JP3995755B2

JP3995755B2 - ３相マシンの直接トルク制御方法及び装置

Info

Publication number: JP3995755B2
Application number: JP07745097A
Authority: JP
Inventors: ポーヤライネンパッシー; シュトゥルツクリスチャン
Original assignee: アーベーベーシュヴァイツアクチェンゲゼルシャフト
Priority date: 1996-04-01
Filing date: 1997-03-28
Publication date: 2007-10-24
Anticipated expiration: 2017-03-28
Also published as: CN1171652A; EP0800265A3; ES2216122T3; ATE259554T1; KR970072632A; BR9701584A; BR9701584B1; CA2199080A1; CN1066299C; EP0800265B1; DE19612920A1; US5734249A; KR100448308B1; CA2199080C; EP0800265A2; JPH1014284A; DE59711284D1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パワーエレクトロニクスの分野に関する。本発明は、特許請求の範囲の請求項１の記述部分による直接トルク制御（ＤＴＣ）方法を基礎とする。
【０００２】
【従来の技術】
上述したような方法及び対応する装置は、 ABB Technik 3/1995 の 19-24頁に記載の論文 “ Direkte Drehmomentregelung von Drehstromantrieben " ( Direct torque control of three-phase drives )に記述されている。この方法は、EP-B1-0 179 356 に開示されているように、いわゆる「直接自己制御」に基づいている。ＤＴＣ方法は、３相マシンのための簡単で、信頼できる、そして高度にダイナミックなトルク制御方法を表している。原理的には、この方法は、
コンバータ電圧から実際の磁束値を計算する段階と、
実際のトルク値を計算する段階と、
実際の磁束値と実際のトルク値とを、ヒステリシスコントローラによって、対応する参照値と比較する段階と、
ヒステリシスコントローラに基づいて、コンバータ内のスイッチのための最適制御ベクトルを形成する段階と、
からなっている。
【０００３】
絶縁破壊をもたらしかねない過度に鋭い電圧フランク( flanks )からマシンを保護するために、コンバータと電動機との間に調波フィルタを接続することが望ましい。例えば、EP-A2-0 595 319 に開示されている調波フィルタを有するパルス幅変調コンバータのシステムに、制御方法が記述されている。フィルタキャパシタンス及びフィルタインダクタンスは、制御工学的には、２つの積分器を表している。従って、周波数帯内のスイッチング周波数において、電動機電圧とコンバータ電圧との間には 180°の相差が存在する。これは、ＤＴＣ方法に必要な信号が、数学的に正しくない符号で存在していることを意味している。調波フィルタによって、電動機電圧とコンバータ電圧との間に 180°の相差がもたらされるので、公知ＤＴＣ方法を、調波フィルタを有する配列に直接適用することはできない。更に、フィルタ共振によって分布振動が発生する。
【０００４】
【発明の概要】
従って、本発明の一つの目的は、調波フィルタを介して給電される３相マシンのトルクを直接制御するための新規な方法及び装置を提供することであり、この方法は、可能な限り従来方法及び装置を大きく変更しないようにしている。また、フィルタによってもたらされる振動を効果的に制動する。
この目的は、前述した型の方法に関する特許請求の範囲の請求項１に記載の特色によって達成される。
本発明の本質は、フィルタを流れる電流及び／またはフィルタ出力電圧を測定し、測定した電圧及び／または測定した電流に基づいて参照磁束値及び参照トルク値を修正することからなる。
【０００５】
この修正は、フィルタ出力電圧を、固定子磁束に直角な第１の成分と、固定子磁束に平行な第２の成分とに変換し、フィルタ出力電圧の振動部分に比例して参照トルク値及び参照磁束値を減少させることからなる。
このようにすると、調波フィルタによって生ずる振動は効果的に制動することができる。
上記成分は、いろいろな方法によって計算することができる。フィルタ出力電圧の代わりにフィルタ電流を測定し、それからフィルタ電圧を計算することもできる。これらの変形は従属請求項に記載されている。更に、本発明による方法を実施する装置も開示する。
他の実施例は、対応する従属請求項から得られる。
【０００６】
本発明による設計の長所は、調波フィルタを使用することによって、絶縁破壊をもたらし得る過度に鋭い電圧フランクから３相マシンを保護し、そして、それにも拘わらず、従来のＤＴＣ方法及び対応する装置の本質的部分を大きく変更せずに使用できることである。
更に、フィルタによってもたらされる振動は、効果的に制動される。
以下に添付図面を参照して本発明を詳細に説明するが、この説明から本発明がより完全に理解され、その長所が明白になるであろう。
【０００７】
【実施例】
添付図面を通して、同一の、または対応する部品に対して同一の番号を付してある。図１に示す３相マシン（典型的には電動機）１を有する回路配列は、フィルタインダクタンスＬ_fil及びフィルタキャパシタンスＣ_filを有する３相回路網からなる調波フィルタを介してコンバータ２から給電されている。フィルタのキャパシタンスは星型を形成するように組合わされ、この星型は中間回路には接続されない。中間回路は、中間回路キャパシタＣ_zkによって表されている。直流電圧Ｕ_DCが、中間回路キャパシタに印加される。電動機１のトルクを制御するために、トルクコントローラ３が設けられている。図１によれば、トルクコントローラ３には、中間回路電圧Ｕ_DC、コンバータから供給される電流ｉ _inv、及びフィルタ出力電圧ｕ _filが供給されている。図２に示す変形では、フィルタ出力電圧ｕ _filの代わりに、フィルタ電流ｉ _filが供給される。
【０００８】
各字下線付き文字（変数）は、以下に説明するベクトルを表している。これらは、公知の 120°/ 90°変換を使用して、相内で測定された導体電流または導体電圧からベクトルに変換することができる。
トルクコントローラ３は、測定された変数、参照磁束値Ψ _ref及び参照トルク値Ｔ_refを使用して最適制御ベクトルＳ（Ｓ_A，Ｓ_B，Ｓ_C）を計算する。このベクトルはコンバータ２内のスイッチを駆動するのに使用される。
図３−７に、トルクコントローラ３の種々変形をブロック線図で示す。破線より上のレギュレータの部分は、従来のＤＴＣコントローラに使用されているものである。下側の部分が本発明に係わる部分である。
以下に、ＤＴＣ制御の基本的な原理の概要を再度説明し、本発明が着目した諸問題を説明することにする。
【０００９】
ＤＴＣ方法においては、実際の磁束値Ψ _actはコンバータ出力電圧ｕ _inv及び修正変数から計算される。修正変数は、第１近似まで、固定子の銅抵抗にまたがる電圧降下Ｒ_s・ｉ _sに対応する。もし補助として電動機モデルを使用すれば、計算は遙かに正確になる。しかしこれは本発明にとっては重要ではなく、従ってこの点においては電圧降下までに留める。
実際の磁束値は、Ψ _act＝∫（ｕ _inv−Ｒ_s ｉ _s）ｄｔによって与えられる。この場合、コンバータ出力電圧ｕ _invは、電圧形成要素８によって、中間回路電圧Ｕ_DC及び実際の制御ベクトルＳから形成される。次に、計算された実際の磁束値Ψ _act及びコンバータから供給される電流ｉ _invから実際のトルク値Ｔ_actが形成される。電流ｉ _invは、２つの相電流を測定し、ベクトルに変換することによって求められる。最後に、電流ｉ _invと磁束Ψ _actとのベクトル積を形成することによって実際のトルク値Ｔ_actが求められる。更に、実際の磁束値Ψ _actの大きさΨ_actも形成される。次に、Ｔ_act及びΨ_actが、対応する外部からの所定の参照値Ψ_ref及びＴ_refと比較される。この比較の結果、及び実際の磁束値Ψ _actを使用して実際の磁束ベクトルを決定するベクトルアサイナ１２の結果が論理回路１３に供給され、コンバータのための最適制御ベクトルＳ（Ｓ_A，Ｓ_B，Ｓ_C）が決定される。
【００１０】
しかしながら、もし本発明の場合のように調波フィルタがコンバータと電動機との間に接続されていれば、フィルタの二重積分のためにスイッチング周波数における電流と電圧との間に 180°の相差が存在するから、ＤＴＣ方法を直接適用することはできない。一方、フィルタがもたらす共振振動は制動すべきである。従って、以下に説明するように、従来の方法及び従来の装置を変更しなければならない。
本質的にこの変更は、フィルタを流れる電流及び／またはフィルタ電圧を測定し、測定されたこれらのフィルタ変数に基づいて参照磁束値またはその大きさ、及び参照トルク値を修正することからなる。即ち、フィルタ出力電圧の振動部分に比例してこれらを減少させるのである。これらの振動外乱変数を計算するための種々の方法が存在している。
【００１１】
第１の実施例（図３）は、各相上のフィルタ出力電圧を測定し、例えば 120°/ 90°変換によって変換するようになっている。更に、実際の磁束値Ψ _actから積ｉ _inv・Ｌ_filが減算される。この目的のために乗算器５及び減算器７が設けられている。これにより、固定子磁束に対応する変数Ψ _sが求められる。電圧ｕ _filは、Ψ _sに平行な成分ｕ_fildと、Ψ _sに直角な成分ｕ_filqとに分割される。この目的のために、ベクトル積形成要素９及びスカラ積形成要素１０が設けられており、電圧ｕ _filとΨ _sとを乗算する。成分ｕ_filqはベクトル積から求められ、成分ｕ_fildはスカラ積から求められる。ｕ_fildは、振動によってもたらされたフィルタ出力電圧の割合を表しており、従って、別の乗算器５において定数Ｋ₁が乗ぜられ、リミタ６を通過した後に減算器７において参照磁束値Ψ_refから減算される。ｕ_filqの振動部分も形成しなければならない。図３においては、これは、ｕ_filqから定数値ω・Ψ _sを減算することによって得ている。この場合、ωは固定子磁束の角周波数に対応している。安定状態においては、ｕ_filqは、差ｕ_filq−ω・Ψ _sがｕ_filqの振動部分Δｕ_filqに対応するように、この値に精密に対応すべきである。この値も同様に、乗算器５において第２の定数Ｋ₂を乗ぜられ、リミタ６に供給される。最後に、このリミタ６の出力が別の減算器７において参照トルク値から減算される。
【００１２】
以上のように、本発明による方法及び装置の本質は、調波フィルタの影響が制御システム内に含まれている事実に鑑みて、振動をもたらすフィルタ出力電圧の要素を先ず全て制動し、フィルタの上流の電動機磁束または電動機モーメントに対応する変数を直接制御する代わりに、いわば仮想コンバータ磁束及びコンバータモーメントを実際の変数として制御することである。
第２の実施例（図４）は、成分ｕ_fild及びｕ_filqの振動部分が高域通過フィルタによって求められる点が、第１の実施例とは異なっている。この目的のために２つの高域通過フィルタ１４が設けられ、ベクトル及びスカラ積形成器９、１０の後の、乗算器５の上流に接続されている。
第３の実施例（図５）の場合には、フィルタ出力電圧ｕ _filの代わりにフィルタ電流ｉ _filが測定される。従って図５は、図２に基づいている。ｉ _filは、例えばフィルタキャパシタＣ_filを流れる２つの電流を測定し、これらの電流をベクトルに変換することによって求める。キャパシタが星型接続されているので全ての電流の和は０でなければならないから、２つの電流で十分である。キャパシタにまたがる電圧ｕ _filは、限定された積分によって電流ｉ _filから計算することができる。図５の配列では、この目的のためにｉ _filの入力に限定された積分器１５が設けてある。図５の他の配列は、図４の配列に対応している。
【００１３】
勿論、図３による変形を第３の実施例にも適用することができる。第４の例示実施例（図６）に示すように、スカラ及びベクトル積形成後に積分を遂行することも可能である。
最後に、図２に基づく例示実施例を図７に示す。この実施例では成分形成のための積分は、一方ではスカラ積形成１０の前に、そして他方ではベクトル積形成９の後に遂行される。電流ｉ _filは始めからΨ _sに平行であるべきであり、ベクトル積の残余の部分は振動によってもたらされる要素を表している。Ψ _sを乗算した電圧はここでは０であるべきであるから、スカラ積を有する状況はこの逆である。この理由から、先ずスカラ積形成について電圧が計算され、それが完了するまではベクトル積形成についての計算はなされない。
【００１４】
本発明はまた、従来のＤＴＣ方法及び従来のＤＴＣ装置を、調波フィルタを有する配列に対して本質的に継続使用できるようにする。本発明は、調波フィルタと共に使用するのに適する付加回路を使用可能ならしめ、従来の部分を実質的に邪魔扱いすることはしない。従って、調波フィルタの利点を損なうことなく簡単な手法で既存システムを拡張することができる。
本発明の上述した実施例を変更及び変化させ得ることは明白である。従って、本発明の範囲は特許請求の範囲によってのみ限定されるものであることを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【図１】コンバータから調波フィルタを介して給電されている３相マシンを有する回路配列を示す図である。
【図２】図１の変形を示す図である。
【図３】本発明による装置の第１の実施例のブロック線図である。
【図４】本発明による装置の第２の実施例のブロック線図である。
【図５】本発明による装置の第３の実施例のブロック線図である。
【図６】本発明による装置の第４の実施例のブロック線図である。
【図７】本発明による装置の第５の実施例のブロック線図である。
【符号の説明】
１３相マシン
２コンバータ
３トルクコントローラ
４ヒステリシスコントローラ
５乗算器
６リミタ
７減算器
８電圧形成要素
９ベクトル積形成要素
１０スカラ積形成要素
１１大きさ形成要素
１２ベクトルアサイナ
１３論理回路
１４高域通過フィルタ
１５限定された積分器
ｕ _fil フィルタ電圧
ｕ_fild Ψ _sに平行なｕ _filの成分
ｕ_filq Ψ _sに直角なｕ _filの成分
Δｕ_filq ｕ_filqの振動部分
ｉ _fil フィルタ電流
Ｌ_fil フィルタインダクタンス
Ｃ_fil フィルタキャパシタンス
Ｃ_zk 中間回路キャパシタ
Ψ _act 実際の磁束値
Ψ_act 実際の磁束値の大きさ
Ψ_ref 参照磁束値
Ｔ_act 実際のトルク値
Ｔ_ref 参照トルク値
ｕ _inv コンバータ出力電圧
ｉ _inv コンバータ電流
Ｕ_DC 中間回路電圧
Ｒ_s 固定子の銅抵抗
ｉ _s 固定子電流
Ψ _s 固定子磁束
ω 固定子磁束の角周波数
Ｓ（Ｓ_A，Ｓ_B，Ｓ_C）コンバータのための制御ベクトル
Ｋ₁、Ｋ₂ 比例係数

Claims

多相コンバータ（２）と３相マシン（１）の間に接続された調波フィルタ（Ｌ_fil 、Ｃ_fil ）を介して、上記多相コンバータ（２）から給電される上記３相マシン（１）の直接トルク制御方法であって、
（ａ）上記コンバータの出力電圧ｕ _inv 、及び３相マシンの固定子の銅抵抗の両端の電圧降下に相当する修正変数から実際の磁束値Ψ _act を計算する段階と、
（ｂ）上記コンバータによって供給される電流ｉ _inv と、上記実際の磁束値Ψ _act とから実際のトルク値Ｔ_act を計算する段階と、
（ｃ）ヒステリシスコントローラ（４）によって上記実際の磁束値Ψ _act の大きさを参照磁束値Ψ _ref と比較し、上記実際のトルク値Ｔ _act の大きさを参照トルク値Ｔ _refと比較する段階と、
（ｄ）上記ヒステリシスコントローラ（４）及び上記実際の磁束値の大きさΨ_act によって支配される上記コンバータのための制御ベクトルＳ（Ｓ_A ，Ｓ_B ，Ｓ_C ）を形成する段階と、
を備え、
（ｅ）上記フィルタを通って流れる電流ｉ _fil 及び／またはフィルタ出力電圧ｕ _fil を測定し、
（ｆ）上記ヒステリシスコントローラ（４）へ供給される前の上記参照磁束値Ψ_ref 及び上記参照トルク値Ｔ_ref を、上記フィルタを通って流れる電流ｉ _fil 及び／またはフィルタ出力電圧ｕ _fil に基づいて修正する
ことを特徴とする直接トルク制御方法。
（ａ）上記実際の磁束値Ψ _act と、上記コンバータによって供給される電流ｉ _inv と上記調波フィルタのインダクタンスＬ_fil の積との差から固定子磁束Ψ _s を形成する段階と、
（ｂ）上記固定子磁束Ψ _s を使用して、上記フィルタ出力電圧ｕ _fil を上記固定子磁束に平行な成分ｕ_fildと、上記固定子磁束に直角な成分ｕ_filqとに変換する段階と、
（ｃ）上記参照磁束値Ψ_ref を上記成分ｕ_fildに比例する量だけ減少させ、上記参照トルク値Ｔ_ref を上記成分ｕ_filqの振動要素Δｕ_filqに比例して減少させる段階と、
によって上記参照磁束値Ψ_ref 及び上記参照トルク値Ｔ_ref を修正する請求項１に記載の方法。
上記成分ｕ_filqの振動要素Δｕ_filqは、上記成分ｕ_filqと、上記固定子磁束Ψ _s と上記固定子磁束Ψ _s の角周波数ωとの積ω・Ψ _s との差から生成される請求項２に記載の方法。
上記成分ｕ_filqの振動要素Δｕ_filqは、上記成分ｕ_filqを高域通過濾波することによって生成する請求項２に記載の方法。
上記成分ｕ_fildも、高域通過濾波される請求項４に記載の方法。
（ａ）上記フィルタを通って流れる電流ｉ _fil を測定し、
（ｂ）上記電流ｉ _fil を積分することによって上記フィルタ出力電圧ｕ _fil を生成する請求項３乃至５のいずれか１つに記載の方法。
上記フィルタ出力電圧ｕ _fil は、上記フィルタ出力電圧ｕ _fil と上記固定子磁束Ψ _s とのスカラ積の形成によって固定子磁束Ψ _s に平行な成分ｕ _fild に変換され、且つ、上記フィルタ出力電圧ｕ _fil と上記固定子磁束Ψ _s とのベクトル積の形成によって上記固定子磁束Ψ _s に直角な成分ｕ _filq に変換される請求項２乃至６の１つに記載の方法。
多相コンバータ（２）と３相マシン（１）の間に接続されている調波フィルタ（Ｌ_fil 、Ｃ_fil ）を介して、上記多相コンバータ（２）から給電される上記３相マシン（１）の直接トルク制御装置であって、
（ａ）トルクコントローラ（２）を具備し、上記トルクコントローラは、
上記コンバータの出力電圧ｕ _inv、及び３相マシンの固定子の銅抵抗の両端の電圧降下に相当する修正変数から実際の磁束値Ψ _act を計算し、
上記コンバータによって供給される電流ｉ _inv と、上記実際の磁束値Ψ _act とから実際のトルク値Ｔ_act を計算し、
（ｃ）ヒステリシスコントローラ（４）によって上記実際の磁束値Ψ _act の大きさを参照磁束値Ψ _ref と比較し、上記実際のトルク値Ｔ _act の大きさを参照トルク値Ｔ _refと比較し、
上記ヒステリシスコントローラ（４）及び上記実際の磁束値Ψ _act によって支配される上記コンバータ（２）のための制御ベクトルＳ（Ｓ_A ，Ｓ_B ，Ｓ_C ）を形成し、
そして、
（ｂ）上記フィルタを通って流れる電流ｉ _fil 及び／またはフィルタ出力電圧ｕ _fil を測定する電流及び電圧計器が設けられ、
（ｃ）上記ヒステリシスコントローラへ供給される前の上記参照磁束値Ψ_ref 及び上記参照トルク値Ｔ_ref を、上記フィルタを通って流れる電流ｉ _fil 及び／またはフィルタ出力電圧ｕ _fil に基づいて修正する第２の手段が設けられていることを特徴とする直接トルク制御装置。
上記第２の手段は、
（ａ）上記コンバータによって供給される電流ｉ _inv と、上記調波フィルタのインダクタンスＬ_fil との積を形成する第１の乗算器（５）と、
（ｂ）上記実際の磁束値Ψ _act と、上記コンバータによって供給される電流ｉ _inv と上記調波フィルタのインダクタンスＬ_fil の積との差から固定子磁束Ψ _s を計算する第１の減算器（７）と、
（ｃ）上記固定子磁束Ψ _s を使用して、上記フィルタ出力電圧ｕ _fil を上記固定子磁束に平行な成分ｕ_fildと、上記固定子磁束に直角な成分ｕ_filqとに変換する座標変換器（９、１０）と、
（ｄ）上記参照磁束値Ψ_ref を上記成分ｕ_fildに比例する量だけ減少させ、上記参照トルク値Ｔ_ref を上記成分ｕ_filqの振動要素Δｕ_filqに比例して減少させる参照値コントローラと、
を備えている請求項８に記載の装置。
上記成分ｕ _fild 及び上記成分ｕ _filq のために、上記参照値コントローラは、それぞれの経路に１つの乗算器（５）を有し、それによって、上記成分ｕ _fild 対して、それぞれの乗算器 ( ５ ) は、成分ｕ _fild に定数Ｋ ₁ を乗算し、上記成分ｕ _filq 対して、それぞれの乗算器 ( ５ ) は、成分ｕ _filq に定数Ｋ ₂ を乗算し、それぞれの経路に乗算器（５）の下流に接続された１つの制限器（６）とそれぞれの経路に前記制限器 ( ６ ) の下流に接続された１つの減算器 ( ７ ) を有し、上記成分ｕ_fildに割当てられている上記減算器（７）は上記参照磁束値Ψ_ref に作用し、且つ、上記成分ｕ_filqに割当てられている上記減算器（７）は上記参照トルク値Ｔ_ref に作用する請求項９に記載の装置。