JP2002252532A - 可変利得増幅器 - Google Patents
可変利得増幅器Info
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Abstract
互変調歪み特性を同時に満足させる。 【解決手段】 外部から入力される制御電圧の増加に応
じて利得を減衰させる可変利得増幅回路11・12を複
数個並列に接続する。可変利得増幅回路11の制御電圧
VC1が増加すると、エミッタ抵抗の小さいもの順であ
る可変利得増幅回路11、可変利得増幅回路12の順
に、可変利得増幅回路の利得が減衰を開始する。
Description
れる利得の制御が可能な可変利得増幅器に関し、特にデ
ジタル衛星放送受信用集積回路に用いられる可変利得増
幅器に関するものである。
構成を示す回路図である。定電流源Icがそれぞれ接続
されたエミッタ同士がエミッタ抵抗器REを介して接続
され、各ベースに印加される入力信号IN1、IN2に
応じて、コレクタに流れる電流が制御される第1のトラ
ンジスタQ1と第2のトランジスタQ2からなる第1の
差動増幅回路111aと、第1のトランジスタQ1のコ
レクタにエミッタが共通に接続され、第1のトランジス
タで増幅された信号を、ベース間に印加される電圧に応
じて減衰して出力する、第3のトランジスタQ3及び、
コレクタが電源Vccに接続された第4のトランジスタ
Q4からなる第2の差動増幅回路111bと、第2のト
ランジスタQ2のコレクタにエミッタが共通に接続さ
れ、第2のトランジスタで増幅された信号を、ベース間
に印加される電圧に応じて減衰して出力する、第6のト
ランジスタQ6及び、コレクタが電源に接続された第5
のトランジスタQ5からなる第3の差動増幅回路111
cとが設けられている。第1の差動増幅回路111a、
第2の差動増幅回路111b、第3の差動増幅回路11
1cによって可変利得増幅回路111が構成されてい
る。
トランジスタQ6のコレクタと電源Vccとの間に負荷
抵抗RLが接続され、出力信号OUT1、OUT2が第
3のトランジスタQ3及び第6のトランジスタQ6のコ
レクタから出力される。
ジスタQ6のベースに基準電圧VBを印加するととも
に、第4のトランジスタQ4及び第5のトランジスタQ
5のベースに制御電圧VCを印加する。
おいては、第1のトランジスタQ1のエミッタおよび第
2のトランジスタQ2のエミッタがそれぞれ別個の定電
流源Icに接続されるとともに、第1のトランジスタQ
1のエミッタと第2のトランジスタQ2のエミッタとが
エミッタ抵抗REを介して互いに接続され、第1のトラ
ンジスタQ1のベースには入力信号IN1が印加され、
第2のトランジスタQ2のベースには入力信号IN2が
印加されるようになっている。
ては、第3のトランジスタQ3のエミッタおよび第4の
トランジスタQ4のエミッタがいずれも第1のトランジ
スタQ1のコレクタに接続され、第3のトランジスタQ
3のコレクタには、負荷抵抗RLを介して電源Vccが
接続され、第4のトランジスタQ4のコレクタには、同
じ電源Vccが直接接続され、第3のトランジスタQ3
のベースには基準電圧VBが印加され、第4のトランジ
スタQ4のベースには制御電圧VCが印加されるように
なっている。
ては、第5のトランジスタQ5のエミッタおよび第6の
トランジスタQ6のエミッタがいずれも第2のトランジ
スタQ2のコレクタに接続され、第6のトランジスタQ
6のコレクタには、上記第3のトランジスタQ3に接続
されているのとは異なる負荷抵抗RLを介して上記電源
Vccが接続され、第5のトランジスタQ5のコレクタ
には、同じ電源Vccが直接接続され、第6のトランジ
スタQ6のベースは第3のトランジスタQ3のベースと
接続されることで、第6のトランジスタQ6のベースに
は上記基準電圧VBが印加され、第5のトランジスタQ
5のベースは第4のトランジスタQ4のベースと接続さ
れることで、第5のトランジスタQ5のベースには上記
制御電圧VCが印加されるようになっている。
ンジスタQ4と第5のトランジスタQ5には電流が流れ
ず、第3のトランジスタQ3と第6のトランジスタQ6
に電流が流れるため、負荷抵抗RLを通してOUT1、
OUT2に増幅信号が出力される。VCをVBより大き
くしていくと、第4のトランジスタQ4と第5のトラン
ジスタQ5に電流が流れだし、第3のトランジスタQ3
と第6のトランジスタQ6に流れる電流が減るため、利
得が減少してくる。制御電圧VCに対する利得の変化を
示すと図14のようになる。
で、雑音指数(NF:Noise Figure)特性を良くするた
めには、第1のトランジスタQ1及び第2のトランジス
タQ2に流れるコレクタ電流Icを大きくするか、両ト
ランジスタのエミッタ間に接続された抵抗REを小さく
する必要がある。図13の可変利得増幅器の最大利得は
RLとREの比でほぼ決まるため、コレクタ電流を大き
くした場合、負荷抵抗RLによる電圧降下も大きくなり
トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧(Vce)が
低下するという問題が生じる。その場合、RLを小さく
することで対応できるが、RLを小さくしすぎると逆に
利得の低下につながる。また、コレクタ電流は消費電流
等の設計仕様により制限されるので、雑音指数特性を良
くするためには、ある程度のコレクタ電流を流し、エミ
ッタ抵抗を限りなく小さくする(最小は0Ω)のが一般
的な手法である。他方、図13に示す従来の可変利得増
幅器の相互変調歪み特性はコレクタ電流Icとエミッタ
抵抗REの積で決まるため、相互変調歪み特性を良くす
る(=入力インターセプトポイントを大きくする)ため
にはコレクタ電流を大きくするか、エミッタ抵抗REを
大きくする必要がある。前述したようにコレクタ電流を
大きくするには制限があるので、エミッタ抵抗REを大
きくすることで相互変調歪み特性を良くすることが一般
的な手法である。
変利得増幅器では、雑音指数特性を良くするためにはエ
ミッタ抵抗REを小さくする必要があり、逆に相互変調
歪み特性を良くするためにはエミッタ抵抗REを大きく
しなければならず、両特性を同時に最適にすることはで
きない。そのため、従来の可変利得増幅器は用途に応じ
てどちらかの特性を優先し、もう一方の特性を犠牲にし
ているのが現状である。
ステムのような、高入力ダイナミックレンジが要求され
るシステムにおいては、入力信号レベルが低い時には低
雑音指数特性が要求され、入力信号レベルが高い時に
は、高相互変調歪み特性が要求される。しかしながら、
図13に示す従来の可変利得増幅器ではこれら両特性を
同時に満たすことができないという問題点がある。
であり、その目的は、雑音指数特性と相互変調歪み特性
を同時に満足することができる可変利得増幅器を提供す
ることにある。
め、本発明の可変利得増幅器は、外部から入力される制
御電圧の増加に応じて利得を減衰させる可変利得増幅回
路を複数個並列に接続し、上記各可変利得増幅回路はそ
れぞれ、第1のトランジスタのエミッタおよび第2のト
ランジスタのエミッタがそれぞれ定電流源に接続される
とともに、第1のトランジスタのエミッタと第2のトラ
ンジスタのエミッタとがエミッタ抵抗を介して互いに接
続され、入力信号が印加されて第1・第2トランジスタ
の各コレクタからそれぞれコレクタ電流を出力する入力
部と、上記入力部から出力されるコレクタ電流が入力さ
れて、上記制御電圧に応じた利得にて出力信号を出力す
る出力部とを備えており、上記複数の可変利得増幅回路
のうちでエミッタ抵抗の最も小さい可変利得増幅回路を
A1とすると、各可変利得増幅回路において利得の減衰
が始まるときの、上記可変利得増幅回路A1の制御電圧
(VC1)の値が大きい可変利得増幅回路ほど、エミッ
タ抵抗が大きいことを特徴としている。
幅回路のうち、利得の減衰が始まるときの、上記可変利
得増幅回路A1の制御電圧の値が小さい可変利得増幅回
路ほど、すなわち、利得の減衰が始まるときの入力信号
レベルが低い可変利得増幅回路ほど、エミッタ抵抗を小
さくする。
制御電圧(VC1)が増加すると、エミッタ抵抗の小さ
いもの順に、可変利得増幅回路の利得が減衰を開始する
構成である。例えば、上記各可変利得増幅回路の制御電
圧がいずれも一つの電圧制御信号(VAGC)に応じて
定まり、上記電圧制御信号の変化により、上記可変利得
増幅回路A1の制御電圧(VC1)が増加する構成とす
ることができる。このとき、上記電圧制御信号は、VC
1と同一の電圧を用いてもよい。また、上記電圧制御信
号は、電圧でなくてもよい。
ばVC1が増加するようにVAGCが変化したときに、
エミッタ抵抗が大きい可変利得増幅回路ほど、利得の減
衰開始時期を遅くすることができる。すなわち、利得の
減衰開始時期が遅い可変利得増幅回路ほど、エミッタ抵
抗が大きい。そのため、VC1を増加させると、エミッ
タ抵抗の小さい可変利得増幅回路が減衰し終わる前に、
それより少し小さい利得を持った次の可変利得増幅回路
の利得減衰曲線へと、次々に移行していく。その結果、
全体として、制御電圧の増加により全体の利得を徐々に
減衰させていくことができる。
期が遅い可変利得増幅回路ほど、エミッタ抵抗が大き
い。
て2つの可変利得増幅回路を設けた場合、第1・第2可
変利得増幅回路とで、利得の減衰が始まるときのVC1
が小さいほうでは、すなわち、利得の減衰が始まるとき
の入力信号レベルが低いほうでは、所望の雑音指数特性
となるようにエミッタ抵抗が小さく、他方では、所望の
相互変調歪み特性となるようにエミッタ抵抗が大きいよ
うに構成することができる。
同様であり、利得の減衰が始まるときのVC1が小さ
い、すなわち、利得の減衰が始まるときの入力信号レベ
ルが低い可変利得増幅回路ほど、所望の雑音指数特性と
なるようにエミッタ抵抗が小さく、利得の減衰が始まる
ときのVC1が大きい、すなわち、利得の減衰が始まる
ときの入力信号レベルが高い可変利得増幅回路ほど、所
望の相互変調歪み特性となるようにエミッタ抵抗が大き
いように構成することができる。
は、エミッタ抵抗の十分小さい可変利得増幅回路を使用
して、雑音指数特性を良好にすることができるととも
に、入力信号レベルが高いときは、エミッタ抵抗の十分
大きい可変利得増幅回路を使用して、相互変調歪み特性
を良好にすることができる。
することを可能にしながら、同時に、雑音指数特性と相
互変調歪み特性とを同時に満足することができる。特
に、デジタル衛星放送受信用集積回路において、入力信
号レベルが高いときおよび低いときのいずれにおいても
良好な受信を行うことができるようになる。
構成に加え、上記各可変利得増幅回路において、上記制
御電圧(VCk)が、外部から入力される各可変利得増
幅回路の所定の基準電圧(VBk)より大きくなったと
きに、利得の減衰を開始し、上記エミッタ抵抗が大きい
可変利得増幅回路ほど、上記基準電圧が大きく、すべて
の可変利得増幅回路について上記制御電圧が等しいこと
を特徴としている。
きい可変利得増幅回路ほど、基準電圧が大きい。したが
って、1種類の制御電圧を印加するだけで、VC1を増
加させたときの各可変利得増幅回路の利得の減衰時期を
ずらすことができる。それゆえ、上記の構成による効果
に加えて、構成をより簡素化することができる。
構成に加えて、上記各可変利得増幅回路において、上記
制御電圧(VCk)が、外部から入力される各可変利得
増幅回路の所定の基準電圧(VBk)より大きくなった
ときに、利得の減衰を開始し、すべての可変利得増幅回
路について上記基準電圧が等しいことを特徴としてい
る。
回路について上記基準電圧が等しい。したがって、上記
基準電圧として、1種類用意するだけでよい。それゆ
え、上記の構成による効果に加えて、構成をより簡素化
することができる。
べての上記可変利得増幅回路について、VCkが、VC
(k−1)よりも、例えば所定値(Vα)だけ、常に小
さいように構成することができる。その結果、VC1が
増加したときに、VCkが、VC(k−1)よりも、基
準電圧に達するのが遅くなる。
と、すべての上記可変利得増幅回路について、VCkが
増加を始めるときのVC1の値が、VC(k−1)が増
加を始めるときのVC1の値より大きいように構成する
ことができる。その結果、VC1が増加したときに、V
Ckが、VC(k−1)よりも、増加を始めるのが遅く
なる。
Ckは、例えば、それぞれ、まず一定の値を保ち、次い
で減少し、次いで一定の値を保ち、次いで上記のように
増加するように構成することができる。
構成に加えて、k番目の上記可変利得増幅回路Akの第
x番目のトランジスタをQ(k、x)と表すと、上記す
べての可変利得増幅回路Akについて、上記入力部は、
第1のトランジスタQ(k、1)のエミッタおよび第2
のトランジスタQ(k、2)のエミッタがそれぞれ定電
流源Icに接続されるとともに、第1のトランジスタQ
(k、1)のエミッタと第2のトランジスタQ(k、
2)のエミッタとがエミッタ抵抗REを介して互いに接
続され、第1のトランジスタQ(k、1)のベースには
入力信号IN1が印加され、第2のトランジスタQ
(k、2)のベースには入力信号IN2が印加されるよ
うになっている第1の差動増幅回路を備え、上記出力部
は、第3のトランジスタQ(k、3)のエミッタおよび
第4のトランジスタQ(k、4)のエミッタがいずれも
第1のトランジスタQ(k、1)のコレクタに接続さ
れ、第4のトランジスタQ(k、4)のコレクタには電
源Vccが接続されるとともに、第3のトランジスタQ
(k、3)のコレクタには、負荷抵抗RLを介して電源
Vccが接続され、第3のトランジスタQ(k、3)の
ベースには基準電圧VBkが印加され、第4のトランジ
スタQ(k、4)のベースには制御電圧VCkが印加さ
れるようになっている第2の差動増幅回路と、第5のト
ランジスタQ(k、5)のエミッタおよび第6のトラン
ジスタQ(k、6)のエミッタがいずれも第2のトラン
ジスタQ(k、2)のコレクタに接続され、第5のトラ
ンジスタQ(k、5)のコレクタには電源Vccが接続
されるとともに、第6のトランジスタQ(k、6)のコ
レクタには、負荷抵抗RLを介して電源Vccが接続さ
れ、第6のトランジスタQ(k、6)のベースは第3の
トランジスタQ(k、3)のベースと接続されること
で、第6のトランジスタQ(k、6)のベースには上記
基準電圧VBkが印加され、第5のトランジスタQ
(k、5)のベースは第4のトランジスタQ(k、4)
のベースと接続されることで、第5のトランジスタQ
(k、5)のベースには上記制御電圧VCkが印加され
るようになっている第3の差動増幅回路とを備えてお
り、すべての可変利得増幅回路について、第1のトラン
ジスタQ(k、1)のベース同士が互いに接続され、第
2のトランジスタQ(k、2)のベース同士が互いに接
続され、第3のトランジスタQ(k、3)のコレクタ同
士が互いに接続され、第6のトランジスタQ(k、6)
のコレクタ同士が互いに接続されていることを特徴とし
ている。
Q(2、2)=Q8、Q(2、3)=Q9、Q(2、
4)=Q10、Q(2、5)=Q11、Q(2、6)=
Q12と表される。
Ckの入力される第4および第5のトランジスタと、基
準電圧VBkの入力される第3および第6のトランジス
タとを有している。
(VCk)と基準電圧(VBk)との大小関係に応じ
て、第3ないし第6のトランジスタに流れる電流を制御
し、利得の減衰の有無や程度を決定することができる。
それゆえ、上記の構成による効果に加えて、簡素な構成
で、雑音指数特性と相互変調歪み特性を同時に満足する
ことができる。
常に互いに等しい値をとるものとし、基準電圧VBk同
士はすべて互いに異なる値とすることができる。また例
えば、制御電圧VCk同士は、独立しているものとし、
基準電圧VBk同士はすべて互いに等しい値とすること
ができる。
構成に加えて、上記すべての可変利得増幅回路の制御電
圧を決定する電圧制御信号(VAGC)が入力されて、
上記各可変利得増幅回路に上記各制御電圧を出力するこ
とで、動作させる可変利得増幅回路を選択する制御手段
を備えたことを特徴としている。
て、上記電圧制御信号が入力されて、上記各可変利得増
幅回路に上記各制御電圧を出力することで、選択された
可変利得増幅回路のみが動作する。上記電圧制御信号
は、制御電圧VC1と同一の電圧を用いることができ
る。また、上記電圧制御信号は、各制御電圧を決定でき
ればよく、電圧でなくてもよい。
回路において同一とし、上記制御手段が、上記電圧制御
信号の値に応じて、可変利得増幅回路ごとに異なる制御
電圧を出力することで、動作する可変利得増幅回路が選
択される。
ごとに異なるとし、上記制御手段が、上記電圧制御信号
の値に応じて、各可変利得増幅回路に等しい制御電圧を
出力することで、動作する可変利得増幅回路が選択され
る。
るだけで、複数の可変利得増幅回路の利得減衰の動作点
(開始時期)を可変利得増幅回路ごとに所望のようにず
らすことができ、複数の可変利得増幅回路のうち所望の
特性を有するもののみを選んで作動させることができ
る。それゆえ、上記の構成による効果に加えて、容易
に、所望の利得を得ることができる。
構成に加えて、上記制御手段は、上記電圧制御信号をデ
ジタルデータに変換するアナログ・デジタル変換回路
と、上記アナログ・デジタル変換回路で変換された上記
デジタルデータから、可変利得増幅回路を選択するため
の制御データを発生するデコーダ回路とを備えたことを
特徴としている。
ジタルデータに変換され、そこから、可変利得増幅回路
を選択するための制御データが発生する。
AGCではあるがVC1とは異なる電圧や、あるいは、
電圧以外の任意のデータを用いるなどのように、上記電
圧制御信号を種々変更しても、上記アナログ・デジタル
変換回路での変換処理部分、あるいは、上記デコーダ回
路における制御データ発生処理部分のみを変更するだけ
で、対応することができる。それゆえ、上記の構成によ
る効果に加えて、いっそう容易に、所望の利得を得るこ
とができる。
すなわちVC1、VC2、…、VCnを得るために、上
記電圧制御信号のとりうる全ての値とそのときのVC
1、VC2、…、VCnとして設定すべき各値との対応
を、デコーダ回路内の記憶部等に記憶しておく構成とす
ることができる。
構成に加えて、上記制御手段は、選択する可変利得増幅
回路を切り替える際に、切り替え前に動作してした可変
利得増幅回路と、切り替え後に動作する可変利得増幅回
路との両方を選択することを特徴としている。
じて選択する可変利得増幅回路を切り替える際に、切り
替え前に動作してした可変利得増幅回路と、切り替え後
に動作する可変利得増幅回路との両方を選択し、動作さ
せる。
作している範囲では、一方の可変利得増幅回路の利得が
大幅に減衰する前に、次の可変利得増幅回路によって、
十分大きな利得を得ることができる。それゆえ、上記の
構成による効果に加えて、可変利得増幅回路の切り替え
ポイントにおける利得の必要以上の低下を防ぎ、より容
易に所望の利得が得られるように制御することができ
る。
下のように構成してもよい。すなわち、本発明の可変利
得増幅器は、外部からの制御電圧によって利得を変更で
きる複数の可変利得増幅回路を並列接続してなる可変利
得増幅器であって、前記一つの可変利得増幅回路は、定
電流源が接続されたエミッタ同士が抵抗器を介して接続
され、各ベースに印加される入力信号に応じてコレクタ
に流れる電流が制御される第1のトランジスタ及び第2
のトランジスタからなる第1の差動増幅回路と、前記第
1のトランジスタのコレクタにエミッタが共通に接続さ
れ、前記第1のトランジスタで増幅された信号をベース
間に印加される電圧に応じて減衰して出力する第3のト
ランジスタ及びコレクタが電源に接続された第4のトラ
ンジスタからなる第2の差動増幅回路と、前記第2のト
ランジスタのコレクタにエミッタが共通に接続され、前
記第2のトランジスタで増幅された信号をベース間に印
加される電圧に応じて減衰して出力する第5のトランジ
スタ及びコレクタが電源に接続された第6のトランジス
タからなる第3の差動増幅回路とから構成され、前記第
3のトランジスタのコレクタ同士、前記第6のトランジ
スタのコレクタ同士をそれぞれ接続し、前記エミッタ抵
抗値をそれぞれ異なる抵抗値とした構成とすることがで
きる。
特性を同時に満足する可変利得増幅器を提供することが
可能になる。
3のトランジスタと第6のトランジスタのベースに印加
される基準電圧を可変利得増幅回路毎にそれぞれ異なる
電圧値とし、前記第4のトランジスタと第5のトランジ
スタのベースに印加される制御電圧を複数の可変利得増
幅回路で同じ電圧値にした構成とすることができる。こ
れにより、複数の可変利得増幅回路の利得減衰(ゲイン
リダクション)の動作点を可変利得増幅回路毎にずらす
ことができ、各制御電圧値において、雑音指数特性や相
互変調歪み特性の最適な特性を得ることが可能になる。
3のトランジスタと第6のトランジスタのベースに印加
される基準電圧を複数の可変利得増幅回路で同じ電圧値
とし、前記第4のトランジスタと第5のトランジスタの
ベースに印加される制御電圧を可変利得増幅回路毎にそ
れぞれ異なる電圧値にした構成とすることができる。こ
れにより、複数の可変利得増幅回路の利得減衰(ゲイン
リダクション)の動作点を可変利得増幅回路毎にずらす
ことができ、各制御電圧値において、雑音指数特性や相
互変調歪み特性の最適な特性を得ることが可能になる。
御電圧値に基づき、前記複数の可変利得増幅回路のうち
選択された可変利得増幅回路のみを動作させる制御手段
を備えた構成とすることができる。これにより、複数の
可変利得増幅回路の利得減衰(ゲインリダクション)の
動作点を可変利得増幅回路毎にずらすことができ、各制
御電圧値において、雑音指数特性や相互変調歪み特性の
最適な特性を得ることが可能になる。
御手段はAGC電圧をデジタルデータに変換するアナロ
グ・デジタル変換回路と、このアナログ・デジタル変換
回路で変換されたデータから前記所望する可変利得増幅
回路を選択するための制御データを発生するデコーダ回
路を備えた構成とすることができる。
得を任意に制御することが可能になる。
手段は、可変利得増幅回路の動作が切り替わる制御電圧
のしきい値において、切り替え前に動作していた可変利
得増幅回路と、切り替え後に動作する可変利得増幅回路
の両方とも動作させる範囲を設けた構成とすることがで
きる。
ポイントにおける利得の低下を防ぐことが可能になる。
一形態について図1ないし図4に基づいて説明すれば、
以下の通りである。
を参照して説明する。図1は、本実施の形態における可
変利得増幅器1の回路図である。
外部からの制御電圧によって利得を変更できる2つの可
変利得増幅回路(11、12)が並列接続されている構
成である。そして、一つの可変利得増幅回路(11、1
2)は、定電流源Icが接続されたエミッタ抵抗器(R
E1、RE2)を介して接続され、各ベースに印加され
る入力信号に応じてコレクタに流れる電流が制御される
第1のトランジスタQ1(Q7)と、第2のトランジス
タQ2(Q8)からなる第1の差動増幅回路11a(1
2a)と、第1のトランジスタQ1(Q7)のコレクタ
にエミッタが共通に接続され、ベース間に印加される電
圧に応じて減衰して出力する、コレクタが負荷抵抗RL
を通して電源Vccに接続された第3のトランジスタQ
3(Q9)及び、コレクタが電源Vccに接続された第
4のトランジスタQ4(Q10)からなる第2の差動増
幅回路11b(12b)と、第2のトランジスタQ2
(Q8)のコレクタにエミッタが共通に接続され、ベー
ス間に印加される電圧に応じて減衰して出力する、コレ
クタが負荷抵抗RLを通して電源Vccに接続された第
6のトランジスタQ6(Q12)及び、コレクタが電源
Vccに接続された第5のトランジスタQ5(Q11)
からなる第3の差動増幅回路11c(12c)とから構
成されて、前記第3のトランジスタQ3と第9のトラン
ジスタQ9のコレクタ同士、前記第6のトランジスタQ
6と第12のトランジスタQ12同士をそれぞれ接続し
た構成である。
が構成され、第2の差動増幅回路11bと第3の差動増
幅回路11cとによって出力部が構成されている。同様
に、第1の差動増幅回路12aによって入力部が構成さ
れ、第2の差動増幅回路12bと第3の差動増幅回路1
2cとによって出力部が構成されている。
て定電流源Icのカレントミラー回路のトランジスタも
含めてトランジスタが3段積み構成であり、コレクタ−
エミッタ間電圧Vceが0.8Vとすると、電源Vcc
は2.4V(=0.8V×3)以上とすればよい。
の最大利得(Gとする)は、 G=RL/(re+RE/2) と表される。ただし、ボルツマン定数をk、絶対温度を
T、電子の電荷量をqとするとき、 re=kT/(q・Ic) である。そのため、ここから、所望の利得が得られるよ
うに、RL、Ic、REを決めればよい。
ランジスタQ4や第5のトランジスタQ5のベースに印
加される制御電圧(VC1)が増加して、第3のトラン
ジスタQ3や第6のトランジスタQ6のベースに印加さ
れる基準電圧(VB1)の値に達すると、言い換えれ
ば、第4のトランジスタQ4や第5のトランジスタQ5
と第3のトランジスタQ3や第6のトランジスタQ6と
のベース間に印加される電圧、すなわち、制御電圧VC
1から基準電圧VB1を引いた値(駆動電圧VD1と称
する)が負の値から0、さらには正の値になると、利得
が減衰を開始する。
り、第4のトランジスタQ10や第5のトランジスタQ
11のベースに印加される制御電圧(VC1)が増加し
て、第3のトランジスタQ9や第6のトランジスタQ1
2のベースに印加される基準電圧(VB2)の値に達す
ると、言い換えれば、第4のトランジスタQ4や第5の
トランジスタQ5と第3のトランジスタQ3や第6のト
ランジスタQ6とのベース間に印加される電圧、すなわ
ち、制御電圧VC2から基準電圧VB2を引いた値(駆
動電圧VD2と称する)が負の値から0、さらには正の
値になると、利得が減衰を開始する。
2のトランジスタQ2のエミッタ間のエミッタ抵抗器R
E1の抵抗値(エミッタ抵抗)RE1を所望の雑音指数
特性になるような値にし、前記第7のトランジスタQ7
と第8のトランジスタQ8のエミッタ間のエミッタ抵抗
器RE2の抵抗値(エミッタ抵抗)RE2を所望の相互
変調歪み特性となるような値とする。すなわち、エミッ
タ抵抗RE1とRE2とは互いに異なっており、ここで
はRE1<RE2に設定している。
差動増幅回路11c(12c)の制御方法としては、本
実施の形態においては、前記第3のトランジスタQ3と
第6のトランジスタQ6、前記第9のトランジスタQ9
と第12のトランジスタQ12のベースに印加される基
準電圧を、それぞれVB1、VB2のように互いに異な
る電圧値とし、前記第4のトランジスタQ4と第5のト
ランジスタQ5のベースに印加される制御電圧VC1
を、2つの可変利得増幅回路で同じ電圧値にする。ここ
では、VB1<VB2に設定する。
AGC(図示せず)に応じて設定することとすることが
でき、例えば、この電圧制御信号VAGCとしては、制
御電圧VC1そのものを用いることができる。
C1に対する利得の変化を示す。曲線aはエミッタ抵抗
がRE1の可変利得増幅回路単体での特性、曲線bはエ
ミッタ抵抗がRE2の可変利得増幅回路単体での特性、
曲線cは2つの可変利得増幅回路トータルの特性を示し
ている。
入力信号レベルが低いときほど、制御電圧(VC1)の
値を小さくし、それにより、十分大きい利得が得られる
ようにする。逆に、入力信号レベルが高いときほど、制
御電圧(VC1)の値を大きくし、それにより利得を減
衰させることで、あまり大きな利得とならないようにし
ている。
Q9、Q12に全電流が流れ、Q4、Q5、Q10、Q
11には電流が流れないので、トータルの利得は、2つ
の可変利得増幅回路の最大利得を足し合わせたものにな
る。
4、Q5のトランジスタが動作し、電流が流れ出すため
に、曲線aで示すように利得が低下してくるが、Q1
0、Q11のトランジスタにはまだ動作せず電流が流れ
ないので、曲線bで示すように利得は最大のままであ
る。
1のトランジスタにも電流が流れ出すので、曲線bで示
すように利得も低下してくる。よって2つの可変利得増
幅回路のVC1に対する利得のトータル特性は、曲線c
で示すようになる。
の条件で動作するのは、トランジスタQ1、Q2、Q
7、Q8に入力される信号レベルが低い場合であり、低
雑音指数特性が要求される。前述したように雑音指数特
性を良くするためには、コレクタ電流値を大きくして、
エミッタ抵抗値を小さくすることが必要である。エミッ
タ抵抗RE2を有する可変利得増幅回路単体の雑音指数
は悪いが、図1の回路では、雑音指数を決める要因のう
ち、エミッタ抵抗値RE1とRE2をパラメータとする
項が、 (Gv12 /Gv2 )×RE1+(Gv22 /Gv2 )
×RE2 に比例するため、RE2が大きくてもGv22 /Gv2
が小さくなるので第2項の影響は小さくなる。ただし、
Gv1は、エミッタ抵抗RE1を有する可変利得増幅回
路11の利得であり、Gv2は、エミッタ抵抗RE2を
有する可変利得増幅回路12の利得であり、Gv=Gv
1+Gv2である。
ば、上式は、ほぼRE1に等しくなるので、トータルの
雑音指数特性を良くすることが可能になる。
条件で動作するのは、トランジスタQ1、Q2、Q7、
Q8に入力される信号レベルが高い場合であり、高い相
互変調歪み特性(高入力インターセプトポイント)が要
求される。前述したように、相互変調歪み特性を良くす
るためには、コレクタ電流、すなわちここでは第1の差
動増幅回路11aのトランジスタQ1、Q2のコレクタ
や第1の差動増幅回路12aのトランジスタQ7、Q8
のコレクタを流れる電流を大きくし、エミッタ抵抗を大
きくすることが必要である。VB2<VC1では、トラ
ンジスタQ3〜Q6においては、コレクタ電流はほぼト
ランジスタQ4、Q5に流れ、トランジスタQ9〜Q1
2においては、トランジスタQ9、Q12に流れていた
コレクタ電流がQ10、Q11にも流れ始めている状態
である。エミッタ抵抗RE1を有する可変利得増幅回路
単体の相互変調歪み特性は悪いが、VB2<VC1の動
作領域では、出力信号の大部分は、Q9、Q12に流れ
るコレクタ電流を通して増幅された信号のため、相互変
調歪み特性はエミッタ抵抗RE2を有する可変利得増幅
回路でほぼ決まる。そのため、高い相互変調歪み特性
(高インターセプトポイント)が得られる。
幅器(図1の回路)と従来の可変利得増幅器(図13の
回路)の利得減衰量に対する雑音指数特性を示す。曲線
aは、図13の従来の可変利得増幅器において、所望の
低雑音指数特性となるようにエミッタ抵抗REの値を設
定した場合の特性であり、曲線bは、図13の従来の可
変利得増幅器において、所望の高相互変調歪み特性とな
るようにエミッタ抵抗REの値を設定した場合の特性で
あり、曲線cは、図1に示された可変利得増幅器におい
て、所望の低雑音指数特性となるようにエミッタ抵抗R
E1の値を設定するとともに、所望の高相互変調歪み特
性となるようにエミッタ抵抗RE2の値を設定した場合
の特性である。
変利得増幅器1は、利得減衰量が小さい時、即ち入力信
号レベルが低い時に、曲線aの従来の可変利得増幅器と
同等な低雑音指数特性を得られることが分かる。また、
曲線aより曲線cの雑音指数特性が良くなっているの
は、雑音指数を決める要因のうち、エミッタ抵抗以外の
要因による影響が図1の回路のほうが小さくなるためで
ある。
幅器(図1の回路)と従来の可変利得増幅器(図13の
回路)の利得減衰量に対する相互変調歪み特性(入力イ
ンターセプトポイント特性)を示す。IIP3は、3次
高調波と基本波との出力信号レベルが仮想的に同一にな
るときの入力信号レベルである。曲線aは、図13の従
来の可変利得増幅器において、所望の低雑音指数特性と
なるようにエミッタ抵抗REの値を設定した場合の特性
であり、曲線bは、図13の従来の可変利得増幅器にお
いて、所望の高相互変調歪み特性となるようにエミッタ
抵抗REの値を設定した場合の特性であり、曲線cは、
図1に示された可変利得増幅器において、所望の低雑音
指数特性となるようにエミッタ抵抗RE1の値を設定す
るとともに、所望の高相互変調歪み特性となるようにエ
ミッタ抵抗RE2の値を設定した場合の特性である。
ける可変利得増幅器は、利得減衰量が大きい時、即ち入
力信号の信号レベルが高い時に、曲線bの従来の可変利
得増幅器と同等な高相互変調歪み特性を得られることが
分かる。
について図5ないし図8に基づいて説明すれば、以下の
通りである。なお、説明の便宜上、前記の実施の形態の
図面に示した部材と同一の機能を有する部材には、同一
の符号を付記してその説明を省略する。
幅器3の回路図である。基本的な回路は図1と同じであ
る。差動増幅回路11b・12b、差動増幅回路11c
・12cの制御方法としては、前記第3のトランジスタ
Q3と第6のトランジスタQ6、第9のトランジスタQ
9と第12のトランジスタQ12のベースに印加される
基準電圧をそれぞれ同一の電圧値(VB1とする)と
し、前記第4のトランジスタQ4と第5のトランジスタ
Q5のベースに印加される制御電圧をVC1、前記第1
0のトランジスタQ10と第11のトランジスタQ11
のベースに印加される制御電圧をVC2とする。VC1
とVC2の制御によって、2つの可変利得増幅回路の利
得を自由に制御することが可能になる。
基準電圧が異なるため、下段のトランジスタ(図1の例
ではQ1、Q2とQ7、Q8)のコレクタ−エミッタ間
電圧Vceが可変利得増幅回路ごとに異なることにな
る。そのため、アーリー効果によりコレクタ電流のばら
つきが生じる。一方、図5の回路では、基準電圧は可変
利得増幅回路にかかわらず同じであるので、下段のトラ
ンジスタのコレクタ−エミッタ間電圧は等しくなり、ア
ーリー効果によるコレクタ電流のばらつきは生じない。
そのため、上記のようなばらつきが顕著な場合など、上
記のばらつきの発生を抑えたい場合に、図5の回路は特
に好適である。
所定の電圧制御信号VAGCに対してそれぞれ、 VC1=VAGC+Vα,VC2=VAGC(Vα>
0) の関係を持っている場合のVAGCに対する利得を示
す。図6に示すように、エミッタ抵抗RE1を有する可
変利得増幅回路11は、VB1−Vαで利得の減衰(利
得の減少、ゲインリダクション)が始まり、エミッタ抵
抗RE2を有する可変利得増幅回路12は、VB1で利
得の減衰が始まる。この場合は図2と同等な特性が得ら
れる。
利得制御方法の具体的な一例を図7に示す。ここで、V
C1に対するVC2が図8に示すような関係にあるとす
る。ここでVC1=VAGCとする。図7に示すよう
に、エミッタ抵抗RE1を有する可変利得増幅回路11
は、VB1で利得の減衰が始まり、図7の曲線aで示す
ような特性を示す。エミッタ抵抗RE2を有する可変利
得増幅回路12は、図8で示したVC1に対するVC2
の特性に従って、VC1<Vα1では利得がG1を保
ち、Vα1<VC1<Vα2では利得がG2まで上昇
し、Vα2<VC1<Vα3では利得がG2で一定にな
り、Vα3<VC1<Vα4では利得がG1まで減少
し、Vα4<VC1では利得がG1を保つように制御さ
れ、図7の曲線bで示すような特性を示す。2つの可変
利得増幅回路のトータルの特性は曲線cで示すようにな
る。
aの利得が0になるまでの範囲において、両方の可変利
得増幅回路11、12を動作させている。このように、
2つの可変利得増幅回路の切り替え領域において両方の
可変利得増幅回路を動作させることによって、制御電圧
VC1を変化させたときに切り替え領域において利得が
一旦0になってしまうのを防ぐことができる。そのた
め、利得の制御電圧特性に不連続な領域が生じて利得の
制御電圧特性曲線がのこぎり状になるのを防ぎ、図2と
同等な特性を得ることができる。
のように可変利得増幅回路ごとに別にすることで、電圧
制御信号VAGCに基づき、2つの可変利得増幅回路の
うち選択された回路のみを動作させることができる。ま
た、切り替えられる両方の可変利得増幅回路ともが動作
する制御電圧範囲(言い換えれば入力信号レベルの範
囲)を設け、その範囲の幅も任意に制御することが可能
になる。
利得増幅回路ごとに異ならせる(VB1、VB2)とと
もに制御電圧を全可変利得増幅回路で共通(VC1)と
している。また、実施の形態2では、制御電圧を可変利
得増幅回路ごとに異ならせる(VC1、VC2)ととも
に基準電圧を全可変利得増幅回路で共通(VB1)とし
ている。これら以外にも、制御電圧、基準電圧とも、可
変利得増幅回路ごとに異ならせるように構成することも
できる。
の形態について図9ないし図12に基づいて説明すれば
以下の通りである。なお、説明の便宜上、前記の実施の
形態の図面に示した部材と同一の機能を有する部材には
同一の符号を付記してその説明を省略する。
幅器5の回路図を示す。図5の可変利得増幅回路(1
1、12)と同一の構成を有するn個(nは2以上の整
数)の可変利得増幅回路AMP1、AMP2、…、AM
Pnを並列に接続する。図5で示した回路と同様に基準
電圧は共通(VB1)とし、可変利得増幅回路AMP1
〜AMPnの制御電圧をそれぞれVC1〜VCnとす
る。本構成は、図5、図7、図8で示した制御をn個の
可変利得増幅回路に拡張したものである。
…、AMPnのエミッタ抵抗(図示せず)RE1、RE
2、…、REnは、RE1<RE2<…<REnとす
る。
御信号VAGCをデジタルデータに変換するアナログ・
デジタル変換回路(制御手段)31と、このアナログ・
デジタル変換回路31で変換された上記デジタルデータ
からVC1〜VCnの制御電圧を発生させるデコーダ回
路(制御手段)32とにより、VC1〜VCnを任意に
制御することが可能になる。
制御信号VAGCからn個のデータすなわちn個の制御
電圧VC1、VC2、…、VCnを得るために、上記電
圧制御信号VAGCのA/D(アナログ/デジタル)変
換後のデータ(デジタルデータ)のとりうる全ての値と
そのときのVC1、VC2、…、VCnとして設定すべ
き各デジタル値(デジタル制御電圧データ)との対応
(テーブル)を、デコーダ回路32内の図示しない記憶
部に記憶している。そして、デコーダ回路32は、アナ
ログ・デジタル変換回路31から上記デジタルデータを
受け取ると、図示しない参照部にて、受け取ったデジタ
ルデータと上記記憶部内のテーブルに記憶しているデジ
タルデータとを照合し、制御データとして、受け取った
デジタルデータに対応するデジタル制御電圧データを上
記テーブルから選び出す。
設けられた、図10に示すような抵抗ストリングD/A
変換回路33にて上記デジタル制御電圧データをD/A
(デジタル/アナログ)変換し、各デジタル制御電圧デ
ータに該当するアナログデータである各制御電圧VC
1、VC2、…、VCnを出力するようになっている。
すなわち、抵抗ストリングD/A変換回路33は、可変
利得増幅回路の個数分設けられており、例えば制御電圧
VC2出力用の抵抗ストリングD/A変換回路におい
て、制御電圧VC2に該当する上述のデジタル制御電圧
データの各ビットの値(B1ないしBn)がスイッチ制
御部33aに入力されて、電源Vrに直列に接続された
抵抗器R1ないしR(2n)と並列に設けられたスイッ
チSW1ないしSW(2n)がこれらの各ビットの値に
応じてオンオフされ、得られた電圧(制御電圧VC2)
が出力VOとして出力される。
えば、可変利得増幅回路AMP1の制御電圧VC1と同
一の電圧信号を用いることができ、それにより、電圧制
御信号VAGCとして全く新たな信号を生成する必要が
無く、その分構成を簡素化することができる。
図12は、VC1(ここではVAGCと同一)、VC
2、VC3、…、VCnの関係を示したものであり、言
い換えれば、上記記憶部に記憶されているデータをグラ
フにしたものである。この関係に従って、一つの制御電
圧信号VAGCからn個の制御電圧の値を生成してい
る。なお、図12では、図を見やすくするために、各制
御電圧の縦軸上の位置を少しずつずらして描いている。
図12のVα)をアナログ・デジタル変換回路31にて
A/D(アナログ・デジタル)変換し、得られた2値
(0、1)データを、デコーダ回路32にて、図12の
縦軸の値(VC2からVCnまで)に相当する2値
(0、1)データに変換する。
路を順次切り替え動作させ、実施の形態2で述べたのと
同様の理由により、切り替え前に動作していた可変利得
増幅回路と切り替え後に動作する可変利得増幅回路の両
方とも動作させる制御電圧範囲を設けるように制御す
る。
に示すように、AGC電圧に対して(n−1)段の段差
部分を持つような特性になる。可変利得増幅回路を複数
にし、細かく切り替え制御することで、切り替えによる
感度(利得/電圧)が0の領域(図7ではVα2<VC
1<Vα3の領域に相当)を少なくし、なめらかに変化
する特性を実現することが可能になる。
た回路で、図11の例とは異なり、図2や図6の例でい
えばAGC電圧が低い領域、つまり、制御電圧VC1を
増加させた場合の切り替え前の可変利得増幅回路(図2
でいえば可変利得増幅回路11)における利得が、減衰
開始前の領域や減衰開始直後などであってまだ十分大き
な値を持っているような領域(図7でいえば、例えば、
VAGC<Vα1、あるいはVAGC<Vα2)で、複
数の可変利得増幅回路が同時に動作するように制御する
こともできる。ただし、そのようにすれば、複数の可変
利得増幅回路が同時に動作する領域で負荷抵抗RLに流
れる電流が非常に大きくなり、トランジスタのコレクタ
−エミッタ間電圧が低下してしまう恐れがある。
に示した例とは異なり、n個の可変利得増幅回路を順次
切り替えている。そのため、上記のように切り替え前の
可変利得増幅回路における利得がまだ十分大きな値を持
っているような領域では、複数の可変利得増幅回路が同
時に動作する領域は、無いかまたはごくわずかに抑えら
れている。その結果、図11の例では、負荷抵抗RLに
流れる電流は、最大でも一つの可変利得増幅回路に流れ
るコレクタ電流程度となる。したがって、上記のような
トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧が低下するの
を防ぐことができる。
は、外部から入力される制御電圧の増加に応じて利得を
減衰させる可変利得増幅回路を複数個並列に接続し、上
記各可変利得増幅回路はそれぞれ、第1のトランジスタ
のエミッタおよび第2のトランジスタのエミッタがそれ
ぞれ定電流源に接続されるとともに、第1のトランジス
タのエミッタと第2のトランジスタのエミッタとがエミ
ッタ抵抗を介して互いに接続され、入力信号が印加され
て第1・第2トランジスタの各コレクタからそれぞれコ
レクタ電流を出力する入力部と、上記入力部から出力さ
れるコレクタ電流が入力されて、上記制御電圧に応じた
利得にて出力信号を出力する出力部とを備えており、上
記複数の可変利得増幅回路のうちでエミッタ抵抗の最も
小さい可変利得増幅回路をA1とすると、各可変利得増
幅回路において利得の減衰が始まるときの、上記可変利
得増幅回路A1の制御電圧(VC1)の値が大きい可変
利得増幅回路ほど、エミッタ抵抗が大きい構成である。
により全体の利得を徐々に減衰させていくことができ
る。また、入力信号レベルが低いときは、エミッタ抵抗
の十分小さい可変利得増幅回路を使用して、雑音指数特
性を良好にすることができるとともに、入力信号レベル
が高いときは、エミッタ抵抗の十分大きい可変利得増幅
回路を使用して、相互変調歪み特性を良好にすることが
できる。それゆえ、全体として利得を問題なく可変する
ことを可能にしながら、同時に、雑音指数特性と相互変
調歪み特性とを同時に満足することができるという効果
を奏する。
構成に加えて、上記各可変利得増幅回路において、上記
制御電圧(VCk)が、外部から入力される各可変利得
増幅回路の所定の基準電圧(VBk)より大きくなった
ときに、利得の減衰を開始し、上記エミッタ抵抗が大き
い可変利得増幅回路ほど、上記基準電圧が大きく、すべ
ての可変利得増幅回路について上記制御電圧が等しい構
成である。
だけで、VC1を増加させたときの各可変利得増幅回路
の利得の減衰時期をずらすことができる。それゆえ、上
記の構成による効果に加えて、構成をより簡素化するこ
とができるという効果を奏する。
構成に加えて、上記各可変利得増幅回路において、上記
制御電圧(VCk)が、外部から入力される各可変利得
増幅回路の所定の基準電圧(VBk)より大きくなった
ときに、利得の減衰を開始し、すべての可変利得増幅回
路について上記基準電圧が等しい構成である。
用意するだけでよい。それゆえ、上記の構成による効果
に加えて、構成をより簡素化することができるという効
果を奏する。
構成に加えて、k番目の上記可変利得増幅回路Akの第
x番目のトランジスタをQ(k、x)と表すと、上記す
べての可変利得増幅回路Akについて、上記入力部は、
第1のトランジスタQ(k、1)のエミッタおよび第2
のトランジスタQ(k、2)のエミッタがそれぞれ定電
流源Icに接続されるとともに、第1のトランジスタQ
(k、1)のエミッタと第2のトランジスタQ(k、
2)のエミッタとがエミッタ抵抗REを介して互いに接
続され、第1のトランジスタQ(k、1)のベースには
入力信号IN1が印加され、第2のトランジスタQ
(k、2)のベースには入力信号IN2が印加されるよ
うになっている第1の差動増幅回路を備え、上記出力部
は、第3のトランジスタQ(k、3)のエミッタおよび
第4のトランジスタQ(k、4)のエミッタがいずれも
第1のトランジスタQ(k、1)のコレクタに接続さ
れ、第4のトランジスタQ(k、4)のコレクタには電
源Vccが接続されるとともに、第3のトランジスタQ
(k、3)のコレクタには、負荷抵抗RLを介して電源
Vccが接続され、第3のトランジスタQ(k、3)の
ベースには基準電圧VBkが印加され、第4のトランジ
スタQ(k、4)のベースには制御電圧VCkが印加さ
れるようになっている第2の差動増幅回路と、第5のト
ランジスタQ(k、5)のエミッタおよび第6のトラン
ジスタQ(k、6)のエミッタがいずれも第2のトラン
ジスタQ(k、2)のコレクタに接続され、第5のトラ
ンジスタQ(k、5)のコレクタには電源Vccが接続
されるとともに、第6のトランジスタQ(k、6)のコ
レクタには、負荷抵抗RLを介して電源Vccが接続さ
れ、第6のトランジスタQ(k、6)のベースは第3の
トランジスタQ(k、3)のベースと接続されること
で、第6のトランジスタQ(k、6)のベースには上記
基準電圧VBkが印加され、第5のトランジスタQ
(k、5)のベースは第4のトランジスタQ(k、4)
のベースと接続されることで、第5のトランジスタQ
(k、5)のベースには上記制御電圧VCkが印加され
るようになっている第3の差動増幅回路とを備えてお
り、すべての可変利得増幅回路について、第1のトラン
ジスタQ(k、1)のベース同士が互いに接続され、第
2のトランジスタQ(k、2)のベース同士が互いに接
続され、第3のトランジスタQ(k、3)のコレクタ同
士が互いに接続され、第6のトランジスタQ(k、6)
のコレクタ同士が互いに接続されている構成である。
(VCk)と基準電圧(VBk)との大小関係に応じ
て、第3ないし第6のトランジスタに流れる電流を制御
し、利得の減衰の有無や程度を決定することができる。
それゆえ、上記の構成による効果に加えて、簡素な構成
で、雑音指数特性と相互変調歪み特性を同時に満足する
ことができるという効果を奏する。
構成に加えて、上記すべての可変利得増幅回路の制御電
圧を決定する電圧制御信号が入力されて、上記各可変利
得増幅回路に上記各制御電圧を出力することで、動作さ
せる可変利得増幅回路を選択する制御手段を備えた構成
である。
るだけで、複数の可変利得増幅回路の利得減衰の動作点
(開始時期)を可変利得増幅回路ごとに所望のようにず
らすことができる。それゆえ、上記の構成による効果に
加えて、容易に、所望の利得を得ることができるという
効果を奏する。
構成に加えて、上記制御手段は、上記電圧制御信号をデ
ジタルデータに変換するアナログ・デジタル変換回路
と、上記アナログ・デジタル変換回路で変換された上記
デジタルデータから、可変利得増幅回路を選択するため
の制御データを発生するデコーダ回路とを備えた構成で
ある。
も、上記アナログ・デジタル変換回路や上記デコーダ回
路の内部処理部分のみを変更するだけで対応することが
できる。それゆえ、上記の構成による効果に加えて、い
っそう容易に、所望の利得を得ることができるという効
果を奏する。
構成に加えて、上記制御手段は、選択する可変利得増幅
回路を切り替える際に、切り替え前に動作してした可変
利得増幅回路と、切り替え後に動作する可変利得増幅回
路との両方を選択する構成である。
得が大幅に減衰する前に、次の可変利得増幅回路によっ
て、十分大きな利得を得ることができる。それゆえ、上
記の構成による効果に加えて、可変利得増幅回路の切り
替えポイントにおける利得の必要以上の低下を防ぎ、よ
り容易に所望の利得が得られるように制御することがで
きるという効果を奏する。
回路図である。
を示すグラフである。
である。
ラフである。
す回路図である。
を示すグラフである。
例を示すグラフである。
関係の一例を示すグラフである。
例を示す回路図である。
す回路図である。
例を示すグラフである。
との関係の一例を示すグラフである。
である。
圧特性の一例を示すグラフである。
Claims (7)
- 【請求項1】外部から入力される制御電圧の増加に応じ
て利得を減衰させる可変利得増幅回路を複数個並列に接
続し、 上記各可変利得増幅回路はそれぞれ、 第1のトランジスタのエミッタおよび第2のトランジス
タのエミッタがそれぞれ定電流源に接続されるととも
に、第1のトランジスタのエミッタと第2のトランジス
タのエミッタとがエミッタ抵抗を介して互いに接続さ
れ、入力信号が印加されて第1・第2トランジスタの各
コレクタからそれぞれコレクタ電流を出力する入力部
と、 上記入力部から出力されるコレクタ電流が入力されて、
上記制御電圧に応じた利得にて出力信号を出力する出力
部とを備えており、 上記複数の可変利得増幅回路のうちでエミッタ抵抗の最
も小さい可変利得増幅回路をA1とすると、 各可変利得増幅回路において利得の減衰が始まるとき
の、上記可変利得増幅回路A1の制御電圧の値が大きい
可変利得増幅回路ほど、エミッタ抵抗が大きいことを特
徴とする可変利得増幅器。 - 【請求項2】上記各可変利得増幅回路において、上記制
御電圧が、外部から入力される各可変利得増幅回路の所
定の基準電圧より大きくなったときに、利得の減衰を開
始し、 上記エミッタ抵抗が大きい可変利得増幅回路ほど、上記
基準電圧が大きく、 すべての可変利得増幅回路について上記制御電圧が等し
いことを特徴とする請求項1記載の可変利得増幅器。 - 【請求項3】上記各可変利得増幅回路において、上記制
御電圧が、外部から入力される各可変利得増幅回路の所
定の基準電圧より大きくなったときに、利得の減衰を開
始し、 すべての可変利得増幅回路について上記基準電圧が等し
いことを特徴とする請求項1記載の可変利得増幅器。 - 【請求項4】k番目の上記可変利得増幅回路Akの第x
番目のトランジスタをQ(k、x)と表すと、 上記すべての可変利得増幅回路Akについて、 上記入力部は、 第1のトランジスタQ(k、1)のエミッタおよび第2
のトランジスタQ(k、2)のエミッタがそれぞれ定電
流源Icに接続されるとともに、第1のトランジスタQ
(k、1)のエミッタと第2のトランジスタQ(k、
2)のエミッタとがエミッタ抵抗REを介して互いに接
続され、 第1のトランジスタQ(k、1)のベースには入力信号
IN1が印加され、 第2のトランジスタQ(k、2)のベースには入力信号
IN2が印加されるようになっている第1の差動増幅回
路を備え、 上記出力部は、 第3のトランジスタQ(k、3)のエミッタおよび第4
のトランジスタQ(k、4)のエミッタがいずれも第1
のトランジスタQ(k、1)のコレクタに接続され、 第4のトランジスタQ(k、4)のコレクタには電源V
ccが接続されるとともに、第3のトランジスタQ
(k、3)のコレクタには、負荷抵抗RLを介して電源
Vccが接続され、 第3のトランジスタQ(k、3)のベースには基準電圧
VBkが印加され、 第4のトランジスタQ(k、4)のベースには制御電圧
VCkが印加されるようになっている第2の差動増幅回
路と、 第5のトランジスタQ(k、5)のエミッタおよび第6
のトランジスタQ(k、6)のエミッタがいずれも第2
のトランジスタQ(k、2)のコレクタに接続され、 第5のトランジスタQ(k、5)のコレクタには電源V
ccが接続されるとともに、第6のトランジスタQ
(k、6)のコレクタには、負荷抵抗RLを介して電源
Vccが接続され、 第6のトランジスタQ(k、6)のベースは第3のトラ
ンジスタQ(k、3)のベースと接続されることで、第
6のトランジスタQ(k、6)のベースには上記基準電
圧VBkが印加され、 第5のトランジスタQ(k、5)のベースは第4のトラ
ンジスタQ(k、4)のベースと接続されることで、第
5のトランジスタQ(k、5)のベースには上記制御電
圧VCkが印加されるようになっている第3の差動増幅
回路とを備えており、 すべての可変利得増幅回路について、 第1のトランジスタQ(k、1)のベース同士が互いに
接続され、 第2のトランジスタQ(k、2)のベース同士が互いに
接続され、 第3のトランジスタQ(k、3)のコレクタ同士が互い
に接続され、 第6のトランジスタQ(k、6)のコレクタ同士が互い
に接続されていることを特徴とする請求項1ないし3の
いずれかに記載の可変利得増幅器。 - 【請求項5】上記すべての可変利得増幅回路の制御電圧
を決定する電圧制御信号が入力されて、上記各可変利得
増幅回路に上記各制御電圧を出力することで、動作させ
る可変利得増幅回路を選択する制御手段を備えたことを
特徴とする請求項1ないし4のいずれかに記載の可変利
得増幅器。 - 【請求項6】上記制御手段は、 上記電圧制御信号をデジタルデータに変換するアナログ
・デジタル変換回路と、 上記アナログ・デジタル変換回路で変換された上記デジ
タルデータから、可変利得増幅回路を選択するための制
御データを発生するデコーダ回路とを備えたことを特徴
とする請求項5記載の可変利得増幅器。 - 【請求項7】上記制御手段は、選択する可変利得増幅回
路を切り替える際に、切り替え前に動作していた可変利
得増幅回路と、切り替え後に動作する可変利得増幅回路
との両方を選択することを特徴とする請求項5または6
記載の可変利得増幅器。
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---|---|---|---|
JP2001049282A JP3585853B2 (ja) | 2001-02-23 | 2001-02-23 | 可変利得増幅器 |
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JP2002252532A true JP2002252532A (ja) | 2002-09-06 |
JP3585853B2 JP3585853B2 (ja) | 2004-11-04 |
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JP (1) | JP3585853B2 (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2004064251A1 (ja) * | 2003-01-14 | 2004-07-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 可変利得増幅回路及び無線機 |
KR100668455B1 (ko) | 2004-12-10 | 2007-01-16 | 한국전자통신연구원 | 가변 이득 증폭기 |
JP2007282157A (ja) * | 2006-04-12 | 2007-10-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 可変利得増幅器 |
US7339432B2 (en) | 2005-06-30 | 2008-03-04 | Icom Incorporated | Variable gain amplifier and differential amplifier |
US7501891B2 (en) | 2006-05-31 | 2009-03-10 | Icom Incorporated | Variable gain amplifier and differential amplifier |
-
2001
- 2001-02-23 JP JP2001049282A patent/JP3585853B2/ja not_active Expired - Fee Related
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