JP4064599B2 - 不揮発性半導体スイッチ回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源切断後もオン/オフ状態を記憶して再度電源が投入されたときに元の状態を再現することができる不揮発性半導体スイッチ回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来、このような分野の技術としては、例えば次のような文献に記載されるものがあった。
文献:特開平3−150796号公報
【0003】
図2は、前記文献に開示された従来の不揮発性半導体スイッチ回路の回路図である。
この不揮発性半導体スイッチ回路は、入出力端子1,2間の接続状態をオン/オフ制御するもので、この入出力端子1,2間に接続されたPチャネルMOSトランジスタ(以下、「PMOS」という)3、及びNチャネルMOSトランジスタ(以下、「NMOS」という)4を有している。PMOS3及びNMOS4のゲートは、それぞれ制御端子5,6に接続されている。
【0004】
制御端子5,6には、インバータ7,8によるフリップ・フロップが接続されている。即ち、制御端子5にはインバータ7の入力側が接続され、このインバータ7の出力側が制御端子6に接続されている。また、制御端子6にはインバータ8の入力側が接続され、このインバータ8の出力側が制御端子5に接続されている。
【0005】
更に制御端子5,6には、それぞれ強誘電体コンデンサ9,10の一端が接続され、これらの強誘電体コンデンサ9,10の他端が制御端子11に接続されている。また、制御端子5,6は、それぞれコンデンサ12,13を介して基板電位VSSに接続されている。
【0006】
図3は、強誘電体コンデンサのヒステリシス特性図であり、横軸には強誘電体コンデンサに印加される電圧を、縦軸にはその結果デバイス内に得られる分極状態を表している。図3中の実線Aで示すように、例えば、一定値以上の正の電圧を印加した後、この電圧を0Vにすると、強誘電体コンデンサには正の分極が残留する。更に、一定値以上の負の電圧を印加した後この電圧を0Vにすると、強誘電体コンデンサには負の分極が残留する。このように、強誘電体コンデンサは、残留する分極状態によって、直前に印加された電圧の状態を保持することができる。
【0007】
図2の不揮発性半導体スイッチ回路の動作は、以下のように行われる。
制御端子5に基板電位VSS、制御端子6に電源電圧VCCの制御パルスを印加すると、PMOS3及びNMOS4は共にオン状態となり、入出力端子1,2の間はオン状態となる。また、制御端子5,6に印加された制御パルスのレベルは、インバータ7,8で保持され、この制御パルスが消失した後も、入出力端子1,2間はオン状態に維持される。更に、制御端子11に電源電圧VCCの1/2の駆動パルスを印加すると、強誘電体コンデンサ9の両端には+VCC/2の電圧が印加され、強誘電体コンデンサ10の両端には−VCC/2の電圧が印加される。その後、駆動パルスの印加を停止すると、強誘電体コンデンサ9,10には、駆動パルスで印加された電圧に対応した分極が残留する。
【0008】
ここで、この不揮発性半導体スイッチ回路の電源を切断すると、インバータ7,8によって保持されていた制御パルスの状態は消失する。しかし、強誘電体コンデンサ9,10の分極状態は、電源切断後もそのまま保持される。
【0009】
次に、この不揮発性半導体スイッチ回路の電源を投入する場合、電源投入に先立って、制御端子11にVCC/2の電圧を印加する。これにより、強誘電体コンデンサ9,10の他端に、この強誘電体コンデンサ9,10に保持された分極状態に応じた電圧が出力され、制御端子5,6の電位は電源切断直前のレベルにほぼ等しくなる。この状態で電源を投入すると、制御端子5,6の電位差によってインバータ7,8がセットされ、電源切断前の状態が再現される。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の不揮発性半導体スイッチ回路では、次のような課題があった。
強誘電体コンデンサは、印加された電圧によって生じた分極の方向を保持することで、情報を記憶することができる。情報の書換えには、分極の方向を反転させる必要がある。図3中の実線Aで示すように、強誘電体コンデンサのヒステリシス特性は、通常、印加電圧0Vに対して点対称になる特性を持っている。
【0011】
しかし、強誘電体コンデンサの両端に長時間電圧が印加されると、例えば図3中の点線Bで示すように、ヒステリシス特性が電圧軸の方向にずれるインプリントと呼ばれる現象が発生する。インプリントによって点線Bのようなヒステリシス特性に変化すると、点線Aに示す初期のヒステリシス特性に比べ、正の分極を保持しにくくなり、負の分極を反転するには、より大きな電圧を印加しなければならなくなる。強誘電体コンデンサの両端に電荷が存在すると、強誘電体材料に電界がかかることになり、インプリントが生じやすい。
【0012】
図2の不揮発性半導体スイッチ回路では、電源切断状態で強誘電体コンデンサ9,10の両端は開放された状態となり、電圧を0Vにすることができない。このため、強誘電体コンデンサ9,10を構成する強誘電体材料に電界がかかり、電源切断状態が長時間継続するとインプリントが生じやすく、保持した情報を維持することが困難であった。
【0013】
本発明は、前記従来技術が持っていた課題を解決し、電源切断状態が長時間継続しても電源切断前の状態を安定して保持することができる不揮発性半導体スイッチ回路を提供するものである。
【0014】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために、本発明は、不揮発性半導体スイッチ回路において、第1及び第2の制御端子に与えられた信号の電位差を増幅して相補的な切替制御信号を生成して保持する信号保持部と、前記切替制御信号に従って第1及び第2の入出力端子間の導通状態をオン又はオフに切替える相補的な第1及び第2のトランジスタで構成されたスイッチ部と、電源電位の1 / 2の電位を有する書込信号と前記電源電位及び前記電源電位の1 / 2の電位を有する読出信号とが与えられる第3の制御端子と、前記第3の制御端子に電極の一端が接続され、第3のトランジスタを介して前記第1の制御端子に電極の他端が接続され、前記第3の制御端子に前記書込信号が与えられたときに前記第1及び第3の制御端子間の電位差に応じた分極状態を生じ、該書込信号が除去された後もその分極状態を保持する第1の強誘電体コンデンサと、前記第3の制御端子に電極の一端が接続され、第4のトランジスタを介して前記第2の制御端子に電極の他端が接続され、前記第3の制御端子に前記書込信号が与えられたときに前記第2及び第3の制御端子間の電位差に応じた分極状態を生じ、該書込信号が除去された後もその分極状態を保持する第2の強誘電体コンデンサと、前記第3のトランジスタ及び前記第4のトランジスタの制御電極に第4の制御信号を与える第4の制御端子と、前記第1の強誘電体コンデンサに並列接続され、第5の制御端子に第5の制御信号が与えられないときに該第1の強誘電体コンデンサを短絡する、ゲート電極に電圧が印加されない状態でソース電極とドレイン電極の間がオン状態となる第1のデプレッション型の電界効果トランジスタと、前記第2の強誘電体コンデンサに並列接続され、前記第5の制御信号が与えられないときに該第2の強誘電体コンデンサを短絡する、ゲート電極に電圧が印加されない状態でソース電極とドレイン電極の間がオン状態となる第2のデプレッション型の電界効果トランジスタと、前記第3の制御端子と前記第1の制御端子の間に接続され、第6の制御端子に与えられる第6の制御信号に従ってオン・オフ制御される第5のトランジスタと、前記第3の制御端子と前記第2の制御端子の間に接続され、第6の制御端子に与えられる前記第6の制御信号に従って前記第5のトランジスタと同様にオン・オフ制御される第6のトランジスタとを備えている。
【0015】
更に、この不揮発性半導体スイッチ回路では、前記第1及び第2のデプレッション型の電界効果トランジスタをオフ状態としかつ前記第3及び第4のトランジスタをオン状態として前記第1及び第2の強誘電体コンデンサと前記第1及び第2の制御端子とを接続させた後、前記第3及び第4のトランジスタをオフ状態としかつ前記第1及び第2のデプレッション型の電界効果トランジスタをオン状態とすることにより、前記第1及び第2の強誘電体コンデンサに前記第1及び第2の入出力端子間の導通状態を記憶させている。
【0016】
更に、この不揮発性半導体スイッチ回路では、前記導通状態を読み出す際には、前記第5及び第6のトランジスタをオン状態にすることにより前記第1及び第2の制御端子を前記第3の制御端子に与えられた前記読出信号の電位に設定し、前記第5及び第6のトランジスタをオフ状態とした後、前記第1及び第2のデプレッション型の電界効果トランジスタをオフ状態としかつ前記第3及び第4のトランジスタをオン状態とし、前記第3の制御端子に電源電位を供給することにより、前記第1及び第2の強誘電体コンデンサに記憶された前記導通状態を読み出している。
【0017】
本発明によれば、以上のように不揮発性半導体スイッチ回路を構成したので、次のような作用が行われる。
第1及び第2の制御端子に与えられた信号の電位差は、信号保持部によって増幅されて相補的な制御信号が生成される。相補的な制御信号は、相補的なトランジスタで構成されたスイッチ部に与えられ、第1及び第2の入出力端子間の導通状態が制御される。一方、第3の制御端子に書込信号が与えられると、この第3の制御端子と第1の制御端子の間に接続された第1の強誘電体コンデンサに、この第1の制御端子の制御信号に対応した分極状態が保持される。また、第3と第2の制御端子の間に接続された第2の強誘電体コンデンサにも、この第2の制御端子の制御信号に対応した分極状態が保持される。
【0018】
第1及び第2の強誘電体コンデンサには、例えば、デプレッション型の電界効果トランジスタによる第1及び第2の短絡部がそれぞれ並列に接続されており、維持信号が与えられることによって、これらの短絡部によって短絡される。これにより、強誘電体コンデンサの端子間電圧はほぼ0Vとなり、インプリントの発生のおそれがなく分極状態を長時間維持することができる。
【0019】
次に、第1及び第2の入出力端子間の導通状態を再現する時には、第1及び第2の強誘電体コンデンサを第1及び第2の制御端子に接続すれば良い。強誘電体コンデンサに保持されている分極状態の相違による電位差が、第1及び第2の制御端子に与えられる。これにより、信号保持部で相補的な制御信号が生成され、スイッチ部は元の状態に復旧する。
【0020】
【発明の実施の形態】
(第1の実施形態)
図1は、本発明の第1の実施形態を示す不揮発性半導体スイッチ回路の回路図である。
この不揮発性半導体スイッチ回路は、入出力端子21,22間の接続状態をオン/オフ制御するもので、この入出力端子1,2間に接続されたスイッチ部(例えば、PMOS23及びNMOS24)を有している。PMOS23及びNMOS24のゲートは、それぞれ制御端子25,26に接続されている。
【0021】
制御端子25,26には、インバータ27,28で構成される信号保持部(例えば、フリップ・フロップ)が接続されている。即ち、制御端子25にはインバータ27の入力側が接続され、このインバータ27の出力側が制御端子26に接続されている。また、制御端子26にはインバータ28の入力側が接続され、このインバータ28の出力側が制御端子25に接続されている。
【0022】
更に制御端子25,26は、それぞれコンデンサ29,30を介して基板電位VSSに接続されると共に、それぞれNMOS31,32を介して制御端子33に接続されている。NMOS31,32のゲートは、端子34に接続されている。
【0023】
制御端子33には、強誘電体コンデンサ35,36の一端が接続され、これらの強誘電体コンデンサ35,36の他端が、それぞれNMOS37,38を介して制御端子25,26に接続されている。ここで、強誘電体コンデンサ35,36は、図3中の実線Aに示すように、印加電圧が±VCC/2で飽和分極するように設定されたものである。強誘電体コンデンサ35,36には、短絡部(例えば、PMOS)39,40がそれぞれ並列に接続されており、これらのPMOS39,40及びNMOS37,38のゲートは、端子41に接続されている。
【0024】
次に、図1の動作の一例を、スイッチ回路の状態を書込むプログラミング時の動作(1)と、電源の投入時に元の状態を復元する読出し時の動作(2)に分けて説明する。
【0025】
(1) プログラミング時の動作
図4は、図1のプログラミング時の動作を示すタイミング図である。
図4の時刻t0において、制御端子33の信号S33の電圧はVCC/2に、端子34,41の信号S34,S41は共に“L”に、それぞれ設定される。これにより、NMOS31,32,37,38はオフ状態となり、制御端子25,26と制御端子33との間は切り離される。
【0026】
また、PMOS39,40はオン状態となり、強誘電体コンデンサ35,36の端子間は短絡されてほぼ0Vに保持される。更に、制御端子25,26には、それぞれ相補的な信号S25,S26、即ち“L”及び“H”が印加され、PMOS23及びNMOS24はオン状態となり、入出力端子21,22間はオン状態となっている。
【0027】
ここで、入出力端子21,22間をオフ状態に切替える場合を説明する。
時刻t1にインバータ27,28の電源を切断した後、時刻t2において制御端子25,26の信号S25,S26をそれぞれ反転する。これにより、PMOS23及びNMOS24はオフ状態となり、入出力端子21,22間はオフ状態に切替えられる。
【0028】
時刻t3において、インバータ27,28の電源を印加する。これにより、“L”の信号S25及び“H”の信号S26は、インバータ27,28で構成されるフリップ・フロップに保持される。この後、制御端子25,26に対する信号S25,S26の印加を停止しても、インバータ27,28に保持された信号によって、入出力端子21,22間はオフ状態に維持される。
【0029】
時刻t4において、端子41の信号S41を“H”にする。この時、他の端子25,26,33,34の信号はそのままである。これにより、NMOS37,38はオン状態、PMOS39,40はオフ状態となり、強誘電体コンデンサ35,36は、それぞれ制御端子25,26に接続される。このため、強誘電体コンデンサ35,36には、大きさがVCC/2で極性がそれぞれ異なる電圧が印加され、飽和分極状態となる。
【0030】
時刻t5において、端子41の信号S41を“L”に戻す。これにより、NMOS37,38はオフ状態となり、強誘電体コンデンサ35,36は制御端子25,26から切離される。更に、PMOS39,40はオン状態となり、強誘電体コンデンサ35,36は、飽和分極状態のまま短絡される。
【0031】
(2) 読出し時の動作
図5は、図1の読出し時の動作を示すタイミング図である。
図5の時刻t10の電源投入時に、制御端子33の信号S33としてVCC/2の電圧を印加する。この時、制御端子25,26は無接続状態、端子34,41の信号S34,S41は“L”である。
【0032】
時刻t11において、端子34の信号を“H”に切替える。これにより、NMOS31,32がオン状態となり、制御端子25,26には、VCC/2の信号S25,S26が出力される。信号S25,S26の電圧VCC/2は、それぞれコンデンサ29,30に充電される。
時刻t12において、端子34の信号S34を“L”に切替え、NMOS31,32をオフ状態にして、制御端子25,26を制御端子33から切離す。この時、制御端子25,26の信号S25,S26は、コンデンサ29,30に充電された電圧によって暫くの間、VCC/2に保持される。
【0033】
時刻t13において、端子41の信号S41を“H”に切替える。これにより、PMOS39,40がオフ状態となり、強誘電体コンデンサ35,36が短絡状態から開放される。更に、NMOS37,38がオン状態となって、強誘電体コンデンサ35,36が、それぞれ制御端子25,26に接続される。
時刻t14において、制御端子33の信号S33をVCCに上昇する。これにより、強誘電体コンデンサ35,36に、ヒステリシス特性に従った電荷の移動が生じ、コンデンサ29,30にその電荷が移される。強誘電体コンデンサ35,36は、相互に極性が逆の分極状態に保持されているので、制御端子25,26に発生する電圧は異なり、プログラミング時に書込んだものと同じ極性の電位差が発生する。
【0034】
時刻t15において、インバータ27,28の電源を投入する。これにより、制御端子25,26間の電位差は、インバータ27,28によるフリップ・フロップで増幅され、これらの制御端子25,26の信号S25,S26は、それぞれ“H”,“L”となる。そして、PMOS23及びNMOS24はオフ状態となり、入出力端子21,22間には、プログラミングを行ったときと同じオフ状態が再現される。
時刻t16において、制御端子33の信号S33をVCC/2に戻す。これにより、強誘電体コンデンサ35,36に元の分極状態が書込まれ、元の情報が保持される。
【0035】
時刻t17において、端子S41の信号S41を“L”にする。これにより、PMOS39,40はオン状態となり、強誘電体コンデンサ35,36が短絡され、その端子間の電圧はほぼ0Vとなる。
時刻t18において、回路全体の電源を切断する。
【0036】
以上のように、この第1の実施形態の不揮発性半導体スイッチ回路は、強誘電体コンデンサ35,36を短絡して端子間の電圧をほぼ0VにするためのPMOS39,40を有している。これにより、強誘電体コンデンサ35,36のインプリントの発生を抑制し、長時間その分極状態を保持することができるという利点がある。
【0037】
(第2の実施形態)
図6は、本発明の第2の実施形態を示す不揮発性半導体スイッチ回路の回路図であり、図1中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
この実施形態の不揮発性半導体スイッチ回路と、図1の不揮発性半導体スイッチ回路との相違は、図1中のPMOS39,40に代えてデプレッション型のPMOS39D,40Dを設けたこと、及びこれらのPMOS39D,40Dの制御用の端子41と、NMOS37,38の制御用の端子42を分離したことである。デプレッション型のPMOS39D,40Dは、ゲート(端子41)の電圧が、ソース(端子33)の電圧に比べて+VCC/2以上大きい場合には、オフ状態となるが、ゲート電圧とソース電圧がほぼ等しいときにはオン状態となるものである。その他の構成は、図1と同様である。
【0038】
次に、図6の動作の一例を、プログラミング時の動作(1)と、読出し時の動作(2)に分けて説明する。
【0039】
(1) プログラミング時の動作
図7は、図6のプログラミング時の動作を示すタイミング図である。
図7の時刻T0において、制御端子33の信号S33の電圧はVCC/2に、端子34,41,42の信号S34,S41,S42は共に“L”に、それぞれ設定される。これにより、NMOS31,32,37,38はオフ状態となり、制御端子25,26と制御端子33の間は切り離される。また、PMOS39D,40Dはオン状態となり、強誘電体コンデンサ35,36の端子間は短絡されてほぼ0Vに保持される。更に、制御端子25,26には、それぞれ相補的な信号S25,S26、即ち“L”及び“H”が印加され、PMOS23及びNMOS24はオン状態となり、入出力端子21,22間はオン状態である。
【0040】
ここで、入出力端子21,22間をオフ状態に切替える場合を説明する。
時刻T1においてインバータ27,28の電源を切断した後、時刻T2において制御端子25,26の信号S25,S26をそれぞれ反転する。これにより、入出力端子21,22間はオフ状態に切替えられる。時刻T3において、インバータ27,28の電源を印加する。これにより、“H”の信号S25及び“L”の信号S26は、インバータ27,28に保持される。
【0041】
切替えた情報を記憶(プログラミング)するには、まず、時刻T1において、端子41の信号S41を“H”にしてPMOS39D,40Dをオフ状態にし、強誘電体コンデンサ35,36の両端を開放する。
時刻T4において、端子42の信号S42を“H”にしてNMOS37,38をオン状態にし、強誘電体コンデンサ35,36を、それぞれ制御端子25,26に接続する。これにより、強誘電体コンデンサ35,36は、それぞれ大きさがVCC/2で極性が異なる電圧が印加され、飽和分極状態となる。
【0042】
時刻T5において、端子42の信号S42を“L”に戻す。これにより、NMOS37,38はオフ状態となって、強誘電体コンデンサ35,36は制御端子25,26から切離される。
時刻T6において、端子41の信号S41を“L”にする。これにより、PMOS39D,40Dはオン状態となり、強誘電体コンデンサ35,36は、飽和分極状態のまま両端が短絡される。
【0043】
(2) 読出し時の動作
図8は、図6の読出し時の動作を示すタイミング図である。
図8の時刻T10の電源投入時に、制御端子33の信号S33としてVCC/2を印加する。
【0044】
時刻T11において、端子34の信号を“H”に切替えてNMOS31,32をオン状態とし、制御端子25,26にVCC/2の信号S25,S26を印加する。
時刻T12において、端子34の信号S34を“L”に切替えると共に、端子41の信号S41を“H”にする。これにより、制御端子25,26を制御端子33から切離されると共に、強誘電体コンデンサ35,36が短絡状態から開放される。
【0045】
時刻T13において、端子42の信号S42を“H”にすると、NMOS37,38がオン状態となって、強誘電体コンデンサ35,36が、制御端子25,26にそれぞれ接続される。
時刻T14において、制御端子33の信号S33をVCCに上昇する。これにより、強誘電体コンデンサ35,36に、ヒステリシス特性に従った電荷の移動が生じ、コンデンサ29,30にその電荷が移される。強誘電体コンデンサ35,36は、相互に極性が逆の分極状態に保持されているので、制御端子25,26に発生する電圧は異なり、プログラミング時に書込んだものと同じ極性の電位差が発生する。
【0046】
時刻T15において、インバータ27,28の電源を投入する。制御端子25,26間の電位差は、インバータ27,28によるフリップ・フロップで増幅され、これらの制御端子25,26の信号S25,S26は、それぞれ“H”,“L”となる。これにより、PMOS23及びNMOS24はオフ状態となり、入出力端子21,22間は、プログラミングを行ったときと同じオフ状態が再現される。
【0047】
時刻T16において、制御端子33の信号S33をVCC/2に戻す。これにより、強誘電体コンデンサ35,36に元の分極状態が書込まれ、元の情報が保持される。時刻T17において、端子42の信号S42を“L”にしてNMOS37,38をオフ状態とし、強誘電体コンデンサ35,36を制御端子25,26から切り離す。
時刻T18において、端子42の信号S42を“L”にする。これにより、PMOS39D,40Dはオン状態となり、強誘電体コンデンサ35,36の端子が短絡され、端子間の電圧はほぼ0Vとなる。時刻T19において、回路全体の電源を切断する。
【0048】
以上のように、この第2の実施形態の不揮発性半導体スイッチ回路は、強誘電体コンデンサ35,36を短絡して端子間の電圧をほぼ0Vにするために、デプレッション型のPMOS39D,40Dを使用している。これにより、回路のすべての電源を切断した状態でも、PMOS39D,40Dがオン状態となり、強誘電体コンデンサ35,36の端子間を短絡することができる。従って、強誘電体コンデンサ35,36のインプリントの発生を抑え、長時間その分極状態を保持することができるという利点がある。
【0049】
なお、本発明は、上記実施形態に限定されず、種々の変形が可能である。この変形例としては、例えば、次の(a),(b)のようなものがある。
(a) PMOSとNMOSを、それぞれNMOSとPMOSに置き換えても良い。この場合、印加する電圧の極性を逆にすれば良い。
(b) コンデンサ29,30は、制御端子25,26に対する配線の寄生容量を利用することにより、省略することが可能である。
【0050】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、第1の発明によれば、維持信号が与えられたときに、それぞれ第1及び第2の強誘電体コンデンサを短絡する第1及び第2の短絡部を有している。これにより、強誘電体コンデンサの端子間電圧をほぼ0Vにすることができ、電源切断前の状態を安定して保持することができる。
【0051】
第2の発明では、第1及び第2の短絡部をデプレッション型の電界効果トランジスタで構成している。これにより、電源を切断しても強誘電体コンデンサの端子間を短絡することができ、インプリントの発生を抑制して更に安定して状態を保持することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施形態を示す不揮発性半導体スイッチ回路の回路図である。
【図2】従来の不揮発性半導体スイッチ回路の回路図である。
【図3】強誘電体コンデンサのヒステリシス特性図である。
【図4】図1のプログラミング時の動作を示すタイミング図である。
【図5】図1の読出し時の動作を示すタイミング図である。
【図6】本発明の第2の実施形態を示す不揮発性半導体スイッチ回路の回路図である。
【図7】図6のプログラミング時の動作を示すタイミング図である。
【図8】図6の読出し時の動作を示すタイミング図である。
【符号の説明】
21,22 入出力端子
23,39,41 PMOS
24 NMOS
25,26,33 制御端子
27,28 インバータ
35,36 強誘電体コンデンサ
39D,40D デプレッション型PMOS
Claims (1)
- 第1及び第2の制御端子に与えられた信号の電位差を増幅して相補的な切替制御信号を生成して保持する信号保持部と、
前記切替制御信号に従って第1及び第2の入出力端子間の導通状態をオン又はオフに切替える相補的な第1及び第2のトランジスタで構成されたスイッチ部と、
電源電位の1 / 2の電位を有する書込信号と前記電源電位及び前記電源電位の1 / 2の電位を有する読出信号とが与えられる第3の制御端子と、
前記第3の制御端子に電極の一端が接続され、第3のトランジスタを介して前記第1の制御端子に電極の他端が接続され、前記第3の制御端子に前記書込信号が与えられたときに前記第1及び第3の制御端子間の電位差に応じた分極状態を生じ、該書込信号が除去された後もその分極状態を保持する第1の強誘電体コンデンサと、
前記第3の制御端子に電極の一端が接続され、第4のトランジスタを介して前記第2の制御端子に電極の他端が接続され、前記第3の制御端子に前記書込信号が与えられたときに前記第2及び第3の制御端子間の電位差に応じた分極状態を生じ、該書込信号が除去された後もその分極状態を保持する第2の強誘電体コンデンサと、
前記第3のトランジスタ及び前記第4のトランジスタの制御電極に第4の制御信号を与える第4の制御端子と、
前記第1の強誘電体コンデンサに並列接続され、第5の制御端子に第5の制御信号が与えられないときに該第1の強誘電体コンデンサを短絡する、ゲート電極に電圧が印加されない状態でソース電極とドレイン電極の間がオン状態となる第1のデプレッション型の電界効果トランジスタと、
前記第2の強誘電体コンデンサに並列接続され、前記第5の制御信号が与えられないときに該第2の強誘電体コンデンサを短絡する、ゲート電極に電圧が印加されない状態でソース電極とドレイン電極の間がオン状態となる第2のデプレッション型の電界効果トランジスタと、
前記第3の制御端子と前記第1の制御端子の間に接続され、第6の制御端子に与えられる第6の制御信号に従ってオン・オフ制御される第5のトランジスタと、
前記第3の制御端子と前記第2の制御端子の間に接続され、第6の制御端子に与えられる前記第6の制御信号に従って前記第5のトランジスタと同様にオン・オフ制御される第6のトランジスタとを備えた不揮発性半導体スイッチ回路であって、
前記第1及び第2のデプレッション型の電界効果トランジスタをオフ状態としかつ前記第3及び第4のトランジスタをオン状態として前記第1及び第2の強誘電体コンデンサと前記第1及び第2の制御端子とを接続させた後、前記第3及び第4のトランジスタをオフ状態としかつ前記第1及び第2のデプレッション型の電界効果トランジスタをオン状態とすることにより、前記第1及び第2の強誘電体コンデンサに前記第1及び第2の入出力端子間の導通状態を記憶させ、
前記導通状態を読み出す際には、前記第5及び第6のトランジスタをオン状態にすることにより前記第1及び第2の制御端子を前記第3の制御端子に与えられた前記読出信号の電位に設定し、前記第5及び第6のトランジスタをオフ状態とした後、前記第1及び第2のデプレッション型の電界効果トランジスタをオフ状態としかつ前記第3及び第4のトランジスタをオン状態とし、前記第3の制御端子に電源電位を供給することにより、前記第1及び第2の強誘電体コンデンサに記憶された前記導通状態を読み出す、ことを特徴とする不揮発性半導体スイッチ回路。
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