の低周波信号を波形整形して第２の低周波信号を得る出力回路とを備え、前記発振回路はコルピッツ型発振回路であり、前記コルピッツ型発振回路は、トランジスタのコレクタ−ベース間に前記ＳＡＷ共振子と第１の抵抗とが並列接続され、前記トランジスタの前記ベース−エミッタ間に第１のコンデンサが接続され、前記トランジスタの前記コレクタ−前記エミッタ間に第２のコンデンサが接続され、前記トランジスタの前記コレクタ側が電源に接続され、 前記トランジスタの前記エミッタ側がグランドに接続された構成となっていることを特徴とする。
また、本発明の第１の発振器は、トランジスタの前記コレクタ側が電流制限用の第２の抵抗を介して前記電源に接続されていてもよい。
【００１１】
また、本発明の第１の発振器の分周回路は、分周比を選択するための複数の外部端子を備え、前記複数の外部端子のいずれかに切替信号を選択的に供給することにより、前記分周回路の分周比を選択的に切り替えてもよい。
【００１２】
また、本発明の第１の発振器は、前記分周回路の分周比の設定情報を記憶する記憶手段と、前記記憶手段に記憶されている前記設定情報に基づいて、前記分周回路の前記分周比を切替制御する制御回路とを備え、前記制御回路に対して外部からシリアル信号を供給することにより、前記分周回路は前記分周比を切替制御してもよい。
【００１３】
また、本発明の第１の発振器の分周回路は、複数の２分周器が直列接続された構成であり、前記２分周器の直列接続数を切り替えることにより、前記分周回路の分周比を切り替えてもよい。
【００２２】
また、本発明の発振器のＳＡＷ共振子は、オイラー角が（０，１１３〜１３５、+（４０〜４９））にある面内回転ＳＴカット水晶板を用いてもよい。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて、本発明における水晶発振器の実施の形態を詳細に説明する。本発明における水晶発振器は、従来のＳＴカット型ＳＡＷ共振子に比べて温度特性が良くなるようなカット角度でカットした水晶片を用いたＳＡＷ共振子（以下、単にＳＡＷ共振子という）によって構成された水晶発振器である。このＳＡＷ共振子は、２次温度係数βが−１．６×１０-8程度となり、従来のＳＴカット型ＳＡＷ共振子に比べて周波数−温度特性が２倍程度まで改善されている。このＳＡＷ共振子のデバイス技術については特許第３２１６１３７号公報に報告されている。以下にＳＡＷ共振子について簡単に説明する。
【００３２】
図２０は、本発明のＳＡＷ共振子に使用される水晶片のカット角度を示す図である。図２０に示すように、水晶の結晶軸は、電気軸（Ｘ軸）、機械軸（Ｙ軸）、光軸（Ｚ軸）によって定義され、ＳＴカットとはオイラー角（φ、θ、ψ）が（０，０，０）の水晶Ｚ板２を、電気軸（Ｘ軸）まわりにθ：１１３〜１３５度回転させた水晶板１からその結晶軸（Ｘ，Ｙ’，Ｚ’）に沿って切り出され、このＳＴカット水晶板１のＺ’軸まわりにさらにψ=±（４０〜４９）度回転させ、弾性表面波の伝播方向がこの方向となるように作製された圧電振動子がＺ’軸まわりに面内回転させたＳＴカットＳＡＷ共振子３である。なお、光軸とは水晶片に入射する２つの光の法線速度が等しくなる軸であり、電気軸とは水晶片の媒質における誘電率を表わすテンソル楕円体の主軸である。
【００３３】
この面内回転ＳＴカットＳＡＷ共振子３は、周波数変化率が小さくて温度特性が極めてよいことが知られており、その温度特性は、変曲点が１１０°Ｃ近辺にある３次関数温度特性である。
この３次関数温度特性において、常温範囲に位置する極大値もしくは極小値温度を頂点温度とし、一次係数項の調整により常温範囲外に位置する変曲点まわりに温度特性を回転させて前記頂点温度を常温範囲の最適値に調整するように構成したものである。
即ち、水晶板を電気軸（Ｘ軸）まわりにθ＝１１３〜１３５度回転させて得られるＳＴカット水晶板を更にＺ’軸まわりにψ＝±（４０〜４９）度だけ面内回転させたＳＴカット水晶板（水晶片）を設定する。その範囲内で、さらに温度特性が極値を持つ範囲を選定し、この範囲内で面内回転角を調整し、温度特性の極大値もしくは極小値温度を常温範囲の最適値に調整して温度特性を調整する。それを説明したものが図２１である。
【００３４】
図２１は、本発明のＳＡＷ共振子の周波数温度特性を示す図である。今、図２１に示しているように、Ｚ’軸まわりに面内回転させたＳＴカットＳＡＷ共振子の温度特性は変曲点温度が約１１０℃であり、常用温度範囲は、温度領域−４０〜＋８５℃であるので、変曲点より低い温度領域に位置する極大値を有する特性領域を使用する（図２１において四角で囲んだ部分）。３次関数温度特性の場合には変曲点を移動することが困難であるので、一次係数項を調整し、特性線を変曲点まわりに回転させる。
【００３５】
図２１に示す実線が基本特性線である場合、その極大値Ｐ１を使用温度範囲Ｔｚの中央に位置するように、特性線を変曲点まわりに回転させて新たに破線で示しているような特性線を得る。これにより、あたかも、使用温度範囲で頂点温度を平行移動したかの如く、極大値温度がＰ１からＰ２に移動し、使用温度範囲において周波数変化率を最小にすることができる。
【００３６】
図２２は、ＡＴ振動子、従来のＳＡＷ共振子、および本発明のＳＡＷ共振子の３つの温度特性を比較した図である。それぞれの周波数は８０ＭＨｚ，１２５ＭＨｚ，６２５ＭＨｚのものを使用しているが、基本的な特性は周波数によらない。これから、本発明のＳＡＷ共振子はＡＴカット型共振子に比べてその特性は劣るが、従来のＳＡＷ共振子に比べて温度領域全体で改善され、例えば−５℃において１／２程度に改善されているのが判る。
【００３７】
上述の本発明のＳＡＷ共振子を使用した水晶発振器は、周波数−温度特性が大幅に改善される。しかし、そのＳＡＷ共振子は、４００ＭＨｚ以上の高周波帯域で動作するように設計を行う必要がある。それは、ＳＡＷ共振子を低周波帯域（１００ＭＨｚ帯、たとえば１０６．２５ＭＨｚ）で設計すると、そのチップサイズがかなり大きくなり、電子機器に要求されている小型化が困難となる理由からである。そこで、本発明では、高周波帯域（４００ＭＨｚ以上）で発振する小型化されたＳＡＷ共振子を使用し安定して発振させる発振回路を小型の水晶発振器として実現している。また、小型化されたＳＡＷ共振子を使用した発振器において、その発振周波数を分周することによって低周波帯域の出力信号を得ることができ、デュ−ティ比のばらつきの少ない水晶発振器を実現している。つまり、本発明の水晶発振器では、高周波帯域用のＳＡＷ共振子を駆動する高周波発振回路を構成し、さらに分周回路を追加することにより低周波帯域から高周波帯域までの出力信号を得ることができ、周波数−温度特性の良好な水晶発振器を実現している。
【００３８】
本発明における水晶発振器には、基本的には、発振回路の種類から分類して、コルピッツ発振回路を使用した水晶発振器と移相回路を使用した水晶発振器の２種類がある。即ち、従来のコルピッツ型発振回路を変形し、寄生容量の影響を減らし高周波動作を安定化させた構成の変形コルピッツ型発振回路を用いた水晶発振器または移相型水晶発振器である。そして、それらのいずれかと接続する分周回路の周波数分周の制御方法で分類すると６つの実施の形態がある。第１の実施の形態の水晶発振器は、周波数−温度特性を改善したＳＡＷ共振子を用い、高周波動作を安定化させた変形コルピッツ型発振回路で高周波信号を生成し、この高周波信号を差動変換回路を介して分周回路で分周して低周波の出力信号を発生する構成である。第２の実施の形態の水晶発振器は、変形コルピッツ発振回路を用いた第１の実施の形態の構成において、分周回路から出力される複数の周波数の発振信号を外部端子によって切り替えるようにした構成である。第３の実施の形態の水晶発振器は、変形コルピッツ発振回路を用いた第１の実施の形態の構成において、分周回路から出力される複数の周波数の発振信号を外部から選択できるように制御回路およびメモリ(記憶手段)を設け、メモリ内に記憶させた情報に応じて制御回路を外部から制御し、所望の周波数の出力信号を送出できるようにした構成である。
【００３９】
第４の実施の形態の水晶発振器は、ＳＡＷ共振子を用いて移相型発振回路で高周波発振させ、その高周波信号を出力すると共に、正帰還発振ループ内のバッファ回路からの複数の出力信号のうち正帰還発振ループを構成しない出力信号の高周波信号を分周回路で分周して低周波信号を発生する構成である。第５実施の形態の水晶発振器は、移相型発振回路を用いた第４の実施の形態の構成において、分周回路から出力される複数の周波数の発振信号を外部端子によって切り替えるようにした構成である。第６の実施の形態の水晶発振器は、移相型発振回路を用いた第４の実施の形態の構成において、分周回路から出力される複数の周波数の発振信号を外部から選択できるように制御回路およびメモリを設け、メモリ内に記憶させた情報に応じて制御回路を外部から制御し、所望の周波数の出力信号を発生できるようにした構成である。以下に各実施の形態について説明する。
【００４０】
第１の実施の形態
先ず、第１の実施の形態として、ＳＡＷ共振子を変形コルピッツ型発振回路によって高周波発振させて高周波信号を生成し、さらに、この高周波信号を差動変換回路を介して分周回路で分周して低周波の出力信号を送出する水晶発振器であり、まず、変形コルピッツ型発振回路について説明する。
コルピッツ型の発振回路１３には、従来型コルピッツ発振回路と変形コルピッツ発振回路とがある。図３は従来型コルピッツ発振回路を示す図であり、図４は本発明の水晶発振器に用いられる変形コルピッツ発振回路を示す図である。何れの発振回路の場合も、実線で示した回路部分が現実の発振回路であり、破線で示したコンデンサがパッケージや配線によって生じた寄生容量である。図３に示す従来型コルピッツ発振回路において、高周波帯域で安定発振させるためには、コンデンサＣ１，Ｃ２の値を小さくしてＳＡＷ共振子１２の負荷容量を小さく抑え、高周波帯域における負性抵抗を高くしてＱを大きくする必要がある。しかし、実際にはパッケージや配線の影響による寄生容量によって破線で示すコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５が付加された等価回路となる。つまり、ＳＡＷ共振子１２の端子間容量に相当するコンデンサＣ３が付加され、さらには、ＳＡＷ共振子１２の端子とグランド間の寄生容量に相当するコンデンサＣ５が付加される。すなわち、コンデンサＣ３，Ｃ５がＳＡＷ共振子１２に並列接続される。また、コンデンサＣ２に出力端子とグランド間の寄生容量に相当するコンデンサＣ４が並列に付加された等価回路となるので、発振回路に使用するコンデンサの実質的な容量が大きくなってしまう。そのため、ＳＡＷ共振子１２に対する負荷容量が大きくなり、高周波帯域における負性抵抗が低下してＱが小さくなってしまう欠点がある。
【００４１】
そこで、本発明の水晶発振器に適用されるコルピッツ発振回路では、図４に示すような変形コルピッツ発振回路を採用している。図４の変形コルピッツ発振回路は、トランジスタＴｒのコレクタ−ベース間にＳＡＷ共振子１２と抵抗Ｒ１とが並列に接続され、トランジスタＴｒのベース−エミッタ間にコンデンサＣ１が接続され、さらに、トランジスタＴｒのコレクタ−エミッタ間にコンデンサＣ２が接続され、電源Ｖｃｃから電流制限用の抵抗Ｒ２を介してトランジスタＴｒのコレクタ側に接続され、エミッタ側がグランドに接続されている。図４のように構成された変形コルピッツ発振回路は、図３に示す従来型コルピッツ発振回路と交流的には（つまり、発振動作回路としては）全く等価な回路である。
【００４２】
図４の変形コルピッツ発振回路においては、パッケージや配線によって生じる寄生容量は破線で示したコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６である。つまり、寄生容量によって付加されたコンデンサは、ＳＡＷ共振子１２の端子間容量に相当するコンデンサＣ３と、ＳＡＷ共振子１２の両端の端子とグランド間の寄生容量に相当するコンデンサＣ５，Ｃ６と、出力端子とグランド間の寄生容量に相当するコンデンサＣ４である。
【００４３】
図４の等価回路からＳＡＷ共振子１２に対する負荷容量Ｃａ１，Ｃａ２をそれぞれ算出すると、図３の従来型コルピッツ発振回路の場合は、
Ｃａ１＝Ｃ１×（Ｃ２＋Ｃ４）／（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ４）＋Ｃ３＋Ｃ５
であり、図４の変形コルピッツ発振回路の場合は、
Ｃａ２＝（（Ｃ１＋Ｃ６）×（Ｃ２＋Ｃ４＋Ｃ５））
／（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ４＋Ｃ５＋Ｃ６）＋Ｃ３
となる。ここで、両者の比較を簡単にするために、Ｃ１＝Ｃ２＝５ｐＦ，Ｃ３＝Ｃ４＝Ｃ５＝Ｃ６＝１ｐＦとすると、図３の場合の負荷容量Ｃａ１は約４．７ｐＦ、図４の場合の負荷容量Ｃａ２は約４．２ｐＦとなる。このことから、図４の変形コルピッツ発振回路は、図３の従来型コルピッツ発振回路の場合に比べて本発明のＳＡＷ共振子１２に対する負荷容量は小さくなることがわかる。そのため、図４に示す変形コルピッツ型発振回路では、高周波帯域における負性抵抗の低下の割合は図３の従来型コルピッツ発振回路の場合に比べて少なくすることができる。このようにして、図４のような変形コルピッツ型発振回路を採用することにより、寄生容量による影響を小さくし、負性抵抗を大きくすることができる。つまり、変形コルピッツ型発振回路を用いることにより、寄生容量の増加を最小限に抑えて高周波帯域における負性抵抗を比較的高くしてＱを大きくすることができる。
【００４４】
図４に示す変形コルピッツ型発振回路をＩＣ化する際に、ＩＣパッドとしてパッケージに接続される部分において寄生容量が形成され、等価的には破線で示すようなコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６が付加され、負荷容量が増加したことになる。そして、この負荷容量の増加分と、図３に示す従来型コルピッツ型発振回路の寄生容量であるコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５による負荷容量増加分と比べれば、変形コルピッツ型発振回路の負荷容量は小さくなる。その結果、変形コルピッツ型発振回路は負性抵抗を大きく取れるので、高いＱの値を保持して安定的に高周波発振を行うことができる。
【００４５】
図５は、図３の来型コルピッツ発振回路と図４の変形コルピッツ型発振回路における負性抵抗の比較図である。図５に示す負性抵抗の比較特性図は、図３および図４において実線で示したコンデンサＣ１，Ｃ２をそれぞれ５ｐＦ、破線で示したコンデンサ（寄生容量）Ｃ３〜Ｃ６をそれぞれ１ｐＦに設定して、シミュレーションによって取得したデータである。図５では、横軸に周波数（単位：ＭＨｚ）を表わし、縦軸に負性抵抗（単位：Ω）を表わしている。
【００４６】
図５に示すシミュレーションの結果から明らかなように、図３の従来型コルピッツ発振回路は、特性（ａ）に示すように負性抵抗は最大でも−１００Ωである。しかし、図４の変形コルピッツ型発振回路の構成にすることによって、特性（ｂ）のように負性抵抗が大きくなり、周波数帯が１００ＭＨｚ付近で負性抵抗は−２４０Ω程度とかなり大きくなっている。したがって、このような大きな負性抵抗を確保できる変形コルピッツ型発振回路を用いれば、本発明のＳＡＷ共振子のような高周波用のデバイスを１００ＭＨｚ付近の比較的低周波帯域において高いＱを得ることができるので、ＳＡＷ共振子１２を安定的に発振させることができる。
【００４７】
図６は、本発明の第１の実施の形態において、変形コルピッツ発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。この水晶発振器１１は、周波数−温度特性を改善したＳＡＷ共振子１２と、ＳＡＷ共振子１２を励振させる変形コルピッツの発振回路１３と、発振回路１３で生成された発振信号に基づいて１８０°位相の異なる２つの差動信号を生成する差動変換回路１４と、差動変換回路１４で分周された高周波信号を分周して低周波信号を生成する分周回路１５と、分周回路１５からの低周波信号を受けて波形整形された低周波信号を出力する出力回路１６とによって構成されている。
【００４８】
変形コルピッツ型の発振回路１３が、ＳＡＷ共振子１２を高周波発振させて高周波信号を生成し、さらに、差動変換回路１４が、高周波信号を受けて１８０°位相の異なる２つの差動信号を生成して分周回路１５を分周駆動させる。分周回路１５は、差動変換回路１４からの１８０°位相の異なる２つの差動信号でトリガすることにより低周波信号を生成する。たとえば、ＳＡＷ共振子１２が４００ＭＨｚの発振信号で発振しているとき、差動変換回路１４は４００ＭＨｚの２つの差動信号を生成し、分周回路１５は４分周動作して１００ＭＨｚの発振信号を生成する。負性抵抗のバラツキによって高周波信号のデュ−ティ比のバラツキが大きいと、差動変換回路１４を通して差動信号のデュ−ティ比もバラツキが大きい信号となる。ところが、分周回路１５を通すことで、差動信号の立ち上がり信号のみ、或いは立ち下がり信号のみに同期して、発振信号の立ち上がり信号、立ち下がり信号として生成されるので、デュ−ティ比はほぼ５０％となり、デュ−ティ比のバラツキが非常に小さい出力信号を得ることができる。
【００４９】
さらに、出力回路１６は、入力された１００ＭＨｚの発振信号を波形整形して、波形の立ち上がり立下りが急峻な１００ＭＨｚの出力信号を生成し、たとえば、外部のトランジスタの駆動回路などに送信する。なお、出力回路１６の出力形式には、シングルエンド動作による１出力信号形式と、差動動作による２出力信号形式とがある。１出力信号形式は、周波数帯域が２００ＭＨｚ以下でＣ−ＭＯＳ、ＴＴＬなどの出力形式がある。一方、２出力信号形式は、周波数帯域が２００ＭＨｚ以上で一般的な差動増幅回路（ＰＥＣＬ）に主に採用される。
【００５０】
図７は、図６に示す差動変換回路１４の具体的な回路の一例を示す図であり、図８は図７の差動変換回路における各部の波形を示す図である。図７に示すように、差動変換回路は一般的に用いられている回路であるのでその詳細な説明は省略するが、抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６からなる抵抗ブリッジを差動ＩＣの入力回路とし、差動ＩＣの入力端子の一端に、図６に示す発振回路１３からの発振信号（ａ）を入力すると、差動ＩＣの出力側から差動信号（ｂ）、（ｃ）が取り出せるようになっている。図７の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の各位置の信号波形がそれぞれ図８に示されている。発振回路１３からの発振信号（ａ）を差動ＩＣの入力端子の一端に入力すると、出力側には、入力側の発振信号（ａ）と同相の差動信号（ｂ）と入力側の発振信号（ａ）と逆相の差動信号（ｃ）とが一対の差動信号として取り出せる。
【００５１】
図９は、入力発振信号を４分周させて周波数を低減させる分周回路の内部構成の一例を示す図である。図９において、分周回路が発振回路から４００ＭＨｚの発振信号を入力端子Ｔで受信すると、インバータＩＣを経由しない発振信号とインバータＩＣを経由した反転発振信号のトリガによって、入力された発振信号はＡＮＤ/ＯＲのＩＣ群で構成される分周回路によって４分周され、１／４の周波数に低減される。したがって、出力側の非反転Ｑ端子と反転Ｑ端子から１００ＭＨｚの２出力の発振信号を得ることができる。
【００５２】
図１０は、図９のインバータを用いないで、差動信号を用いる場合の分周回路の内部構成の一例を示す図である。図６において、発振回路１３から図８の波形（ａ）に示すような発振信号が出力されると、差動変換回路１４によって図８の波形（ｂ）、（ｃ）に示すような一対の差動信号が生成される。これによって、図１０の分周回路の非反転入力端子（Ｔ）には差動信号（ｂ）が入力され、反転入力端子（反転Ｔ）には差動信号（ｃ）が入力される。よって、図１０の分周回路は、図９のようなインバータＩＣを用いなくても、４００ＭＨｚの発振信号が一対の差動信号によって４分周され、出力側の非反転Ｑ端子と反転Ｑ端子には１００ＭＨｚの信号を出力することができる。
【００５３】
第２の実施の形態
上記で説明した第１の実施の形態の変形として、分周回路の分周比を選択するための複数の外部端子を付加した第２の実施の形態を説明する。図１１は、本発明の第２の実施の形態における、コルピッツ型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。第２の実施の形態では、コルピッツ型発振回路を用いた図６の第１の実施の形態の構成において、分周回路１５から出力される複数の周波数の発振信号を外部端子１７によって切り替えるようにしている。そのため、図１１に示すように、分周回路１５の分周比を切り替えるための外部端子１７を設け、外部端子１７のそれぞれの信号を選択的にＨレベルとＬレベルに切り替えるようにしている。
【００５４】
たとえば、図１０の分周回路のリセット端子をＨレベルに切り替えれば分周回路は動作し、リセット端子をＬレベルに切り替えれば分周回路は停止する。このようなリセット端子を備えた２分周回路をｎ段直列に接続して図１１の分周回路１５を構成する。一方、外部端子１７もｎ個配置して、それぞれの外部端子１７を各２分周回路のリセット端子に接続する。これにより、それぞれの外部端子１７をＨレベル／Ｌレベルと適宜に切り替えることによってそれぞれの２分周回路をＯＮ/ＯＦＦして、分周回路１５で複数の分周比を得ることができる。このように、１つの発振周波数のＳＡＷ共振子１２に対して種々の分周比を設定することができる。
【００５５】
第３の実施の形態
次に、上述した第２の実施の形態の変形として、制御回路からの制御信号によって分周回路の分周比を制御する第３の実施の形態を説明する。図１２は、本発明の第３の実施の形態における、コルピッツ型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。図１２に示すように、第３の実施の形態では、コルピッツ型発振回路を用いた図６に示す第１の実施の形態の構成を基本にして、分周回路１５の分周比設定情報を記憶するＥＥＰＲＯＭなどのメモリ１９と、メモリ１９に記憶されている情報に基づいて分周回路１５の分周比を切替制御する制御回路１８とが付加されている。このような構成によって、制御回路１８がメモリ１９内に記憶されている分周比の設定情報に応じて分周回路１５の分周比を制御し、分周回路１５から所望の周波数の信号を出力することができる。
【００５６】
第３の実施の形態では、図１２に示すように水晶発振器１１に制御回路１８とメモリ１９を内蔵させ、外部制御端子２０と制御回路１８をシリアル通信させることによって１つの外部端子のみで外部から分周比の切り替え（つまり、所望の周波数への切り替え）を行うことができる。したがって、図１１に示すような複数の外部端子を設ける必要がないので、端子間のノイズ干渉によって分周比切替時に誤動作を起こすおそれもなくなる。なお、外部制御端子２０からメモリ１９に記憶されている分周比設定情報を書き換えることもできる。また、外部制御端子２０はシリアル通信用の端子となるため不用意な分周比の切り替えを防止することができる。
【００５７】
次に、制御回路１８によって分周回路１５の分周比を切替制御する具体的な回路構成について説明する。図１３（ａ）は複数の２分周器によって分周比を切替制御する分周回路の一例を示す図であり、図１３（ｂ）は分周比とスイッチモードとの対応関係を示す図である。図１３（ａ）において、分周回路１５は、複数の２分周器１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄが直列接続された構成となっている。初段の分周器１５ａを除く他の２分周器１５ｂ、１５ｃ、１５ｄには、それぞれ、スイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃが並列に接続されている。また、各スイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃは、それぞれ、制御回路１８からの制御信号ａ，ｂ，ｃによってＯＮ／ＯＦＦ制御されるように構成されている。一方、メモリ１９には分周回路１５の分周比設定情報が記憶されている。
【００５８】
図１３（ｂ）の分周比とスイッチモードとの対応関係の図に示すように、分周回路１５を２分周で動作させるときには、外部制御端子２０からの制御信号ａ，ｂ，ｃによってスイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃをＯＮさせれば、２分周器１５ａのみが動作して分周回路１５から２分周された出力信号を得ることができる。同様にして、分周回路１５を４分周で動作させるときには、外部制御端子２０からの制御信号ｂ，ｃによってスイッチＳＷｂ，ＳＷｃをＯＮさせれば、２分周器１５ａと２分周器１５ｂが動作して分周回路１５から４分周された出力信号を得ることができる。以下、分周回路１５を８分周で動作させるときには、スイッチＳＷｃをＯＮさせて２分周器１５ａ，１５ｂ，１５ｃを動作させ、分周回路１５を１６分周で動作させるときには、全てのスイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃをＯＦＦさせて全ての２分周器１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄを動作させればよい。
【００５９】
図１３の例では２分周器を４段直列で構成したが、２分周器をｎ段直列にして切替動作を行えば、分周回路１５を２分周から２n分周まで切り替えることができる。また、図１３の例では、制御回路１８によってスイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃを切替制御する例を説明したが、スイッチを設けなくても２分周器の切替制御を行うことができる。たとえば、制御回路１８から、それぞれの２分周器１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄのリセット端子（図１０参照）をＨレベル／Ｌレベルに切り替える信号を送出してもよい。リセット端子がＨレベルの信号を受信した２分周器は動作し、Ｌレベルの信号を受信した２分周器は停止するので、選択的に２分周器を動作させて分周回路１５の分周比を制御することができる。
【００６０】
第４の実施の形態
次に、移相型発振回路を用いて高周波発振させると共に、正帰還発振ループ内のバッファ回路からの複数の出力信号のうち正帰還発振ループを構成しない出力信号である高周波信号を分周回路で分周して低周波信号を発生する第４の実施の形態について説明する。この実施の形態の場合は、バッファ回路の正帰還発振ループを構成しない出力信号により発振信号を出力しているので、正帰還発振ループに影響を与えることなく周波数の異なる複数の発振信号を得ることができる。以下の説明では、移相型発振回路を用いて周波数の異なる２種類の発振信号を出力する水晶発振器について述べる。
【００６１】
図１４は、本発明の第４の実施の形態において、電圧制御型移相回路を用いて正帰還発振ループを構成した移相型発振回路による水晶発振器の一例を示す図である。図１４の水晶発振器２１は、ＳＡＷ共振子１２、電圧制御型位相回路３１、スイッチ３２およびインピーダンス３３からなる移相型発振回路２２と、差動バッファ３４，３５，３６からなる第１出力回路２３と、分周回路１５と、第２出力回路２４とから構成されている。なお、必要により分周回路１５の前段に差動変換回路１４を設けてもよい。
【００６２】
図１４の水晶発振器２１に構成されているＳＡＷ共振子１２、差動変換回路１４および分周回路１５は、前述の各実施の形態で述べたそれらと同じものであるのでその説明は省略する。また、電圧制御型移相回路３１は、複数のＣＲを逆Ｌ型に多段構成して位相シフトさせて行く一般的な移相回路であるのでその説明も省略する。ＳＡＷ共振子１２から出力される発振信号は、インピーダンスＺ３３の両端に発生する電圧信号レベルとして差動バッファ３４に入力される。さらに、出力用差動バッファ３５を介して、出力用差動バッファ３５の出力端子よりＳＡＷ共振子１２の発振信号と同一周波数（以下、原発振周波数という）の第１出力信号が得られる。
【００６３】
この水晶発振器２１の特徴は、ＳＡＷ共振子１２を用いて電圧制御型移相回路３１を含むループ回路で高周波発振させて、第１出力回路２３内に構成されている発振用差動バッファ３４を介して出力用差動バッファ３５より原発振周波数の第１出力信号を得ると共に、正帰還ループを構成する正帰還ループの帰還用差動バッファ３６からの原発振周波数の発振信号を分周回路１５で分周して低周波信号に変換し、第２出力回路２４より低周波の第２出力信号を得る点である。つまり、第４の実施の形態の水晶発振器２１の特徴は、正帰還ループ内の帰還用差動バッファ３６を利用することによって、原発振周波数の第１出力信号とは別に、周波数を低減した第２出力信号を取り出せることが特徴である。
【００６４】
なお、第１出力回路２３側から分周回路１５へ発振信号を取り出す場合は、帰還用差動バッファ３６の２出力Ｑ１，Ｑ２の何れでもよいが、正帰還ループ系に影響を与えないようにするために、スイッチ３２によって電圧制御型移相回路３１が接続されていない側から取り出す必要がある。つまり、図１４に示すように、スイッチがＳ１側に接続されているときは、発振信号を帰還用差動バッファ３６の出力Ｑ１から分周回路１５へ取り出す必要がある。また、分周回路１５の前段に差動変換回路１４を設けて、帰還用差動バッファ３６の出力Ｑ１からの発振信号を差動信号に変換して分周回路１５へ入力してもよいことは前述の第１の実施の形態で述べた通りである。
【００６５】
図１８は、図１４に示す差動バッファ３４，３５，３６の具体的な回路の一例を示す図である。この差動バッファの回路は一般的な回路であるので詳細な説明は省略し、図１４の回路に用いられた場合の概略的な動作を述べる。プラス、マイナスの発振信号がそれぞれ入力端子ＩＮ＋とＩＮ−に入力されると、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２が差動反転動作を繰り返し、トランジスタＴｒ４のＯＵＴ−およびＴｒ５のＯＵＴ+より増幅および波形整形された差動信号を取り出すことができる。なお、トランジスタＴｒ３は発振信号のバイアスレベルを可変設定するための手段である。
【００６６】
水晶発振器から周波数の異なる２つの出力信号を取り出す具体的な例を説明する。図１５は、図１４に示す第４の実施の形態の移相型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。移相型発振回路２２が、ＳＡＷ共振子１２をたとえば４００ＭＨｚで励振させると、第１出力回路２３からは原発振周波数である４００ＭＨｚの第１出力信号が得られる。一方、移相型発振回路２２の正帰還ループから取り出された原発振周波数である４００ＭＨｚの発振信号が分周回路１５へ入力され、分周回路１５はこの発振信号を４分周して１００ＭＨｚの発振信号を生成して第２出力回路２４へ供給する。これによって、第２出力回路２４から波形整形された１００ＭＨｚの第２出力信号が得られる。
【００６７】
このようにして周波数の異なる２出力信号が得られる場合、第１出力信号の系統と第２出力信号の系統の間には差動バッファが介在しているので、それぞれの出力信号を個別の負荷に接続しても、第１出力信号と第２出力信号が相互干渉して信号波形が乱されるおそれはない。したがって、原発振周波数の第１出力信号と低周波数の第２出力信号をそれぞれ個別の機器に発振信号として供給することができる。また、第１出力信号のラインに直接プローブを接続して波形測定を行うと、第１出力信号の周波数が４００ＭＨｚ程度と高い場合は測定ラインのインピーダンスによって第１出力信号の波形が乱れてしまうおそれがある。そこで、差動バッファを介した第２出力回路の１００ＭＨｚの第２出力信号を測定すれば第１出力信号の波形を乱すおそれはなくなる。つまり、高周波用の第１出力回路２３の第１出力信号を機器に供給する発振信号とし、低周波用の第２出力回路２４の第２出力信号を原発振信号を測定するための測定用信号とするような使い方もできる。
【００６８】
第５の実施の形態
次に、移相型発振回路を用いた第４の実施の形態の変形として、分周回路の分周比を選択するための複数の外部端子を付加した第５の実施の形態を説明する。この実施の形態では、分周回路から出力される複数の周波数の発振信号を外部端子によって切り替えるように構成されている。図１６は、本発明の第５の実施の形態において、移相型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。第５の実施の形態では、図１５に示す第４の実施の形態の構成において、分周回路１５から出力される複数の周波数の発振信号を外部端子１７によって切り替えるようにしている。そのため、図１６に示すように分周回路１５の分周比を切り替えるための複数個の外部端子１７を設け、外部端子１７のそれぞれの信号を選択的にＨレベルとＬレベルに切り替えるようにしている。
【００６９】
分周回路１５の分周比の切替動作については第２の実施の形態で説明しているので重複する説明は省略する。なお、図１６の第５の実施の形態では、第２の実施の形態の図１１に比べて、スイッチＳＷ１、ＳＷ２をＯＮ／ＯＦＦするための外部端子１７'が追加されている。外部端子１７'の切替モードによって、第１出力信号、第２出力信号を共に出力することもできるし、第１出力信号と第２出力信号を選択的に出力することもできる。たとえば、スイッチＳＷ１をＯＮして第１出力回路２３から４００ＭＨｚの第１出力信号を出力しているとき、測定時にスイッチＳＷ２をＯＮして第２出力回路２４から１００ＭＨｚの第２出力信号を出力して波形測定を行い、測定後はスイッチＳＷ２をＯＦＦにするという動作を外部から供給される切替信号によって行うことができる。
【００７０】
第６の実施の形態
次に、上述した第５の実施の形態の変形として、制御回路からの制御信号によって分周回路の分周比を制御する第６の実施の形態を説明する。図１７は、本発明の第６の実施の形態における、移相型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。図１７に示すように、第６の実施の形態では、移相型発振回路を用いた図１５に示す第４の実施の形態の構成を基本にして、分周回路１５の分周比設定情報を記憶するＥＥＰＲＯＭなどのメモリ１９と、メモリ１９に記憶されている情報に基づいて分周回路１５の分周比を切替制御する制御回路１８とが付加されている。
【００７１】
このような構成によって、制御回路１８がメモリ１９内に記憶されている分周比の設定情報に応じて分周回路１５の分周比を制御し、分周回路１５から所望の周波数の出力信号を得ることができる。第６の実施の形態では、図１７に示すように水晶発振器２１’に制御回路１８とメモリ１９を内蔵させ、外部制御端子２０と制御回路１８をシリアル通信させることによって１つの外部端子のみで外部から分周比の切り替え（つまり、所望の周波数への切り替え）を行うことができる。制御回路１８による分周回路１５の分周比の切り替え動作について、前述の第３の実施の形態で説明したので重複する説明は省略する。
【００７２】
次に、本発明の水晶発振器を用いた電子機器について説明する。図１９は、本発明の水晶発振器を用いた１０Ｇビットの光ネットワーク用インタフェースモジュールの概略構成図である。この光ネットワーク用インタフェースモジュール４１は、たとえば、サーバ用コンピュータと光ネットワークとの間で光／電気変換または電気／光変換を行うためのインタフェース機能を実現するためのモジュールである。また、図１９では、光ネットワーク用インタフェースモジュール４１の図示左側が電気信号の系統、図示右側が光信号の系統を表わしている。
【００７３】
光ネットワーク用インタフェースモジュール４１は、３.１２５Ｇビットの信号をシリアル／パラレル変換するＳ/Ｐ変換部４２およびパラレル／シリアル変換するＰ/Ｓ変換部４３と、多重化または分離化のために電気信号のビット符号変換を行うビット符号変換部４４と、１０.３１２５Ｇビットの電気信号をパラレル／シリアル変換するＰ/Ｓ変換部４５およびシリアル／パラレル変換するＳ/Ｐ変換部４６と、電気信号を光信号に変換する電気／光変換部４７と、光信号を電気信号に変換する光／電気変換部４８と、６２５ＭＨｚの原発振クロック信号を生成する原発振器４９と、原発振器４９から６２５ＭＨｚの高周波クロック信号を受けて２分周した３１２.５ＭＨｚの低周波クロック信号を生成する２分周器５０とによって構成されている。
【００７４】
原発振器４９および２分周器５０としては、たとえば、図１５に示すような、高周波の第１出力信号と低周波の第２出力信号の２出力信号を取り出せる水晶発振器を用いることができる。原発振器４９から６２５ＭＨｚの高周波クロック信号がＰ/Ｓ変換部４５およびＳ/Ｐ変換部４６へ供給され、２分周器５０から３１２.５ＭＨｚに２分周された低周波クロック信号がＳ/Ｐ変換部４２およびＰ/Ｓ変換部４３へ供給される。
【００７５】
原発振器４９および２分周器５０が、それぞれ、６２５ＭＨｚおよび３１２.５ＭＨｚのクロック信号を各変換部へ供給することによって、図示左側から入力された複数の電気信号は、Ｓ/Ｐ変換部４２、ビット符号変換部４４、Ｐ／Ｓ変換部４５を介して多重化された後、電気／光変換部４７によって光信号に変換されて図示右側の光ネットワーク側へ送出される。さらに、図示右側から入力された光信号は、光／電気変換部４８によって電気信号に変換された後、Ｓ/Ｐ変換部４６、ビット符号変換部４４、Ｐ／Ｓ変換部４３を介して分離化され、図示左側の電気ネットワーク側へ送出される。
【００７６】
このように、光ネットワーク用インタフェースモジュール４１は２種類の周波数の発振源を必要とするが、図１９においては、１個の水晶発振器が、ＳＡＷ共振子によって６２５ＭＨｚの高周波クロック信号を生成する原発振器４９と、原発振器４９からの高周波クロック信号を分周して３１２.５ＭＨｚの低周波クロック信号を生成する２分周器５０とを一体化して有している。したがって、光ネットワーク用インタフェースモジュール４１の装置全体の小型化を図ることができる。これによって、たとえば、動画のような大量のデータを伝送できる１０Ｇビットイーサネット（登録商標）に代表されるようなネットワークシステムを、小型かつ容易に構築することができる。
【００７７】
以上述べた実施の形態は本発明を説明するための一例であり、本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、発明の要旨の範囲で種々の変形が可能である。例えば、コルピッツ型発振回路は図４のような回路に限定されるものではなく、水晶発振器をパッケージに構成したときの寄生容量をできるだけ小さくできるような発振回路であれば、どのような発振回路であっても本発明の水晶発振器を実現することができる。また、分周回路は図９や図１０の回路に限定されるものではなく、たとえば、シフトレジスタによって分周回路を構成してもよい。さらに，差動バッファの回路は図７のような回路に限定されるものではなく、どのような差動回路であってもよい。
【００７８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＳＡＷ共振子のもつ良好な周波数−温度特性と低ジッタ特性を生かし、かつ、寄生容量の影響を軽減し、高周波動作を高い安定度で得られる高周波発振器を実現することができる。また、ＳＡＷ共振子を低周波で発振させようとするとチップサイズは大きくなってしまうが、本発明の発振器によれば、高周波用として小型化されたＳＡＷ共振子を高周波発振回路で原発振させた後、この原発振の周波数を分周することによってデュ−ティ比のバラツキが少ない小型化された低周波用の発振器を実現することができる。
【００７９】
また、本発明の発振器によれば、移相型発振回路の正帰還ループにおいて、この正帰還発振ループに影響を与えることなく分周回路を接続することによって、高周波用の出力信号と低周波用の出力信号とを同時に取り出し、または、これらを任意に選択して取り出すことができる。また、高周波の発振回路と分周回路との間に差動変換回路を介在させることにより、位相が１８０°異なる２つの差動信号を生成することができるので、差動増幅回路以降の分周回路や出力回路のコモンモードノイズをキャンセルすることができる。さらに、差動増幅回路からの差動信号によって分周回路をトリガすることにより、分周回路は非反転入力と反転入力の２入力によって構成されるので、分周回路の内部にインバータ回路を構成する必要がなくなり、たとえば図１０に示すように分周回路の回路規模を簡素化することができる。
【００８０】
また、本発明の発振器によれば、４００ＭＨｚ帯以上で発振する発振器の高周波特性を測定する場合は、バッファ回路を介して周波数を分周し、低周波数の測定信号を取り出すことによって、配線の長さに起因する伝送損失をなくすことができる。このため、測定信号波形が変形することがなくなり正確に周波数測定を行うことができる。さらに、本発明の発振器によれば、制御回路とメモリを備えることにより、発振器の原発振の周波数が一種類であっても、ユーザ側の電子機器の仕様に基づいた周波数の出力信号を任意に選択して取り出すことができる。また、１個の発振器から２出力信号を取り出すことができるので、高周波領域と低周波領域の両方の仕様に対応することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来のＳＴカット型ＳＡＷ共振子を用いた水晶発振器の概略の構成を示したブロック図である。
【図２】 発振回路の負性抵抗のバラツキに伴う出力信号波形のデューティ比の変動を示す波形図であり、（ａ）は発振回路の発振信号波形を示し、（ｂ）は出力回路の出力信号波形を示す。
【図３】 従来型のコルピッツ発振回路を示す図である。
【図４】 本発明の水晶発振器に用いられる変形コルピッツ発振回路を示す図である。
【図５】 図３の従来型コルピッツ発振回路と図４の変形コルピッツ型発振回路における負性抵抗の比較図である。
【図６】 本発明の第一の実施の形態における、コルピッツ型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。
【図７】 図６に示す差動変換回路の具体的な回路の一例を示す図である。
【図８】 図７の差動変換回路における各部の波形を示す図である。
【図９】 入力発振信号を４分周して周波数を低減させる分周回路の内部構成の一例を示す図である。
【図１０】 インバータを用いないで、差動信号を用いる場合の分周回路の内部構成の一例を示す図である。
【図１１】 本発明の第２の実施の形態における、コルピッツ型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。
【図１２】 本発明の第３の実施の形態における、コルピッツ型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。
【図１３】 （ａ）は複数の２分周器によって分周比を切替制御する分周回路の一例を示す図であり、（ｂ）は分周比とスイッチモードとの対応関係を示す図である。
【図１４】 本発明の第４の実施の形態における、電圧制御型移相回路を用いて正帰還発振ループを構成した移相型発振回路による水晶発振器の一例を示す図である。
【図１５】 図１４に示す第４の実施の形態の移相型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。
【図１６】 本発明の第５の実施の形態における、移相型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。
【図１７】 本発明の第６の実施の形態における、移相型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図である。
【図１８】 図１４に示す各差動バッファ３４，３５，３６の具体的な回路図の一例を示す図である。
【図１９】 本発明の水晶発振器を用いた１０Ｇビットの光ネットワーク用インタフェースモジュールの概略構成図である。
【図２０】 本発明のＳＡＷ共振子に使用される水晶片のカット角度を示す図である。
【図２１】 本発明のＳＡＷ共振子に使用される水晶片の周波数温度特性を示す図である。
【図２２】 ＡＴ振動子、従来のＳＡＷ共振子、および本発明のＳＡＷ共振子の３つの温度特性を比較した図である。
【符号の説明】
１，１１，２１，２１’…水晶発振器、２…ＳＴカット型ＳＡＷ共振子、１２…ＳＡＷ共振子、３，１３…発振回路、１４…差動変換回路、１５…分周回路、１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄ…２分周器、４，１６…出力回路、１７、１７’…外部端子、１８…制御回路、１９…メモリ、２０…外部制御端子、２２…移相型発振回路、２３…第１出力回路、２４…第２出力回路、３１…電圧制御型移送回路、３２…スイッチ、３３…インピーダンス、３４，３５，３６…差動バッファ、４１…光ネットワーク用インタフェースモジュール、４２，４６…Ｓ/Ｐ変換部、４３，４５…Ｐ/Ｓ変換部、４４…ビット符号変換部、４７…電気/光変換部、４８…光/電気変換部、４９…原発振器、５０…２分周器
Claims (7)
- 弾性表面波を利用したＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）共振子を搭載した発振器であって、
前記ＳＡＷ共振子を用いて高周波信号を生成する発振回路と、
前記発振回路からの前記高周波信号に基づいて位相が互いに１８０°異なる２つの差動信号を生成する差動変換回路と、
前記差動変換回路からの前記差動信号に基づいて周波数分周を行い、第１の低周波信号を生成する分周回路と、
前記分周回路から受信した前記第１の低周波信号を波形整形して第２の低周波信号を得る出力回路と
を備え、
前記発振回路はコルピッツ型発振回路であり、
前記コルピッツ型発振回路は、
トランジスタのコレクタ−ベース間に前記ＳＡＷ共振子と第１の抵抗とが並列接続され、
前記トランジスタの前記ベース−エミッタ間に第１のコンデンサが接続され、
前記トランジスタの前記コレクタ−前記エミッタ間に第２のコンデンサが接続され、
前記トランジスタの前記コレクタ側が電源に接続され、
前記トランジスタの前記エミッタ側がグランドに接続された構成となっている
ことを特徴とする発振器。 - 前記トランジスタの前記コレクタ側が電流制限用の第２の抵抗を介して前記電源に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の発振器。
- 前記分周回路は、分周比を選択するための複数の外部端子に接続され、
前記複数の外部端子のいずれかに切替信号を選択的に供給することにより、前記分周回路の分周比を選択的に切り替えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の発振器。 - 前記分周回路の分周比の設定情報を記憶する記憶手段と、
前記記憶手段に記憶されている前記設定情報に基づいて、前記分周回路の前記分周比を切替制御する制御回路とを備え、
前記制御回路に対して外部からシリアル信号を供給することにより、前記分周回路は前記分周比を切替制御することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の発振器。 - 前記分周回路は複数の２分周器が直列接続された構成であり、前記２分周器の直列接続数を切り替えることにより、前記分周回路の分周比を切り替えることを特徴とする請求項３または請求項４に記載の発振器。
- 前記ＳＡＷ共振子は、オイラー角が（０，１１３〜１３５、+（４０〜４９））にある面内回転ＳＴカット水晶板を用いる
ことを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れかに記載の発振器。 - 請求項１乃至請求項６の何れかに記載の発振器を備えたことを特徴とする電子機器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002130160A JP4075447B2 (ja) | 2002-05-01 | 2002-05-01 | 発振器、およびこの発振器を用いた電子機器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002130160A JP4075447B2 (ja) | 2002-05-01 | 2002-05-01 | 発振器、およびこの発振器を用いた電子機器 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003324317A JP2003324317A (ja) | 2003-11-14 |
| JP2003324317A5 JP2003324317A5 (ja) | 2005-09-15 |
| JP4075447B2 true JP4075447B2 (ja) | 2008-04-16 |
Family
ID=29543345
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002130160A Expired - Fee Related JP4075447B2 (ja) | 2002-05-01 | 2002-05-01 | 発振器、およびこの発振器を用いた電子機器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4075447B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8514316B2 (en) | 2007-10-25 | 2013-08-20 | Nikon Corporation | Image device and optical device for providing dust removing capabilities |
| JP2011112447A (ja) * | 2009-11-25 | 2011-06-09 | Tdk Corp | 掃引発振回路及び粉体センサ |
| JP6291181B2 (ja) * | 2013-07-30 | 2018-03-14 | 日本電波工業株式会社 | 発振器 |
| JP6354939B2 (ja) | 2014-04-18 | 2018-07-11 | セイコーエプソン株式会社 | 半導体集積回路、発振器、電子機器及び移動体 |
| WO2019183875A1 (zh) * | 2018-03-29 | 2019-10-03 | 深圳市汇顶科技股份有限公司 | 晶体振荡器、振荡频率的调整方法 |
| CN116488584B (zh) * | 2023-05-10 | 2023-12-29 | 成都世源频控技术股份有限公司 | 一种高频谱纯度倍频晶体振荡器电路 |
-
2002
- 2002-05-01 JP JP2002130160A patent/JP4075447B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2003324317A (ja) | 2003-11-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4306458B2 (ja) | 電圧制御型発振器、クロック変換器及び電子機器 | |
| TW519793B (en) | Delay circuit | |
| US6794948B2 (en) | Oscillation circuit and electronics using the same | |
| JP4075447B2 (ja) | 発振器、およびこの発振器を用いた電子機器 | |
| JP4228660B2 (ja) | 電圧制御型発振器とこれを用いた電子機器 | |
| US7157980B2 (en) | Clock converter and electronic apparatus with the same | |
| JP2008252774A (ja) | 電圧制御発振器、及び電圧制御発振方法 | |
| WO2004079895A1 (ja) | 水晶発振回路 | |
| US6778030B2 (en) | Oscillation circuit having a positive feedback oscillation loop and a signal selection part | |
| US20080211593A1 (en) | Oscillation circuit | |
| JP2004040509A (ja) | 発振回路及びこの発振回路を用いた電子機器 | |
| JP2005026829A (ja) | 電圧制御型発振器、クロック変換器及び電子機器 | |
| JP2006054749A (ja) | 発振回路 | |
| JPWO2007097063A1 (ja) | 発振回路 | |
| JP4623595B2 (ja) | 周波数選択型発振器回路 | |
| JP4561029B2 (ja) | 発振回路およびこれを用いた電子機器 | |
| EP0930706A2 (en) | Variable frequency oscillator | |
| JP2005026828A (ja) | 発振器とこれを用いた電子機器 | |
| KR910004197B1 (ko) | 발진기 회로 | |
| JP2004119598A (ja) | 多層基板の実装構造、その多層基板の実装構造を用いたクロック変換器およびそのクロック変換器を備えた電子機器 | |
| JP2004120352A (ja) | クロック変換回路とこれを用いた電子機器 | |
| JP4228302B2 (ja) | 電圧制御型発振器 | |
| JP2004040510A (ja) | 発振回路及びこれを用いた電子機器 | |
| JP2004201169A (ja) | 可変分周回路及びｐｌｌ回路 | |
| JP4337785B2 (ja) | Ｆｓｋ変調器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050329 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050329 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20070402 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070822 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070911 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20071109 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20080108 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080121 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110208 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110208 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120208 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130208 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130208 Year of fee payment: 5 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |