JPH0573285B2 - - Google Patents
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- JPH0573285B2 JPH0573285B2 JP61505180A JP50518086A JPH0573285B2 JP H0573285 B2 JPH0573285 B2 JP H0573285B2 JP 61505180 A JP61505180 A JP 61505180A JP 50518086 A JP50518086 A JP 50518086A JP H0573285 B2 JPH0573285 B2 JP H0573285B2
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- gain
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
- H03G3/3057—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver using at least one diode as controlling device
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/42—Simultaneous measurement of distance and other co-ordinates
- G01S13/44—Monopulse radar, i.e. simultaneous lobing
- G01S13/4436—Monopulse radar, i.e. simultaneous lobing with means specially adapted to maintain the same processing characteristics between the monopulse signals
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
- G01S7/40—Means for monitoring or calibrating
- G01S7/4004—Means for monitoring or calibrating of parts of a radar system
- G01S7/4021—Means for monitoring or calibrating of parts of a radar system of receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
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- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- General Physics & Mathematics (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Attenuators (AREA)
Description
請求の範囲
１ 共通ベース接続のトランジスタから構成され
ている第１の能動段と、 前記第１の能動段の出力に接続された入力を有
するエミツタフオロア接続のトランジスタから構
成されている第２の能動段と、 一方の端子が第１の能動段の出力および第２の
能動段の入力に結合され、他方の端子が接地点に
結合されているPINダイオードとを具備し、 このPINダイオードは前記第１および第２の能
動段と無関係に順方向バイアス電流によつて駆動
されてそのインピーダンスを変化し、第１の能動
段に対数線形信号を出力させることを特徴とする
増幅装置。
ている第１の能動段と、 前記第１の能動段の出力に接続された入力を有
するエミツタフオロア接続のトランジスタから構
成されている第２の能動段と、 一方の端子が第１の能動段の出力および第２の
能動段の入力に結合され、他方の端子が接地点に
結合されているPINダイオードとを具備し、 このPINダイオードは前記第１および第２の能
動段と無関係に順方向バイアス電流によつて駆動
されてそのインピーダンスを変化し、第１の能動
段に対数線形信号を出力させることを特徴とする
増幅装置。
２ 前記順方向バイアス電流を供給し、その電流
を増幅装置中の温度変化に関係なく調整する回路
手段を具備している請求項１記載の装置。
を増幅装置中の温度変化に関係なく調整する回路
手段を具備している請求項１記載の装置。
３ 前記回路手段は、
入力抵抗を通つて制御電圧がその入力に結合さ
れる作動増幅器と、 直列に接続された抵抗およびダイオードよりな
る直列回路とを具備し、この直列回路の一方の端
子は前記作動増幅器の出力に結合され、その他方
の端子は前記作動増幅器の入力に結合されている
請求項２記載の装置。
れる作動増幅器と、 直列に接続された抵抗およびダイオードよりな
る直列回路とを具備し、この直列回路の一方の端
子は前記作動増幅器の出力に結合され、その他方
の端子は前記作動増幅器の入力に結合されている
請求項２記載の装置。
［産業上の利用分野］
本発明はアナログ回路増幅装置に関するもので
あり、特に温度に依存せず正確な利得制御が行わ
れるカスケード内部インピーダンス依存増幅装置
に関するものである。
あり、特に温度に依存せず正確な利得制御が行わ
れるカスケード内部インピーダンス依存増幅装置
に関するものである。
［従来の技術］
ある種の信号増幅を伴うシステムにおいては、
システムの効果的な動作のために電子回路の一部
分における正確な利得制御が必要である。そのよ
うなシステムにはレーダシステム、特に多重チヤ
ンネルを使用し、各チヤンネルで正確で均等な利
得制御を必要とするレーダシステムが含まれてい
る。
システムの効果的な動作のために電子回路の一部
分における正確な利得制御が必要である。そのよ
うなシステムにはレーダシステム、特に多重チヤ
ンネルを使用し、各チヤンネルで正確で均等な利
得制御を必要とするレーダシステムが含まれてい
る。
従来の技術では、レーダシステムにおける増幅
器の利得制御は多重チヤンネルの増幅器のために
デルタ利得制御AGC回路を使用して行われてい
た。しかしながら、各チヤンネルが別々に調整さ
れている場合でさえも、チヤンネル間の関連する
利得は最初に較正または均等化されるだけではな
く、その後長い期間にわたつて各チヤンネルの均
等状態が保持されなければならない。そのため従
来は多重チヤンネル増幅器の多数のチヤンネル間
の利得のドリフトを補償するために付加的なデル
タ利得制御AGC回路を使用することが行われて
いた。しかしながら、その場合でも多重チヤンネ
ルの利得制御を揃えるために周期的なチエツクが
必要とされている。
器の利得制御は多重チヤンネルの増幅器のために
デルタ利得制御AGC回路を使用して行われてい
た。しかしながら、各チヤンネルが別々に調整さ
れている場合でさえも、チヤンネル間の関連する
利得は最初に較正または均等化されるだけではな
く、その後長い期間にわたつて各チヤンネルの均
等状態が保持されなければならない。そのため従
来は多重チヤンネル増幅器の多数のチヤンネル間
の利得のドリフトを補償するために付加的なデル
タ利得制御AGC回路を使用することが行われて
いた。しかしながら、その場合でも多重チヤンネ
ルの利得制御を揃えるために周期的なチエツクが
必要とされている。
さらに従来の技術による回路は本質的に利得を
減少させることによつて制御を行うものであるた
め、雑音指数に影響して利得が低下するほど雑音
指数が高くなる。さらに、従来技術の回路は利得
低下が大きくなると制御信号に対する利得変化の
線形特性が得られなくなる。
減少させることによつて制御を行うものであるた
め、雑音指数に影響して利得が低下するほど雑音
指数が高くなる。さらに、従来技術の回路は利得
低下が大きくなると制御信号に対する利得変化の
線形特性が得られなくなる。
［発明の解決しようとする課題］
したがつて、特に多重チヤンネルにおいて周期
的なチエツクが不要であり、利得低下が大きいと
きでも制御信号に対する利得変化の線形特性を維
持することができ、また雑音指数を悪化させない
ような増幅装置が要求されている。
的なチエツクが不要であり、利得低下が大きいと
きでも制御信号に対する利得変化の線形特性を維
持することができ、また雑音指数を悪化させない
ような増幅装置が要求されている。
本発明の目的は、このような要求を満足させ、
構成が簡単で制御の容易な増幅装置を提供するこ
とである。
構成が簡単で制御の容易な増幅装置を提供するこ
とである。
［課題解決のための手段および作用］
このような目的は本発明の増幅装置によつて達
成される。本発明の増幅装置は、共通ベース接続
のトランジスタから構成されている第１の能動段
と、この第１の能動段の出力に接続された入力を
有するエミツタフオロア接続のトランジスタから
構成されている第２の能動段と、一方の端子が第
１の能動段の出力および第２の能動段の入力に結
合され、他方の端子が接続点に結合されている
PINダイオードとを具備し、このPINダイオード
は第１および第２の能動段と無関係に順方向バイ
アス電流によつて駆動されてそのインピーダンス
を変化し、第１の能動段に対数線形信号を出力さ
せることを特徴とする。
成される。本発明の増幅装置は、共通ベース接続
のトランジスタから構成されている第１の能動段
と、この第１の能動段の出力に接続された入力を
有するエミツタフオロア接続のトランジスタから
構成されている第２の能動段と、一方の端子が第
１の能動段の出力および第２の能動段の入力に結
合され、他方の端子が接続点に結合されている
PINダイオードとを具備し、このPINダイオード
は第１および第２の能動段と無関係に順方向バイ
アス電流によつて駆動されてそのインピーダンス
を変化し、第１の能動段に対数線形信号を出力さ
せることを特徴とする。
本発明の増幅装置は上記のように電圧増幅器で
ある共通ベース接続のトランジスタからなる第１
の能動段と、この第１の能動段の出力に入力が接
続された電流増幅器であるエミツタフオロア接続
のトランジスタからなる第２の能動段とを組合わ
せて構成され、それらの接続点と接地点との間に
PINダイオードが接続されているため、この増幅
装置の利得は利得制御抵抗であるPINダイオード
の内部抵抗と第１の能動段の共通ベース接続のト
ランジスタの入力抵抗との比によつて決定され、
従来の回路よりもトランジスタのパラメータによ
り影響されることが少ない。しかもPINダイオー
ドの抵抗を制御する電流は第１および第２の能動
段と無関係であるから広い制御信号範囲に対して
対数線形特性を与えることができ、また温度補償
回路等の構成も容易である。
ある共通ベース接続のトランジスタからなる第１
の能動段と、この第１の能動段の出力に入力が接
続された電流増幅器であるエミツタフオロア接続
のトランジスタからなる第２の能動段とを組合わ
せて構成され、それらの接続点と接地点との間に
PINダイオードが接続されているため、この増幅
装置の利得は利得制御抵抗であるPINダイオード
の内部抵抗と第１の能動段の共通ベース接続のト
ランジスタの入力抵抗との比によつて決定され、
従来の回路よりもトランジスタのパラメータによ
り影響されることが少ない。しかもPINダイオー
ドの抵抗を制御する電流は第１および第２の能動
段と無関係であるから広い制御信号範囲に対して
対数線形特性を与えることができ、また温度補償
回路等の構成も容易である。
本発明のAGC回路は供給された制御信号に対
して対数線形インピーダンスを与える。対数線形
インピーダンスとはAGC回路の利得の対数が線
形に変化するときインピーダンスの対数も線形に
変化するようなインピーダンスを意味するもので
ある。
して対数線形インピーダンスを与える。対数線形
インピーダンスとはAGC回路の利得の対数が線
形に変化するときインピーダンスの対数も線形に
変化するようなインピーダンスを意味するもので
ある。
AGC回路はPINダイオードの抵抗を制御する
順方向電流を流すためのサブ回路を使用するが、
この回路としてはPINダイオードの熱によるパラ
メータ変化を補償するために温度補償サブ回路を
使用することが望ましい。
順方向電流を流すためのサブ回路を使用するが、
この回路としてはPINダイオードの熱によるパラ
メータ変化を補償するために温度補償サブ回路を
使用することが望ましい。
本発明は、さらに複数のこのような増幅装置お
よび対応するサブ回路により構成されることもで
きる。各増幅装置の出力ノードは次の増幅装置の
入力ノードに接続されて縦続列を構成するように
接続される。増幅装置の最初のものの入力ポート
に入力信号が供給され、最後のものから出力が得
られる。このような縦続接続された増幅装置は全
体としてAGC電圧に対して対数線形利得特性を
有する。
よび対応するサブ回路により構成されることもで
きる。各増幅装置の出力ノードは次の増幅装置の
入力ノードに接続されて縦続列を構成するように
接続される。増幅装置の最初のものの入力ポート
に入力信号が供給され、最後のものから出力が得
られる。このような縦続接続された増幅装置は全
体としてAGC電圧に対して対数線形利得特性を
有する。
［発明の効果］
本発明の増幅装置は、前記のように利得が利得
制御抵抗であるPINダイオードの内部抵抗と第１
の能動段の共通ベース接続のトランジスタの入力
抵抗との比によつて決定されるため、従来の回路
に比較してトランジスタのパラメータにより影響
されることが少なく、しかもPINダイオードの内
部抵抗は順方向バイアス電流に対して対数線形特
性を有しているから簡単な構成で増幅装置の利得
を容易に対数線形特性にすることができる。
制御抵抗であるPINダイオードの内部抵抗と第１
の能動段の共通ベース接続のトランジスタの入力
抵抗との比によつて決定されるため、従来の回路
に比較してトランジスタのパラメータにより影響
されることが少なく、しかもPINダイオードの内
部抵抗は順方向バイアス電流に対して対数線形特
性を有しているから簡単な構成で増幅装置の利得
を容易に対数線形特性にすることができる。
また本発明の増幅器装置では雑音指数がAGC
制御信号の大きさによつてほとんど影響されるこ
とがなく、したがつて利得を大きく低下させても
雑音指数が悪化することはない。
制御信号の大きさによつてほとんど影響されるこ
とがなく、したがつて利得を大きく低下させても
雑音指数が悪化することはない。
さらに、PINダイオードの抵抗を制御する電流
は第１および第２の能動段と無関係であるから広
い制御信号範囲に対して対数線形特性を維持する
ことが可能であり、また温度補償回路等の構成も
容易になる。
は第１および第２の能動段と無関係であるから広
い制御信号範囲に対して対数線形特性を維持する
ことが可能であり、また温度補償回路等の構成も
容易になる。
第１図は、本発明を取入れた中間周波数（IF）
単独段階増幅器の概略図である。
単独段階増幅器の概略図である。
第２図は、第１図の回路部分と組合わせて用い
られる温度補償サブ回路の概略図である。
られる温度補償サブ回路の概略図である。
第３図は、連続カスケード接続された複数の増
幅器のブロツク図である。
幅器のブロツク図である。
［実施例］
内部インピーダンス依存増幅器は、増幅器内の
予め定められたノードでのインピーダンスによつ
て決定される利得を有する。PINダイオードは予
め定められたノードに接続される。PINダイオー
ドは正確な利得制御（AGC）信号として増幅器
に供給する順方向バイアス電流によつて駆動され
る。この実施例では、PINダイオードは増幅器中
の予め定められたノードに接続されたインピーダ
ンスが温度に依存しない方法で作動増幅器によつ
て駆動される。PINダイオードは次の式によつて
与えられるインピーダンスを有する。
予め定められたノードでのインピーダンスによつ
て決定される利得を有する。PINダイオードは予
め定められたノードに接続される。PINダイオー
ドは正確な利得制御（AGC）信号として増幅器
に供給する順方向バイアス電流によつて駆動され
る。この実施例では、PINダイオードは増幅器中
の予め定められたノードに接続されたインピーダ
ンスが温度に依存しない方法で作動増幅器によつ
て駆動される。PINダイオードは次の式によつて
与えられるインピーダンスを有する。
logR＝Ａ＋BlogIp
ここで、
ＲはPINダイオードのインピーダンス
Ipは順方向バイアス電流
ＡおよびＢは各PINダイオードによつて異なる
定数。
定数。
PINダイオードを駆動する作動増幅器に制御入
力として加えられたAGC電圧はPINダイオード
のインピーダンスに対して対数線形であり、故
に、またPINダイオードが接続されるインピーダ
ンス依存増幅器の電圧利得に関して対数線形であ
る。増幅器の利得のこの特徴は増幅器が連続して
カスケード接続され、増幅器のカスケード列のた
めに上述のように同じインピーダンス接続関係を
維持させる。従つて、増幅器のカスケード列の電
圧利得はまた、列の各増幅器に加えられた共通の
AGC電圧に関して対数線形である。
力として加えられたAGC電圧はPINダイオード
のインピーダンスに対して対数線形であり、故
に、またPINダイオードが接続されるインピーダ
ンス依存増幅器の電圧利得に関して対数線形であ
る。増幅器の利得のこの特徴は増幅器が連続して
カスケード接続され、増幅器のカスケード列のた
めに上述のように同じインピーダンス接続関係を
維持させる。従つて、増幅器のカスケード列の電
圧利得はまた、列の各増幅器に加えられた共通の
AGC電圧に関して対数線形である。
以下の説明から明らかなように、増幅器または
このような増幅器のカスケード接続された増幅装
置の雑音指数は、利得がPINダイオードのインピ
ーダンスによつて決定されるので実質上AGC電
圧とは無関係であり、雑音指数へのその寄与は相
対的にインピーダンスの大きさに依存しないか、
悪くともそのインピーダンスの非常にゆつくりと
変化する関数である。
このような増幅器のカスケード接続された増幅装
置の雑音指数は、利得がPINダイオードのインピ
ーダンスによつて決定されるので実質上AGC電
圧とは無関係であり、雑音指数へのその寄与は相
対的にインピーダンスの大きさに依存しないか、
悪くともそのインピーダンスの非常にゆつくりと
変化する関数である。
本発明は、温度に依存せず、PINダイオードの
無線周波数（RF）特性の使用による利得トラツ
キング（tracking）である増幅器である。PINダ
イオードのRF抵抗の対数がその順方向電流に関
して対数的に線形であることは知られている。本
発明の増幅器は従つて抵抗的に制御されたその利
得を有する。利得決定抵抗エレメントとして対数
線形PINダイオードを用いることによつて、増幅
器利得は利得制御電圧に関して対数線形にするこ
とができる。結果として、高いダイナミツクレン
ジ、低い内部変調歪、利得減少に比例して減少す
る出力雑音を有する増幅器が実現される。例えば
カスケード増幅器中の典型的なPINダイオードを
用いると、−55℃乃至85℃の範囲の温度で25度以
上の温度変化によつて60dBの範囲にわたつて
0.5dB以上の利得制御精度が達成される。
無線周波数（RF）特性の使用による利得トラツ
キング（tracking）である増幅器である。PINダ
イオードのRF抵抗の対数がその順方向電流に関
して対数的に線形であることは知られている。本
発明の増幅器は従つて抵抗的に制御されたその利
得を有する。利得決定抵抗エレメントとして対数
線形PINダイオードを用いることによつて、増幅
器利得は利得制御電圧に関して対数線形にするこ
とができる。結果として、高いダイナミツクレン
ジ、低い内部変調歪、利得減少に比例して減少す
る出力雑音を有する増幅器が実現される。例えば
カスケード増幅器中の典型的なPINダイオードを
用いると、−55℃乃至85℃の範囲の温度で25度以
上の温度変化によつて60dBの範囲にわたつて
0.5dB以上の利得制御精度が達成される。
増幅器利得の関数はただ２つの点で入力および
出力を読取ることによつて確認されることができ
る。このときは利得調整を非常に容易にする。
出力を読取ることによつて確認されることができ
る。このときは利得調整を非常に容易にする。
利得調整が容易であるため、増幅器の設計は動
作利得決定要素、すなわちPINダイオードの個々
の定数を考慮に入れて調整することが容易であ
る。
作利得決定要素、すなわちPINダイオードの個々
の定数を考慮に入れて調整することが容易であ
る。
以下に確かめられるように、増幅器の中心周波
数は小さいサイズの複合回路設計および容易に調
整可能な特性を可能にする単独の誘導エレメント
によつて設定される。このことは再設計の必要の
ない非常に様々な応用中で使用可能な一般的な回
路ブロツクの設計を可能にするものである。
数は小さいサイズの複合回路設計および容易に調
整可能な特性を可能にする単独の誘導エレメント
によつて設定される。このことは再設計の必要の
ない非常に様々な応用中で使用可能な一般的な回
路ブロツクの設計を可能にするものである。
利得制御電圧が回路内で変化するとき中心周波
数の位相は変化しないという事実は特に利点であ
る。このときは明らかに、受信信号の位相が重要
な情報をもたらすようなレーダ回路においては有
利な属性である。従来の技術においては、何等か
の補償が利得が変化したとき同調状態の増幅器の
中心周波数中で変化する位相を調節するために必
要とされた。このときは本発明の回路では必要で
はない。
数の位相は変化しないという事実は特に利点であ
る。このときは明らかに、受信信号の位相が重要
な情報をもたらすようなレーダ回路においては有
利な属性である。従来の技術においては、何等か
の補償が利得が変化したとき同調状態の増幅器の
中心周波数中で変化する位相を調節するために必
要とされた。このときは本発明の回路では必要で
はない。
更に以下に記載されるように、PINダイオード
中の電流が増加する（利得減少が増加する）と
き、PINダイオードの両端の電圧の歪みは減少す
る。従つて、従来技術の増幅器とは異なり、本発
明の回路の線形状態は実際上利得減少によつて改
善される。
中の電流が増加する（利得減少が増加する）と
き、PINダイオードの両端の電圧の歪みは減少す
る。従つて、従来技術の増幅器とは異なり、本発
明の回路の線形状態は実際上利得減少によつて改
善される。
これらの利点は、第１図の概略図を参照するこ
とによつてより良く理解される。
とによつてより良く理解される。
全体を参照番号１０で示される増幅器は対数線
形利得制御IF増幅器の中心部を形成する抵抗依
存増幅器である。増幅器１０は２つの能動装置す
なわち相補的なトランジスタ１２と１４、および
入力抵抗器１６から構成される。さしあたり第１
図中の周波数依存インピーダンスは無視し、サブ
回路２４を切離し、その代わりに抵抗器Rcに置
換え、（Rcは、トランジスタ１２の出力インピー
ダンスおよびトランジスタ１４の入力インピーダ
ンスの値の10分の１以上ではないと仮定する）、
そしてトランジスタパラメータおよび抵抗にのみ
集中することによつて、増幅器１０の電圧利得は
おおよそ以下の式に等しい。
形利得制御IF増幅器の中心部を形成する抵抗依
存増幅器である。増幅器１０は２つの能動装置す
なわち相補的なトランジスタ１２と１４、および
入力抵抗器１６から構成される。さしあたり第１
図中の周波数依存インピーダンスは無視し、サブ
回路２４を切離し、その代わりに抵抗器Rcに置
換え、（Rcは、トランジスタ１２の出力インピー
ダンスおよびトランジスタ１４の入力インピーダ
ンスの値の10分の１以上ではないと仮定する）、
そしてトランジスタパラメータおよび抵抗にのみ
集中することによつて、増幅器１０の電圧利得は
おおよそ以下の式に等しい。
Vo／Vi＝Rc／Ri
ここでは、
Voは出力電圧、
Viは入力電圧、
RcはPINダイオード４２によつて左右される
ノード２６の抵抗、 Riは増幅器入力抵抗。
ノード２６の抵抗、 Riは増幅器入力抵抗。
このように、増幅器の利得はその入力インピー
ダンスRiとPINダイオードのインピーダンスRc
の比率である。上記の回路設計の多くの利点は
PINダイオードのインピーダンスに対する利得の
依存性と他の回路パラメータおよびPINダイオー
ドの本質的な特性から生ずる。増幅器１０は、一
定の入力および出力インピーダンスを伴う全パワ
ー利得を与えるためトランジスタ１２の電圧利得
とトランジスタ１４の電流利得とを結合する。
ダンスRiとPINダイオードのインピーダンスRc
の比率である。上記の回路設計の多くの利点は
PINダイオードのインピーダンスに対する利得の
依存性と他の回路パラメータおよびPINダイオー
ドの本質的な特性から生ずる。増幅器１０は、一
定の入力および出力インピーダンスを伴う全パワ
ー利得を与えるためトランジスタ１２の電圧利得
とトランジスタ１４の電流利得とを結合する。
ここで特に強調される必要があるのは、増幅器
１０の利得が入力抵抗Riに対する利得制御抵抗
器Rcの比の関数によつてほぼ完全に決定され、
従来技術の増幅器においてよりもいかなるトラン
ジスタパラメータによつても影響されることが少
ないということである。言替えれば、この利得は
ノード２６における抵抗またはインピーダンスに
よつて決定される。
１０の利得が入力抵抗Riに対する利得制御抵抗
器Rcの比の関数によつてほぼ完全に決定され、
従来技術の増幅器においてよりもいかなるトラン
ジスタパラメータによつても影響されることが少
ないということである。言替えれば、この利得は
ノード２６における抵抗またはインピーダンスに
よつて決定される。
対数線形利得制御は、一般に参照番号２４によ
つて示されるサブ回路によつて達成される。上述
の増幅器１０において示されたように、増幅器の
利得はノード２６でのRFインピーダンスによつ
て決定される。
つて示されるサブ回路によつて達成される。上述
の増幅器１０において示されたように、増幅器の
利得はノード２６でのRFインピーダンスによつ
て決定される。
コンデンサ２８−３４はここでは更に記載され
はしないが増幅器１０中で従来の意味で用いられ
るRFデカツプリングコンデンサである。同様に
コンデンサ３６および３８は、各々、また第１図
に示された単独段増幅器１０の入力と出力で従来
通り用いられる入力および出力dcブロツキング
コンデンサである。しかしながら、コンデンサ４
０は、増幅されるRF信号をPINダイオード４２
に結合するために用いられるRFカツプリングコ
ンデンサである。PINダイオードのRF抵抗が以
下の方程式によつて与えられることは良く知られ
ている。
はしないが増幅器１０中で従来の意味で用いられ
るRFデカツプリングコンデンサである。同様に
コンデンサ３６および３８は、各々、また第１図
に示された単独段増幅器１０の入力と出力で従来
通り用いられる入力および出力dcブロツキング
コンデンサである。しかしながら、コンデンサ４
０は、増幅されるRF信号をPINダイオード４２
に結合するために用いられるRFカツプリングコ
ンデンサである。PINダイオードのRF抵抗が以
下の方程式によつて与えられることは良く知られ
ている。
logR＝Ａ＋BlogIp
ここでは、
ＲはPINダイオード４２のRF抵抗、
ＡおよびＢは個々のダイオードによつて決定さ
れる定数、 IpはPINダイオード４２のDC順方向電流であ
る。
れる定数、 IpはPINダイオード４２のDC順方向電流であ
る。
それ故、予め決められた電圧−Vcのダイオー
ド４２への供給によつてRF抵抗は変えられ得る。
抵抗器４４と４６は従つて、ダイオード４２への
Vcによつて供給された最大順方向電流を限定す
る電流限定抵抗器である。抵抗器１８，２０，２
２，４８および５０はトランジスタ１２と１４の
ための従来のバイアス回路網の１部であり、一
方、インダクタ５２は増幅器１０の中心周波数を
設定するため選択される。
ド４２への供給によつてRF抵抗は変えられ得る。
抵抗器４４と４６は従つて、ダイオード４２への
Vcによつて供給された最大順方向電流を限定す
る電流限定抵抗器である。抵抗器１８，２０，２
２，４８および５０はトランジスタ１２と１４の
ための従来のバイアス回路網の１部であり、一
方、インダクタ５２は増幅器１０の中心周波数を
設定するため選択される。
ノード２６での効果的なRF抵抗は従つて、ダ
イオード４２を通る順方向電流を変えることによ
つて制御される。RINダイオードは一般に、値
が制御電流Ipによつておおよそ10Kオームから１
オーム以下へと変化されることができ、RF周波
数でのほぼ純粋な抵抗を有することを特徴とす
る。全ダイオードはある範囲に対してこの特性を
示すが、PINダイオードは良好な線形状態、低い
歪みおよび低い制御電流駆動で伴い、広い範囲に
わたつてこの特徴を示すため最適である。
イオード４２を通る順方向電流を変えることによ
つて制御される。RINダイオードは一般に、値
が制御電流Ipによつておおよそ10Kオームから１
オーム以下へと変化されることができ、RF周波
数でのほぼ純粋な抵抗を有することを特徴とす
る。全ダイオードはある範囲に対してこの特性を
示すが、PINダイオードは良好な線形状態、低い
歪みおよび低い制御電流駆動で伴い、広い範囲に
わたつてこの特徴を示すため最適である。
このようにPINダイオードは制御電流を変化さ
せることによつて広い範囲でRF抵抗を変化させ
ることができる。PINダイオードのRF抵抗は温
度変化に対して安定しているが、前記のように電
流の変化によつて大きく抵抗が変化するから電流
の不所望な変動が生じないように注意する必要が
ある。PINダイオードは前記のように温度による
RF抵抗の変動は無視できる程度に小さいが、直
流特性における接合電圧は温度の関数として変化
する。第１図に示す回路で制御電流Ipを流すため
に制御電圧Vcを抵抗４４，４６を介してPINダ
イオード４２に供給するとき、PINダイオード４
２の接合電圧をVdとすると制御電流Ipは、次の
式 Ip＝（Vc−Vd）／（R7＋R8） によつて与えられる（Ｒ７，Ｒ８は抵抗４４，４
６の抵抗値）。したがつて接合電圧Vdが変動すれ
ばそれに応じて制御電流Ipも変化し、その結果
PINダイオードのRF抵抗も望ましくない変化を
することになる。したがつてこのような温度変化
の影響を受けない制御電流Ipの供給手段を使用す
ることが好ましい。
せることによつて広い範囲でRF抵抗を変化させ
ることができる。PINダイオードのRF抵抗は温
度変化に対して安定しているが、前記のように電
流の変化によつて大きく抵抗が変化するから電流
の不所望な変動が生じないように注意する必要が
ある。PINダイオードは前記のように温度による
RF抵抗の変動は無視できる程度に小さいが、直
流特性における接合電圧は温度の関数として変化
する。第１図に示す回路で制御電流Ipを流すため
に制御電圧Vcを抵抗４４，４６を介してPINダ
イオード４２に供給するとき、PINダイオード４
２の接合電圧をVdとすると制御電流Ipは、次の
式 Ip＝（Vc−Vd）／（R7＋R8） によつて与えられる（Ｒ７，Ｒ８は抵抗４４，４
６の抵抗値）。したがつて接合電圧Vdが変動すれ
ばそれに応じて制御電流Ipも変化し、その結果
PINダイオードのRF抵抗も望ましくない変化を
することになる。したがつてこのような温度変化
の影響を受けない制御電流Ipの供給手段を使用す
ることが好ましい。
そのような温度変化の影響を受けない制御電流
Ipの供給回路の１例が第２図に示されている。第
２図に示された回路は第１図の増幅器１０中に使
用されている回路部分２４の部分の代りに使用さ
れる回路であつて、回路全体は符号５４で示され
ている。この回路５４は増幅器５６を備えてお
り、この増幅器５６はその出力側から入力側にダ
イオードＤ１および抵抗Ｒを介してフイードバツ
クが行なわれている。なおダイオードＤ１はフイ
ードバツク回路を通つて入力側から出力側に電流
が流れることを防止するための保護ダイオードで
ある。
Ipの供給回路の１例が第２図に示されている。第
２図に示された回路は第１図の増幅器１０中に使
用されている回路部分２４の部分の代りに使用さ
れる回路であつて、回路全体は符号５４で示され
ている。この回路５４は増幅器５６を備えてお
り、この増幅器５６はその出力側から入力側にダ
イオードＤ１および抵抗Ｒを介してフイードバツ
クが行なわれている。なおダイオードＤ１はフイ
ードバツク回路を通つて入力側から出力側に電流
が流れることを防止するための保護ダイオードで
ある。
制御電圧Vcは抵抗R1を介してこの増幅器５６
の入力に供給され、増幅器５６の出力電流Ipは電
流限定抵抗である抵抗５８を通つてPINダイオー
ド４２に供給される。PINダイオード４２は第１
図と同様にカツプリングコンデンサ４０を介して
増幅器１０のノード２６に接続されている。増幅
器５６は電流フイードバツクが行われているため
その出力電流Ipは近似的に次のように表される。
の入力に供給され、増幅器５６の出力電流Ipは電
流限定抵抗である抵抗５８を通つてPINダイオー
ド４２に供給される。PINダイオード４２は第１
図と同様にカツプリングコンデンサ４０を介して
増幅器１０のノード２６に接続されている。増幅
器５６は電流フイードバツクが行われているため
その出力電流Ipは近似的に次のように表される。
Ip＝−Vc／R1
この式から明らかなように、増幅器５６の出力
電流である制御電流Ipは入力制御電圧Vcと入力
抵抗R1だけによつて決定され、出力回路による
影響を受けない。すなわち温度が変化することに
よつてPINダイオード４２の接合電圧が変化する
とフイードバツクによつて自動的に増幅器５６の
出力電圧Voが対応した変化を行い、結果的に同
じ制御電流Ipを供給することができる。したがつ
て第２図の回路５４を使用することによつてPIN
ダイオード４２を通る電流は温度に移存せずに制
御電圧Vcによつて決定される制御電流Ipを供給
することができ、PINダイオード４２のRF抵抗
を規定された値に保持することが可能になる。
PINダイオード４２のRF抵抗は前述のように温
度に依存しないから、第１図のような回路を使用
して制御電流を供給することによつて温度に依存
しない正確に制御された対数線形制御された増幅
器を得ることができる。
電流である制御電流Ipは入力制御電圧Vcと入力
抵抗R1だけによつて決定され、出力回路による
影響を受けない。すなわち温度が変化することに
よつてPINダイオード４２の接合電圧が変化する
とフイードバツクによつて自動的に増幅器５６の
出力電圧Voが対応した変化を行い、結果的に同
じ制御電流Ipを供給することができる。したがつ
て第２図の回路５４を使用することによつてPIN
ダイオード４２を通る電流は温度に移存せずに制
御電圧Vcによつて決定される制御電流Ipを供給
することができ、PINダイオード４２のRF抵抗
を規定された値に保持することが可能になる。
PINダイオード４２のRF抵抗は前述のように温
度に依存しないから、第１図のような回路を使用
して制御電流を供給することによつて温度に依存
しない正確に制御された対数線形制御された増幅
器を得ることができる。
第１図に示されたような単一段を基本としてこ
れを多重段に縦続接続することによつてより高い
利得とAGC範囲を得ることができる。第３図は
ｎ個の第１図に示されたような増幅器Ａ１，Ａ
２，Ａ３…Anより構成された複数の増幅器７０
の縦続接続によつて構成された回路のブロツク図
である。各増幅器７０、すなわちAiは、AGC信
号として共通PINダイオード信号Ipを供給され
る。従つて、カスケード接続された増幅器は、入
力７４、出力７６およびAGC制御信号Ipを有す
る単独の増幅器として扱うことができる。PINダ
イオードの対数線形特性によつてdBで表される
カスケード段の全利得は以下のとおりである。
れを多重段に縦続接続することによつてより高い
利得とAGC範囲を得ることができる。第３図は
ｎ個の第１図に示されたような増幅器Ａ１，Ａ
２，Ａ３…Anより構成された複数の増幅器７０
の縦続接続によつて構成された回路のブロツク図
である。各増幅器７０、すなわちAiは、AGC信
号として共通PINダイオード信号Ipを供給され
る。従つて、カスケード接続された増幅器は、入
力７４、出力７６およびAGC制御信号Ipを有す
る単独の増幅器として扱うことができる。PINダ
イオードの対数線形特性によつてdBで表される
カスケード段の全利得は以下のとおりである。
dBでの利得＝ａ＋ｂ 1n（−Ｖ）
ここで、Ｖは各段に通常加えられたチヤンネル
のAGC電圧、 ａおよびｂは予め定められたAGC電圧におけ
る各チヤンネルの電圧を測定された出力に基づい
て計算することによつて決定される定数である。
のAGC電圧、 ａおよびｂは予め定められたAGC電圧におけ
る各チヤンネルの電圧を測定された出力に基づい
て計算することによつて決定される定数である。
多くの修正および変更は本発明の意図および技
術的範囲から逸脱することなく当業者によつて行
われることができる。それ故説明された実施例
は、本発明を明らかにするために設けられた例と
してのみ読まれるべきであつて、以下の請求の範
囲に定められる本発明を限定するものではない。
術的範囲から逸脱することなく当業者によつて行
われることができる。それ故説明された実施例
は、本発明を明らかにするために設けられた例と
してのみ読まれるべきであつて、以下の請求の範
囲に定められる本発明を限定するものではない。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US809628 | 1985-12-16 | ||
| US06/809,628 US4677392A (en) | 1985-12-16 | 1985-12-16 | Cascaded internal impedance dependent amplifier with accurate variable gain control |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63501910A JPS63501910A (ja) | 1988-07-28 |
| JPH0573285B2 true JPH0573285B2 (ja) | 1993-10-14 |
Family
ID=25201824
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61505180A Granted JPS63501910A (ja) | 1985-12-16 | 1986-09-22 | 正確な可変利得制御を有するカスケ−ド内部インピ−ダンス依存増幅器 |
Country Status (13)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4677392A (ja) |
| EP (1) | EP0250453B1 (ja) |
| JP (1) | JPS63501910A (ja) |
| KR (1) | KR900008761B1 (ja) |
| AU (1) | AU580194B2 (ja) |
| CA (1) | CA1286735C (ja) |
| DE (1) | DE3682678D1 (ja) |
| DK (1) | DK169802B1 (ja) |
| EG (1) | EG17648A (ja) |
| ES (1) | ES2002790A6 (ja) |
| IL (1) | IL80100A (ja) |
| NO (1) | NO170510C (ja) |
| WO (1) | WO1987003755A1 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4924194A (en) * | 1989-05-19 | 1990-05-08 | Motorola, Inc. | RF power amplifier |
| US5162678A (en) * | 1990-09-18 | 1992-11-10 | Silicon Systems, Inc. | Temperature compensation control circuit for exponential gain function of an agc amplifier |
| US5278519A (en) * | 1991-11-13 | 1994-01-11 | Ericsson Ge Mobile Communications Inc. | Method and apparatus for controlling RF spectral splatter into adjacent channels when activating an RF transmitter |
| US5304948A (en) * | 1992-12-11 | 1994-04-19 | Nokia Mobile Phones Ltd. | RF amplifier with linear gain control |
| US5307026A (en) * | 1992-12-11 | 1994-04-26 | Nokia Mobile Phones, Ltd. | Variable gain RF amplifier with linear gain control |
| FR2761834B1 (fr) * | 1997-04-04 | 1999-10-22 | Thomson Csf | Amplificateur avec etage d'entree en base commune |
| US6766153B2 (en) | 2001-04-02 | 2004-07-20 | Itran Communications Ltd. | Dynamic automatic gain control circuit employing kalman filtering |
| US10110183B2 (en) * | 2015-02-15 | 2018-10-23 | Skyworks Solutions, Inc. | Power amplification system with common base pre-amplifier |
| JP2017183839A (ja) * | 2016-03-28 | 2017-10-05 | 株式会社村田製作所 | 電力増幅回路 |
Citations (2)
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|---|---|---|---|---|
| JPS4857591A (ja) * | 1971-09-24 | 1973-08-13 | Dassault Electronique | |
| JPS5791009A (en) * | 1980-11-27 | 1982-06-07 | Nec Corp | Agc control circuit |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US3719831A (en) * | 1969-02-18 | 1973-03-06 | Us Air Force | Logarithmic if amplifier |
| FR2204333A5 (ja) * | 1972-10-20 | 1974-05-17 | Thomson Csf | |
| US4275362A (en) * | 1979-03-16 | 1981-06-23 | Rca Corporation | Gain controlled amplifier using a pin diode |
| JPS573408A (en) * | 1980-06-06 | 1982-01-08 | Nec Corp | Variable gain amplifying circuit |
| US4524331A (en) * | 1982-09-13 | 1985-06-18 | Orion Industries, Inc. | High input impedance amplifier circuit |
| US4464635A (en) * | 1982-11-18 | 1984-08-07 | Zenith Electronics Corporation | Non-reactive limiter |
-
1985
- 1985-12-16 US US06/809,628 patent/US4677392A/en not_active Expired - Lifetime
-
1986
- 1986-09-18 CA CA000518590A patent/CA1286735C/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-09-21 IL IL80100A patent/IL80100A/xx not_active IP Right Cessation
- 1986-09-22 JP JP61505180A patent/JPS63501910A/ja active Granted
- 1986-09-22 EP EP86906140A patent/EP0250453B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-09-22 KR KR1019870700723A patent/KR900008761B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1986-09-22 DE DE8686906140T patent/DE3682678D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-09-22 WO PCT/US1986/001979 patent/WO1987003755A1/en active IP Right Grant
- 1986-09-22 AU AU64040/86A patent/AU580194B2/en not_active Ceased
- 1986-10-02 ES ES8602367A patent/ES2002790A6/es not_active Expired
- 1986-11-10 EG EG720/86A patent/EG17648A/xx active
-
1987
- 1987-07-22 NO NO873082A patent/NO170510C/no unknown
- 1987-08-06 DK DK409887A patent/DK169802B1/da not_active IP Right Cessation
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4857591A (ja) * | 1971-09-24 | 1973-08-13 | Dassault Electronique | |
| JPS5791009A (en) * | 1980-11-27 | 1982-06-07 | Nec Corp | Agc control circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| NO873082L (no) | 1987-07-22 |
| KR900008761B1 (ko) | 1990-11-29 |
| DE3682678D1 (de) | 1992-01-09 |
| NO170510B (no) | 1992-07-13 |
| WO1987003755A1 (en) | 1987-06-18 |
| EP0250453A1 (en) | 1988-01-07 |
| EP0250453B1 (en) | 1991-11-27 |
| DK409887A (da) | 1987-08-06 |
| IL80100A0 (en) | 1986-12-31 |
| EG17648A (en) | 1990-08-30 |
| US4677392A (en) | 1987-06-30 |
| CA1286735C (en) | 1991-07-23 |
| KR880701044A (ko) | 1988-04-22 |
| DK169802B1 (da) | 1995-02-27 |
| IL80100A (en) | 1990-09-17 |
| AU580194B2 (en) | 1989-01-05 |
| ES2002790A6 (es) | 1988-10-01 |
| NO170510C (no) | 1992-10-21 |
| AU6404086A (en) | 1987-06-30 |
| JPS63501910A (ja) | 1988-07-28 |
| DK409887D0 (da) | 1987-08-06 |
| NO873082D0 (no) | 1987-07-22 |
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