JP3986553B2 - デシベル−線形出力電圧を有する増幅段 - Google Patents

Description

利得制御のため乗算器を用いることは周知である。制御信号は乗算器の一方の入力に供給され、入力信号は乗算器の第２の入力に供給される。出力信号は出力に現れる。
従来の利得制御の場合、出力信号は、制御信号に対し直線的に出力される。１ボルトの入力信号と、０と１０ボルトの間の制御信号が与えられた場合、０と１００の間の倍率を有する線形利得特性を実現することが可能である。即ち、利得倍率１００は、１０ボルトの制御信号に対し生成され、５ボルトの制御信号に対し利得倍率は５０である。利得倍率をデシベル単位で表わした場合、利得倍率１００は４０ｄＢの値に対応し、利得倍率５０は値３４ｄＢに対応する。従って、線形増幅器は、出力信号の変化が低い方の制御レンジに大きい影響を与え、一方、高い方の制御レンジにおいて制御された変数の変化は出力信号に大きな影響を与えないので、ｄＢ線形性に適していない。
利得倍率は、中間周波（ＩＦ）レンジの場合、値１と１０００の間にある。上記利得倍率は制御電圧上に均等に分配する必要があるので、出力電圧と制御信号の間のデシベル線形性が目標になる。
更に、出力電圧を入力電圧の対数関数として変えることは米国特許出願第5 057 717号明細書及び米国特許出願第4 004 141号明細書から周知である。
本発明は、デシベル線形であるべき制御された乗算増幅器を設計する目的に基づいている。上記目的は、請求の範囲の第１項に記載された本発明の特長によって実現される。本発明の有利な展開は従属項に記載されている。
本発明によれば、乗算増幅器の入力には、ドライブの目的で上流に接続されたトランジスタがある。上記トランジスタは、チップのトランジスタ領域上で等しくさせる必要がある。
乗算器の各入力の上流のトランジスタ、又は、上流のトランジスタ領域の数が一致するよう選択された場合に、乗算器は線形に動作する。入力の上流の上記トランジスタ又はトランジスタ領域の数が別個に選択された場合に、トランジスタ又はトランジスタ領域の比の適当な分配比が与えられたならば、デシベル線形化を実現することが可能である。
トランジスタを介して乗算器の入力に供給される電流を制御することにより、デシベル線形性を厳密に設定することが可能である。トランジスタの適当な分配比、即ち、適当な制御電流は級数展開によって定めることができる。
制御ユニットは、一方で制御電圧を電流に変換し、他方で温度の影響を補償するため使用される。制御ユニットは最小利得１を補償する一定成分を有する。
可能な最良のデシベル線形化は、１：５のトランジスタ分配比の場合に生成される。上記回路の利点は、デシベル線形化を低コストで実現し得ることである。
以下、添付図面を参照して本発明を説明する。添付図面中：
図１は本発明に従って構成された回路を示す図であり、
図２は図１の回路で得られた特性を示す図であり、
図３は本発明により構成された回路の展開を示す図であり、
図４−１１は、本発明により構成された回路の展開を示す図である。
図１はデシベル−線形化された乗算器を示している。ＩＦ電圧ＵＥは、トランジスタＴ１１、Ｔ１２及び抵抗ＲＥにより形成される電圧／電流変換器１を用いて電流ＩＥに変換される。電流ＩＥは上側の乗算器２によって送出される。直流信号Ｕ２は乗算器２の入力に現れる。出力電圧ＶＣは乗算器２の出力に現れる。直流Ｕ１はトランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６のベースに現れる。直流信号Ｕ２は、電流Ｉａ、Ｉｂの関数としてその値を変える。制御ユニット３は制御電圧ＶＡＧＣを電流Ｉａ及びＩｂに変換する。電流Ｉａは、制御ユニット３に依存してトランジスタＴ１によって送出される。電流Ｉｂは、制御ユニット３に依存して、トランジスタＴ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６によって送出される。電流Ｉａ及びＩｂは、制御電圧ＶＡＧＣの関数として制御ユニット３を用いて制御される。電流Ｉａ及びＩｂは相互に補完的、即ち、一方の電流が増加すると、もう一方の電流は減少する。制御ユニット３は一定成分Ｉｃｏｎｓｔを有し、これを用いて、最小利得の１が生成される。直流信号Ｕ２は電流Ｉａ、Ｉｂに依存し、電流ＩＥが切り換えられ、電流Ｉ１又は電流Ｉ２が得られるように乗算器をドライブする。ＩａのＩｂに対する比はＩ１のＩ２に対する比に一致する。電流Ｉ１は抵抗ＲＣの両端間の電圧降下に影響を与え、電圧ＶＣによる増幅信号を供給する。電流Ｉ２は抵抗ＲＣの両端間の電圧効果には影響を与えず、電圧ＶＣによる増幅信号を低減する。このようにして、ＩＦ電圧ＵＥと制御電圧ＶＡＧＣの関数としての出力電圧ＶＣのデシベル線形性を実現することができるように信号分配が制御される。
乗算器２の入力に関し同一タイプのトランジスタの分配比ＮＴの影響を以下に説明する。ベースとエミッタの間の電圧降下は、トランジスタＴ１乃至Ｔ６の電流分配を制御する。同一分配比の場合、全ての電流は均等に分配される。即ち、ＩａのＩｂに対する比は、Ｉ１のＩ２に対する比に一致する。これは、上記例の場合１：１の分配比で電流の高周波分配を制御する通常の直接電流分配である。例えば、１：５のように別個に選択された分配比が与えられた場合、電流Ｉｂの小さい方の部分電流は、５個のトランジスタの並列配置の中の各個別のトランジスタを流れ、電圧降下は特定の規則に従って減少する。上記規則は、ダイオードの特性

に従って作成され、次式

が得られる。上の式において、Ｉ_sはダイオードの逆飽和電流を表わしている。ベース／エミッタ電圧は、電流比の自然対数関数の関数として変化することが分かる。電圧飽和電流は、従って、トランジスタの個数に依存し、トランジスタＴ２乃至Ｔ６の間で均等に分配されている。逆飽和電流Ｉ_sはトランジスタＴ２乃至Ｔ６から生成され、ベース／エミッタ比は、かくして、倍率５で減少する。電圧

は、選択された比１：５に対し生成される。従って、選択された比は対数を用いた式に採用される。比１：５、即ち、Ｔ１：Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６は、出力のデシベル線形性を保証する。
図２には所望の曲線プロフィールが示されている。出力電圧ＶＣ〔ｄＢ〕は制御電圧ＶＡＧＣ〔Ｖ〕の関数として示されている。上記曲線プロフィールａは、選択された分配比ＮＴ＝１：５が与えられた場合に制御電圧ＶＡＧＣに対するデシベル−線形性プロフィールを示している。曲線プロフィールｂは、選択された分配比ＮＴ＝１：３が与えられた場合の略直線的な曲線プロフィールを示している。デシベル線形性は、選択された分配比ＮＴ＝１：５の場合に得られることが明らかに示されている。
図３には図１と比較して制御ユニット３が具現化されている点で変更された他の回路が示されている。制御ユニット３は、トランジスタＴ１３、Ｔ１４、Ｔ１５、Ｔ１６、Ｔ１７、Ｔ１８と、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６と、基準電圧源Ｕｒｅｆと、定電流源Ｉｃｏｎｓｔとからなる。制御ユニット３は、制御電圧ＶＡＧＣを電流Ｉａ及びＩｂに変換する。別の分配比により、種々の電流による温度応答が得られ、この温度応答は補償する必要がある。上記回路配置の場合、電流Ｉａ、Ｉｂは、利得が温度の関数として一定に維持されるように再調整される。
図４には、平衡エミッタ領域を有する制御可能な増幅器が示されている。この増幅器は、３個の結合された差動増幅器ｎ１、ｎ２、ｎｃからなる。トランジスタのエミッタ領域は別々である。中央の差動増幅器ｎｃは、エミッタの面積ｎｃ＊Ａｅを有し、ここで、ｎｃは整数であり、Ａｅはエミッタの単位面積（例えば、５μｍ＊５μｍ）である。二つの外側の差動増幅器ｎ１、ｎ２は、夫々、エミッタ面積ｎ１＊Ａｅ、ｎ２＊Ａｅ及びｎ２＊Ａｅ、ｎ１＊Ａｅを有する。差動増幅器の制御電流は、Ｉａ、Ｉｂ及びＩｃである。コレクタ電流Ｉｃ１は、

として表わされる。
電圧利得Ａｖ＝ｖａ／ｖｅは、

として表わされる。
微分係数

は、利得の線形性の測定量である。従って、利得Ａｖは変調に依存する。Ｉａ＝Ｉｂならば、

である。
線形増幅器の設計の目的は、電圧利得Ａｖ＝一定の場合に最大の実現可能な変調ｘを得ることである。数学的な最適化法を使用して、Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ、ｎ１、ｎ２及びｎｃは上記変調が得られるように定めることができる。
図５において、曲線ａは、中央の差動増幅器ｎｃだけからなる増幅器の電圧利得Ａｖ（ｘ）のプロフィールを示している。曲線ｂは、二つの外側の差動増幅器ｎ１だけからなる増幅器を示している。曲線ｃは、３台の差動増幅器ｎ１、ｎ２、ｎｃの全部からなる増幅器を示している。曲線２ｃに従う解は、全変調レンジにおいて明らかに改良された線形性を示している。１％の許容された改良の変調限界は、種々の形の曲線ａ、曲線ｂ及びｃに対し以下の表１に掲載されている。

新しい解、曲線ｃは、従来の解法、曲線ａ及びｂと比べて略２倍の変調レンジを示している。
図６には、制御電流がＶＴ発生器の助けで温度に比例して増加するとき、温度依存性利得を有する回路が示されている。
図７には他の実施例が示されている。増幅器は、連鎖的に接続され、モノリシック的に集積された４台の増幅器からなる。歪み係数ｋ≦１％の場合の最大許容入力電圧Ｖｉｎは６０ｍＶｐｐである。利得は０ｄＢから６０ｄＢまで変えることができる。増幅器に関するノイズ電圧レベルは、５ｎＶ／νである。増幅器の帯域幅は１２０ＭＨｚよりも広い。
図８は変調レンジの多重化を示している。変調レンジは差動増幅器のエミッタラインにｍ個のダイオードを介在させることによりｍ倍に増大される。
図９は帯域幅を増大する回路を示している。カスコード回路を用いることにより、寄生的なコレクタ／基板容量Ｃｓを無効にさせることが可能であるので、帯域幅を増大することができる。
図１０には入力電圧に依存する利得が示されている。差動増幅器ｎ１、ｎ２、ｎｃ、ｉａ、ｉｂ及びｉｃを適当に選択することにより、実質的に全ての所望の形状の利得曲線を実現することが可能である。更に他の例は、コレクタラインを置き換えることにより生成される。
図１１は他の差動増幅器１０を示している。更なる差動増幅器１０を付加することにより増幅器が線形である変調レンジを拡張することが可能である。

Claims (7)

1. 制御電圧（ＶＧＡＣ）が特定の割合だけ変化したとき、デシベル単位で同じ割合だけ出力信号の大きさを変化させて、出力信号（ＶＣ）の大きさが前記制御電圧（ＶＡＧＣ）の対数と線形に変化するようにした増幅段であって、
   前記制御電圧（ＶＧＡＣ）に対応した電圧が第１の入力信号として、その第１の入力と第２の入力との間に供給される乗算器（２）と、
   前記制御電圧（ＶＧＡＣ）を受ける制御ユニット（３）と、
   前記制御ユニット（３）の第１及び第２の出力と、前記乗算器（２）の前記第１及び第２の入力と、の間に接続された複数のトランジスタ（Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６）とを有し、
   前記複数のトランジスタのそれぞれのトランジスタは、前記制御ユニット（３）の第１の出力又は第２の出力に、及び、前記乗算器（２）の前記第１の入力又は第２の入力に、割り当てられて、１：５の分配比（ＮＴ）とされることによって、出力信号（ＶＣ）の上記制御電圧（ＶＡＧＣ）に対するデシベル−線形依存を得ることを特徴とする増幅段。
2. 上記制御ユニット（３）は、上記制御電圧（ＶＧＡＣ）を、相互に補完的な二つの電流（Ｉａ，Ｉｂ）に変換し、その電流は、上記制御ユニット（３）の上記第１の出力及び第２の出力を介して、前記複数のトランジスタのそれぞれのトランジスタに供給されていることを特徴とする請求項１記載の増幅段。
3. 乗算器（２）のトランジスタ（Ｔ７，Ｔ８；Ｔ９，Ｔ１０）は、チップ上に異なるエミッタ領域を有する結合されたトランジスタ（ｎ１、ｎ２、ｎｃ）を形成することによって構成されることを特徴とする請求項１記載の増幅段。
4. 一定の電圧利得（Ａｖ）が与えられたならば、変調レンジの増加が、エミッタ領域を異にする差動増幅器（ｎｃ）を結合することにより得られることを特徴とする請求項３記載の増幅段。
5. 上記変調レンジは、乗算器（２）のトランジスタ（Ｔ７，Ｔ８；Ｔ９，Ｔ１０）のエミッタラインにｍ個のダイオードを挿入することによりｍ倍に増加されることを特徴とする請求項４記載の増幅段。
6. 帯域幅はカスケード回路を用いることによって、増加されることを特徴とする請求項１記載の増幅段。
7. ＶＴ発生器により、増幅段の利得が温度に対応して変動するように、電流源（Ｉａ，Ｉｂ、Ｉｃ）を制御することを特徴とする請求項１ないし６いずれか一項に記載の増幅段。

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