JP2643751B2 - 帰還増幅回路 - Google Patents
帰還増幅回路Info
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 15
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 15
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、帰還増幅回路、特に、
モノリシック集積化に適し、可変抵抗を変化させ帰還量
を調節することにより、帯域・利得を変化させる高周波
増幅器に関するものである。
モノリシック集積化に適し、可変抵抗を変化させ帰還量
を調節することにより、帯域・利得を変化させる高周波
増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】増幅回路に電流帰還を用いて回路の周波
数特性の広帯域化を図ることは、例えば図５に示される
ような回路が、文献（Ｐａｕｌ Ｒ．Ｇｒａｙ，Ｒｏｂ
ｅｒｔＧ．Ｍｅｙｅｒ，“Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ
Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ａｎａｌｏｇ Ｉｎｔｅｇｒａｔ
ｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ”，ＪＯＨＮ ＷＩＬＥＹ＆
ＳＯＮＳ，Ｉｎｃ．ｐｐ．５６６−５７１）によって従
来から知られている。図５において、１は入力信号Ｖｉ
ｎが入力される入力端子、１０は出力信号Ｖｏｕｔが出
力される出力端子、２，４は入力増幅トランジスタ、
３，５は負荷抵抗、９は帰還抵抗、７は容量、１１は高
電圧側電源端子（ＶCC）、１２は低電圧側電源端子（Ｖ
EE）を表している。
数特性の広帯域化を図ることは、例えば図５に示される
ような回路が、文献（Ｐａｕｌ Ｒ．Ｇｒａｙ，Ｒｏｂ
ｅｒｔＧ．Ｍｅｙｅｒ，“Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ
Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ａｎａｌｏｇ Ｉｎｔｅｇｒａｔ
ｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ”，ＪＯＨＮ ＷＩＬＥＹ＆
ＳＯＮＳ，Ｉｎｃ．ｐｐ．５６６−５７１）によって従
来から知られている。図５において、１は入力信号Ｖｉ
ｎが入力される入力端子、１０は出力信号Ｖｏｕｔが出
力される出力端子、２，４は入力増幅トランジスタ、
３，５は負荷抵抗、９は帰還抵抗、７は容量、１１は高
電圧側電源端子（ＶCC）、１２は低電圧側電源端子（Ｖ
EE）を表している。
【０００３】この回路は、帰還抵抗９による電流帰還を
入力トランジスタ２にかけることによって広帯域動作を
実現している。このとき帰還量ｆは帰還抵抗９の抵抗値
により決定し、回路の開ループ利得Ａとの積で回路の閉
ループ利得Ｔ＝Ａｆが決まる。開ループ利得Ａは周波数
依存性を持ち、これから閉ループ利得の周波数依存性が
決まる。実際には容量７を用いて位相補償を行うことに
より、回路を安定にし、平坦な周波数特性を得る。
入力トランジスタ２にかけることによって広帯域動作を
実現している。このとき帰還量ｆは帰還抵抗９の抵抗値
により決定し、回路の開ループ利得Ａとの積で回路の閉
ループ利得Ｔ＝Ａｆが決まる。開ループ利得Ａは周波数
依存性を持ち、これから閉ループ利得の周波数依存性が
決まる。実際には容量７を用いて位相補償を行うことに
より、回路を安定にし、平坦な周波数特性を得る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上述した
従来技術の回路は、次のような欠点を有している。帰還
抵抗９の値をＲｅ、容量７の値をＣｅとすると、帰還増
幅回路に与える影響は、帰還抵抗と容量の時定数Ｒｅ×
Ｃｅと入力トランジスタの内部の時定数とで決まる。シ
ミュレーションなどを用いて回路を設計する場合、トラ
ンジスタなどの内部のパラメータを設定して最適化を行
うが、実際、回路をモノリシックに設計した場合、素子
のばらつきのため、最適値のずれが生じ、回路の安定性
を失い、最適な周波数特性が得難くなる。
従来技術の回路は、次のような欠点を有している。帰還
抵抗９の値をＲｅ、容量７の値をＣｅとすると、帰還増
幅回路に与える影響は、帰還抵抗と容量の時定数Ｒｅ×
Ｃｅと入力トランジスタの内部の時定数とで決まる。シ
ミュレーションなどを用いて回路を設計する場合、トラ
ンジスタなどの内部のパラメータを設定して最適化を行
うが、実際、回路をモノリシックに設計した場合、素子
のばらつきのため、最適値のずれが生じ、回路の安定性
を失い、最適な周波数特性が得難くなる。
【０００５】本発明の目的は、このような問題を解決し
た帰還増幅回路を提供することにある。
た帰還増幅回路を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、入力端子と２
つの出力端子からなる３端子型の第１の増幅素子と、第
１の増幅素子の一方の出力端子に接続された第１の抵抗
素子と、第１の増幅素子の一方の出力端子に接続された
入力端子と２つの出力端子からなる３端子型の第２の増
幅素子と、第２の増幅素子の一方の出力端子に接続され
た第２の抵抗素子と、帰還回路とからなる帰還増幅回路
において、 前記帰還回路は、入力端子と２つの出力端子
からなる３端子の第３の増幅素子と、第１の可変抵抗素
子と第３の抵抗素子とによって構成され、 第３の増幅素
子の一方の出力端子は第１の可変抵抗素子に接続され、
第３の増幅素子の入力端子は第２の増幅素子の一方の出
力端子に接続され、第１の可変抵抗素子と第３の抵抗素
子は、第１の増幅素子の入力端子に接続され、 第１の抵
抗素子と第２の増幅素子の他方の出力端子と第３の増幅
素子の他方の出力端子は共通に接続されて、第１の電源
素子に接続され、 第１の増幅素子の他方の出力端子と第
２の抵抗素子と第３の抵抗素子とは共通に接続されて、
第２の電源端子に接続されていることを特徴とする。
つの出力端子からなる３端子型の第１の増幅素子と、第
１の増幅素子の一方の出力端子に接続された第１の抵抗
素子と、第１の増幅素子の一方の出力端子に接続された
入力端子と２つの出力端子からなる３端子型の第２の増
幅素子と、第２の増幅素子の一方の出力端子に接続され
た第２の抵抗素子と、帰還回路とからなる帰還増幅回路
において、 前記帰還回路は、入力端子と２つの出力端子
からなる３端子の第３の増幅素子と、第１の可変抵抗素
子と第３の抵抗素子とによって構成され、 第３の増幅素
子の一方の出力端子は第１の可変抵抗素子に接続され、
第３の増幅素子の入力端子は第２の増幅素子の一方の出
力端子に接続され、第１の可変抵抗素子と第３の抵抗素
子は、第１の増幅素子の入力端子に接続され、 第１の抵
抗素子と第２の増幅素子の他方の出力端子と第３の増幅
素子の他方の出力端子は共通に接続されて、第１の電源
素子に接続され、 第１の増幅素子の他方の出力端子と第
２の抵抗素子と第３の抵抗素子とは共通に接続されて、
第２の電源端子に接続されていることを特徴とする。
【０００７】また本発明は、上記の帰還増幅回路におい
て、第３の抵抗素子の代わりに第２の可変抵抗素子を用
い、第２の可変抵抗素子を第１の可変抵抗素子と同じ比
率で変化させることを特徴とする。
て、第３の抵抗素子の代わりに第２の可変抵抗素子を用
い、第２の可変抵抗素子を第１の可変抵抗素子と同じ比
率で変化させることを特徴とする。
【０００８】
【作用】本発明の帰還増幅回路は、従来の回路の帰還部
分に可変抵抗を用いて帰還量を変化させ、所望の帯域利
得特性を得ることができる。これは可変抵抗の抵抗値を
増加させると、負荷抵抗との分圧比で帰還される信号量
が増加することにより、帰還量が変化する。このとき帰
還量を増加させることにより、増幅差としての利得は減
少するが帯域は向上する。逆に帰還量を減少させること
により、帯域は狭くなるが、利得を増加させることがで
きる。このように、帰還量を調節することにより、利得
・帯域特性を可変することができる。
分に可変抵抗を用いて帰還量を変化させ、所望の帯域利
得特性を得ることができる。これは可変抵抗の抵抗値を
増加させると、負荷抵抗との分圧比で帰還される信号量
が増加することにより、帰還量が変化する。このとき帰
還量を増加させることにより、増幅差としての利得は減
少するが帯域は向上する。逆に帰還量を減少させること
により、帯域は狭くなるが、利得を増加させることがで
きる。このように、帰還量を調節することにより、利得
・帯域特性を可変することができる。
【０００９】また本発明の帰還増幅回路は、第２の可変
抵抗を第１の可変抵抗と同じ比率で変化させることによ
り、２つの可変抵抗の分圧比で決まる入力部分のＤＣバ
イアスを一定にし、さらに可変抵抗の抵抗値を変化させ
ることで、帰還量を調節することができ、所望の利得・
帯域を得ることができる。
抵抗を第１の可変抵抗と同じ比率で変化させることによ
り、２つの可変抵抗の分圧比で決まる入力部分のＤＣバ
イアスを一定にし、さらに可変抵抗の抵抗値を変化させ
ることで、帰還量を調節することができ、所望の利得・
帯域を得ることができる。
【００１０】
【実施例】図１は、本発明の第１の実施例を示す。図５
と同じ回路要素には、同一の参照番号を付して示してい
る。本実施例の増幅回路は、入力増幅トランジスタ２
と、このトランジスタのコレクタに接続された負荷抵抗
３と、トランジスタ２のコレクタにベースが接続された
入力増幅トランジスタ４と、このトランジスタのエミッ
タに接続された負荷抵抗５とから構成されている。負荷
抵抗３とトランジスタ４のコレクタは、高電圧側電源端
子１１に接続され、負荷抵抗５とトランジスタ２のエミ
ッタは、低電圧側電源端子１２に接続されている。トラ
ンジスタ２のベースは、入力端子１に接続され、トラン
ジスタ４のエミッタは、出力端子１０に接続されてい
る。
と同じ回路要素には、同一の参照番号を付して示してい
る。本実施例の増幅回路は、入力増幅トランジスタ２
と、このトランジスタのコレクタに接続された負荷抵抗
３と、トランジスタ２のコレクタにベースが接続された
入力増幅トランジスタ４と、このトランジスタのエミッ
タに接続された負荷抵抗５とから構成されている。負荷
抵抗３とトランジスタ４のコレクタは、高電圧側電源端
子１１に接続され、負荷抵抗５とトランジスタ２のエミ
ッタは、低電圧側電源端子１２に接続されている。トラ
ンジスタ２のベースは、入力端子１に接続され、トラン
ジスタ４のエミッタは、出力端子１０に接続されてい
る。
【００１１】この増幅回路は、帰還回路１３を備えてい
る。この帰還回路は、トランジスタ６と、このトランジ
スタ６のエミッタに接続された可変抵抗７と、この可変
抵抗７に接続された負荷抵抗８とから構成されている。
トランジスタ６のコレクタは、高圧側電源端子１１に接
続され、負荷抵抗８は、低圧側電源端子１２に接続され
ている。トランジスタ６のベースは、出力端子１０に接
続され、抵抗７と抵抗８との接続点は、入力端子１に接
続されている。
る。この帰還回路は、トランジスタ６と、このトランジ
スタ６のエミッタに接続された可変抵抗７と、この可変
抵抗７に接続された負荷抵抗８とから構成されている。
トランジスタ６のコレクタは、高圧側電源端子１１に接
続され、負荷抵抗８は、低圧側電源端子１２に接続され
ている。トランジスタ６のベースは、出力端子１０に接
続され、抵抗７と抵抗８との接続点は、入力端子１に接
続されている。
【００１２】本実施例の帰還増幅回路では、帰還回路１
３の可変抵抗７を用いて帰還量を変化させる。可変抵抗
７の抵抗値を増加させると、負荷抵抗８との分圧比で帰
還される信号量が増加することにより、帰還量が変化す
る。このとき帰還量を増加させることにより、増幅差と
しての利得は減少するが帯域は向上する。逆に帰還量を
減少させることにより、帯域は狭くなるが、利得を増加
させることができる。このように、帰還量を調節するこ
とにより、利得・帯域特性を可変することができる。
３の可変抵抗７を用いて帰還量を変化させる。可変抵抗
７の抵抗値を増加させると、負荷抵抗８との分圧比で帰
還される信号量が増加することにより、帰還量が変化す
る。このとき帰還量を増加させることにより、増幅差と
しての利得は減少するが帯域は向上する。逆に帰還量を
減少させることにより、帯域は狭くなるが、利得を増加
させることができる。このように、帰還量を調節するこ
とにより、利得・帯域特性を可変することができる。
【００１３】図２は、本発明の第２の実施例を示す。こ
の帰還増幅回路は、図１の第１の実施例における帰還回
路１３の可変抵抗７を、トランジスタ１７で構成したも
のであり、他の構成は第１の実施例と同じである。トラ
ンジスタ１７のコレクタは、トランジスタ６のエミッタ
に接続され、トランジスタ１７のエミッタは負荷抵抗８
に接続されている。
の帰還増幅回路は、図１の第１の実施例における帰還回
路１３の可変抵抗７を、トランジスタ１７で構成したも
のであり、他の構成は第１の実施例と同じである。トラ
ンジスタ１７のコレクタは、トランジスタ６のエミッタ
に接続され、トランジスタ１７のエミッタは負荷抵抗８
に接続されている。
【００１４】本実施例では、トランジスタ１７のベース
に入力する電圧Ｖcontを変化させることにより、トラン
ジスタのコレクタ−エミッタ内の抵抗成分を可変し帰還
量を変化させることができる。
に入力する電圧Ｖcontを変化させることにより、トラン
ジスタのコレクタ−エミッタ内の抵抗成分を可変し帰還
量を変化させることができる。
【００１５】実際にｆT ＝４０ＧＨｚのトランジスタを
用いて回路を試作した。負荷抵抗３の抵抗値は８００
Ω、負荷抵抗５の抵抗値は６００Ωとし、帰還回路内の
負荷抵抗８の抵抗値を３００Ωとして、トランジスタ１
７のベース電圧Ｖcontを用いて電流値を制御する。最初
にＶcontを入力信号ＶｉｎのＤＣ電圧に対して０．８５
Ｖ増やし、入力信号Ｖｉｎと出力信号Ｖｏｕｔの間の利
得を測定した結果、利得１２ｄＢで帯域８ＧＨｚを得
た。このときＶcontの電圧値を増加させると、帰還量は
増加し、利得６ｄＢで帯域１５ＧＨｚを得ることができ
た。逆に、Ｖcontを減少させると、利得１８ｄＢで帯域
４ＧＨｚを得た。
用いて回路を試作した。負荷抵抗３の抵抗値は８００
Ω、負荷抵抗５の抵抗値は６００Ωとし、帰還回路内の
負荷抵抗８の抵抗値を３００Ωとして、トランジスタ１
７のベース電圧Ｖcontを用いて電流値を制御する。最初
にＶcontを入力信号ＶｉｎのＤＣ電圧に対して０．８５
Ｖ増やし、入力信号Ｖｉｎと出力信号Ｖｏｕｔの間の利
得を測定した結果、利得１２ｄＢで帯域８ＧＨｚを得
た。このときＶcontの電圧値を増加させると、帰還量は
増加し、利得６ｄＢで帯域１５ＧＨｚを得ることができ
た。逆に、Ｖcontを減少させると、利得１８ｄＢで帯域
４ＧＨｚを得た。
【００１６】図３は本発明の第３の実施例を示す。この
帰還増幅回路は、図２の第２の実施例における帰還回路
の可変抵抗としてのトランジスタ１７に並列に帰還抵抗
１４を加えたものである。その他の構成は、第２の実施
例と同じである。
帰還増幅回路は、図２の第２の実施例における帰還回路
の可変抵抗としてのトランジスタ１７に並列に帰還抵抗
１４を加えたものである。その他の構成は、第２の実施
例と同じである。
【００１７】この実施例においては、第２の実施例に比
べて、Ｖcontで変化する帰還量が少なく、微調用の可変
抵抗としてトランジスタ１７が動作する。
べて、Ｖcontで変化する帰還量が少なく、微調用の可変
抵抗としてトランジスタ１７が動作する。
【００１８】帰還抵抗１４の値を３００Ωとし、他の抵
抗値は第２の実施例と同じものを用いた。本実施例は第
２の実施例に比べ温度変動・電圧変動を受けにくく、可
変帯域として６ＧＨｚから１２ＧＨｚを得た。
抗値は第２の実施例と同じものを用いた。本実施例は第
２の実施例に比べ温度変動・電圧変動を受けにくく、可
変帯域として６ＧＨｚから１２ＧＨｚを得た。
【００１９】図４は、本発明の第４の実施例を示す。こ
の帰還増幅回路は、第２の実施例において、負荷抵抗８
の代わりに第２の可変抵抗としてのトランジスタ１５を
用いる。また、第１の可変抵抗としてのトランジスタ１
７のベースと第２の可変抵抗としてのトランジスタ１５
のベースとをレベルシフトダイオード１８を用いて接続
し、電源電圧Ｖcontに接続する。
の帰還増幅回路は、第２の実施例において、負荷抵抗８
の代わりに第２の可変抵抗としてのトランジスタ１５を
用いる。また、第１の可変抵抗としてのトランジスタ１
７のベースと第２の可変抵抗としてのトランジスタ１５
のベースとをレベルシフトダイオード１８を用いて接続
し、電源電圧Ｖcontに接続する。
【００２０】このとき、Ｖcontを変化させることによ
り、第１の可変抵抗としてのトランジスタ１７と第２の
可変抵抗としてのトランジスタ１５ともに抵抗値が同じ
比率で変化し、帰還量は変化する。しかし、第１の可変
抵抗としてのトランジスタ１７と第２の可変抵抗として
のトランジスタ１５の抵抗値の分圧比は一定に保たれ、
入力部分のＤＣバイアス値は変化せず、幅広い可変範囲
が可能となる。
り、第１の可変抵抗としてのトランジスタ１７と第２の
可変抵抗としてのトランジスタ１５ともに抵抗値が同じ
比率で変化し、帰還量は変化する。しかし、第１の可変
抵抗としてのトランジスタ１７と第２の可変抵抗として
のトランジスタ１５の抵抗値の分圧比は一定に保たれ、
入力部分のＤＣバイアス値は変化せず、幅広い可変範囲
が可能となる。
【００２１】抵抗値は第２の実施例と同じものを用い
た。第２の実施例と同様にＶcontを変化させたところ、
可変帯域幅として２ＧＨｚから１６ＧＨｚの値を得た。
た。第２の実施例と同様にＶcontを変化させたところ、
可変帯域幅として２ＧＨｚから１６ＧＨｚの値を得た。
【００２２】以上実施例を用いて本発明を説明したが、
本発明はこれら実施例に限定されるものではなく、様々
な態様で実現できる。例えば、実施例においてはトラン
ジスタを用いて説明したが、これは他のどのような３端
子型増幅器によっても可能である。また、実施例では可
変抵抗としてトランジスタのコレクタ−エミッタ内の抵
抗を用いて説明したが、他のどのような可変抵抗を使っ
ても可能であることは言うまでもない。
本発明はこれら実施例に限定されるものではなく、様々
な態様で実現できる。例えば、実施例においてはトラン
ジスタを用いて説明したが、これは他のどのような３端
子型増幅器によっても可能である。また、実施例では可
変抵抗としてトランジスタのコレクタ−エミッタ内の抵
抗を用いて説明したが、他のどのような可変抵抗を使っ
ても可能であることは言うまでもない。
【００２３】
【発明の効果】以上に説明した通り、本発明によって、
所望の利得帯域特性を得ることができる。モノリシック
回路の場合、どうしても各素子のばらつきが生じてしま
い設計値とずれてしまう。このため帰還量を容易に調節
でき利得帯域の周波数特性を最適に設定できることは、
回路の信頼性を向上する上で極めて大きなものであると
言える。
所望の利得帯域特性を得ることができる。モノリシック
回路の場合、どうしても各素子のばらつきが生じてしま
い設計値とずれてしまう。このため帰還量を容易に調節
でき利得帯域の周波数特性を最適に設定できることは、
回路の信頼性を向上する上で極めて大きなものであると
言える。
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施例を示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施例を示す回路図である。
【図５】従来の電流帰還回路を示す回路図である。
１ 帰還増幅器の入力 １０ 帰還増幅器の出力 ２，４ 増幅トランジスタ ３，５ 負荷抵抗 ６，１７ 帰還回路におけるトランジスタ ７，１５ 可変抵抗 ８ 帰還回路における負荷抵抗 ９，１４ 帰還抵抗 １１ 高電圧側電源端子 １２ 低電圧側電源端子 １３ 帰還回路 １８ レベルシフトダイオード
Claims (2)
- 【請求項１】入力端子と２つの出力端子からなる３端子
型の第１の増幅素子と、第１の増幅素子の一方の出力端
子に接続された第１の抵抗素子と、第１の増幅素子の一
方の出力端子に接続された入力端子と２つの出力端子か
らなる３端子型の第２の増幅素子と、第２の増幅素子の
一方の出力端子に接続された第２の抵抗素子と、帰還回
路とからなる帰還増幅回路において、 前記帰還回路は、入力端子と２つの出力端子からなる３
端子の第３の増幅素子と、第１の可変抵抗素子と第３の
抵抗素子とによって構成され、 第３の増幅素子の一方の出力端子は第１の可変抵抗素子
に接続され、第３の増幅素子の入力端子は第２の増幅素
子の一方の出力端子に接続され、第１の可変抵抗素子と
第３の抵抗素子は、第１の増幅素子の入力端子に接続さ
れ、 第１の抵抗素子と第２の増幅素子の他方の出力端子と第
３の増幅素子の他方の出力端子は共通に接続されて、第
１の電源素子に接続され、 第１の増幅素子の他方の出力端子と第２の抵抗素子と第
３の抵抗素子とは共通に接続されて、第２の電源端子に
接続されていることを特徴とする帰還増幅回路。 - 【請求項２】請求項１記載の帰還増幅回路において、 第３の抵抗素子の代わりに第２の可変抵抗素子を用い、
第２の可変抵抗素子を第１の可変抵抗素子と同じ比率で
変化させることを特徴とする帰還増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5017782A JP2643751B2 (ja) | 1993-02-05 | 1993-02-05 | 帰還増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5017782A JP2643751B2 (ja) | 1993-02-05 | 1993-02-05 | 帰還増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06232643A JPH06232643A (ja) | 1994-08-19 |
| JP2643751B2 true JP2643751B2 (ja) | 1997-08-20 |
Family
ID=11953296
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5017782A Expired - Fee Related JP2643751B2 (ja) | 1993-02-05 | 1993-02-05 | 帰還増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2643751B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100705326B1 (ko) * | 2006-05-25 | 2007-04-10 | 삼성전자주식회사 | 피드백형 가변이득 증폭기 및 그 제어방법 |
| CN102427337A (zh) * | 2011-12-28 | 2012-04-25 | 上海施能电器设备厂 | 一种电流负反馈控制电路 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57141114A (en) * | 1981-02-25 | 1982-09-01 | Nippon Gakki Seizo Kk | Output characteristic control circuit of amplifier |
| JPS6329290U (ja) * | 1986-08-12 | 1988-02-26 | ||
| JPH03195107A (ja) * | 1989-12-22 | 1991-08-26 | Fujitsu Ltd | 自動帰還抵抗調整機能付き前置増幅器 |
-
1993
- 1993-02-05 JP JP5017782A patent/JP2643751B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06232643A (ja) | 1994-08-19 |
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