JP3942643B2 - 受信機 - Google Patents
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Description
本発明は結合コンデンサを含む結合回路網を経てトランジスタ回路の入力側に結合された可同調並列共振回路を具える受信機に関するものである。
発明の背景
UV816型のフィリップステレビジョン(TV)の同調器は例えば48−168MHzのVHF−low同調帯域全体に亘り同調し得る可同調帯域通過フィルタを具える。この可同調帯域通過フィルタは無線周波(RF)入力増幅器と集積回路の一部を構成する混合回路との間に結合する。この可同調帯域通過フィルタは相互結合された2つの並列共振回路を具える。この2つの並列共振回路のうちの一方の共振回路はRF入力増幅器に結合する。他方の並列共振回路は結合コンデンサおよびBB131型の可変容量ダイオードを含む結合回路網を経て前記混合回路の入力トランジスタに結合する。同調電圧は可変容量ダイオードに印加してその容量を前記VHF−low帯域全体に亘り変化し得るようにする。
発明の概要
本発明の目的は従来の技術に対して一層価格の有効な実現を行い得る主題型の受信機を提供せんとするにある。請求項1は本発明の主題を規定している。本発明の利点の実現に用いられる追加の特徴は従属請求項に規定している。
本発明は次の状態を考慮に入れている。トランジスタ回路は可同調並列共振回路を同調しながら、ソースインピーダンスから“見て”ほぼ一定に保持されるようにするのが好適である。しかし、一般に可同調並列共振回路は、共振回路の同調に合わせてほぼ変化する共振−周波数インピーダンスを有する。従って、結合回路網は可同調並列共振回路の共振−周波数インピーダンスの同調依存性をできるだけ満足に補償し得るようにする。結合回路網が同調依存性の補償に失敗すると、信号処理は雑音、利得および周波数特性の点でこれを被る。
従来の技術では、結合回路網は同調電圧が印加される可変容量ダイオードを含む。可変容量ダイオードが存在しない場合には従来技術の同調器は雑音および利得の点で信号処理が相対的に乏しくなる。更に、可同調並列共振回路は従来の同調器の発振器共振回路のトラッキングエラーによりVHF−low帯域である関連する周波数帯域全体に亘り充分正しく同調することができない。
本発明によれば、前記結合回路網はこれに可変容量ダイオードを設けないで、結合抵抗を設け、これを前記結合コンデンサに直列に結合し得るようにする。直列結合されている結合抵抗および結合容量は可同調並列共振回路およびトランジスタ回路間に等価橋絡容量を提供する。この等価橋絡回路は、可変容量ダイオードの容量が従来の同調器の同調電圧により変化させる場合と同様に、周波数の関数として変化する。これがため、本発明によって可変容量ダイオードを用いることなく、可同調並列共振回路の共振周波数インピーダンスの同調依存性を補償することができる。可変容量ダイオード、特に、従来の結合回路網に用いられる可変容量ダイオードは比較的高価である。従って、本発明によれば従来の場合よりも一層価格の有効な実現が可能である。
更に、本発明によっても従来の技術に対し比較し得る性能を有する実現が可能となる。まず最初これは奇妙に思える。その理由は、本発明では結合抵抗は信号路に存在する雑音のソースとなるからである。従って、これは雑音性能による一種のペナルティーである。もっとも実際的なケースではこのペナルティーは比較的緩やかである。その理由は可同調並列共振回路の共振周波数インピーダンスが一般に結合抵抗のインピーダンスに対して充分に高く、結合抵抗がドミナント雑音ソースとなるのを防止するからである。
【図面の簡単な説明】
図1aは本発明の基本原理を示す回路図、
図1bは本発明の基本原理の他の説明を示す回路図、
図2は本発明の有利な実現に用いられる追加の特徴を示す特性図、
図3は本発明受信機の一例を示す詳細回路図である。
発明を実施するための最良の形態
図中、同一部分は同一符号を付して示し、同一符号は番号を付して区別する。
図1aは本発明の基本原理を示す。図1aにおいて可同調並列共振回路PRCは結合回路網CNWを経てトランジスタ回路TRCの入力端子INに結合する。この結合回路網CNWは結合コンデンサCcおよびこれに直列に結合された結合抵抗Rcを具える。しかし、結合回路網CNWには可変容量ダイオードは設けない。
図1bは図1aと等価の回路である。この図1bには可同調並列共振回路PRCの共振−周波数インピーダンスRpと、トランジスタ回路TRCの入力容量Ciと、トランジスタ回路TRCの入力端子INから見たソースインピーダンスRgを示す。更に、図1bには、橋絡抵抗Rbおよび橋絡容量Cbをも示す。これら橋絡抵抗Rbおよび橋絡容量Cbは双方とも可同調並列共振回路PRCおよびトランジスタ回路TRCの入力端子IN間に並列に結合する。これら橋絡抵抗Rbおよび橋絡容量Cbは図1aに示す直列結合された結合抵抗Rcおよび結合コンデンサCcと等価である。
共振周波数インピーダンスRpは橋絡容量Cb、橋絡抵抗Rbおよびトランジスタ回路TRCの入力容量CiによってソースインピーダンスRgに変換する。可同調並列共振回路PRCが高い周波数に同調する場合には、共振周波数インピーダンスRcはある程度まで増加する。しかし、ソースインピーダンスRgはこれと同程度まで増加せず、むしろ全く増加しない。その理由は結合抵抗Rcが周波数の増大と共に減少するからである。この結合抵抗の減少によって共振周波数インピーダンスRpの増加を或る程度まで補償する。可同調並列共振回路PRCが低い周波数に同調する場合には、上述したことが逆に適用されることはもちろんである。これがため、可同調並列共振回路PRCが同調されると、ソースインピーダンスRgの任意の変化は共振−周波数インピーダンスRpの変化よりも少ない。
図2は下記の追加の特徴を示す。結合容量CcのインピーダンスZ(Cc)は可同調並列共振回路が同調し得る周波数範囲FRの少なくとも一部分の結合抵抗RcのインピーダンスZ(Rc)よりも低い。図2は2つの曲線CcおよびRcを有するインピーダンス(Z)対周波数(F)特性のグラフである。曲線Ccは結合コンデンサCcのインピーダンスZ(Cc)を示し、曲線Rcは結合抵抗RcのインピーダンスZ(Rc)を示す。また、このグラフは橋絡インピーダンスCbが夫々結合コンデンサCcおよび結合抵抗RcのインピーダンスZ(Cc)およびZ(Rc)の関数として表わされる式をも示す。
図2の特徴は次の考察に基づくものである。結合コンデンサCcのインピーダンスZ(Cc)が結合抵抗RcのインピーダンスZ(Rc)よりも少なくとも1桁低い場合には、橋絡容量Cbは周波数の平方根に反比例して変化する。即ち、周波数が2倍に増大すると、橋絡容量Cbは平方根に対して1/2、従って1/4になる。これに対し、結合コンデンサCcのインピーダンスZ(Cc)が結合抵抗Rcのインピーダンス(Rc)よりも少なくとも1桁高い場合には、橋絡インピーダンスCbは周波数の関数として比較的僅かな程度変化する。これがため、共振−周波数インピーダンスRpの変化も比較的僅かな程度補償されるようになる。
図2の特徴を適用する場合には、橋絡容量Cbはこの周波数範囲FR内で著しい程度に周波数の関数として変化する。これにより結合回路網CNWは共振−周波数インピーダンスRpの任意の変化を充分に補償して当該周波数範囲FR全体に亘り比較的一定のレベルにソースインピーダンスRgを保持し得るようにする。後者の場合には雑音、利得および周波数特性の点で比較的良好な信号処理を達成することができる。これがため、図2の特徴は良好な信号処理に寄与する。
図3は本発明受信機の一例を示す。図3の受信機はVHF−low帯域内の無線周波数RFで信号S(RF)を受信し、これを例えば、40MHzの中間周波数IFの信号に変換する。この受信機は入力増幅器RFA、可同調フィルタTUFおよび混合−発振器集積回路MOICを具える。入力側に更に可同調フィルタを具え得る入力増幅器RFAの詳細は示さない。説明の便宜上、集積混合−発振器回路MOICの外部素子も図示しない。
可同調フィルタTUFは2つの可同調並列共振回路PRC1およびPRC2を具える。可同調並列共振回路TUF1は入力増幅器RFAから増幅された信号を受ける。可同調並列共振回路TUF2は増幅され、且つフィルタ処理された信号を結合回路網CNWを経て混合−発振器集積回路MOICに転送する。結合回路網CNWは1kΩの抵抗値を有する結合抵抗Rcおよび3.3pFの容量を有する結合コンデンサCcを具える。混合−発振器集積回路MOICの入力端子INの入力容量Ciは例えば2.5pFである。
2つの可同調並列共振回路PRC1およびPRC2は2つの頂部結合コンデンサCt1およびCt2並びにフートインダクタンスLfにより相互結合する。これらの2つの可同調並列共振回路PRC1およびPRC2は同調電圧Vtが印加される可変容量ダイオードによって同調する。符号が付されていない可変容量ダイオードはBB133型とする。符号が付されていない他の素子の機能は当業者に良く理解されているものである。この理由でこれら素子は更に説明しない。
図3の受信機は下記の追加の特徴を有している。結合コンデンサCcの結合容量は混合−発振器集積回路MOICの入力端子INの入力容量Ciの値の範囲内とする。更に、結合コンデンサCcおよび結合抵抗Rcは可同調並列共振回路PRC2が同調され得るVHF−low帯域の下端においてほぼ等しいインピーダンスを有する。これらの追加の特徴は結合回路網CNWに可変容量ダイオードが設けられていないにもかかわらず、図3の受信機の満足な性能を寄与するものである。
下表は図3の受信機の結合回路網CNWの作動を示す。この表において、Ftunは可変フィルタTUFが同調する周波数を示し、Rpは可変フィルタTUFの共振インピーダンスを示し、Cbは可同調並列共振回路PRC2および結合回路網CNWが設けられている際の混合−発振器集積回路MOICの入力端子IN間の橋絡容量を示し、Rgは混合−発振器集積回路MOICの入力端子INの側から見たソースインピーダンスを示す。
この表から明らかなように、可同調フィルタTUFの共振インピーダンスRpが周波数とともに著しく変化する場合でも結合回路網CNWによってほぼ一定のソースインピーダンスRgを得ることができる。これがため、満足な信号処理が得られる。特に、図3の受信機は同調し得るVHF−low帯域全体に亘りほぼ一定な利益を得ることができる。
本発明は上述した例にのみ限定されるものではなく、要旨を変更しない範囲内で種々の変形や変更が可能である。
特に図面も上述した例に限定されるものではなく種々の変更が可能である。
特に、結合回路網CNWは図に示す結合コンデンサCcおよび結合抵抗Rcの他に種々の素子を具えることができ、例えば、結合コンデンサCcおよび結合抵抗Rcに並列に結合された追加の結合コンデンサを具えることができる。また、図1bに示す橋絡容量Cbは周波数の関数として変化する容量を有するようにすることができる。これに関し容量が周波数の関数として変化するように追加の素子を改善することもでき、その結果、信号処理を改善することもができる。
本発明はテレビジョン受像機、特にVHF−low帯域の回路によって多くの利点を得ることができたが他の型の受像機または受信機にも適用することができる。
更に、請求項の括弧内の符号もこれに限定されるものではない。
Claims (2)
- 結合コンデンサを含む結合回路網を経てトランジスタ回路の入力側に結合された可同調並列共振回路を具え、前記結合コンデンサは前記可同調並列共振回路の出力側と前記トランジスタ回路の入力側との間に直列接続され、前記結合回路網はこれに可変容量ダイオードを設けないで、結合抵抗を設け、これを前記結合コンデンサに直列に結合し、前記結合コンデンサはその結合容量を前記トランジスタ回路の入力側における入力容量の大きさ程度内の値とし、前記結合コンデンサおよび前記結合抵抗は、前記可同調並列共振回路が同調され得る周波数範囲の下端においてほぼ等しいインピーダンスを有することを特徴とする受信機。
- 前記結合コンデンサはそのインピーダンスを前記可同調並列共振回路が同調され得る周波数範囲の少なくとも一部分において前記結合抵抗のインピーダンスよりも低くしたことを特徴とする請求項1に記載の受信機。
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