JP2003324317A - 発振器、この発振器を用いた電子機器、および発振器の発振方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 水晶片のカット方向を改善したＳＡＷ共振子
を用いて分周回路を付加することにより、周波数−温度
特性の良い低周波用水晶発振器を実現する。 【解決手段】 本発明のＳＡＷ共振子１２は、水晶片の
光軸および電気軸に対するカット角度を改善して周波数
−温度特性を改善した高周波用のＳＡＷ共振子である。
ＳＡＷ共振子１２を用いてコルピッツ型の発振回路１３
を高周波発振させて高周波（たとえば、４００ＭＨｚ）
の発振信号を生成し、その発振信号から差動変換回路１
４を介して１８０°位相の異なる２つの差動信号を生成
する。差動信号を分周して低周波（たとえば、１００Ｍ
Ｈｚ）の差動発振信号を生成し、出力回路１６によって
発振信号を整形して、低周波（１００ＭＨｚ）の出力信
号を生成する。これにより、周波数−温度特性のよい低
周波用の水晶発振器１１を実現する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、弾性表面波（ＳＡ
Ｗ：Surface Acoustic Wave）を利用したデバイスであ
るＳＡＷ共振子を搭載した発振器、この発振器を用いた
電子機器および発振器の発振方法に関し、より詳細に
は、水晶片のカット方向の変更で周波数−温度特性を改
善したＳＡＷ共振子を用いて高い周波数で発振させ、そ
の発振周波数を内蔵の分周回路で分周した分周周波数を
得る発振器、この発振器を用いた電子機器およびこの発
振器を用いた発振器の発振方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１は、従来のＳＴカット型ＳＡＷ共振
子を用いた水晶発振器の概略の構成を示したブロック図
である。同図に示すように、水晶発振器１は、ＳＴカッ
ト型ＳＡＷ共振子２を用いてコルピッツ発振回路などの
発振回路３を発振させ、出力回路４によって波形整形し
た後に出力信号を送出している。ＳＴカット型ＳＡＷ共
振子２を用いた水晶発振器１は、１００ＭＨｚ〜数ＧＨ
ｚの周波数をダイレクトに発振することが可能であり、
耐衝撃性や水晶発振器のジッタ特性を改善した水晶振動
子である。

【０００３】このようなＳＴカット型ＳＡＷ共振子２を
用いて構成された水晶発振器１は、１００ＭＨｚ帯でＳ
ＡＷ共振子の大きさは５×１．５（ｍｍ）程度であり、
ＳＴカット型ＳＡＷ共振子２の発振周波数の発振信号が
そのまま出力回路４を介して出力信号として外部に送出
される。図の例では、ＳＴカット型ＳＡＷ共振子２を用
いて発振回路３で発振された低周波数１０６.２５ＭＨ
ｚの信号が、そのまま出力回路４から出力される（本願
明細書においては、１００ＭＨｚ程度の周波数は低周波
と呼ぶことにする）。出力回路４は、発振回路３から入
力された信号波形を、矩形波に整形する機能を有してい
る。ＳＴカット型ＳＡＷ共振子２を用いた水晶発振器１
を４００ＭＨｚ帯以上の高周波（本願明細書において
は、４００ＭＨｚ以上の周波数を高周波と呼ぶことにす
る）で発振させる場合、水晶発振器１の高周波特性の測
定は、出力回路４から送出される出力信号波形を直接測
定することによって行われている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ＳＴカット型ＳＡＷ共振子を用いて構成された水晶発振
器は以下のような幾つかの問題点がある。第１の問題点
は、従来のＳＴカット型ＳＡＷ共振子の周波数−温度特
性は、従来のＡＴカット型ＳＡＷ共振子の周波数−温度
特性と比べ、０℃〜７０℃の温度範囲で６０ｐｐｍぐら
い周波数が変動してしまう。そのため、近年の高速ネッ
トワーク通信機器を始めとする電子機器に求められてい
る通信品質の高信頼化の要請、つまり、低ジッタで安定
して発振することや、周波数−温度特性が良くて通信機
器の実用温度範囲において周波数変動幅が小さいこと、
といった要請に沿わないなどの不具合を生じる。

【０００５】第２の問題点は、１００ＭＨｚ帯の低周波
数帯域においては、ＳＴカット型ＳＡＷ共振子における
チップサイズの小型化が困難であり、水晶発振器の超小
型化という要請に沿わないことである。

【０００６】第３の問題点は、ＳＴカット型ＳＡＷ共振
子のＣＩ値や発振回路の負性抵抗のバラツキが大きいた
め、出力回路から出力される出力信号波形のデューティ
比のバラツキが大きくなり、高精度な電子機器に要求さ
れる仕様を満足することが困難であることである。特
に、ＳＴカット型ＳＡＷ共振子を用いた水晶発振器を４
００ＭＨｚ帯以上の高周波領域に適用した場合において
は、負性抵抗のバラツキ（つまり、出力信号波形のデュ
ーティ比のバラツキ）が著しく大きくなるという問題が
ある。

【０００７】以下にデューティ比について説明する。図
２は、発振回路の負性抵抗のバラツキに伴う出力信号波
形のデューティ比の変動を示す波形図であり、（ａ）は
発振回路３の発振信号波形であり、（ｂ）は出力回路４
の出力信号波形である。また、実線は負性抵抗にバラツ
キのない場合の波形、破線は負性抵抗にバラツキを生じ
た場合の波形を示している。図２（ａ）に示す発振回路
３の発振信号波形と出力回路４の入力スレッショルド電
圧Ｖｔｈとの交叉点において、同図（ｂ）に示すように
出力回路４の出力信号波形は反転を繰り返している。負
性抵抗にバラツキのない実線波形の場合は、同図（ｂ）
に示すように出力回路４の出力信号波形のデューティ比
（Ｔｈ/Ｔ）は５０％であるが、負性抵抗にバラツキが
あると破線波形の場合は、デューティ比（Ｔｈ’/
Ｔ’）は５０％以上となる。このように、負性抵抗にバ
ラツキが生じると出力回路４の出力信号波形のデューテ
ィ比は５０％からずれてしまう。

【０００８】第４の問題点は、ＳＴカット型ＳＡＷ共振
子を使用した水晶発振器を４００ＭＨｚ帯以上の高周波
領域に適用した高周波用水晶発振器の高周波特性の測定
においては、出力回路４からの出力信号の取り出しはで
きる限り配線を短くすると共に、出力回路４の出力端か
ら高周波用測定器までの配線はストリップ線や同軸ケー
ブルなどを使用してインピーダンス整合をとる必要があ
る。特に、ソケットのコンタクトプローブは高周波領域
ではインダクティブ（誘導性）になり易く、高周波領域
での配線長に起因する伝送損失が発生するおそれがあ
る。そのため、出力信号波形に反射波が重畳して波形変
形を生じてしまうので、正確な周波数測定を行うことが
できないなどの問題もある。

【０００９】本発明は、上述の課題に鑑みてなされたも
ので、その目的とするところは、水晶片のカット方向を
改善した高周波用のＳＡＷ共振子を用いた発振器で発振
した発振周波数を分周回路で分周させることにより、周
波数−温度特性の優れた低周波用の発振器を実現するこ
とにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明は、弾性表面波を利用したＳＡＷ（Surface
Acoustic Wave）共振子を搭載した第１の発振器であっ
て、前記ＳＡＷ共振子を用いて高周波信号を生成する発
振回路と、前記発振回路からの高周波信号に基づいて位
相が１８０°異なる２つの差動信号を生成する差動変換
回路と、前記差動変換回路からの差動信号に基づいて周
波数分周を行い、低周波信号を生成する分周回路と、前
記分周回路から受信した低周波信号を波形整形して低周
波信号を得る出力回路とを備えたことを特徴とする。

【００１１】また、本発明の第１の発振器の分周回路
は、分周比を選択するための複数の外部端子を備え、前
記複数の外部端子のいずれかに切替信号を選択的に供給
することにより、前記分周回路の分周比を選択的に切り
替えることを特徴とする。

【００１２】また、本発明の第１の発振器は、さらに、
前記分周回路の分周比の設定情報を記憶する記憶手段
と、前記記憶手段に記憶されている分周比の設定情報に
基づいて、前記分周回路の分周比を切替制御する制御回
路とを備え、前記制御回路に対して外部からシリアル信
号を供給することにより、前記分周回路が分周比を切替
制御することを特徴とする。

【００１３】また、本発明の第１の発振器の分周回路
は、複数の２分周器が直列接続された構成であり、前記
２分周器の直列接続数を切り替えることにより、前記分
周回路の分周比を切り替えることを特徴とする。

【００１４】また、本発明の第１の発振器の発振回路は
コルピッツ型発振回路であり、前記コルピッツ型発振回
路は、トランジスタのコレクタ−ベース間に前記ＳＡＷ
共振子と第１の抵抗とが並列接続され、該トランジスタ
のベース−エミッタ間に第１のコンデンサが接続され、
該トランジスタのコレクタ−エミッタ間に第２のコンデ
ンサが接続され、該トランジスタのコレクタ側が電流制
限用の第２の抵抗を介して電源に接続され、該トランジ
スタのエミッタ側がグランドに接続された構成となって
いることを特徴とする。

【００１５】また、本発明は、弾性表面波を利用したＳ
ＡＷ（Surface Acoustic Wave）共振子を搭載した第２
の発振器であって、前記ＳＡＷ共振子、移相回路、発振
用差動バッファ回路および帰還用差動バッファ回路から
なる正帰還ループを用いて高周波信号を生成する移相型
発振回路と、前記発振用差動バッファ回路を介して取り
出した高周波信号を波形整形し、高周波信号を出力する
出力用差動バッファ回路と、前記帰還用差動バッファ回
路を介して取り出した高周波信号を周波数分周して低周
波信号を生成する分周回路と、前記分周回路からの低周
波信号を波形整形して低周波信号を出力する出力回路と
を備えたことを特徴とする。

【００１６】また、本発明の第２の発振器の前記移相型
発振回路において、前記帰還用差動バッファ回路が備え
る非反転出力端子および反転出力端子のいずれか一方は
前記分周回路に対し前記帰還バッファ回路から出力され
た高周波信号の入力用として機能し、他方は前記正帰還
発振ループ用出力として機能することを特徴とする。

【００１７】また、本発明の第２の発振器の発振用差動
バッファ回路および前記帰還用差動バッファ回路はＥＣ
Ｌラインレシーバを用いた差動増幅回路であることを特
徴とする。

【００１８】また、本発明の第２の発振器の分周回路
は、分周比を選択するための複数の外部端子を備え、前
記複数の外部端子のいずれかに切替信号を選択的に供給
することにより、前記分周回路の分周比を選択的に切り
替えることを特徴とする。

【００１９】また、本発明の第２の発振器は、さらに、
前記分周回路の分周比の設定情報を記憶する記憶手段
と、前記記憶手段に記憶されている分周比の設定情報に
基づいて、前記分周回路の分周比を切替制御する制御回
路とを備え、前記制御回路に対して外部からシリアル信
号を供給することにより、前記分周回路は分周比を切替
制御することを特徴とする。

【００２０】また、本発明の第２の発振器の分周回路
は、複数の２分周器が直列接続された構成であり、前記
２分周器の直列接続数を切り替えることにより、前記分
周回路の分周比を切り替えることを特徴とする。

【００２１】また、本発明の第２の発振器の分周回路の
前段に、前記バッファ回路から受信した高周波信号に基
づいて位相が１８０°異なる２つの差動信号を生成する
差動変換回路が設けられることを特徴とする。

【００２２】また、本発明の発振器のＳＡＷ共振子は、
オイラー角が（０，１１３〜１３５、+（４０〜４
９））にある面内回転ＳＴカット水晶板を用いることを
特徴とする。

【００２３】また、本発明は、弾性表面波を利用したＳ
ＡＷ共振子を搭載した第１の発振器の発振方法であっ
て、前記ＳＡＷ共振子を用いて高周波信号を生成する手
順と、前記発振回路からの高周波信号に基づいて位相が
１８０°異なる２つの差動信号を生成する手順と、前記
差動信号に基づいて周波数分周を行い低周波信号を生成
する手順と、前記低周波信号を波形整形して低周波信号
を出力する手順とを含むことを特徴とする。

【００２４】また、本発明の第１の発振器の発振方法
は、第１の発振器が備える複数の外部端子のいずれか
に、切替信号を選択的に供給することにより、分周比を
選択的に切り替えることを特徴とする。

【００２５】また、本発明の第１の発振器の発振方法
は、第１の発振器に外部からシリアル信号を供給するこ
とにより、あらかじめ記憶されている分周比の設定情報
に基づいて該分周比を切替制御することを特徴とする。

【００２６】また、本発明の第１の発振器の発振方法
は、複数設けられた２分周器の直列接続数を切り替える
ことにより、前記分周比を切り替えることを特徴とす
る。

【００２７】また、本発明は、弾性表面波を利用したＳ
ＡＷ共振子を搭載した第２の発振器の発振方法であっ
て、前記ＳＡＷ共振子、移相回路、発振用差動バッファ
回路および帰還用差動バッファ回路からなる正帰還ルー
プを用いて高周波信号を生成する手順と、前記バッファ
回路を介して受信した高周波信号を波形整形し、高周波
出力信号を出力用差動バッファ回路に出力する手順と、
前記帰還用差動バッファ回路を介して取り出した高周波
信号を周波数分周して低周波信号を生成する手順と、前
記低周波信号を波形整形した低周波信号を第２の出力回
路に出力する手順とを含むことを特徴とする。

【００２８】また、本発明の第２の発振器の発振方法
は、前記第２の発振器が備える複数の外部端子のいずれ
かに、切替信号を選択的に供給することにより、分周比
を選択的に切り替えることを特徴とする。

【００２９】また、本発明の第２の発振器の発振方法
は、第２の発振器に外部からシリアル信号を供給するこ
とにより、あらかじめ記憶されている分周比の設定情報
に基づいて該分周比を切替制御することを特徴とする。

【００３０】また、本発明の第２の発振器の発振方法
は、複数設けられた２分周器の直列接続数を切り替える
ことにより、前記分周比を切り替えることを特徴とす
る。

【００３１】

【発明の実施の形態】以下、図面を用いて、本発明にお
ける水晶発振器の実施の形態を詳細に説明する。本発明
における水晶発振器は、従来のＳＴ型ＳＡＷ共振子に比
べて温度特性が良くなるようなカット角度でカットした
水晶片を用いたＳＡＷ共振子（以下、単にＳＡＷ共振子
という）によって構成された水晶発振器である。このＳ
ＡＷ共振子は、２次温度係数βが−１．６×１０^-8程度
となり、従来のＳＴ型ＳＡＷ共振子に比べて周波数−温
度特性が２倍程度まで改善されている。このＳＡＷ共振
子のデバイス技術については特許第３２１６１３７号公
報に報告されている。以下にＳＡＷ共振子について簡単
に説明する。

【００３２】図２０は、本発明のＳＡＷ共振子に使用さ
れる水晶片のカット角度を示す図である。図２０に示す
ように、水晶の結晶軸は、電気軸（Ｘ軸）、機械軸（Ｙ
軸）、光軸（Ｚ軸）によって定義され、ＳＴカットとは
オイラー角（φ、θ、ψ）が（０，０，０）の水晶Ｚ板
２を、電気軸（Ｘ軸）まわりにθ：１１３〜１３５度回
転させた水晶板１からその結晶軸（Ｘ，Ｙ’，Ｚ’）に
沿って切り出され、このＳＴカット水晶板１のＺ’軸ま
わりにさらにψ=±（４０〜４９）度回転させ、弾性表
面波の伝播方向がこの方向となるように作製された圧電
振動子がＺ’軸まわりに面内回転させたＳＴカットＳＡ
Ｗ共振子３である。なお、光軸とは水晶片に入射する２
つの光の法線速度が等しくなる軸であり、電気軸とは水
晶片の媒質における誘電率を表わすテンソル楕円体の主
軸である。

【００３３】この面内回転ＳＴカットＳＡＷ共振子３
は、周波数変化率が小さくて温度特性が極めてよいこと
が知られており、その温度特性は、変曲点が１１０°Ｃ
近辺にある３次関数温度特性である。この３次関数温度
特性において、常温範囲に位置する極大値もしくは極小
値温度を頂点温度とし、一次係数項の調整により常温範
囲外に位置する変曲点まわりに温度特性を回転させて前
記頂点温度を常温範囲の最適値に調整するように構成し
たものである。即ち、水晶板を電気軸（Ｘ軸）まわりに
θ＝１１３〜１３５度回転させて得られるＳＴカット水
晶板を更にＺ’軸まわりにψ＝±（４０〜４９）度だけ
面内回転させたＳＴカット水晶板（水晶片）を設定す
る。その範囲内で、さらに温度特性が極値を持つ範囲を
選定し、この範囲内で面内回転角を調整し、温度特性の
極大値もしくは極小値温度を常温範囲の最適値に調整し
て温度特性を調整する。それを説明したものが図２１で
ある。

【００３４】図２１は、本発明のＳＡＷ共振子の周波数
温度特性を示す図である。今、図２１に示しているよう
に、Ｚ’軸まわりに面内回転させたＳＴカットＳＡＷ共
振子の温度特性は変曲点温度が約１１０℃であり、常用
温度範囲は、温度領域−４０〜＋８５℃であるので、変
曲点より低い温度領域に位置する極大値を有する特性領
域を使用する（図２１において四角で囲んだ部分）。３
次関数温度特性の場合には変曲点を移動することが困難
であるので、一次係数項を調整し、特性線を変曲点まわ
りに回転させる。

【００３５】図２１に示す実線が基本特性線である場
合、その極大値Ｐ１を使用温度範囲Ｔｚの中央に位置す
るように、特性線を変曲点まわりに回転させて新たに破
線で示しているような特性線を得る。これにより、あた
かも、使用温度範囲で頂点温度を平行移動したかの如
く、極大値温度がＰ１からＰ２に移動し、使用温度範囲
において周波数変化率を最小にすることができる。

【００３６】図２２は、ＡＴ振動子、従来のＳＡＷ共振
子、および本発明のＳＡＷ共振子の３つの温度特性を比
較した図である。それぞれの周波数は８０ＭＨｚ，１２
５ＭＨｚ，６２５ＭＨｚのものを使用しているが、基本
的な特性は周波数によらない。これから、本発明のＳＡ
Ｗ共振子はＡＴカット型共振子に比べてその特性は劣る
が、従来のＳＡＷ共振子に比べて温度領域全体で改善さ
れ、例えば−５℃において１／２程度に改善されている
のが判る。

【００３７】上述の本発明のＳＡＷ共振子を使用した水
晶発振器は、周波数−温度特性が大幅に改善される。し
かし、そのＳＡＷ共振子は、４００ＭＨｚ以上の高周波
帯域で動作するように設計を行う必要がある。それは、
ＳＡＷ共振子を低周波帯域（１００ＭＨｚ帯、たとえば
１０６．２５ＭＨｚ）で設計すると、そのチップサイズ
がかなり大きくなり、電子機器に要求されている小型化
が困難となる理由からである。そこで、本発明では、高
周波帯域（４００ＭＨｚ以上）で発振する小型化された
ＳＡＷ共振子を使用し安定して発振させる発振回路を小
型の水晶発振器として実現している。また、小型化され
たＳＡＷ共振子を使用した発振器において、その発振周
波数を分周することによって低周波帯域の出力信号を得
ることができ、デュ−ティ比のばらつきの少ない水晶発
振器を実現している。つまり、本発明の水晶発振器で
は、高周波帯域用のＳＡＷ共振子を駆動する高周波発振
回路を構成し、さらに分周回路を追加することにより低
周波帯域から高周波帯域までの出力信号を得ることがで
き、周波数−温度特性の良好な水晶発振器を実現してい
る。

【００３８】本発明における水晶発振器には、基本的に
は、発振回路の種類から分類して、コルピッツ発振回路
を使用した水晶発振器と移相回路を使用した水晶発振器
の２種類がある。即ち、従来のコルピッツ型発振回路を
変形し、寄生容量の影響を減らし高周波動作を安定化さ
せた構成の変形コルピッツ型発振回路を用いた水晶発振
器または移相型水晶発振器である。そして、それらのい
ずれかと接続する分周回路の周波数分周の制御方法で分
類すると６つの実施の形態がある。第１の実施の形態の
水晶発振器は、周波数−温度特性を改善したＳＡＷ共振
子を用い、高周波動作を安定化させた変形コルピッツ型
発振回路で高周波信号を生成し、この高周波信号を差動
変換回路を介して分周回路で分周して低周波の出力信号
を発生する構成である。第２の実施の形態の水晶発振器
は、変形コルピッツ発振回路を用いた第１の実施の形態
の構成において、分周回路から出力される複数の周波数
の発振信号を外部端子によって切り替えるようにした構
成である。第３の実施の形態の水晶発振器は、変形コル
ピッツ発振回路を用いた第１の実施の形態の構成におい
て、分周回路から出力される複数の周波数の発振信号を
外部から選択できるように制御回路およびメモリ(記憶
手段)を設け、メモリ内に記憶させた情報に応じて制御
回路を外部から制御し、所望の周波数の出力信号を送出
できるようにした構成である。

【００３９】第４の実施の形態の水晶発振器は、ＳＡＷ
共振子を用いて移相型発振回路で高周波発振させ、その
高周波信号を出力すると共に、正帰還発振ループ内のバ
ッファ回路からの複数の出力信号のうち正帰還発振ルー
プを構成しない出力信号の高周波信号を分周回路で分周
して低周波信号を発生する構成である。第５実施の形態
の水晶発振器は、移相型発振回路を用いた第４の実施の
形態の構成において、分周回路から出力される複数の周
波数の発振信号を外部端子によって切り替えるようにし
た構成である。第６の実施の形態の水晶発振器は、移相
型発振回路を用いた第４の実施の形態の構成において、
分周回路から出力される複数の周波数の発振信号を外部
から選択できるように制御回路およびメモリを設け、メ
モリ内に記憶させた情報に応じて制御回路を外部から制
御し、所望の周波数の出力信号を発生できるようにした
構成である。以下に各実施の形態について説明する。

【００４０】第１の実施の形態 先ず、第１の実施の形態として、ＳＡＷ共振子を変形コ
ルピッツ型発振回路によって高周波発振させて高周波信
号を生成し、さらに、この高周波信号を差動変換回路を
介して分周回路で分周して低周波の出力信号を送出する
水晶発振器であり、まず、変形コルピッツ型発振回路に
ついて説明する。コルピッツ型の発振回路１３には、従
来型コルピッツ発振回路と変形コルピッツ発振回路とが
ある。図３は従来型コルピッツ発振回路を示す図であ
り、図４は本発明の水晶発振器に用いられる変形コルピ
ッツ発振回路を示す図である。何れの発振回路の場合
も、実線で示した回路部分が現実の発振回路であり、破
線で示したコンデンサがパッケージや配線によって生じ
た寄生容量である。図３に示す従来型コルピッツ発振回
路において、高周波帯域で安定発振させるためには、コ
ンデンサＣ１，Ｃ２の値を小さくしてＳＡＷ共振子１２
の負荷容量を小さく抑え、高周波帯域における負性抵抗
を高くしてＱを大きくする必要がある。しかし、実際に
はパッケージや配線の影響による寄生容量によって破線
で示すコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５が付加された等価回
路となる。つまり、ＳＡＷ共振子１２の端子間容量に相
当するコンデンサＣ３が付加され、さらには、ＳＡＷ共
振子１２の端子とグランド間の寄生容量に相当するコン
デンサＣ５が付加される。すなわち、コンデンサＣ３，
Ｃ５がＳＡＷ共振子１２に並列接続される。また、コン
デンサＣ２に出力端子とグランド間の寄生容量に相当す
るコンデンサＣ４が並列に付加された等価回路となるの
で、発振回路に使用するコンデンサの実質的な容量が大
きくなってしまう。そのため、ＳＡＷ共振子１２に対す
る負荷容量が大きくなり、高周波帯域における負性抵抗
が低下してＱが小さくなってしまう欠点がある。

【００４１】そこで、本発明の水晶発振器に適用される
コルピッツ発振回路では、図４に示すような変形コルピ
ッツ発振回路を採用している。図４の変形コルピッツ発
振回路は、トランジスタＴｒのコレクタ−ベース間にＳ
ＡＷ共振子１２と抵抗Ｒ１とが並列に接続され、トラン
ジスタＴｒのベース−エミッタ間にコンデンサＣ１が接
続され、さらに、トランジスタＴｒのコレクタ−エミッ
タ間にコンデンサＣ２が接続され、電源Ｖｃｃから電流
制限用の抵抗Ｒ２を介してトランジスタＴｒのコレクタ
側に接続され、エミッタ側がグランドに接続されてい
る。図４のように構成された変形コルピッツ発振回路
は、図３に示す従来型コルピッツ発振回路と交流的には
（つまり、発振動作回路としては）全く等価な回路であ
る。

【００４２】図４の変形コルピッツ発振回路において
は、パッケージや配線によって生じる寄生容量は破線で
示したコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６である。つま
り、寄生容量によって付加されたコンデンサは、ＳＡＷ
共振子１２の端子間容量に相当するコンデンサＣ３と、
ＳＡＷ共振子１２の両端の端子とグランド間の寄生容量
に相当するコンデンサＣ５，Ｃ６と、出力端子とグラン
ド間の寄生容量に相当するコンデンサＣ４である。

【００４３】図４の等価回路からＳＡＷ共振子１２に対
する負荷容量Ｃａ１，Ｃａ２をそれぞれ算出すると、図
３の従来型コルピッツ発振回路の場合は、 Ｃａ１＝Ｃ１×（Ｃ２＋Ｃ４）／（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ４）
＋Ｃ３＋Ｃ５ であり、図４の変形コルピッツ発振回路の場合は、 Ｃａ２＝（（Ｃ１＋Ｃ６）×（Ｃ２＋Ｃ４＋Ｃ５）） ／（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ４＋Ｃ５＋Ｃ６）＋Ｃ３ となる。ここで、両者の比較を簡単にするために、Ｃ１
＝Ｃ２＝５ｐＦ，Ｃ３＝Ｃ４＝Ｃ５＝Ｃ６＝１ｐＦとす
ると、図３の場合の負荷容量Ｃａ１は約４．７ｐＦ、図
４の場合の負荷容量Ｃａ２は約４．２ｐＦとなる。この
ことから、図４の変形コルピッツ発振回路は、図３の従
来型コルピッツ発振回路の場合に比べて本発明のＳＡＷ
共振子１２に対する負荷容量は小さくなることがわか
る。そのため、図４に示す変形コルピッツ型発振回路で
は、高周波帯域における負性抵抗の低下の割合は図３の
従来型コルピッツ発振回路の場合に比べて少なくするこ
とができる。このようにして、図４のような変形コルピ
ッツ型発振回路を採用することにより、寄生容量による
影響を小さくし、負性抵抗を大きくすることができる。
つまり、変形コルピッツ型発振回路を用いることによ
り、寄生容量の増加を最小限に抑えて高周波帯域におけ
る負性抵抗を比較的高くしてＱを大きくすることができ
る。

【００４４】図４に示す変形コルピッツ型発振回路をＩ
Ｃ化する際に、ＩＣパッドとしてパッケージに接続され
る部分において寄生容量が形成され、等価的には破線で
示すようなコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６が付加さ
れ、負荷容量が増加したことになる。そして、この負荷
容量の増加分と、図３に示す従来型コルピッツ型発振回
路の寄生容量であるコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５による
負荷容量増加分と比べれば、変形コルピッツ型発振回路
の負荷容量は小さくなる。その結果、変形コルピッツ型
発振回路は負性抵抗を大きく取れるので、高いＱの値を
保持して安定的に高周波発振を行うことができる。

【００４５】図５は、図３の来型コルピッツ発振回路と
図４の変形コルピッツ型発振回路における負性抵抗の比
較図である。図５に示す負性抵抗の比較特性図は、図３
および図４において実線で示したコンデンサＣ１，Ｃ２
をそれぞれ５ｐＦ、破線で示したコンデンサ（寄生容
量）Ｃ３〜Ｃ６をそれぞれ１ｐＦに設定して、シミュレ
ーションによって取得したデータである。図５では、横
軸に周波数（単位：ＭＨｚ）を表わし、縦軸に負性抵抗
（単位：Ω）を表わしている。

【００４６】図５に示すシミュレーションの結果から明
らかなように、図３の従来型コルピッツ発振回路は、特
性（ａ）に示すように負性抵抗は最大でも−１００Ωで
ある。しかし、図４の変形コルピッツ型発振回路の構成
にすることによって、特性（ｂ）のように負性抵抗が大
きくなり、周波数帯が１００ＭＨｚ付近で負性抵抗は−
２４０Ω程度とかなり大きくなっている。したがって、
このような大きな負性抵抗を確保できる変形コルピッツ
型発振回路を用いれば、本発明のＳＡＷ共振子のような
高周波用のデバイスを１００ＭＨｚ付近の比較的低周波
帯域において高いＱを得ることができるので、ＳＡＷ共
振子１２を安定的に発振させることができる。

【００４７】図６は、本発明の第１の実施の形態におい
て、変形コルピッツ発振回路を用いた水晶発振器の構成
を示すブロック図である。この水晶発振器１１は、周波
数−温度特性を改善したＳＡＷ共振子１２と、ＳＡＷ共
振子１２を励振させる変形コルピッツの発振回路１３
と、発振回路１３で生成された発振信号に基づいて１８
０°位相の異なる２つの差動信号を生成する差動変換回
路１４と、差動変換回路１４で分周された高周波信号を
分周して低周波信号を生成する分周回路１５と、分周回
路１５からの低周波信号を受けて波形整形された低周波
信号を出力する出力回路１６とによって構成されてい
る。

【００４８】変形コルピッツ型の発振回路１３が、ＳＡ
Ｗ共振子１２を高周波発振させて高周波信号を生成し、
さらに、差動変換回路１４が、高周波信号を受けて１８
０°位相の異なる２つの差動信号を生成して分周回路１
５を分周駆動させる。分周回路１５は、差動変換回路１
４からの１８０°位相の異なる２つの差動信号でトリガ
することにより低周波信号を生成する。たとえば、ＳＡ
Ｗ共振子１２が４００ＭＨｚの発振信号で発振している
とき、差動変換回路１４は４００ＭＨｚの２つの差動信
号を生成し、分周回路１５は４分周動作して１００ＭＨ
ｚの発振信号を生成する。負性抵抗のバラツキによって
高周波信号のデュ−ティ比のバラツキが大きいと、差動
変換回路１４を通して差動信号のデュ−ティ比もバラツ
キが大きい信号となる。ところが、分周回路１５を通す
ことで、差動信号の立ち上がり信号のみ、或いは立ち下
がり信号のみに同期して、発振信号の立ち上がり信号、
立ち下がり信号として生成されるので、デュ−ティ比は
ほぼ５０％となり、デュ−ティ比のバラツキが非常に小
さい出力信号を得ることができる。

【００４９】さらに、出力回路１６は、入力された１０
０ＭＨｚの発振信号を波形整形して、波形の立ち上がり
立下りが急峻な１００ＭＨｚの出力信号を生成し、たと
えば、外部のトランジスタの駆動回路などに送信する。
なお、出力回路１６の出力形式には、シングルショット
動作による１出力信号形式と、差動動作による２出力信
号形式とがある。１出力信号形式は、周波数帯域が２０
０ＭＨｚ以下でＣ−ＭＯＳ、ＴＴＬなどの出力形式があ
る。一方、２出力信号形式は、周波数帯域が２００ＭＨ
ｚ以上で一般的な差動増幅回路（ＰＥＣＬ）に主に採用
される。

【００５０】図７は、図６に示す差動変換回路１４の具
体的な回路の一例を示す図であり、図８は図７の差動変
換回路における各部の波形を示す図である。図７に示す
ように、差動変換回路は一般的に用いられている回路で
あるのでその詳細な説明は省略するが、抵抗Ｒ３，Ｒ
４，Ｒ５，Ｒ６からなる抵抗ブリッジを差動ＩＣの入力
回路とし、差動ＩＣの入力端子の一端に、図６に示す発
振回路１３からの発振信号（ａ）を入力すると、差動Ｉ
Ｃの出力側から差動信号（ｂ）、（ｃ）が取り出せるよ
うになっている。図７の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の各位
置の信号波形がそれぞれ図８に示されている。発振回路
１３からの発振信号（ａ）を差動ＩＣの入力端子の一端
に入力すると、出力側には、入力側の発振信号（ａ）と
同相の差動信号（ｂ）と入力側の発振信号（ａ）と逆相
の差動信号（ｃ）とが一対の差動信号として取り出せ
る。

【００５１】図９は、入力発振信号を４分周させて周波
数を低減させる分周回路の内部構成の一例を示す図であ
る。図９において、分周回路が発振回路から４００ＭＨ
ｚの発振信号を入力端子Ｔで受信すると、インバータＩ
Ｃを経由しない発振信号とインバータＩＣを経由した反
転発振信号のトリガによって、入力された発振信号はＡ
ＮＤ/ＯＲのＩＣ群で構成される分周回路によって４分
周され、１／４の周波数に低減される。したがって、出
力側の非反転Ｑ端子と反転Ｑ端子から１００ＭＨｚの２
出力の発振信号を得ることができる。

【００５２】図１０は、図９のインバータを用いない
で、差動信号を用いる場合の分周回路の内部構成の一例
を示す図である。図６において、発振回路１３から図８
の波形（ａ）に示すような発振信号が出力されると、差
動変換回路１４によって図８の波形（ｂ）、（ｃ）に示
すような一対の差動信号が生成される。これによって、
図１０の分周回路の非反転入力端子（Ｔ）には差動信号
（ｂ）が入力され、反転入力端子（反転Ｔ）には差動信
号（ｃ）が入力される。よって、図１０の分周回路は、
図９のようなインバータＩＣを用いなくても、４００Ｍ
Ｈｚの発振信号が一対の差動信号によって４分周され、
出力側の非反転Ｑ端子と反転Ｑ端子には１００ＭＨｚの
信号を出力することができる。

【００５３】第２の実施の形態 上記で説明した第１の実施の形態の変形として、分周回
路の分周比を選択するための複数の外部端子を付加した
第２の実施の形態を説明する。図１１は、本発明の第２
の実施の形態における、コルピッツ型発振回路を用いた
水晶発振器の構成を示すブロック図である。第２の実施
の形態では、コルピッツ型発振回路を用いた図６の第１
の実施の形態の構成において、分周回路１５から出力さ
れる複数の周波数の発振信号を外部端子１７によって切
り替えるようにしている。そのため、図１１に示すよう
に、分周回路１５の分周比を切り替えるための外部端子
１７を設け、外部端子１７のそれぞれの信号を選択的に
ＨレベルとＬレベルに切り替えるようにしている。

【００５４】たとえば、図１０の分周回路のリセット端
子をＨレベルに切り替えれば分周回路は動作し、リセッ
ト端子をＬレベルに切り替えれば分周回路は停止する。
このようなリセット端子を備えた２分周回路をｎ段直列
に接続して図１１の分周回路１５を構成する。一方、外
部端子１７もｎ個配置して、それぞれの外部端子１７を
各２分周回路のリセット端子に接続する。これにより、
それぞれの外部端子１７をＨレベル／Ｌレベルと適宜に
切り替えることによってそれぞれの２分周回路をＯＮ/
ＯＦＦして、分周回路１５で複数の分周比を得ることが
できる。このように、１つの発振周波数のＳＡＷ共振子
１２に対して種々の分周比を設定することができる。

【００５５】第３の実施の形態 次に、上述した第２の実施の形態の変形として、制御回
路からの制御信号によって分周回路の分周比を制御する
第３の実施の形態を説明する。図１２は、本発明の第３
の実施の形態における、コルピッツ型発振回路を用いた
水晶発振器の構成を示すブロック図である。図１２に示
すように、第３の実施の形態では、コルピッツ型発振回
路を用いた図６に示す第１の実施の形態の構成を基本に
して、分周回路１５の分周比設定情報を記憶するＥＥＰ
ＲＯＭなどのメモリ１９と、メモリ１９に記憶されてい
る情報に基づいて分周回路１５の分周比を切替制御する
制御回路１８とが付加されている。このような構成によ
って、制御回路１８がメモリ１９内に記憶されている分
周比の設定情報に応じて分周回路１５の分周比を制御
し、分周回路１５から所望の周波数の信号を出力するこ
とができる。

【００５６】第３の実施の形態では、図１２に示すよう
に水晶発振器１１に制御回路１８とメモリ１９を内蔵さ
せ、外部制御端子２０と制御回路１８をシリアル通信さ
せることによって１つの外部端子のみで外部から分周比
の切り替え（つまり、所望の周波数への切り替え）を行
うことができる。したがって、図１１に示すような複数
の外部端子を設ける必要がないので、端子間のノイズ干
渉によって分周比切替時に誤動作を起こすおそれもなく
なる。なお、外部制御端子２０からメモリ１９に記憶さ
れている分周比設定情報を書き換えることもできる。ま
た、外部制御端子２０はシリアル通信用の端子となるた
め不用意な分周比の切り替えを防止することができる。

【００５７】次に、制御回路１８によって分周回路１５
の分周比を切替制御する具体的な回路構成について説明
する。図１３（ａ）は複数の２分周器によって分周比を
切替制御する分周回路の一例を示す図であり、図１３
（ｂ）は分周比とスイッチモードとの対応関係を示す図
である。図１３（ａ）において、分周回路１５は、複数
の２分周器１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄが直列接続
された構成となっている。初段の分周器１５ａを除く他
の２分周器１５ｂ、１５ｃ、１５ｄには、それぞれ、ス
イッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃが並列に接続されてい
る。また、各スイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃは、それ
ぞれ、制御回路１８からの制御信号ａ，ｂ，ｃによって
ＯＮ／ＯＦＦ制御されるように構成されている。一方、
メモリ１９には分周回路１５の分周比設定情報が記憶さ
れている。

【００５８】図１３（ｂ）の分周比とスイッチモードと
の対応関係の図に示すように、分周回路１５を２分周で
動作させるときには、外部制御端子２０からの制御信号
ａ，ｂ，ｃによってスイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃを
ＯＮさせれば、２分周器１５ａのみが動作して分周回路
１５から２分周された出力信号を得ることができる。同
様にして、分周回路１５を４分周で動作させるときに
は、外部制御端子２０からの制御信号ｂ，ｃによってス
イッチＳＷｂ，ＳＷｃをＯＮさせれば、２分周器１５ａ
と２分周器１５ｂが動作して分周回路１５から４分周さ
れた出力信号を得ることができる。以下、分周回路１５
を８分周で動作させるときには、スイッチＳＷｃをＯＮ
させて２分周器１５ａ，１５ｂ，１５ｃを動作させ、分
周回路１５を１６分周で動作させるときには、全てのス
イッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃをＯＦＦさせて全ての２
分周器１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄを動作させれば
よい。

【００５９】図１３の例では２分周器を４段直列で構成
したが、２分周器をｎ段直列にして切替動作を行えば、
分周回路１５を２分周から２ⁿ分周まで切り替えること
ができる。また、図１３の例では、制御回路１８によっ
てスイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃを切替制御する例を
説明したが、スイッチを設けなくても２分周器の切替制
御を行うことができる。たとえば、制御回路１８から、
それぞれの２分周器１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄの
リセット端子（図１０参照）をＨレベル／Ｌレベルに切
り替える信号を送出してもよい。リセット端子がＨレベ
ルの信号を受信した２分周器は動作し、Ｌレベルの信号
を受信した２分周器は停止するので、選択的に２分周器
を動作させて分周回路１５の分周比を制御することがで
きる。

【００６０】第４の実施の形態 次に、移相型発振回路を用いて高周波発振させると共
に、正帰還発振ループ内のバッファ回路からの複数の出
力信号のうち正帰還発振ループを構成しない出力信号で
ある高周波信号を分周回路で分周して低周波信号を発生
する第４の実施の形態について説明する。この実施の形
態の場合は、バッファ回路の正帰還発振ループを構成し
ない出力信号により発振信号を出力しているので、正帰
還発振ループに影響を与えることなく周波数の異なる複
数の発振信号を得ることができる。以下の説明では、移
相型発振回路を用いて周波数の異なる２種類の発振信号
を出力する水晶発振器について述べる。

【００６１】図１４は、本発明の第４の実施の形態にお
いて、電圧制御型移相回路を用いて正帰還発振ループを
構成した移相型発振回路による水晶発振器の一例を示す
図である。図１４の水晶発振器２１は、ＳＡＷ共振子１
２、電圧制御型位相回路３１、スイッチ３２およびイン
ピーダンス３３からなる移相型発振回路２２と、差動バ
ッファ３４，３５，３６からなる第１出力回路２３と、
分周回路１５と、第２出力回路２４とから構成されてい
る。なお、必要により分周回路１５の前段に差動変換回
路１４を設けてもよい。

【００６２】図１４の水晶発振器２１に構成されている
ＳＡＷ共振子１２、差動変換回路１４および分周回路１
５は、前述の各実施の形態で述べたそれらと同じもので
あるのでその説明は省略する。また、電圧制御型移相回
路３１は、複数のＣＲを逆Ｌ型に多段構成して位相シフ
トさせて行く一般的な移相回路であるのでその説明も省
略する。ＳＡＷ共振子１２から出力される発振信号は、
インピーダンスＺ３３の両端に発生する電圧信号レベル
として差動バッファ３４に入力される。さらに、出力用
差動バッファ３５を介して、出力用差動バッファ３５の
出力端子よりＳＡＷ共振子１２の発振信号と同一周波数
（以下、原発振周波数という）の第１出力信号が得られ
る。

【００６３】この水晶発振器２１の特徴は、ＳＡＷ共振
子１２を用いて電圧制御型移相回路３１を含むループ回
路で高周波発振させて、第１出力回路２３内に構成され
ている発振用差動バッファ３４を介して出力用差動バッ
ファ３５より原発振周波数の第１出力信号を得ると共
に、正帰還ループを構成する正帰還ループの帰還用差動
バッファ３６からの原発振周波数の発振信号を分周回路
１５で分周して低周波信号に変換し、第２出力回路２４
より低周波の第２出力信号を得る点である。つまり、第
４の実施の形態の水晶発振器２１の特徴は、正帰還ルー
プ内の帰還用差動バッファ３６を利用することによっ
て、原発振周波数の第１出力信号とは別に、周波数を低
減した第２出力信号を取り出せることが特徴である。

【００６４】なお、第１出力回路２３側から分周回路１
５へ発振信号を取り出す場合は、帰還用差動バッファ３
６の２出力Ｑ１，Ｑ２の何れでもよいが、正帰還ループ
系に影響を与えないようにするために、スイッチ３２に
よって電圧制御型移相回路３１が接続されていない側か
ら取り出す必要がある。つまり、図１４に示すように、
スイッチがＳ１側に接続されているときは、発振信号を
帰還用差動バッファ３６の出力Ｑ１から分周回路１５へ
取り出す必要がある。また、分周回路１５の前段に差動
変換回路１４を設けて、帰還用差動バッファ３６の出力
Ｑ１からの発振信号を差動信号に変換して分周回路１５
へ入力してもよいことは前述の第１の実施の形態で述べ
た通りである。

【００６５】図１８は、図１４に示す差動バッファ３
４，３５，３６の具体的な回路の一例を示す図である。
この差動バッファの回路は一般的な回路であるので詳細
な説明は省略し、図１４の回路に用いられた場合の概略
的な動作を述べる。プラス、マイナスの発振信号がそれ
ぞれ入力端子ＩＮ＋とＩＮ−に入力されると、トランジ
スタＴｒ１、Ｔｒ２が差動反転動作を繰り返し、トラン
ジスタＴｒ４のＯＵＴ−およびＴｒ５のＯＵＴ+より増
幅および波形整形された差動信号を取り出すことができ
る。なお、トランジスタＴｒ３は発振信号のバイアスレ
ベルを可変設定するための手段である。

【００６６】水晶発振器から周波数の異なる２つの出力
信号を取り出す具体的な例を説明する。図１５は、図１
４に示す第４の実施の形態の移相型発振回路を用いた水
晶発振器の構成を示すブロック図である。移相型発振回
路２２が、ＳＡＷ共振子１２をたとえば４００ＭＨｚで
励振させると、第１出力回路２３からは原発振周波数で
ある４００ＭＨｚの第１出力信号が得られる。一方、移
相型発振回路２２の正帰還ループから取り出された原発
振周波数である４００ＭＨｚの発振信号が分周回路１５
へ入力され、分周回路１５はこの発振信号を４分周して
１００ＭＨｚの発振信号を生成して第２出力回路２４へ
供給する。これによって、第２出力回路２４から波形整
形された１００ＭＨｚの第２出力信号が得られる。

【００６７】このようにして周波数の異なる２出力信号
が得られる場合、第１出力信号の系統と第２出力信号の
系統の間には差動バッファが介在しているので、それぞ
れの出力信号を個別の負荷に接続しても、第１出力信号
と第２出力信号が相互干渉して信号波形が乱されるおそ
れはない。したがって、原発振周波数の第１出力信号と
低周波数の第２出力信号をそれぞれ個別の機器に発振信
号として供給することができる。また、第１出力信号の
ラインに直接プローブを接続して波形測定を行うと、第
１出力信号の周波数が４００ＭＨｚ程度と高い場合は測
定ラインのインピーダンスによって第１出力信号の波形
が乱れてしまうおそれがある。そこで、差動バッファを
介した第２出力回路の１００ＭＨｚの第２出力信号を測
定すれば第１出力信号の波形を乱すおそれはなくなる。
つまり、高周波用の第１出力回路２３の第１出力信号を
機器に供給する発振信号とし、低周波用の第２出力回路
２４の第２出力信号を原発振信号を測定するための測定
用信号とするような使い方もできる。

【００６８】第５の実施の形態 次に、移相型発振回路を用いた第４の実施の形態の変形
として、分周回路の分周比を選択するための複数の外部
端子を付加した第５の実施の形態を説明する。この実施
の形態では、分周回路から出力される複数の周波数の発
振信号を外部端子によって切り替えるように構成されて
いる。図１６は、本発明の第５の実施の形態において、
移相型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロッ
ク図である。第５の実施の形態では、図１５に示す第４
の実施の形態の構成において、分周回路１５から出力さ
れる複数の周波数の発振信号を外部端子１７によって切
り替えるようにしている。そのため、図１６に示すよう
に分周回路１５の分周比を切り替えるための複数個の外
部端子１７を設け、外部端子１７のそれぞれの信号を選
択的にＨレベルとＬレベルに切り替えるようにしてい
る。

【００６９】分周回路１５の分周比の切替動作について
は第２の実施の形態で説明しているので重複する説明は
省略する。なお、図１６の第５の実施の形態では、第２
の実施の形態の図１１に比べて、スイッチＳＷ１、ＳＷ
２をＯＮ／ＯＦＦするための外部端子１７'が追加され
ている。外部端子１７'の切替モードによって、第１出
力信号、第２出力信号を共に出力することもできるし、
第１出力信号と第２出力信号を選択的に出力することも
できる。たとえば、スイッチＳＷ１をＯＮして第１出力
回路２３から４００ＭＨｚの第１出力信号を出力してい
るとき、測定時にスイッチＳＷ２をＯＮして第２出力回
路２４から１００ＭＨｚの第２出力信号を出力して波形
測定を行い、測定後はスイッチＳＷ２をＯＦＦにすると
いう動作を外部から供給される切替信号によって行うこ
とができる。

【００７０】第６の実施の形態 次に、上述した第５の実施の形態の変形として、制御回
路からの制御信号によって分周回路の分周比を制御する
第６の実施の形態を説明する。図１７は、本発明の第６
の実施の形態における、移相型発振回路を用いた水晶発
振器の構成を示すブロック図である。図１７に示すよう
に、第６の実施の形態では、移相型発振回路を用いた図
１５に示す第４の実施の形態の構成を基本にして、分周
回路１５の分周比設定情報を記憶するＥＥＰＲＯＭなど
のメモリ１９と、メモリ１９に記憶されている情報に基
づいて分周回路１５の分周比を切替制御する制御回路１
８とが付加されている。

【００７１】このような構成によって、制御回路１８が
メモリ１９内に記憶されている分周比の設定情報に応じ
て分周回路１５の分周比を制御し、分周回路１５から所
望の周波数の出力信号を得ることができる。第６の実施
の形態では、図１７に示すように水晶発振器２１’に制
御回路１８とメモリ１９を内蔵させ、外部制御端子２０
と制御回路１８をシリアル通信させることによって１つ
の外部端子のみで外部から分周比の切り替え（つまり、
所望の周波数への切り替え）を行うことができる。制御
回路１８による分周回路１５の分周比の切り替え動作に
ついて、前述の第３の実施の形態で説明したので重複す
る説明は省略する。

【００７２】次に、本発明の水晶発振器を用いた電子機
器について説明する。図１９は、本発明の水晶発振器を
用いた１０Ｇビットの光ネットワーク用インタフェース
モジュールの概略構成図である。この光ネットワーク用
インタフェースモジュール４１は、たとえば、サーバ用
コンピュータと光ネットワークとの間で光／電気変換ま
たは電気／光変換を行うためのインタフェース機能を実
現するためのモジュールである。また、図１９では、光
ネットワーク用インタフェースモジュール４１の図示左
側が電気信号の系統、図示右側が光信号の系統を表わし
ている。

【００７３】光ネットワーク用インタフェースモジュー
ル４１は、３.１２５Ｇビットの信号をシリアル／パラ
レル変換するＳ/Ｐ変換部４２およびパラレル／シリア
ル変換するＰ/Ｓ変換部４３と、多重化または分離化の
ために電気信号のビット符号変換を行うビット符号変換
部４４と、１０.３１２５Ｇビットの電気信号をパラレ
ル／シリアル変換するＰ/Ｓ変換部４５およびシリアル
／パラレル変換するＳ/Ｐ変換部４６と、電気信号を光
信号に変換する電気／光変換部４７と、光信号を電気信
号に変換する光／電気変換部４８と、６２５ＭＨｚの原
発振クロック信号を生成する原発振器４９と、原発振器
４９から６２５ＭＨｚの高周波クロック信号を受けて２
分周した３１２.５ＭＨｚの低周波クロック信号を生成
する２分周器５０とによって構成されている。

【００７４】原発振器４９および２分周器５０として
は、たとえば、図１５に示すような、高周波の第１出力
信号と低周波の第２出力信号の２出力信号を取り出せる
水晶発振器を用いることができる。原発振器４９から６
２５ＭＨｚの高周波クロック信号がＰ/Ｓ変換部４５お
よびＳ/Ｐ変換部４６へ供給され、２分周器５０から３
１２.５ＭＨｚに２分周された低周波クロック信号がＳ/
Ｐ変換部４２およびＰ/Ｓ変換部４３へ供給される。

【００７５】原発振器４９および２分周器５０が、それ
ぞれ、６２５ＭＨｚおよび３１２.５ＭＨｚのクロック
信号を各変換部へ供給することによって、図示左側から
入力された複数の電気信号は、Ｓ/Ｐ変換部４２、ビッ
ト符号変換部４４、Ｐ／Ｓ変換部４５を介して多重化さ
れた後、電気／光変換部４７によって光信号に変換され
て図示右側の光ネットワーク側へ送出される。さらに、
図示右側から入力された光信号は、光／電気変換部４８
によって電気信号に変換された後、Ｓ/Ｐ変換部４６、
ビット符号変換部４４、Ｐ／Ｓ変換部４３を介して分離
化され、図示左側の電気ネットワーク側へ送出される。

【００７６】このように、光ネットワーク用インタフェ
ースモジュール４１は２種類の周波数の発振源を必要と
するが、図１９においては、１個の水晶発振器が、ＳＡ
Ｗ共振子によって６２５ＭＨｚの高周波クロック信号を
生成する原発振器４９と、原発振器４９からの高周波ク
ロック信号を分周して３１２.５ＭＨｚの低周波クロッ
ク信号を生成する２分周器５０とを一体化して有してい
る。したがって、光ネットワーク用インタフェースモジ
ュール４１の装置全体の小型化を図ることができる。こ
れによって、たとえば、動画のような大量のデータを伝
送できる１０Ｇビットイーサネット（登録商標）に代表
されるようなネットワークシステムを、小型かつ容易に
構築することができる。

【００７７】以上述べた実施の形態は本発明を説明する
ための一例であり、本発明は、上記の実施の形態に限定
されるものではなく、発明の要旨の範囲で種々の変形が
可能である。例えば、コルピッツ型発振回路は図４のよ
うな回路に限定されるものではなく、水晶発振器をパッ
ケージに構成したときの寄生容量をできるだけ小さくで
きるような発振回路であれば、どのような発振回路であ
っても本発明の水晶発振器を実現することができる。ま
た、分周回路は図９や図１０の回路に限定されるもので
はなく、たとえば、シフトレジスタによって分周回路を
構成してもよい。さらに，差動バッファの回路は図７の
ような回路に限定されるものではなく、どのような差動
回路であってもよい。

【００７８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＳＡＷ共振子のもつ良好な周波数−温度特性と低ジッタ
特性を生かし、かつ、寄生容量の影響を軽減し、高周波
動作を高い安定度で得られる高周波発振器を実現するこ
とができる。また、ＳＡＷ共振子を低周波で発振させよ
うとするとチップサイズは大きくなってしまうが、本発
明の発振器によれば、高周波用として小型化されたＳＡ
Ｗ共振子を高周波発振回路で原発振させた後、この原発
振の周波数を分周することによってデュ−ティ比のバラ
ツキが少ない小型化された低周波用の発振器を実現する
ことができる。

【００７９】また、本発明の発振器によれば、移相型発
振回路の正帰還ループにおいて、この正帰還発振ループ
に影響を与えることなく分周回路を接続することによっ
て、高周波用の出力信号と低周波用の出力信号とを同時
に取り出し、または、これらを任意に選択して取り出す
ことができる。また、高周波の発振回路と分周回路との
間に差動変換回路を介在させることにより、位相が１８
０°異なる２つの差動信号を生成することができるの
で、差動増幅回路以降の分周回路や出力回路のコモンモ
ードノイズをキャンセルすることができる。さらに、差
動増幅回路からの差動信号によって分周回路をトリガす
ることにより、分周回路は非反転入力と反転入力の２入
力によって構成されるので、分周回路の内部にインバー
タ回路を構成する必要がなくなり、たとえば図１０に示
すように分周回路の回路規模を簡素化することができ
る。

【００８０】また、本発明の発振器によれば、４００Ｍ
Ｈｚ帯以上で発振する発振器の高周波特性を測定する場
合は、バッファ回路を介して周波数を分周し、低周波数
の測定信号を取り出すことによって、配線の長さに起因
する伝送損失をなくすことができる。このため、測定信
号波形が変形することがなくなり正確に周波数測定を行
うことができる。さらに、本発明の発振器によれば、制
御回路とメモリを備えることにより、発振器の原発振の
周波数が一種類であっても、ユーザ側の電子機器の仕様
に基づいた周波数の出力信号を任意に選択して取り出す
ことができる。また、１個の発振器から２出力信号を取
り出すことができるので、高周波領域と低周波領域の両
方の仕様に対応することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 従来のＳＴカット型ＳＡＷ共振子を用いた水
晶発振器の概略の構成を示したブロック図である。

【図２】 発振回路の負性抵抗のバラツキに伴う出力信
号波形のデューティ比の変動を示す波形図であり、
（ａ）は発振回路の発振信号波形を示し、（ｂ）は出力
回路の出力信号波形を示す。

【図３】 従来型のコルピッツ発振回路を示す図であ
る。

【図４】 本発明の水晶発振器に用いられる変形コルピ
ッツ発振回路を示す図である。

【図５】 図３の従来型コルピッツ発振回路と図４の変
形コルピッツ型発振回路における負性抵抗の比較図であ
る。

【図６】 本発明の第一の実施の形態における、コルピ
ッツ型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロッ
ク図である。

【図７】 図６に示す差動変換回路の具体的な回路の一
例を示す図である。

【図８】 図７の差動変換回路における各部の波形を示
す図である。

【図９】 入力発振信号を４分周して周波数を低減させ
る分周回路の内部構成の一例を示す図である。

【図１０】 インバータを用いないで、差動信号を用い
る場合の分周回路の内部構成の一例を示す図である。

【図１１】 本発明の第２の実施の形態における、コル
ピッツ型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロ
ック図である。

【図１２】 本発明の第３の実施の形態における、コル
ピッツ型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロ
ック図である。

【図１３】 （ａ）は複数の２分周器によって分周比を
切替制御する分周回路の一例を示す図であり、（ｂ）は
分周比とスイッチモードとの対応関係を示す図である。

【図１４】 本発明の第４の実施の形態における、電圧
制御型移相回路を用いて正帰還発振ループを構成した移
相型発振回路による水晶発振器の一例を示す図である。

【図１５】 図１４に示す第４の実施の形態の移相型発
振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図であ
る。

【図１６】 本発明の第５の実施の形態における、移相
型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図
である。

【図１７】 本発明の第６の実施の形態における、移相
型発振回路を用いた水晶発振器の構成を示すブロック図
である。

【図１８】 図１４に示す各差動バッファ３４，３５，
３６の具体的な回路図の一例を示す図である。

【図１９】 本発明の水晶発振器を用いた１０Ｇビット
の光ネットワーク用インタフェースモジュールの概略構
成図である。

【図２０】 本発明のＳＡＷ共振子に使用される水晶片
のカット角度を示す図である。

【図２１】 本発明のＳＡＷ共振子に使用される水晶片
の周波数温度特性を示す図である。

【図２２】 ＡＴ振動子、従来のＳＡＷ共振子、および
本発明のＳＡＷ共振子の３つの温度特性を比較した図で
ある。

【符号の説明】

１，１１，２１，２１’…水晶発振器、２…ＳＴカット
型ＳＡＷ共振子、１２…ＳＡＷ共振子、３，１３…発振
回路、１４…差動変換回路、１５…分周回路、１５ａ，
１５ｂ，１５ｃ，１５ｄ…２分周器、４，１６…出力回
路、１７、１７’…外部端子、１８…制御回路、１９…
メモリ、２０…外部制御端子、２２…移相型発振回路、
２３…第１出力回路、２４…第２出力回路、３１…電圧
制御型移送回路、３２…スイッチ、３３…インピーダン
ス、３４，３５，３６…差動バッファ、４１…光ネット
ワーク用インタフェースモジュール、４２，４６…Ｓ/
Ｐ変換部、４３，４５…Ｐ/Ｓ変換部、４４…ビット符
号変換部、４７…電気/光変換部、４８…光/電気変換
部、４９…原発振器、５０…２分周器

Claims (22)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 弾性表面波を利用したＳＡＷ（Surface
   Acoustic Wave）共振子を搭載した発振器であって、 前記ＳＡＷ共振子を用いて高周波信号を生成する発振回
   路と、 前記発振回路からの高周波信号に基づいて位相が１８０
   °異なる２つの差動信号を生成する差動変換回路と、 前記差動変換回路からの差動信号に基づいて周波数分周
   を行い、低周波信号を生成する分周回路と、 前記分周回路から受信した低周波信号を波形整形して低
   周波信号を得る出力回路とを備えたことを特徴とする発
   振器。
2. 【請求項２】 前記分周回路は、分周比を選択するため
   の複数の外部端子を備え、 前記複数の外部端子のいずれかに切替信号を選択的に供
   給することにより、前記分周回路の分周比を選択的に切
   り替えることを特徴とする請求項１に記載の発振器。
3. 【請求項３】 さらに、 前記分周回路の分周比の設定情報を記憶する記憶手段
   と、 前記記憶手段に記憶されている分周比の設定情報に基づ
   いて、前記分周回路の分周比を切替制御する制御回路と
   を備え、 前記制御回路に対して外部からシリアル信号を供給する
   ことにより、前記分周回路は分周比を切替制御すること
   を特徴とする請求項１に記載の発振器。
4. 【請求項４】 前記分周回路は複数の２分周器が直列接
   続された構成であり、前記２分周器の直列接続数を切り
   替えることにより、前記分周回路の分周比を切り替える
   ことを特徴とする請求項２または請求項３に記載の発振
   器。
5. 【請求項５】 前記発振回路はコルピッツ型発振回路で
   あり、 前記コルピッツ型発振回路は、 トランジスタのコレクタ−ベース間に前記ＳＡＷ共振子
   と第１の抵抗とが並列接続され、該トランジスタのベー
   ス−エミッタ間に第１のコンデンサが接続され、該トラ
   ンジスタのコレクタ−エミッタ間に第２のコンデンサが
   接続され、該トランジスタのコレクタ側が電流制限用の
   第２の抵抗を介して電源に接続され、該トランジスタの
   エミッタ側がグランドに接続された構成となっているこ
   とを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れかに記載の
   発振器。
6. 【請求項６】 弾性表面波を利用したＳＡＷ（Surface
   Acoustic Wave）共振子を搭載した発振器であって、 前記ＳＡＷ共振子、移相回路、発振用差動バッファ回路
   および帰還用差動バッファ回路からなる正帰還ループを
   用いて高周波信号を生成する移相型発振回路と、 前記発振用差動バッファ回路を介して取り出した高周波
   信号を波形整形し、高周波信号を出力する出力用差動バ
   ッファ回路と、 前記帰還用差動バッファ回路を介して取り出した高周波
   信号を周波数分周して低周波信号を生成する分周回路
   と、 前記分周回路からの低周波信号を波形整形して低周波信
   号を出力する出力回路とを備えたことを特徴とする発振
   器。
7. 【請求項７】 前記移相型発振回路において、 前記帰還用差動バッファ回路が備える非反転出力端子お
   よび反転出力端子のいずれか一方は前記分周回路に対し
   前記帰還バッファ回路から出力された高周波信号の入力
   用として機能し、他方は前記正帰還発振ループ用出力と
   して機能することを特徴とする請求項６記載の発振器。
8. 【請求項８】 前記発振用差動バッファ回路および前記
   帰還用差動バッファ回路はＥＣＬラインレシーバを用い
   た差動増幅回路であることを特徴とする請求項６に記載
   の発振器。
9. 【請求項９】 前記分周回路は、分周比を選択するため
   の複数の外部端子を備え、 前記複数の外部端子のいずれかに切替信号を選択的に供
   給することにより、前記分周回路の分周比を選択的に切
   り替えることを特徴とする請求項６に記載の発振器。
10. 【請求項１０】 さらに、 前記分周回路の分周比の設定情報を記憶する記憶手段
    と、 前記記憶手段に記憶されている分周比の設定情報に基づ
    いて、前記分周回路の分周比を切替制御する制御回路と
    を備え、 前記制御回路に対して外部からシリアル信号を供給する
    ことにより、前記分周回路は分周比を切替制御すること
    を特徴とする請求項６に記載の発振器。
11. 【請求項１１】 前記分周回路は複数の２分周器が直列
    接続された構成であり、前記２分周器の直列接続数を切
    り替えることにより、前記分周回路の分周比を切り替え
    ることを特徴とする請求項９または請求項１０に記載の
    発振器。
12. 【請求項１２】 前記分周回路の前段に、前記帰還用差
    動バッファ回路から受信した高周波信号に基づいて位相
    が１８０°異なる２つの差動信号を生成する差動変換回
    路が設けられることを特徴とする請求項６乃至請求１１
    の何れかに記載の発振器。
13. 【請求項１３】 前記ＳＡＷ共振子は、オイラー角が
    （０，１１３〜１３５、+（４０〜４９））にある面内
    回転ＳＴカット水晶板を用いることを特徴とする請求項
    １乃至請求項１２の何れかに記載の発振器。
14. 【請求項１４】 請求項１乃至請求項１３の何れかに記
    載の発振器を備えたことを特徴とする電子機器。
15. 【請求項１５】 弾性表面波を利用したＳＡＷ（Surfac
    e Acoustic Wave）共振子を搭載した発振器の発振方法
    であって、 前記ＳＡＷ共振子を用いて高周波信号を生成する手順
    と、 前記発振回路からの高周波信号に基づいて位相が１８０
    °異なる２つの差動信号を生成する手順と、 前記差動信号に基づいて周波数分周を行い低周波信号を
    生成する手順と、 前記低周波信号を波形整形して低周波信号を出力する手
    順とを含むことを特徴とする発振器の発振方法。
16. 【請求項１６】 前記発振器が備える複数の外部端子の
    いずれかに、切替信号を選択的に供給することにより、
    分周比を選択的に切り替えることを特徴とする請求項１
    ５に記載の発振器の発振方法。
17. 【請求項１７】 前記発振器に外部からシリアル信号を
    供給することにより、あらかじめ記憶されている分周比
    の設定情報に基づいて該分周比を切替制御することを特
    徴とする請求項１５に記載の発振器の発振方法。
18. 【請求項１８】 複数設けられた２分周器の直列接続数
    を切り替えることにより、前記分周比を切り替えること
    を特徴とする請求項１６または請求項１７に記載の発振
    器の発振方法。
19. 【請求項１９】 弾性表面波を利用したＳＡＷ（Surfac
    e Acoustic Wave）共振子を搭載した発振器の発振方法
    であって、 前記ＳＡＷ共振子、移相回路、発振用差動バッファ回路
    および帰還用差動バッファ回路からなる正帰還ループを
    用いて高周波信号を生成する手順と、 前記バッファ回路を介して受信した高周波信号を波形整
    形し、高周波出力信号を出力用差動バッファ回路に出力
    する手順と、 前記帰還用差動バッファ回路を介して取り出した高周波
    信号を周波数分周して低周波信号を生成する手順と、 前記低周波信号を波形整形した低周波信号を第２の出力
    回路に出力する手順とを含むことを特徴とする発振器の
    発振方法。
20. 【請求項２０】 前記発振器が備える複数の外部端子の
    いずれかに、切替信号を選択的に供給することにより、
    分周比を選択的に切り替えることを特徴とする請求項１
    ９に記載の発振器の発振方法。
21. 【請求項２１】 前記発振器に外部からシリアル信号を
    供給することにより、あらかじめ記憶されている分周比
    の設定情報に基づいて該分周比を切替制御することを特
    徴とする請求項１９に記載の発振器の発振方法。
22. 【請求項２２】 複数設けられた２分周器の直列接続数
    を切り替えることにより、前記分周比を切り替えること
    を特徴とする請求項２０または請求項２１に記載の発振
    器の発振方法。