JP3883458B2 - 反射式ブリルアンスペクトル分布測定方法および装置 - Google Patents
反射式ブリルアンスペクトル分布測定方法および装置 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブリルアンスペクトルの空間的分布を測定する反射式ブリルアンスペクトル分布測定方法および装置に関する。特に、本発明は、空間分解能を向上させた測定技術を提供するものであって、被測定媒質の物性の空間的分布を測定可能であるばかりでなく、被測定媒質を光ファイバなどの光導波路としたときには、光導波路に加わった応力による歪みや、光導波路の置かれた環境における温度などの空間的分布、すなわち光導波路の長さに沿った分布を測定することが可能となるため、分布センサへの応用も可能である。
【０００２】
【従来の技術】
媒質にコヒーレントな単色光を入射したとき、音響波との非線型相互作用により周波数がシフトした後方散乱光が観測される。これをブリルアン散乱と呼ぶ。また、この散乱光のスペクトルは、次式（１）に示すように、ローレンツ型の形状を示す。
S b(ν) ∝ (Δνb)2 / { 4(ν−νb)2 + (Δνb)2 } （１）
ここでνは、入射光とブリルアン散乱光の周波数差、νbは散乱光のスペクトル強度が最大となり、その中心周波数における周波数差（ブリルアン周波数シフトと呼ぶ）、また、Δνbはブリルアン散乱光のスペクトルの半値全幅である。媒質が石英系光ファイバ、入射光の波長が1.55μmの場合、νb〜11GHz、Δνb〜20MHzである。
【０００３】
なお、上式（１）のブリルアン散乱のスペクトルS b(ν)は、後述するブリルアン光増幅の光周波数特性を示すブリルアン利得スペクトルと同一のプロファイルであるため、ここでは、以後、両者ともブリルアンスペクトルと呼ぶこととする。
【０００４】
このブリルアンスペクトルは、光ファイバに加わった応力による歪みや、光ファイバの置かれた環境の温度により変化することが知られている。例えば、石英ガラスを材料とした光ファイバのブリルアン周波数シフトνbは、歪みに対して、約500MHz / %、また温度に対して、約1MHz / ℃の依存性を示す。したがって、これらの空間的な変化を、すなわち光ファイバの長さに沿ったブリルアンスペクトルの変化を検出することにより、光ファイバをセンサとした、歪み・温度分布測定が実現されている。また、その測定系の空間（距離）分解能よりも短いピッチでνbが変化している場合には、見かけ上、ブリルアンスペクトルの半値全幅であるΔνbが広がるため、Δνbの変化を検出することにより、歪み・温度などの変化幅を測定することも可能となっている。
【０００５】
これまで、光ファイバのブリルアンスペクトルの空間的分布を測定可能な技術として、BOTDR（Brillouin optical time domain reflectometry:ブリルアン光時間領域反射測定法）またはBOTDA（Brillouin optical time domain analysis:ブリルアン光時間領域解析）が実現されている（文献[1] T. Horiguchi et al.,“Development of a distributed sensing technique using Brillouin scattering”, J. Lightwave Technol., vol.13, no.7, pp.1296-1302, July 1995）。
【０００６】
BOTDRは、コヒーレントな単色光の光パルスを光ファイバに入射し、その光パルスによって発生する後方ブリルアン散乱光のスペクトルを、時間の関数として分光測定する技術である。光パルスを入射後、後方ブリルアン散乱光が再び入射ファイバ端に戻ってくるまでの遅延時間は、そのファイバ端から、後方ブリルアン散乱光が発生した光ファイバ中の位置までの距離に比例するため、光ファイバの長さ方向に沿った、ブリルアン散乱光のスペクトル分布、すなわちブリルアンスペクトル分布が測定可能となる。
【０００７】
また、BOTDAも同様に、コヒーレントな単色光の光パルスを光ファイバに入射するが、BOTDAの場合は、入射した光パルスによって発生したブリルアン利得を利用してブリルアンスペクトルを測定する。ブリルアン利得は、入射光パルスよりも、ブリルアン周波数シフトと呼ばれる量、すなわちνbだけ、周波数がシフトした周波数の近傍のみで発生し、その利得のスペクトル形状は、上記BOTDRで測定する後方ブリルアン散乱光のスペクトルと同一であることが知られている。そのため、光ファイバの他の端から、光パルスとの周波数差がほぼνbのプローブ光を入射させると、プローブ光は対向して伝搬する前記光パルスによって光増幅されるので、この光増幅により増加したプローブ光のパワー変化を、光パルスとプローブ光の周波数差を変えて測定することにより、ブリルアンスペクトルが測定される。
【０００８】
光増幅されたプローブ光が、光パルス入射ファイバ端で測定されるまでの遅延時間は、プローブ光が光パルスとで出会い、光増幅される光ファイバ中の位置までの距離に比例するため、プローブ光の光増幅によるパワー変化を、上記BOTDRのときと同様に、時間の関数として測定することにより、光ファイバの長さ方向に沿った、ブリルアンスペクトルの分布が測定可能となる。
【０００９】
しかしながら、BOTDRまたはBOTDAの距離分解能Δzrtdは光パルス幅Tで制限され、次式（２）で与えられる。
Δzrtd = vT / 2 （２）
ここでvは、光ファイバ中の光速であり、約2×108m/sである。たとえば、T=1μsのとき、Δzrtd =100mとなる。これよりも距離分解能を良くするためには、光パルス幅Tをさらに細くし、また光信号の受信系の帯域Bを1/T以上に広げる必要があるが、このとき、BOTDRまたはBOTDAで検出する光信号強度は、光パルス幅Tに比例して減少し、さらに、受信系の雑音が帯域Bの拡大とともに増加するため、信号パワーと雑音パワーの比であるS/Nが劣化する。
【００１０】
加えて、測定されるブリルアンスペクトルは、光ファイバに入射する光パルスのスペクトルと上式（１）のスペクトルとの重ね合わせ積分となるため、その半値全幅は、Δνb + (2/T ) に広がる。ちなみに、前述のように、Δνb =20MHzとすると、Δzrtd =100m, 1mのとき、それぞれ、Δνb + (2/T )=22MHz, 220MHzとなる。すなわち、距離分解能を100mから1mに向上させたとき、測定されるブリルアンスペクトルの半値全幅は10倍広がり、その中心周波数であるブリルアン周波数シフトを精度良く測定することが困難となる。
【００１１】
さらに、ブリルアンスペクトルの半値全幅が光パルスのスペクトルの半値全幅で殆ど決定されてしまうため、ブリルアンスペクトルの半値全幅の変化量から、Δzrtd よりも短いピッチで変化するブリルアン周波数シフトの変化幅を測定することも困難となる。
【００１２】
このような理由から、これまでのBOTDRおよびBOTDAの距離分解能は、実効上、1m程度が限界であった。
【００１３】
これに対し、最近、位相変調(Phase Modulation)された連続光(Continuous Wave)を使用してブリルアンスペクトルの分布を測定する方法が提案された（文献[2] K. Hotate and T. Hasegawa,“Measurement of Brillouin Gain Spectrum Distribution along an Optical Fiber Using a Correlation-Based Technique − Proposal, Experiment and Simulation −”, IEICE TRANS. ELECTRON., vol.E83-C, no.3, pp.405-412, March 2000）。この方法（以後、PMCW(Phase Modulation Continuous Wave)法と略称することとする）では、被測定光ファイバのブリルアンスペクトル幅よりも狭い発振線幅を有するコヒーレントな連続光を所定の周波数で位相変調し、その位相変調された連続光を２分岐し、分岐された一方の光を周波数シフトさせてポンプ光を生成し、そのポンプ光を光ファイバの一端から入射させる。さらに、他方の分岐された光をプローブ光とし、そのプローブ光を光ファイバの他端から入射させる。ポンプ光とプローブ光の位相の相関は、両光が光ファイバ中で出会う位置によって異なり、相関が高い位置では、ブリルアン利得が大きくなり、相関が低い位置では、ブリルアン利得は小さくなる。
【００１４】
その相関が高い位置は周期的に複数個現れるが、位相変調の変調周波数fmおよび、ポンプ光とプローブ光の相対遅延時間を適当に選ぶことにより、光ファイバ中で一箇所のみ、相関を高くすることが可能である。そこで、ポンプ光の中心周波数とプローブ光の中心周波数の周波数差νcを、光ファイバのブリルアン周波数シフトの近傍で掃引すると、相関が高くなる位置で、ブリルアン利得が選択的に大きくなるため、このブリルアン利得により光増幅されたプローブ光のパワー変化を測定することにより、相関が高くなる位置におけるブリルアンスペクトルを測定することができる。さらに、相関が高くなる位置は、位相変調の変調周波数fmにより変えられるため、ブリルアンスペクトルの分布測定が実現される。
【００１５】
位相変調信号を、m sin(2πfmt)とすると、PMCW法の距離分解能は次式（３）で与えられる。
Δzrpm = (Δνb / fm) / (v / 2πmfm) （３）
一例として、v = 2×108m/s、Δνb = 20MHz、fm = 7.5MHz、 mfm = 360MHzとすると、Δzrpm = 25cmを得る。
【００１６】
なお、PMCW法で測定される、相関が最大となる点におけるブリルアンスペクトルの幅は、上記のように距離分解能を高くしても、BOTDRやBOTDAのように広がることはない。それは、ブリルアン散乱の元となる、ポンプ光とプローブ光のビート信号のスペクトルは、両光の相関が最大となる位置においては広がらず、デルタ関数状となるからである。PMCW法はこのような特長を有するため、BOTDRやBOTDAに比べて、高距離分解能化を容易に達成できる。
【００１７】
以上のように、PMCW法は非常に優れた方法であるが、以下に示す少なくとも３つの解決すべき課題を有している。
【００１８】
第１の課題は、分布測定におけるクロストークの発生である。上記のようにポンプ光とプローブ光の位相相関を光ファイバ中の一点において選択的に高くできるが、その一点を除いた他の位置における位相相関は完全にはゼロでなく、また無視できない値を有するため、分布測定におけるクロストークが発生し、測定位置のブリルアンスペクトルと、漏れ込んだ他の個所のブリルアンスペクトルとの区別が困難となる。
【００１９】
第２の課題は、ブリルアンスペクトルの周波数軸上の拡散である。上述の説明では、PMCW法で測定されるブリルアンスペクトルの幅は、高距離分解能測定を行ったときにおいても広がらないとした。しかし、それは、ポンプ光とプローブ光の位相相関が高くなる一点のみであり、その位置から離れるに従い、位相相関は徐々に低下し、それとともに両光のビートスペクトル、すなわちそれを反映したブリルアンスペクトルは広がってゆく。
【００２０】
したがって、上式（３）によって定まる距離分解能の範囲においても、ブリルアンスペクトルの幅は一定値Δνbではなく、最大その数倍程度まで増加している。ブリルアンスペクトルの中心周波数であるブリルアン周波数シフトの分布を測定する応用では、このブリルアンスペクトルの幅の増加は問題とならない。しかし上述した、距離分解能よりも短いピッチでブリルアン周波数シフトνbが変化しているときに観測されるブリルアンスペクトル幅Δνbの変化量を利用したセンサへの応用では、この位相相関が低下することによるブリルアンスペクトル幅の増加が問題となる。
【００２１】
このような課題の解決法として、逆畳み込み積分を行う方法が提案されている（前述の参考文献[2]）。すなわち、第１の課題に関しては、測定されたブリルアンスペクトル分布に対して、光ファイバの長さ方向に関する逆畳み込み積分を計算機を使用して行うことにより、クロストークを除去する方法が提案されている。また、第２の課題に関しては、測定されたブリルアンスペクトル分布に対して、周波数に関する逆畳み込み積分を計算機を使用して行うことにより、本来のブリルアンスペクトル幅を再生させる方法が提案されている。しかしながら、このような計算機を使用した信号処理技術は一定の効果が得られるものの、雑音などの影響を受けた多数の測定データを使用して数値計算処理を行うため、処理データの発散など予期せぬ結果を得ることがあり、問題の本質的な解決には至っていない。
【００２２】
さらに、第３の課題は、PMCW法は被測定媒質の両端において、光を入出力する必要があることである。そのため、PMCW法では、被測定媒質の経時変化を把握するために、複数回の測定を行うときには、その測定の度に、被測定媒質の両端において光を入出力するための取り付け作業を行わなければならず、著しく作業性が劣化する。また、それ以上に重要な点は、光の入出力が一方の端のみでしかできない被測定媒質の場合には、PMCW法による測定が不可能となることである。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したように、光パルスを使用した従来のBOTDRやBOTDAでは、距離分解能が1m程度が実効上の限界であった。また、この限界を打ち破るものとして提案された、従来のPMCW法は、1m以下の距離分解能が実現可能ではあるが、測定位置とその他の位置のブリルアンスペクトルのクロストークの問題や、被測定媒質の本来のブリルアンスペクトル幅を再生できないという問題を、複雑な数値処理をしないと解決できなかった。さらに、被測定媒質の両端において光を入出力できなければならないという厳しい測定条件もあった。
【００２４】
本発明は、上記のような従来技術の課題を解決するためになされたもので、その目的は、被測定媒質の片端において光を入出力するだけで、1m以下の距離分解能で、クロストークがなく、かつ、被測定媒質の本来のブリルアンスペクトル幅を広げることなく、高精度にブリルアンスペクトルの位置に関する分布を測定することができる反射式ブリルアンスペクトル分布測定方法および装置を提供することにある。
【００２５】
さらに、本発明の付随する目的は、ブリルアンスペクトルの温度あるいは歪み依存性を利用した、光ファイバの長さ方向に沿った温度あるいは歪み分布の、作業効率に優れ、高距離分解能で、かつ高精度な測定が可能となるように図ることにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明では、被測定媒質のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を分岐し、それらを第１の光と第２の光などとし、被測定媒質中で後方ブリルアン散乱された第１の光と、分岐されたもう一方の光である第２の光との相対遅延時間をほぼゼロとなるように可変光遅延器などで調節してから、両光を合流させ、かつ、この合流光を光検出器で検出することにより、両光の干渉性を高めて干渉によるビート電気信号のスペクトルを測定することにより、第１の光が散乱された位置におけるブリルアンスペクトルを、選択的に高効率に、かつ、被測定媒質の一端で光を入出力するだけで、測定することを可能とした。
【００２７】
すなわち、本発明の請求項１の反射式ブリルアンスペクトル分布測定方法は、被測定媒質のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を光分岐手段により少なくとも第１の光および第２の光に分岐し、前記第１の光を前記被測定媒質の片端ａから入射し、該入射された第１の光が該被測定媒質中の位置ｚ0Tで後方にブリルアン散乱され、再び該被測定媒質の片端ａに到達して該被測定媒質から出射される第１の光と、前記第２の光とを合流させ、該合流された光を光検出手段により検出して電気信号に変換し、前記電気信号に含まれる、前記後方にブリルアン散乱された第１の光と前記第２の光との干渉により発生するビート電気信号のパワーおよび周波数ζを測定する方法であって、前記第１の光が前記光分岐手段から出発して前記被測定媒質中の位置ｚ0Tで後方にブリルアン散乱され、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ1と、前記第２の光が前記光分岐手段から出発して前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ2との差である相対遅延時間τ12=τ1−τ2を変化させ、該相対遅延時間τ12をほぼゼロとすることにより、他の位置よりも前記位置ｚ0Tで後方に散乱されたブリルアン散乱光と前記第２の光との干渉性を高めて、前記ビート電気信号を選択的に測定することにより、前記位置ｚ0Tにおけるブリルアンスペクトルを測定することを特徴とする。
【００２８】
また、本発明の請求項２の反射式ブリルアンスペクトル分布測定方法は、被測定媒質のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を光分岐手段により少なくとも第１の光および第２の光に分岐し、該第１の光を前記被測定媒質の片端ａから入射し、該入射された第１の光が前記被測定媒質中の位置ｚ0Tで後方にブリルアン散乱され、再び前記被測定媒質の片端ａに到達して被測定媒質から出射される第１の光と、前記第２の光とを合流させ、該合流された光を光検出手段により検出して電気信号に変換し、前記電気信号に含まれる、前記後方にブリルアン散乱された第１の光と前記第２の光との干渉により発生するビート電気信号のパワーおよび周波数ζを測定する方法であって、前記第１の光が前記光分岐手段から出発し、前記被測定媒質中の位置ｚ0Tで後方にブリルアン散乱され、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ1と、前記第２の光が前記光分岐手段から出発し、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ2との差である相対遅延時間τ12=τ1−τ2を変化させ、該相対遅延時間τ12をほぼゼロとすることにより、他の位置よりも前記位置ｚ0Tで後方に散乱されたブリルアン散乱光と前記第２の光との干渉性を高めて、前記ビート電気信号を選択的に測定することにより得られるブリルアンスペクトルDT(ζ)を測定し、さらに、前記光分岐手段により分岐された第１の光が前記被測定媒質を通って参照媒質に入射され、該第１の光が前記光分岐手段から出発して前記参照媒質中の位置ｚ0Rで後方にブリルアン散乱され、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ1Rと、前記第２の光が前記光分岐手段から出発して前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ2Rとの差である相対遅延時間τ12R=τ1R−τ2Rをほぼゼロとすることにより、他の位置よりも前記参照媒質中の位置ｚ0Rで後方に散乱されたブリルアン散乱光と前記第２の光との干渉性を高めて、両光のビート電気信号を選択的に測定することにより得られるブリルアンスペクトルDR(ζ)を測定し、かつ前記ブリルアンスペクトルDT(ζ)と前記ブリルアンスペクトルDR(ζ)の関係を利用して、前記位置ｚ0Tにおける補正されたブリルアンスペクトルを求めることを特徴とする。
【００２９】
また、本発明の請求項３の反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置は、被測定媒質のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を出力する光源と、該連続発振光を分岐して少なくとも第１の光と第２の光を出力する光分岐手段と、該第１の光を前記被測定媒質中に入射させる第１の光学的手段と、前記被測定媒質中で後方にブリルアン散乱されて該被測定媒質から出力する前記第１の光の少なくとも一部を取り出す第２の光学的手段と、該第２の光学的手段により取り出された後方にブリルアン散乱された第１の光と、前記第２の光とを合流させる光合流手段と、該光合流手段によって合流した合流光を電気信号に変える光検出手段と、前記電気信号を入力信号として、前記後方ブリルアン散乱された第１の光と前記第２の光との干渉により発生するビート電気信号を通過させるフィルタと、該フィルタを通過したビート電気信号のパワーと周波数ζとを測定する測定手段と、前記第１の光が前記光分岐手段から出発して、前記被測定媒質中の位置ｚ0Tで後方にブリルアン散乱され、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ1と、前記第２の光が前記光分岐手段から出発して、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ2との差である相対遅延時間τ12=τ1−τ2を変化させる可変光遅延手段とを備え、かつ、前記相対遅延時間τ12がほぼゼロとなる前記位置ｚ0Tを前記可変光遅延手段により変化させて、前記被測定媒質のブリルアンスペクトル分布を測定することを特徴とする。
【００３０】
また、本発明の請求項４の反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置は、被測定媒質のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を出力する光源と、該連続発振光を分岐して少なくとも第１の光と第２の光を出力する光分岐手段と、前記被測定媒質の入出力光を授受する参照媒質と、前記第１の光を前記被測定媒質中および前記参照媒質に入射させる第１の光学的手段と、前記被測定媒質中および前記参照媒質中で前記後方にブリルアン散乱された第１の光の少なくとも一部を取り出す第２の光学的手段と、前記被測定媒質で後方に散乱されたブリルアン散乱光と前記参照媒質で後方に散乱されたブリルアン散乱光とをそれぞれ前記第２の光に合流させる光合流手段と、該光合流手段により合流した合流光を電気信号に変える光検出手段と、前記電気信号が入力され、前記被測定媒質中および前記参照媒質中で前記後方にブリルアン散乱された第１の光と、前記第２の光との干渉により発生するビート電気信号を通過させて出力するフィルタと、前記フィルタを通過したビート電気信号のパワーと周波数ζを測定する測定手段と、前記第１の光が前記光分岐手段から出発して前記被測定媒質中の位置ｚ0Tで後方にブリルアン散乱され、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ1と前記第２の光が前記光分岐手段から出発して前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ2との差である相対遅延時間τ12=τ1−τ2を変化させ、また、前記第１の光が前記光分岐手段から出発して前記参照媒質中の位置ｚ0Rで後方にブリルアン散乱され、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ1Rと前記第２の光が前記光分岐手段から出発して前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ2Rとの差である相対遅延時間τ12R=τ1R−τ2Rを調整する、少なくとも１つは可変光遅延手段である１つまたは複数の光遅延手段と、前記可変光遅延手段により前記被測定媒質中からの後方ブリルアン散乱光に関わる前記相対遅延時間τ12がほぼゼロとなる前記位置ｚ0Tを変化させ、また、前記光遅延手段により前記参照媒質中からの後方ブリルアン散乱光に関わる相対遅延時間τ12Rを前記位置ｚ0Rでほぼゼロとすることにより、前記被測定媒質中の位置ｚ0Tおよび前記参照媒質中の位置 ｚ0Rにおいて、それぞれの前記相対遅延時間τ12およびτ12Rをほぼゼロとしたときのブリルアンスペクトルを測定し、測定した該ブリルアンスペクトルのそれぞれをDT(ζ)およびDR(ζ)としたとき、該DT(ζ)とDR(ζ)の関係を利用して、前記位置ｚ0Tにおける補正されたブリルアンスペクトルを求めるデータ処理手段とを有することを特徴とする。
【００３１】
ここで、好ましくは、請求項４の構成において、前記光分岐手段からの一方の出力光である前記第１の光を分岐するための第２の光分岐手段と、該第２の光分岐手段の一方の出力光を入力としてその入力された光の遅延量を変化させて出力する遅延量可変の第２の可変光遅延手段と、該第２の可変光遅延手段より遅延量を変化させた光を入力としてその入力された光を周波数fSD1の変調信号で光強度変調または光位相変調して出力する第１の光変調手段と、前記第２の光分岐手段の他方の出力光を入力として該入力された光の遅延量を変化させて出力する遅延量可変の第３の可変光遅延手段と、該第３の可変光遅延手段により遅延量を変化させた光を入力としてその入力された光を周波数fSD2 (≠ fSD1)の変調信号で光強度変調または光位相変調して出力する第２の光変調手段と、前記第１の光変調手段の出力光と前記第２の光変調手段の出力光とを合流して再び第１の光として出力する第２の光合流手段と、該第２の光合流手段で合流された該第１の光を前記参照媒質および前記被測定媒質に導くとともにそれらの媒質中で後方にブリルアン散乱された光を取り出すための光学手段である第３の光分岐手段とを更に有し、前記測定手段には、前記周波数fSD1, fSD2の同期信号に同期して前記ビート電気信号のパワーを測定する同期検波受信器を含む。
【００３２】
また、好ましくは、請求項３の構成において、前記第１の光を周波数fSD の変調信号で光強度変調または光位相変調する光変調手段を更に有し、前記測定手段には、前記周波数fSD の同期信号に同期して前記ビート電気信号のパワーを測定する同期検波受信器を含む。
【００３３】
【発明の実施の形態】
（発明の原理と作用）
本発明の具体的な実施形態を説明する前に、本発明の理解を容易にするために、本発明の原理および作用を、図面を用いて以下に説明する。
【００３４】
本発明では、前述したように、被測定媒質のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を使用するが、その原理の理解を容易にするために、はじめに、連続発振光として単色光を使用したときの光ファイバ中の後方ブリルアン散乱について説明する。また、その後方ブリルアン散乱を連続発振光と合流させ、その干渉に基づくビート電気信号について説明する。この説明は、本発明の基本となる図１、図２、および図３の構成を用いて行うこととする。図１、図２、および図３は、本発明で基本となる、後方ブリルアン散乱光によるビート電気信号を得るための構成の第１例、第２例、および第３例を説明する図である。図１の符号１７は後述の第２の光を反射する反射ミラーである。
【００３５】
これら図１、図２、図３の構成に示すように、光源１からの出力光を光分岐器２で分岐し、分岐されたその１つである第１の光を、被測定媒体５である光ファイバの一端から入射する。また、光の伝搬方向は、z軸で表す。第１の光は周波数F、伝搬定数はKの単色光であり、+z方向に伝搬しているものとすると、その電界は、E1 exp[ i (2πFt - Kz )]で表される。今、光ファイバ５中には、非常に広い帯域にわたった音響波が熱的に励起されており、その中の１つの成分の周波数を、F-f、速度をVaとすると、
K + k = 2π(F-f ) / Va （４）
の位相整合条件を満足する、周波数がf、伝搬定数がk、伝搬方向方向が−z方向の散乱光、EBS exp[ i (2πf t +k z )]が効率的に発生する。これをブリルアン散乱と言う。
【００３６】
また、上式（４）を満足する周波数差、F-fをνbとすると、これをブリルアン周波数シフトと呼称する。このブリルアン散乱は、以下のように解釈できる。
【００３７】
すなわち、周波数がνbである音響波は光弾性効果により、光ファイバの屈折率をその長さ方向に変調するため、第１の光と同じ方向（+z方向）に進み、かつそのピッチがVa /νbである回折格子を光ファイバ中に形成する。この移動する回折格子により、周波数Fの第１の光の一部は、周波数νb =F-fだけドップラーシフトを受けて後方散乱され、周波数fの光となる。
【００３８】
この後方ブリルアン散乱光を、図１、図２、図３の構成が示すように、分岐された他の光である第２の光と合流させ、これを光検出器７で検出することを考える。後方ブリルアン散乱光は上述のように周波数がνbだけシフトされたものであるので、光検出器７の出力には、周波数がνbのビート電気信号が観測され、そのパワーは、第１の光および第２の光のパワーの積の、｜E1｜2 ｜E2｜2、に比例する。
【００３９】
実際には、音響波の減衰により、後方ブリルアン散乱のパワースペクトル密度は、F-νbを中心とした±Δνb / 2の光周波数範囲で大きくなるので、上述のビート電気信号のパワースペクトル密度PB(ζ)は、次式（５）で与えられるローレンツ型を示す。
PB(ζ) = H (Δνb)2 / { 4 (ζ-νb )2 + (Δνb)2 } （５）
ここでζは、ビート電気信号の周波数である。Hは、検出系の感度や前述の第１の光および第２の光のパワーに比例した係数であり、ζ=νb、のときのPB(ζ)のピーク値を表す。また、Δνbは前述したようにブリルアンスペクトルの半値全幅である。上式（５）は、ζ= F-f =νとすると、ブリルアンスペクトルを表す上式（１）と、比例係数を除き、一致する。そこで、ここでは、上述のビート電気信号のパワースペクトル密度PB(ζ)もブリルアンスペクトルと呼ぶこととする。また、既に説明したように、光ファイバが石英ガラス製のとき、光源の波長を1.55μmとすると、νbはほぼ11GHz、Δνbはほぼ20MHz、である。
【００４０】
次に、以上説明した単色光を使用したときのブリルアン散乱の理論を基にして、本発明によるところの、被測定媒質のブリルアンスペクトル幅Δνb以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を使用したときのブリルアン散乱について説明する。今、本発明で使用する連続発振光のスペクトルの一例を、図４に示す。ここで第１の光と第２の光はともに同一の連続発振光源１から得たものであり、そのスペクトルの中心周波数、および、半値全幅はともに、それぞれ、Fc 、および、ΔνS ( >Δνb) とする。
【００４１】
まず、第１の光の周波数Fの電界成分E1(F )だけについて考える。このときは、単色光の場合と同様に考えることができるため、F-f =νbのとき、E1(F )の一部は、周波数がνbの音響波により、周波数fの後方ブリルアン散乱光に変換される。またその電界成分EBS (f )は、次式のようにE1(F )に比例する。
EBS (f ) ∝ E1(F ) ∝ ELS(F ) （６．１）
f = F-νb （６．２）
ここで、ELS(F )は、第１の光と第２の光のもととなった光源の出力光の電界成分である。
【００４２】
上式（６．１）と（６．２）は、第１の光の全ての周波数成分に対して成立するので、後方ブリルアン散乱光のスペクトルは、図４に示したように、第１の光の周波数を、−νbだけシフトしたものと見なせる（実際には、音響波の減衰により、図４の破線で示したように、Δνbだけスペクトルは広がるが、簡単のため、この広がりは省略して説明する）。この後方ブリルアン散乱光と、第１の光と同一のスペクトルを有する第２の光（その周波数Fの電界成分をE2(F )とする）を合流させ、光検出器７で電気信号に変換すると、両者のビート電気信号が観測される。
【００４３】
上記の説明から分かるように、両光のスペクトルとも、ΔνS の広がりを持つため、周波数ζのビート電気信号のパワースペクトル密度PB(ζ)は、νbを中心周波数とし、幅は約2ΔνS の非常に広いものとなる。
【００４４】
ビート電気信号の全電力PBTは次式（７）で与えられる。
とする。
【００４５】
また、上式（７）の導出に当っては、光源の出力光の異なる周波数成分は互いに独立であることを利用した。上式（７）から分かるように、ビート電気信号の全電力は、第１の光の全パワー｜E1｜2と第２の光の全パワー｜E2｜2の積に比例しており、これは単色光の場合と同じである。しかし、そのスペクトルは、前述の通り、約2ΔνS であり、単色光のときのΔνbに比較して非常に広がっている。そのため、パワースペクトル密度は単色光の場合の約Δνb / (2ΔνS)倍に低下する。ちなみに、Δνb = 20MHz、2ΔνS = 2GHz、を想定すると、この値は、1/100となる。
【００４６】
さらに、以上のビート電気信号のスペクトルは、光ファイバ中で後方にブリルアン散乱される位置に依存せずに得られる。この特徴は、次に説明するが、別のビート電気信号のスペクトルの特徴と大きく異なり、後に明らかになるように本発明において重要な特徴の１つである。
【００４７】
以上のパワースペクトル密度PB(ζ)（これをPBI(ζ)または、単にPBIとする）を導出するにあたり、第１の光および第２の光は、同一の光源１の出力光を分岐して得たものであるとした。しかし、実際には、上記の導出過程からも分かるように、第１の光と第２の光を、独立な別の光源から得た場合でも、PBI(ζ)については同一の結果を得ることができる。実は、本発明のように、第１の光と第２の光を同一の光源から得ている場合には、上記PBIに加え、新たなパワースペクトル密度PBIIが現れるのである。このパワースペクトル密度PBIIの源は、同一の周波数を持つ、複数のビート電気信号の各位相が揃って重なることにより、大きな振幅のビート電気信号が形成されることによるものである。
【００４８】
今、先に、PBIを導出したときと同様に、その電界成分EBS (f )が上式（６）で表される後方ブリルアン散乱光と、電界成分E2(F )がE2(F ) ∝E1(F )である第２の光との干渉によって、光検出器出力に現れるビート電気信号を考える。今、F-f=νbの関係を満たす両光の成分によって光検出器の出力に発生する複数のビート電気信号に着目する。後方ブリルアン散乱光は、第１の光が光ファイバ中でブリルアン散乱されたものであり、またその第１の光と、第２の光は同一光源から得られたものである。したがって、後方ブリルアン散乱光の本来のスペクトル幅Δνbを無視すると、後方ブリルアン散乱光と第２の光はお互いの周波数をνbだけシフトさせただけのものと見なすことが可能であるので、第１の光が光分岐器２から出発して光ファイバを伝搬し、ある位置（以後、この位置を位置z0Tと呼ぶ）で後方にブリルアン散乱され、第２の光と合流して光検出器で電気信号に変換されるまでの遅延時間τ1と、第２の光が光分岐器２から出発して後方ブリルアン散乱光と合流して光検出器７で電気信号に変換されるまでの遅延時間τ2との差である、相対遅延時間τ12=τ1−τ2がゼロとなるときには、後方ブリルアン散乱光と第２の光の各周波数成分間の位相は同期している。
【００４９】
なお、ここで、ブリルアン散乱するときの、音響波との相互作用時に受ける位相変化にも注意する必要がある。しかし、今、本発明で着目して使用する、第１の光の全ての波と相互作用する音響波は、独立して多数存在する中の、周波数νbの音響波だけであるため、全ての波は共通の位相シフトを受けるに過ぎない。したがって、光検出器出力に現れる、周波数νbの複数のビート電気信号は、位相が全て揃って重なり、その振幅は大きくなることが分かる。このように重なり合った周波数νbのビート電気信号のパワーは、以下の式（９）に比例する。
【００５０】
すなわち、周波数νbのビート電気信号のパワーは、前述のPBIの場合のように減少することなく、単色光の場合と同じものが得られる。そのパワースペクトル密度（以後、前述のPBI(ζ)と区別するため、PBII(ζ)、または単にPBIIと記す）も単色光の場合と同じとなる。ただし、注意すべきは、以上の周波数νbのビート電気信号のパワーは、前述の相対遅延時間τ12がゼロとなる光ファイバ中の位置z0Tで後方にブリルアン散乱された光に対してのみ実現されることである。位置z0Tから、距離zだけ離れた位置で第１の光が後方ブリルアン散乱された場合には、周波数の違いから、第２の光と後方ブリルアン散乱光との位相差は、次式（１０）となる。
2π(F−Fc )z /v + 2π(f−fc )z /v = 2π(F−Fc )(2z /v ) （１０）
ここで、vは、光ファイバ中の光速である。この位相差を考慮すると、上式（９）は以下の式（１１）のように修正される。
【００５１】
は、干渉計測などにおいて重要な役割を果たす光源の干渉性を表す関数、コヒーレンス関数と一致する。すなわち、周波数νbのビート電気信号の振幅の大きさは、光源１のコヒーレンス関数に比例することが分かった。
【００５２】
一般に、｜γ(2z /v )｜2は、z = 0のとき、１であり、｜z｜が大きくなるにつれ急速にゼロに近付くという性質を有する。すなわち、相対遅延時間τ12をゼロとしたときのビート電気信号のパワーは、単色光使用時と同じく大きな値となるが、それが得られる位置は、相対遅延時間τ12がゼロとなる光ファイバ中の後方ブリルアン散乱の位置z0Tの近傍に限られることがわかる。本発明は、この特徴を積極的に活用し、後方ブリルアン散乱された第１の光と、分岐された他方の光である第２の光の相対遅延時間τ12を可変光遅延器を使用して変化させることにより、光ファイバ中の任意の位置のブリルアンスペクトルを測定する。このとき、PBIによるブリルアンスペクトルも重畳されて測定されるが、前述のように、PBIによるブリルアンスペクトルは非常に広帯域であり、ビート電気信号の周波数の違いによるパワー変化は少ないため、測定されるブリルアンスペクトルから、PBIIに基づくものだけを抽出することは比較的容易である。
【００５３】
以上、詳細な計算過程は省略して、本発明の原理のエッセンスのみを説明した。しかし、線幅の広い光源を使用するために、上記後方ブリルアン散乱光の周波数と第２の光の周波数との組み合わせは多数あり、一見、上述したPBIおよびPBII以外のビート電気信号スペクトルも存在するかのように考えられる。そこで、本願の発明者らは厳密な解析を行い、それ以外の大きなビート電気信号スペクトルは存在しないことを明らかにするとともに、本発明によるブリルアンスペクトル分布測定方法および装置において、単位長の光ファイバから後方にブリルアン散乱された光を、第２の光と干渉させたときに得られるビート電気信号のパワースペクトル密度を表す、以下の簡潔な式（１３．１）、（１３．２）を導いた。
ここで、Hは、第１および第２の光のパワー、光検出器などの感度に比例した係数である。また、式中のブリルアン周波数シフトνbは、前述したように、歪みまたは温度などにより変化するため、明示的には書いていないが、位置zの関数である。
【００５４】
なお、光源のスペクトル形状を、半値全幅がΔνSのローレンツ型とすると、次式（１４）となる。
｜γ(2z /v )｜2 = exp{−2πΔνS｜2z /v｜} （１４）
前述したように、位置z0T（z = 0）では｜γ｜2 = 1であるが、z0Tから離れるにしたがい急速にゼロに近付く。そこで、｜γ｜2 = 0.5となるz0Tの両側の点間の距離を、本発明の分布測定における距離分解能Δzrとすると、Δzrは次式（１５）で与えられる（図５を参照）。
Δzr = 0.11 v /ΔνS （１５）
上式（１３．１）、（１３．２）が示すように、本発明による測定法では、後方ブリルアン散乱光と第２の光の干渉による２種類のスペクトル PBI と PBIIが測定される。両スペクトルともスペクトルアナライザ等を使用することにより測定可能である。
【００５５】
上式（１３．１）が示すように、スペクトルPBI(ζ,z ) は光ファイバの長さ方向のどの位置でもほぼ同じである。その帯域は非常に広く、Δνb+ 2ΔνSである。ビート周波数ζがνbのとき、スペクトルPBI(ζ,z )は最大値をとるが、その値は、光源の線幅がブリルアンスペクトル幅に対して無視できるときの値Hの、Δνb / (Δνb+ 2ΔνS)倍に低下している。なお、この係数 Δνb / (Δνb+ 2ΔνS)は、先の本発明のエッセンスの説明時には、Δνb / (2ΔνS) であるとしており、違いがある。この違いは、厳密な解析では、音響波の減衰によるスペクトルの広がり、Δνb を考慮していることに起因する。
【００５６】
さて、以上のPBI(ζ,z )に対して、上式（１３．２）が示すように、スペクトルPBII(ζ,z )は、第１の光による後方ブリルアン散乱光と第２の光との相対遅延時間τ12がゼロとなる散乱の位置z0Tとその近傍のみで、大きな値をとり、その最大値は、Hと一致する。その他の位置では、z0Tから離れるにつれ、式（１４）に従い、指数関数状に急速にゼロに近付く。この様子を図５に示す。図５には、相対遅延時間τ12がゼロとなる位置z0Tにおけるブリルアンスペクトル(a)と、z0Tから徐々に離れた位置におけるブリルアンスペクトル(b)(c)(d)を示している。
【００５７】
以上の本発明により観測されるブリルアンスペクトルPBII(ζ,z )と比較するために、図６に、PMCW法で得られるブリルアン利得のスペクトルを示す。図６では、位相変調され、かつ周波数シフトされた２つの光の相関が最大となる位置z0pm におけるブリルアン利得のスペクトル(a)と、z0pmから徐々に離れた位置におけるブリルアン利得のスペクトル(b)(c)(d)を示している。スペクトルを示す図の横軸は、PMCW法で使われるポンプ光の中心周波数とプローブ光の中心周波数の周波数差νcを示している。
【００５８】
図６から、確かに、PMCW法においても、位置z0pmにおいて、最大利得g0が得られ、その他の位置における利得はg0よりも小さくなることがわかる。しかし、z0pmから徐々に離れたとき、PMCW法のブリルアン利得は、離れる距離に比例して緩慢に減少する（文献[2]を参照）。
【００５９】
一方、本発明のPBII(ζ,z )は、上式（１４）に従い、z0Tから離れるにつれて指数関数状に急速に減少する。これは、本発明が、PMCW法よりもクロストーク特性において格段に優れていることを示している。
【００６０】
さらに、図５と図６の比較から分かるように、PBII(ζ,z )のスペクトル形状は、半値全幅がΔνbのローレンツ型で、位置に依存しないが、PMCW法の利得のスペクトル形状は位置に依存し、その半値全幅は、z0pm からの距離にほぼ比例して増加する。これは、被測定光ファイバの本来のブリルアンスペクトル形状を変形することなく測定するという点において、本発明は、PMCW法に勝っていることを示している。
【００６１】
したがって、本発明では、このようなビート電気信号のスペクトルの特徴を活用し、後方ブリルアン散乱された第１の光と、分岐された他方の光である第２の光の相対遅延時間τ12を可変光遅延器（図７〜図９の符号３を参照）を使用して変化させることにより、光ファイバ中の任意の位置のブリルアンスペクトルを正確に、かつ、光ファイバの片端で光を入出力させるだけで測定することが可能になるように構成している。また、そのときの距離分解能は上式（１５）で与えられる。
【００６２】
実際には、図５から分かるように、本発明では、PBI(ζ,z )による信号、DI (ζ)= C1∫PBI(ζ,z ) dzと、PBII(ζ,z )による信号、DII (ζ)= C1∫PBII(ζ,z ) dzの和、D (ζ)= DI (ζ)+ DII(ζ)が測定される（ここでC1は比例係数）。
したがって、被測定媒質の本来のブリルアンスペクトルを測定するためには、DII (ζ)をD (ζ)から分離、抽出しなければならないことがわかる。しかし、上式（１３．１）、（１３．２）が示唆するように、ΔνS > Δνb とした場合には、ζの違いに対するDI (ζ)の変化は非常に緩やかであるのに比べ、DII (ζ)は急峻な峰上の変化を示す。すなわち、DII (ζ)が大きな値をとるζの範囲においては、DI (ζ)はほぼ一定とみなすことが可能となるので、全体の信号D (ζ)から、その一定値を差し引くことにより、DII (ζ)のみを抽出することが可能である。また、ζの違いに対するDI (ζ)の変化が緩やかではあるが無視できない場合でも、それを、DII (ζ)が大きな値をとるζの範囲以外のデータから、適当なζに関する近似関数を得て、その近似関数を基に、DII (ζ)が大きな値をとるζの範囲におけるDII (ζ)の推定値を得ることは可能である。
【００６３】
そこで、全体の信号D (ζ)から、その推定値を差し引くことにより、DII (ζ)のみを抽出することが可能となる。これらの信号処理は、DI (νb) < DII (νb)または、DI (νb)〜 DII (νb)のときには容易に実行可能である。
【００６４】
しかし、パワースペクトル密度PBI(ζ,z )は、PBII(ζ,z )の最大値に比べて小さいと言えども、光ファイバの全長にわたってほぼ同じ値をとるため、光ファイバが長い場合には、その長さについての積分値であるDIが大きくなり、DI (νb ) >> DII (νb) となる。このときには、前述のような信号処理では誤差が非常に大きくなる。
【００６５】
そこで、本発明では、後述の図８、図９で示すように、被測定光ファイバ５と、ブリルアンスペクトルが既知である参照媒質１１とを光学的に接続して測定を行う。このとき、被測定媒質５中の点で後方ブリルアン散乱された第１の光と、分岐された他方の光である第２の光の相対遅延時間τ12をゼロとなるようにしたときの測定信号をD T (ζ)とし、参照媒質１１中の点で後方ブリルアン散乱された第１の光と分岐された他方の光である第２の光の相対遅延時間τ12Rをゼロとなるようにしたときの測定信号をD R (ζ)としたとき、それらD T (ζ)、D R (ζ)は次式（１６）、（１７）で与えられる。
D T (ζ)= DITR (ζ)+ C1∫T PBII(ζ,z )dz （１６）
D R (ζ)= C2 [DITR (ζ)+ C1∫R PBII(ζ,z )dz ] （１７）
ここで、
DITR(ζ) = C1∫T PBI(ζ,z)dz + C1∫R PBI(ζ,z )dz （１８）
である。また、∫T および∫R は、それぞれ、被測定光ファイバ区間および参照媒質区間における積分を表す。C2は、D T (ζ)およびD R (ζ)とを測定するときの測定系の違いを較正するための比例係数である。同一測定系のときは、C2 =
1、である。
【００６６】
上式（１６）、（１７）から、次式（１９）を得る。
C2は、予め求めておくことが可能なため、上式（１９）における、D T (ζ)−[D R (ζ) / C2 ]の計算処理は容易に可能である。また、参照媒質のブリルアンスペクトルは既知であるので、上式（１９）の右辺第２項 C1∫R PBII(ζ,z )dz は容易に得られる。特に、参照媒質に、測定する周波数の範囲で、後方ブリルアン散乱光のパワーが無視可能なほど小さな媒質を使用する場合には、上式（１９）の右辺第２項はゼロとみなせるので、D T (ζ)−[D R (ζ) / C2 ]の計算処理は更に簡単になる。このような参照媒質としては、空気や、被測定光ファイバと材料あるいは材料成分比が異なる光ファイバなどが使用可能である。光ファイバへ光を入射する端５−ａと反対側の端５−ｂの先が、空気となっていることが明確な場合は、その空気となっている区間が、以上説明した参照媒質とみなせば良い。
【００６７】
このようにして、本発明では、パワースペクトル密度PBI(ζ,z )の影響を受けることなく、D T (ζ)およびD R (ζ)と上式（１９）の関係を使用することにより、被測定光ファイバのブリルアンスペクトルである、C1∫T PBII(ζ,z )dzを測定することが可能となる。さらに同様にして、第１の光が後方ブリルアン散乱された光と第２の光の相対遅延時間がゼロとなる被測定光ファイバ中の散乱位置を変化させた測定を繰り返すことにより、被測定光ファイバのブリルアンスペクトルの分布の測定が可能となる。
【００６８】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
（第１の実施の形態）
図７に、本発明の第１の実施形態である反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置の構成を示す。この反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置は、光源１と、光分岐器２と、光変調器１０と、可変光遅延器３と、被測定媒質５と、光分岐器６と、光検出器７と、フィルタ８と、同期検波受信器９とを有する。
【００６９】
光源１は、被測定媒質５のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を出力する。光分岐器２は、光源１からの出力光を分岐して、第１の光と第２の光などを出力する。光変調器１０は、その第１の光を周波数fSDの変調信号で変調する。遅延量可変の可変光遅延器３は、上記第２の光を入力とし、その遅延量を変化させて出力する。光分岐器６は、上記第１の光が被測定媒質５の片端５−ａから入射されてその被測定媒質５中で後方にブリルアン散乱された光と、遅延量を変化させた第２の光とを合流させる。光検出器７は、光分岐器６から出力される合流光を電気信号に変換する。フィルタ８は、その電気信号から、上記後方ブリルアン散乱光と上記遅延量を変化させた第２の光との干渉に基づくビート電気信号を選択して通過させる。同期検波受信器９は周波数fSDの同期信号に同期して、そのビート電気信号のパワーを測定する。
【００７０】
光源１には、発光ダイオード、スーパールミネッセントダイオード、光増幅媒質から出力される自然放出光を利用したASE(Amplified Spontaneous Emission)光源、あるいは、それらの光源の出力光を所望の帯域の光フィルタで切り出した連続発振光源などが使用できる。また、線幅の広い半導体レーザなども光源１として使用可能である。
【００７１】
可変光遅延器３は、後方ブリルアン散乱された第１の光と分岐された他方の光である第２の光の相対遅延時間τ12をゼロとなるように設定可能とするものである。可変光遅延器３として、微調用のものは、反射ミラーあるいはプリズム反射器と移動光学ステージの組み合わせなどにより実現できる。また、可変光遅延器３として、粗調用のものは、長さの異なる複数の光ファイバを光スイッチで切り替える方式のものなどが使用可能である。
【００７２】
光検出器７は、後方ブリルアン散乱光と上記第２の光との干渉に基づくビート電気信号を得るためのものである。ビート電気信号の周波数は、ほぼブリルアン周波数シフトνbであり、被測定媒質５が石英系光ファイバの場合には、νb〜11GHzであるので、光検出器７には、非常に周波数が高い信号を受信可能なフォトダイオードなどを使用する。
【００７３】
フィルタ８は、上記ビート電気信号を選択して通過させるものであり、その通過周波数を可変とすることにより、ブリルアンスペクトルの周波数を測定することが可能となる。
【００７４】
光変調器１０は、第１の光により後方ブリルアン散乱された光を同期検波するために、第１の光または後方ブリルアン散乱された光を光強度変調、あるいは光位相変調するものであり、変調周波数fSDが低い場合には、機械式チョッパによる光強度変調器や、圧電素子に光ファイバを巻きつけた光位相変調器などが使用できる。また、変調周波数fSDが高い場合には、音響光学的光変調器やリチウムニオベート結晶などを使用した電界効果型光変調器が光変調器１０として使用できる。
【００７５】
光分岐器６には、光パワースプリッタの他に、光サーキュレータ、あるいは、波長の異なる光を分離して出力する光分波器などが使用可能である。
【００７６】
また、上述のフィルタ８と同期検波受信器９を一体化した測定装置として、スペクトラムアナライザなどが使用可能である。
【００７７】
なお、本発明の実施形態における被測定媒質５が光ファイバの場合には、前述したように、歪みや温度の分布計測が可能となるが、本発明の測定対象は光ファイバに限定されないことは言うまでも無い。これについては、以降、説明する本発明の種々の実施形態についても同様である。
【００７８】
このようにして構成した本発明の第１の実施形態では、光源１の出力光を光分岐器２によって分岐し、被測定媒質５に入射される第１の光と、被測定媒質５からの後方ブリルアン散乱と干渉させるための第２の光を得る。第１の光の一部が被測定媒質５中で後方にブリルアン散乱され、その後方ブリルアン散乱光は、光分岐器２によって光源１からの出力光と分離されて、光分岐器６に導かれる。
【００７９】
一方、第２の光は、可変光遅延器３により所定の遅延量を与えられて、光分岐器６に導かれる。このようにして、光分岐器６に入力され、合流した後方ブリルアン散乱光と第２の光は、干渉を起こし、その干渉によるビート電気信号を光検出器７によって得る。
【００８０】
今、第１の光が被測定媒質５中で後方にブリルアン散乱された位置を、位置ｚ0Tとする。そして、第１の光が光分岐器２から出発して、その位置ｚ0Tにて後方にブリルアン散乱され、光分岐器６で第２の光と合流され、光検出器７に至るまでの遅延時間τ1と、第２の光が光分岐器２から出発して、光分岐器６で上記後方ブリルアン散乱光と合流され、光検出器７に至るまでの遅延時間τ2との差である相対遅延時間τ12=τ1−τ2がゼロとなるように、可変光遅延器３の遅延量を調節したとする。このとき、前述のように、ビート電気信号は大きくなり、そのスペクトルは、前述の式（１３．２）のPBII (ζ,z )で示されるように、上記位置ｚ0Tにおけるブリルアンスペクトルを与える。したがって、このビート電気信号の周波数とパワーとを、フィルタ８を介して同期検波受信器９により測定することにより、あるいは、スペクトルアナライザ（図示しない）などを使用して測定することにより、上記位置z 0Tにおけるブリルアンスペクトルを選択的に測定することができる。
【００８１】
さらに、可変光遅延器３の遅延量を変化させ、同様の測定を繰り返すことにより、被測定媒質５におけるブリルアンスペクトルの空間分布が測定される。なお、大きなビート電気信号PBII (ζ,z )が発生する範囲は、上記のｚ0Tを中心として、上式（１５）に示した幅Δzr の範囲である。したがって、Δzr がブリルアンスペクトル分布測定の空間（距離）分解能を与える。例えば、ΔνS= 2 GHzとすると、被測定媒質５が石英ガラスファイバであるとき、v = 2x108m/sであるから、Δzr = 1.1 cm が実現される。
【００８２】
以上の説明では、PBII (ζ,z )とともに、被測定媒質５の中の全ての位置で発生するPBI (ζ,z )が、PBII (ζ,z )の測定に及ぼす影響は少ないとして無視した。この仮定は、すでに説明したように、被測定媒質５の長さが比較的短く、PBI (ζ,z )による検出信号DI (ζ)と、PBII (ζ,z )による検出信号DII (ζ)とが、DI (νb) < DII(νb) または、DI (νb) 〜 DII (νb)のとき有効である。この仮定が成立しない、DI (νb) >> DII (νb) の場合については、以下の実施形態の中で説明する。
【００８３】
（第２の実施形態）
図８に、本発明の第２の実施形態である、反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置の構成を示す。本実施形態においては、被測定媒質５の片端５−ａに、参照媒質１１を光学的に接続している。この参照媒質１１も含めたものを図７における被測定媒質５とみなせば、図８のその他の構成物品は、図７の構成物品と同一である。１３は同期検波受信器９から出力するデータ（測定信号）を処理して、ブリルアンスペクトル分布測定を行うためのデータ処理装置であって、例えば、パーソナルコンピュータのような汎用の計算機を利用することができる。
【００８４】
ここで参照媒質１１には、そのブリルアンスペクトルが既知のものを使用する。また、参照媒質１１は、測定時間中にそのブリルアンスペクトルが変化することがない安定な媒質、あるいは、不要な応力付与や、温度変化などがない安定環境下においた媒質であるとする。
【００８５】
このようにして構成した本発明の第２の実施形態では、第１の実施形態のときと同様にして、被測定媒質５と参照媒質１１におけるブリルアンスペクトル分布を測定する。このとき、被測定媒質５中の点で後方ブリルアン散乱された第１の光と分岐された他方の光である第２の光の相対遅延時間τ12をゼロとなるようにしたときの測定信号をD T (ζ)とし、参照媒質１１中の点で後方ブリルアン散乱された第１の光と、分岐された他方の光である第２の光の相対遅延時間τ12Rをゼロとなるようにしたときの測定信号をD R (ζ)としたとき、それらD T (ζ)、D R (ζ)は、すでに説明したように、上式（１６）および上式（１７）で与えられる。両測定信号D T (ζ)、D R (ζ)には、ビート電気信号パワーPBI(ζ,z )による不要な測定信号DI (ζ)が含まれるが、それらは共通なため、上式（１９）に示した簡単な計算処理を、データ処理装置１３で実施することにより、ビート電気信号パワーPBII(ζ,z )による求むべき測定信号DII (ζ)を分離、抽出することができる。
【００８６】
以上の説明から分かるように、本実施形態は、DI (νb) >> DII (νb)の場合に特に有効である。
【００８７】
（第３の実施形態）
図９に、本発明の第３の実施形態である、反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置の構成を示す。本実施形態では、第２の光との相対遅延時間がゼロとなる後方ブリルアン散乱光の散乱位置が、被測定媒質５中の点となる光と、参照媒質１１中の点となる光を同時に生成するものである。
【００８８】
そのために、本実施形態では、光分岐器２からの一方の出力光である第１の光を分岐するための光分岐器１４と、この光分岐器１４の一方の出力光を入力としてその入力された光の遅延量を変化させて出力する遅延量可変の可変光遅延器３−１と、この可変光遅延器３−１により遅延量を変化させた光を入力としてその入力された光を周波数fSD1の変調信号で変調して出力する光変調器１０−１と、光分岐器１４の他方の出力光を入力としてその入力された光の遅延量を変化させて出力する遅延量可変の可変光遅延器３−２と、この可変光遅延器３−２により遅延量を変化させた光を入力としてその入力された光を周波数fSD2 (≠ fSD1)の変調信号で変調して出力する光変調器１０−２と、上記の光変調器１０−１の出力光と上記の光変調器１０−２の出力光とを合流して再び第１の光として出力する光分岐器１５と、その合流された第１の光を参照媒質１１および被測定媒質５に導くとともにそれらの媒質中で後方にブリルアン散乱された光を取り出すための光学手段である光分岐器１６とを有しており、さらに、図８におけるその他の構成品も合わせたものを有している。ただし、図９における同期検波受信器９は、変調周波数が異なる（fSD1、fSD2）２種類の信号を検波可能なものとする。
【００８９】
図８の構成と、図９の構成の違いは以下の通りである。図８においては、光分岐器２は、光源１の出力光を第１の光と第２の光に分岐する役割と、第１の光を被測定媒質５に導くと共に、その中で後方にブリルアン散乱された光を取り出すための役割も行う光学手段であったが、図９においては、光分岐器２は、光源１の出力光を第１の光と第２の光に分岐する役割だけを行う光学手段であり、第１の光を被測定媒質５に導くと共に、その中で後方にブリルアン散乱された光を取り出すための役割を果たす光学手段は、上述のように別に設けた光分岐器１６になっていることである。このような構成とすることにより、本実施形態では、異なった遅延量をうけ、かつ、異なった変調周波数（fSD1、および、fSD2。ただし、fSD2≠fSD1 ）で識別された２種類の第１の光を、同時に参照媒質１１と被測定媒質５に入射し、それらの媒質からの後方ブリルアン散乱光を、入射した第１の光から分離して取り出すことが可能となる。
【００９０】
本発明の第３の実施形態は、このような構成となっているため、周波数fSD1で変調された第１の光の一部の光は、被測定媒質５の測定のために使用するとともに、周波数fSD2で変調された第1の光の残りの光は参照媒質１１の測定のために同時に使用することが可能となる。よって、前述のD T (ζ)およびD R (ζ)の測定が同時に可能となる。これにより、D T (ζ)およびD R (ζ)の測定時刻が異なることによる、光源パワーや光源周波数のドリフトなどに起因した測定誤差の発生を抑圧することが可能となる。
【００９１】
（変形例および他の実施形態）
ここで、これまでの本発明の実施形態の説明について、いくつかの補足説明を行う。
【００９２】
まず、可変光遅延器３、可変光遅延器３−１、および可変光遅延器３−２の位置について補足説明する。これらの可変光遅延器の目的は、後方ブリルアン散乱された第１の光と分岐された他方の光である第２の光の相対遅延時間を変化させることであるので、その位置は、図７〜図９に示した位置の他に、光分岐器２から光分岐器６を経由して被測定媒質５の端５−ａに至る光路上の任意の個所、あるいは、光分岐器２から光分岐器６に至る光路上の任意の個所、あるいは光分岐器１６から光分岐器６に至る光路上の任意の個所で良い。
【００９３】
なお、図９における可変光遅延器３−１、および可変光遅延器３−２の何れか一方は、参照媒質１１の測定のために使用することから、参照媒質１１の位置が固定されている場合には、参照媒質１１の測定用の光遅延器の遅延量は可変である必要はないことは言うまでも無い。同様に、図９における可変光遅延器３の遅延量は固定であっても良い。
【００９４】
次に、光変調器１０−１、および光変調器１０−２の位置について補足説明する。これらの光変調器の目的は、第１の光を変調することにあるので、その位置は、図９に示した可変光遅延器の出力側の他に、可変光遅延器の入力側であっても良い。
【００９５】
次に、同期検波受信器９について補足説明する。同期検波受信器９の目的は、光変調器１０を使用して被測定媒質に入射する第１の光を変調周波数fSDで変調することにより、または後方ブリルアン散乱光を直接変調することにより発生する後方ブリルアン散乱光の周波数fSDの成分を同期して検波することにより、信号対雑音電力比を改善し、後方ブリルアン散乱光のパワーを測定することである。
【００９６】
したがって、同期検波より、性能は劣るが、同様な信号対雑音電力比の改善が期待できる、中心周波数fSDの帯域通過型電気フィルタを内蔵した電気信号受信器を、同期検波受信器９の代わりに使用しても良い。この場合には、その電気信号受信器に入力される同期信号は必要ない。また、後方ブリルアン散乱光の大きな信号が得られる場合には、このような同期検波受信器９や、中心周波数fSDの帯域通過型電気フィルタは不用である。この場合には、同期検波受信器９、あるいは、上述の中心周波数fSDの帯域通過型電気フィルタを内蔵した電気信号受信器とペアで使用される、光変調器１０も不用である。
【００９７】
次に、参照媒質１１の位置について補足説明する。参照媒質１１の使用の目的は、参照媒質１１と被測定媒質５と一体化して測定することにより、後方ブリルアン散乱された第１の光と分岐された他方の光である第２の光の相対遅延時間がゼロとなる位置にかかわらず共通して発生する信号（前述のDI (ζ) ）を除去することにある。したがって、その位置は、図８、図９に示した位置の他に、被測定媒質５の他端５−ｂ側であっても良い。また被測定媒質５を分割し、分割したものの中間の位置であっても良い。
【００９８】
次に、光増幅器（図示しない）の使用について補足説明する。本発明で測定する信号は非常に微弱なため、高精度な測定をするためには、光増幅器を使用することが有効である。光増幅器は、図７〜図９における光路上の任意の位置で使用可能である。
【００９９】
次に、ブリルアン周波数シフト、νb = Fc - fc、について補足説明する。これまで、図４に示すように、本発明では第１の光の周波数に対してダウンシフトした後方ブリルアン散乱光を測定するとして説明してきた。実は、このとき、ダウンシフトした後方ブリルアン散乱光だけでなく、アップシフトした後方ブリルアン散乱光も発生する。しかし、いずれの後方ブリルアン散乱光とも、第２の光とのビート電気信号の周波数は同一である。したがって、これまでの説明は、アップシフトした後方ブリルアン散乱光に対しても全く同様に有効である。
【０１００】
最後に、光周波数変換器（図示しない）の使用について説明する。これまでの説明から分かるように、ビート電気信号の周波数は非常に高周波である。そこで、低速のフォトダイオードを使用して、このブリルアンスペクトルを測定可能とするために、光源１の出力光、第１の光、第２の光、または後方ブリルアン散乱光の周波数を変換し、ビート電気信号の周波数を低周波にダウンシフトすることが有効である。このような光周波数変換器の位置は、図７〜図９における、光源１から光分岐器６に至る光路上の任意の個所で良い。また、このような光周波数変換器には、リチウムニオベート結晶などを使用した電界効果型光強度変調器や光位相変調器などが使用できる。なぜなら、光強度変調器や位相変調器の変調により発生させた１つあるいは複数のサイドバンド光は、光変調器に入射した光の周波数を変換したものとみなせるからである。
【０１０１】
また、周波数をシフトさせる音響光学的周波数シフタ（図示しない）も使用可能である。そのシフト量が、被測定媒質５のブリルアン周波数シフトνbに比べ、小さい場合には、その音響光学的光周波数シフタと、光増幅器、および、光分岐回路などをリング状に結び、光を多数回、音響光学的光周波数シフタを通過させ、νb程度の大きな周波数シフトを受けた光を取り出すことの可能なリング光回路（文献[3] K. Shimizu et al.,“Technique for translating light-wave frequency by using an optical ring circuit containing a frequency shifter”, Opt. Lett., vol.17, no.18, pp.1307-1309, Sept. 1992）が使用可能である。
【０１０２】
なお、光周波数変換器を使用した場合には、上述のダウンシフトした後方ブリルアン散乱光とアップシフトした後方ブリルアン散乱光に関するそれぞれのビート電気信号の周波数は異なるようになるため、両者を区別して測定することも可能となる。
【０１０３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、被測定媒質のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を分岐して複数の光を得、これを第１の光と第２の光などとし、第１の光を被測定媒質の一端から入射し、被測定媒質中で後方にブリルアン散乱された光と、上記第２の光を合流させ、その合流光を光検出器で電気信号に変換し、その電気信号に含まれる、後方ブリルアン散乱光と第２の光との干渉によるビート電気信号の周波数とパワーを測定し、このとき、被測定媒質中で後方ブリルアン散乱された第１の光と分岐された他方の光である第２の光との相対遅延時間τ12を変化させて、被測定媒質中の所望の散乱位置ｚ0Tからの後方ブリルアン散乱光に関する相対遅延時間τ12をほぼゼロとすることにより、他の位置よりもその位置ｚ0Tからの後方ブリルアン散乱光に関する上記ビート電気信号を効率的に検出するようにしたため、連続発振光の線幅の逆数に光速を乗じた値で決定される、1m以下の優れた空間分解能でブリルアンスペクトル分布を測定可能となる。
【０１０４】
また、本発明によれば、被測定媒質と光学的に接続された、そのブリルアンスペクトルが既知の参照媒質を設け、その参照媒質中での後方ブリルアン散乱光によるビート電気信号も測定可能となるようにしたため、被測定媒質および参照媒質からの後方ブリルアン散乱光によるそれぞれのビート電気信号に共通して存在する不要な信号を除去し、被測定媒質のブリルアンスペクトルを正確に測定可能となる。
【０１０５】
また、本発明では、従来の高空間分解能ブリルアンスペクトル分布測定技術に比べ、クロストークが少ないため、測定位置の選択特性が格段に向上するとともに、被測定媒質の本来のブリルアンスペクトルを変形することなく測定可能であり、従来技術で必要とされた複雑な計算機による数値演算処理を伴うことなく、格段に高精度なブリルアンスペクトル分布の測定が可能となる。
【０１０６】
さらに、本発明は、被測定媒質の一端のみを使用して光の入出力を行うため、被測定媒質の両端において光を入出力する必要のある従来技術に比べて測定の効率が上がるとともに、測定対象物に関する制約が大幅に緩和される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明で基本となる、後方ブリルアン散乱光によるビート電気信号を得るための構成の第１例を説明する模式図である。
【図２】本発明で基本となる、後方ブリルアン散乱光によるビート電気信号を得るための構成の第２例を説明する模式図である。
【図３】本発明で基本となる、後方ブリルアン散乱光によるビート電気信号を得るための構成の第３例を説明する模式図である。
【図４】本発明で使用する第１の光、第２の光、および後方ブリルアン散乱光のスペクトルの一例を説明する波形図である。
【図５】本発明で測定する後方ブリルアン散乱光による２種類のビート電気信号のスペクトルと、その後方ブリルアン散乱光の散乱位置の関係を示す波形図である。
【図６】従来の高空間分解能ブリルアンスペクトル分布測定技術により測定されるブリルアン利得のスペクトルと、その発生位置の関係を示す波形図である。
【図７】本発明の第１の実施形態の反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第２の実施形態の反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第３の実施形態の反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 光源
２ 光分岐器
３、３−１、３−２ 可変光遅延器
５ 被測定媒質
６ 光分岐器
７、７−１ 光検出器
８ フィルタ
９ 同期検波受信器
１０、１０−１、１０−２ 光変調器
１１ 参照媒質
１３ データ処理装置
１４、１５、１６ 光分岐器
１７ 反射ミラー
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブリルアンスペクトルの空間的分布を測定する反射式ブリルアンスペクトル分布測定方法および装置に関する。特に、本発明は、空間分解能を向上させた測定技術を提供するものであって、被測定媒質の物性の空間的分布を測定可能であるばかりでなく、被測定媒質を光ファイバなどの光導波路としたときには、光導波路に加わった応力による歪みや、光導波路の置かれた環境における温度などの空間的分布、すなわち光導波路の長さに沿った分布を測定することが可能となるため、分布センサへの応用も可能である。
【０００２】
【従来の技術】
媒質にコヒーレントな単色光を入射したとき、音響波との非線型相互作用により周波数がシフトした後方散乱光が観測される。これをブリルアン散乱と呼ぶ。また、この散乱光のスペクトルは、次式（１）に示すように、ローレンツ型の形状を示す。
S b(ν) ∝ (Δνb)2 / { 4(ν−νb)2 + (Δνb)2 } （１）
ここでνは、入射光とブリルアン散乱光の周波数差、νbは散乱光のスペクトル強度が最大となり、その中心周波数における周波数差（ブリルアン周波数シフトと呼ぶ）、また、Δνbはブリルアン散乱光のスペクトルの半値全幅である。媒質が石英系光ファイバ、入射光の波長が1.55μmの場合、νb〜11GHz、Δνb〜20MHzである。
【０００３】
なお、上式（１）のブリルアン散乱のスペクトルS b(ν)は、後述するブリルアン光増幅の光周波数特性を示すブリルアン利得スペクトルと同一のプロファイルであるため、ここでは、以後、両者ともブリルアンスペクトルと呼ぶこととする。
【０００４】
このブリルアンスペクトルは、光ファイバに加わった応力による歪みや、光ファイバの置かれた環境の温度により変化することが知られている。例えば、石英ガラスを材料とした光ファイバのブリルアン周波数シフトνbは、歪みに対して、約500MHz / %、また温度に対して、約1MHz / ℃の依存性を示す。したがって、これらの空間的な変化を、すなわち光ファイバの長さに沿ったブリルアンスペクトルの変化を検出することにより、光ファイバをセンサとした、歪み・温度分布測定が実現されている。また、その測定系の空間（距離）分解能よりも短いピッチでνbが変化している場合には、見かけ上、ブリルアンスペクトルの半値全幅であるΔνbが広がるため、Δνbの変化を検出することにより、歪み・温度などの変化幅を測定することも可能となっている。
【０００５】
これまで、光ファイバのブリルアンスペクトルの空間的分布を測定可能な技術として、BOTDR（Brillouin optical time domain reflectometry:ブリルアン光時間領域反射測定法）またはBOTDA（Brillouin optical time domain analysis:ブリルアン光時間領域解析）が実現されている（文献[1] T. Horiguchi et al.,“Development of a distributed sensing technique using Brillouin scattering”, J. Lightwave Technol., vol.13, no.7, pp.1296-1302, July 1995）。
【０００６】
BOTDRは、コヒーレントな単色光の光パルスを光ファイバに入射し、その光パルスによって発生する後方ブリルアン散乱光のスペクトルを、時間の関数として分光測定する技術である。光パルスを入射後、後方ブリルアン散乱光が再び入射ファイバ端に戻ってくるまでの遅延時間は、そのファイバ端から、後方ブリルアン散乱光が発生した光ファイバ中の位置までの距離に比例するため、光ファイバの長さ方向に沿った、ブリルアン散乱光のスペクトル分布、すなわちブリルアンスペクトル分布が測定可能となる。
【０００７】
また、BOTDAも同様に、コヒーレントな単色光の光パルスを光ファイバに入射するが、BOTDAの場合は、入射した光パルスによって発生したブリルアン利得を利用してブリルアンスペクトルを測定する。ブリルアン利得は、入射光パルスよりも、ブリルアン周波数シフトと呼ばれる量、すなわちνbだけ、周波数がシフトした周波数の近傍のみで発生し、その利得のスペクトル形状は、上記BOTDRで測定する後方ブリルアン散乱光のスペクトルと同一であることが知られている。そのため、光ファイバの他の端から、光パルスとの周波数差がほぼνbのプローブ光を入射させると、プローブ光は対向して伝搬する前記光パルスによって光増幅されるので、この光増幅により増加したプローブ光のパワー変化を、光パルスとプローブ光の周波数差を変えて測定することにより、ブリルアンスペクトルが測定される。
【０００８】
光増幅されたプローブ光が、光パルス入射ファイバ端で測定されるまでの遅延時間は、プローブ光が光パルスとで出会い、光増幅される光ファイバ中の位置までの距離に比例するため、プローブ光の光増幅によるパワー変化を、上記BOTDRのときと同様に、時間の関数として測定することにより、光ファイバの長さ方向に沿った、ブリルアンスペクトルの分布が測定可能となる。
【０００９】
しかしながら、BOTDRまたはBOTDAの距離分解能Δzrtdは光パルス幅Tで制限され、次式（２）で与えられる。
Δzrtd = vT / 2 （２）
ここでvは、光ファイバ中の光速であり、約2×108m/sである。たとえば、T=1μsのとき、Δzrtd =100mとなる。これよりも距離分解能を良くするためには、光パルス幅Tをさらに細くし、また光信号の受信系の帯域Bを1/T以上に広げる必要があるが、このとき、BOTDRまたはBOTDAで検出する光信号強度は、光パルス幅Tに比例して減少し、さらに、受信系の雑音が帯域Bの拡大とともに増加するため、信号パワーと雑音パワーの比であるS/Nが劣化する。
【００１０】
加えて、測定されるブリルアンスペクトルは、光ファイバに入射する光パルスのスペクトルと上式（１）のスペクトルとの重ね合わせ積分となるため、その半値全幅は、Δνb + (2/T ) に広がる。ちなみに、前述のように、Δνb =20MHzとすると、Δzrtd =100m, 1mのとき、それぞれ、Δνb + (2/T )=22MHz, 220MHzとなる。すなわち、距離分解能を100mから1mに向上させたとき、測定されるブリルアンスペクトルの半値全幅は10倍広がり、その中心周波数であるブリルアン周波数シフトを精度良く測定することが困難となる。
【００１１】
さらに、ブリルアンスペクトルの半値全幅が光パルスのスペクトルの半値全幅で殆ど決定されてしまうため、ブリルアンスペクトルの半値全幅の変化量から、Δzrtd よりも短いピッチで変化するブリルアン周波数シフトの変化幅を測定することも困難となる。
【００１２】
このような理由から、これまでのBOTDRおよびBOTDAの距離分解能は、実効上、1m程度が限界であった。
【００１３】
これに対し、最近、位相変調(Phase Modulation)された連続光(Continuous Wave)を使用してブリルアンスペクトルの分布を測定する方法が提案された（文献[2] K. Hotate and T. Hasegawa,“Measurement of Brillouin Gain Spectrum Distribution along an Optical Fiber Using a Correlation-Based Technique − Proposal, Experiment and Simulation −”, IEICE TRANS. ELECTRON., vol.E83-C, no.3, pp.405-412, March 2000）。この方法（以後、PMCW(Phase Modulation Continuous Wave)法と略称することとする）では、被測定光ファイバのブリルアンスペクトル幅よりも狭い発振線幅を有するコヒーレントな連続光を所定の周波数で位相変調し、その位相変調された連続光を２分岐し、分岐された一方の光を周波数シフトさせてポンプ光を生成し、そのポンプ光を光ファイバの一端から入射させる。さらに、他方の分岐された光をプローブ光とし、そのプローブ光を光ファイバの他端から入射させる。ポンプ光とプローブ光の位相の相関は、両光が光ファイバ中で出会う位置によって異なり、相関が高い位置では、ブリルアン利得が大きくなり、相関が低い位置では、ブリルアン利得は小さくなる。
【００１４】
その相関が高い位置は周期的に複数個現れるが、位相変調の変調周波数fmおよび、ポンプ光とプローブ光の相対遅延時間を適当に選ぶことにより、光ファイバ中で一箇所のみ、相関を高くすることが可能である。そこで、ポンプ光の中心周波数とプローブ光の中心周波数の周波数差νcを、光ファイバのブリルアン周波数シフトの近傍で掃引すると、相関が高くなる位置で、ブリルアン利得が選択的に大きくなるため、このブリルアン利得により光増幅されたプローブ光のパワー変化を測定することにより、相関が高くなる位置におけるブリルアンスペクトルを測定することができる。さらに、相関が高くなる位置は、位相変調の変調周波数fmにより変えられるため、ブリルアンスペクトルの分布測定が実現される。
【００１５】
位相変調信号を、m sin(2πfmt)とすると、PMCW法の距離分解能は次式（３）で与えられる。
Δzrpm = (Δνb / fm) / (v / 2πmfm) （３）
一例として、v = 2×108m/s、Δνb = 20MHz、fm = 7.5MHz、 mfm = 360MHzとすると、Δzrpm = 25cmを得る。
【００１６】
なお、PMCW法で測定される、相関が最大となる点におけるブリルアンスペクトルの幅は、上記のように距離分解能を高くしても、BOTDRやBOTDAのように広がることはない。それは、ブリルアン散乱の元となる、ポンプ光とプローブ光のビート信号のスペクトルは、両光の相関が最大となる位置においては広がらず、デルタ関数状となるからである。PMCW法はこのような特長を有するため、BOTDRやBOTDAに比べて、高距離分解能化を容易に達成できる。
【００１７】
以上のように、PMCW法は非常に優れた方法であるが、以下に示す少なくとも３つの解決すべき課題を有している。
【００１８】
第１の課題は、分布測定におけるクロストークの発生である。上記のようにポンプ光とプローブ光の位相相関を光ファイバ中の一点において選択的に高くできるが、その一点を除いた他の位置における位相相関は完全にはゼロでなく、また無視できない値を有するため、分布測定におけるクロストークが発生し、測定位置のブリルアンスペクトルと、漏れ込んだ他の個所のブリルアンスペクトルとの区別が困難となる。
【００１９】
第２の課題は、ブリルアンスペクトルの周波数軸上の拡散である。上述の説明では、PMCW法で測定されるブリルアンスペクトルの幅は、高距離分解能測定を行ったときにおいても広がらないとした。しかし、それは、ポンプ光とプローブ光の位相相関が高くなる一点のみであり、その位置から離れるに従い、位相相関は徐々に低下し、それとともに両光のビートスペクトル、すなわちそれを反映したブリルアンスペクトルは広がってゆく。
【００２０】
したがって、上式（３）によって定まる距離分解能の範囲においても、ブリルアンスペクトルの幅は一定値Δνbではなく、最大その数倍程度まで増加している。ブリルアンスペクトルの中心周波数であるブリルアン周波数シフトの分布を測定する応用では、このブリルアンスペクトルの幅の増加は問題とならない。しかし上述した、距離分解能よりも短いピッチでブリルアン周波数シフトνbが変化しているときに観測されるブリルアンスペクトル幅Δνbの変化量を利用したセンサへの応用では、この位相相関が低下することによるブリルアンスペクトル幅の増加が問題となる。
【００２１】
このような課題の解決法として、逆畳み込み積分を行う方法が提案されている（前述の参考文献[2]）。すなわち、第１の課題に関しては、測定されたブリルアンスペクトル分布に対して、光ファイバの長さ方向に関する逆畳み込み積分を計算機を使用して行うことにより、クロストークを除去する方法が提案されている。また、第２の課題に関しては、測定されたブリルアンスペクトル分布に対して、周波数に関する逆畳み込み積分を計算機を使用して行うことにより、本来のブリルアンスペクトル幅を再生させる方法が提案されている。しかしながら、このような計算機を使用した信号処理技術は一定の効果が得られるものの、雑音などの影響を受けた多数の測定データを使用して数値計算処理を行うため、処理データの発散など予期せぬ結果を得ることがあり、問題の本質的な解決には至っていない。
【００２２】
さらに、第３の課題は、PMCW法は被測定媒質の両端において、光を入出力する必要があることである。そのため、PMCW法では、被測定媒質の経時変化を把握するために、複数回の測定を行うときには、その測定の度に、被測定媒質の両端において光を入出力するための取り付け作業を行わなければならず、著しく作業性が劣化する。また、それ以上に重要な点は、光の入出力が一方の端のみでしかできない被測定媒質の場合には、PMCW法による測定が不可能となることである。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したように、光パルスを使用した従来のBOTDRやBOTDAでは、距離分解能が1m程度が実効上の限界であった。また、この限界を打ち破るものとして提案された、従来のPMCW法は、1m以下の距離分解能が実現可能ではあるが、測定位置とその他の位置のブリルアンスペクトルのクロストークの問題や、被測定媒質の本来のブリルアンスペクトル幅を再生できないという問題を、複雑な数値処理をしないと解決できなかった。さらに、被測定媒質の両端において光を入出力できなければならないという厳しい測定条件もあった。
【００２４】
本発明は、上記のような従来技術の課題を解決するためになされたもので、その目的は、被測定媒質の片端において光を入出力するだけで、1m以下の距離分解能で、クロストークがなく、かつ、被測定媒質の本来のブリルアンスペクトル幅を広げることなく、高精度にブリルアンスペクトルの位置に関する分布を測定することができる反射式ブリルアンスペクトル分布測定方法および装置を提供することにある。
【００２５】
さらに、本発明の付随する目的は、ブリルアンスペクトルの温度あるいは歪み依存性を利用した、光ファイバの長さ方向に沿った温度あるいは歪み分布の、作業効率に優れ、高距離分解能で、かつ高精度な測定が可能となるように図ることにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明では、被測定媒質のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を分岐し、それらを第１の光と第２の光などとし、被測定媒質中で後方ブリルアン散乱された第１の光と、分岐されたもう一方の光である第２の光との相対遅延時間をほぼゼロとなるように可変光遅延器などで調節してから、両光を合流させ、かつ、この合流光を光検出器で検出することにより、両光の干渉性を高めて干渉によるビート電気信号のスペクトルを測定することにより、第１の光が散乱された位置におけるブリルアンスペクトルを、選択的に高効率に、かつ、被測定媒質の一端で光を入出力するだけで、測定することを可能とした。
【００２７】
すなわち、本発明の請求項１の反射式ブリルアンスペクトル分布測定方法は、被測定媒質のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を光分岐手段により少なくとも第１の光および第２の光に分岐し、前記第１の光を前記被測定媒質の片端ａから入射し、該入射された第１の光が該被測定媒質中の位置ｚ0Tで後方にブリルアン散乱され、再び該被測定媒質の片端ａに到達して該被測定媒質から出射される第１の光と、前記第２の光とを合流させ、該合流された光を光検出手段により検出して電気信号に変換し、前記電気信号に含まれる、前記後方にブリルアン散乱された第１の光と前記第２の光との干渉により発生するビート電気信号のパワーおよび周波数ζを測定する方法であって、前記第１の光が前記光分岐手段から出発して前記被測定媒質中の位置ｚ0Tで後方にブリルアン散乱され、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ1と、前記第２の光が前記光分岐手段から出発して前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ2との差である相対遅延時間τ12=τ1−τ2を変化させ、該相対遅延時間τ12をほぼゼロとすることにより、他の位置よりも前記位置ｚ0Tで後方に散乱されたブリルアン散乱光と前記第２の光との干渉性を高めて、前記ビート電気信号を選択的に測定することにより、前記位置ｚ0Tにおけるブリルアンスペクトルを測定することを特徴とする。
【００２８】
また、本発明の請求項２の反射式ブリルアンスペクトル分布測定方法は、被測定媒質のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を光分岐手段により少なくとも第１の光および第２の光に分岐し、該第１の光を前記被測定媒質の片端ａから入射し、該入射された第１の光が前記被測定媒質中の位置ｚ0Tで後方にブリルアン散乱され、再び前記被測定媒質の片端ａに到達して被測定媒質から出射される第１の光と、前記第２の光とを合流させ、該合流された光を光検出手段により検出して電気信号に変換し、前記電気信号に含まれる、前記後方にブリルアン散乱された第１の光と前記第２の光との干渉により発生するビート電気信号のパワーおよび周波数ζを測定する方法であって、前記第１の光が前記光分岐手段から出発し、前記被測定媒質中の位置ｚ0Tで後方にブリルアン散乱され、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ1と、前記第２の光が前記光分岐手段から出発し、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ2との差である相対遅延時間τ12=τ1−τ2を変化させ、該相対遅延時間τ12をほぼゼロとすることにより、他の位置よりも前記位置ｚ0Tで後方に散乱されたブリルアン散乱光と前記第２の光との干渉性を高めて、前記ビート電気信号を選択的に測定することにより得られるブリルアンスペクトルDT(ζ)を測定し、さらに、前記光分岐手段により分岐された第１の光が前記被測定媒質を通って参照媒質に入射され、該第１の光が前記光分岐手段から出発して前記参照媒質中の位置ｚ0Rで後方にブリルアン散乱され、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ1Rと、前記第２の光が前記光分岐手段から出発して前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ2Rとの差である相対遅延時間τ12R=τ1R−τ2Rをほぼゼロとすることにより、他の位置よりも前記参照媒質中の位置ｚ0Rで後方に散乱されたブリルアン散乱光と前記第２の光との干渉性を高めて、両光のビート電気信号を選択的に測定することにより得られるブリルアンスペクトルDR(ζ)を測定し、かつ前記ブリルアンスペクトルDT(ζ)と前記ブリルアンスペクトルDR(ζ)の関係を利用して、前記位置ｚ0Tにおける補正されたブリルアンスペクトルを求めることを特徴とする。
【００２９】
また、本発明の請求項３の反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置は、被測定媒質のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を出力する光源と、該連続発振光を分岐して少なくとも第１の光と第２の光を出力する光分岐手段と、該第１の光を前記被測定媒質中に入射させる第１の光学的手段と、前記被測定媒質中で後方にブリルアン散乱されて該被測定媒質から出力する前記第１の光の少なくとも一部を取り出す第２の光学的手段と、該第２の光学的手段により取り出された後方にブリルアン散乱された第１の光と、前記第２の光とを合流させる光合流手段と、該光合流手段によって合流した合流光を電気信号に変える光検出手段と、前記電気信号を入力信号として、前記後方ブリルアン散乱された第１の光と前記第２の光との干渉により発生するビート電気信号を通過させるフィルタと、該フィルタを通過したビート電気信号のパワーと周波数ζとを測定する測定手段と、前記第１の光が前記光分岐手段から出発して、前記被測定媒質中の位置ｚ0Tで後方にブリルアン散乱され、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ1と、前記第２の光が前記光分岐手段から出発して、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ2との差である相対遅延時間τ12=τ1−τ2を変化させる可変光遅延手段とを備え、かつ、前記相対遅延時間τ12がほぼゼロとなる前記位置ｚ0Tを前記可変光遅延手段により変化させて、前記被測定媒質のブリルアンスペクトル分布を測定することを特徴とする。
【００３０】
また、本発明の請求項４の反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置は、被測定媒質のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を出力する光源と、該連続発振光を分岐して少なくとも第１の光と第２の光を出力する光分岐手段と、前記被測定媒質の入出力光を授受する参照媒質と、前記第１の光を前記被測定媒質中および前記参照媒質に入射させる第１の光学的手段と、前記被測定媒質中および前記参照媒質中で前記後方にブリルアン散乱された第１の光の少なくとも一部を取り出す第２の光学的手段と、前記被測定媒質で後方に散乱されたブリルアン散乱光と前記参照媒質で後方に散乱されたブリルアン散乱光とをそれぞれ前記第２の光に合流させる光合流手段と、該光合流手段により合流した合流光を電気信号に変える光検出手段と、前記電気信号が入力され、前記被測定媒質中および前記参照媒質中で前記後方にブリルアン散乱された第１の光と、前記第２の光との干渉により発生するビート電気信号を通過させて出力するフィルタと、前記フィルタを通過したビート電気信号のパワーと周波数ζを測定する測定手段と、前記第１の光が前記光分岐手段から出発して前記被測定媒質中の位置ｚ0Tで後方にブリルアン散乱され、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ1と前記第２の光が前記光分岐手段から出発して前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ2との差である相対遅延時間τ12=τ1−τ2を変化させ、また、前記第１の光が前記光分岐手段から出発して前記参照媒質中の位置ｚ0Rで後方にブリルアン散乱され、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ1Rと前記第２の光が前記光分岐手段から出発して前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ2Rとの差である相対遅延時間τ12R=τ1R−τ2Rを調整する、少なくとも１つは可変光遅延手段である１つまたは複数の光遅延手段と、前記可変光遅延手段により前記被測定媒質中からの後方ブリルアン散乱光に関わる前記相対遅延時間τ12がほぼゼロとなる前記位置ｚ0Tを変化させ、また、前記光遅延手段により前記参照媒質中からの後方ブリルアン散乱光に関わる相対遅延時間τ12Rを前記位置ｚ0Rでほぼゼロとすることにより、前記被測定媒質中の位置ｚ0Tおよび前記参照媒質中の位置 ｚ0Rにおいて、それぞれの前記相対遅延時間τ12およびτ12Rをほぼゼロとしたときのブリルアンスペクトルを測定し、測定した該ブリルアンスペクトルのそれぞれをDT(ζ)およびDR(ζ)としたとき、該DT(ζ)とDR(ζ)の関係を利用して、前記位置ｚ0Tにおける補正されたブリルアンスペクトルを求めるデータ処理手段とを有することを特徴とする。
【００３１】
ここで、好ましくは、請求項４の構成において、前記光分岐手段からの一方の出力光である前記第１の光を分岐するための第２の光分岐手段と、該第２の光分岐手段の一方の出力光を入力としてその入力された光の遅延量を変化させて出力する遅延量可変の第２の可変光遅延手段と、該第２の可変光遅延手段より遅延量を変化させた光を入力としてその入力された光を周波数fSD1の変調信号で光強度変調または光位相変調して出力する第１の光変調手段と、前記第２の光分岐手段の他方の出力光を入力として該入力された光の遅延量を変化させて出力する遅延量可変の第３の可変光遅延手段と、該第３の可変光遅延手段により遅延量を変化させた光を入力としてその入力された光を周波数fSD2 (≠ fSD1)の変調信号で光強度変調または光位相変調して出力する第２の光変調手段と、前記第１の光変調手段の出力光と前記第２の光変調手段の出力光とを合流して再び第１の光として出力する第２の光合流手段と、該第２の光合流手段で合流された該第１の光を前記参照媒質および前記被測定媒質に導くとともにそれらの媒質中で後方にブリルアン散乱された光を取り出すための光学手段である第３の光分岐手段とを更に有し、前記測定手段には、前記周波数fSD1, fSD2の同期信号に同期して前記ビート電気信号のパワーを測定する同期検波受信器を含む。
【００３２】
また、好ましくは、請求項３の構成において、前記第１の光を周波数fSD の変調信号で光強度変調または光位相変調する光変調手段を更に有し、前記測定手段には、前記周波数fSD の同期信号に同期して前記ビート電気信号のパワーを測定する同期検波受信器を含む。
【００３３】
【発明の実施の形態】
（発明の原理と作用）
本発明の具体的な実施形態を説明する前に、本発明の理解を容易にするために、本発明の原理および作用を、図面を用いて以下に説明する。
【００３４】
本発明では、前述したように、被測定媒質のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を使用するが、その原理の理解を容易にするために、はじめに、連続発振光として単色光を使用したときの光ファイバ中の後方ブリルアン散乱について説明する。また、その後方ブリルアン散乱を連続発振光と合流させ、その干渉に基づくビート電気信号について説明する。この説明は、本発明の基本となる図１、図２、および図３の構成を用いて行うこととする。図１、図２、および図３は、本発明で基本となる、後方ブリルアン散乱光によるビート電気信号を得るための構成の第１例、第２例、および第３例を説明する図である。図１の符号１７は後述の第２の光を反射する反射ミラーである。
【００３５】
これら図１、図２、図３の構成に示すように、光源１からの出力光を光分岐器２で分岐し、分岐されたその１つである第１の光を、被測定媒体５である光ファイバの一端から入射する。また、光の伝搬方向は、z軸で表す。第１の光は周波数F、伝搬定数はKの単色光であり、+z方向に伝搬しているものとすると、その電界は、E1 exp[ i (2πFt - Kz )]で表される。今、光ファイバ５中には、非常に広い帯域にわたった音響波が熱的に励起されており、その中の１つの成分の周波数を、F-f、速度をVaとすると、
K + k = 2π(F-f ) / Va （４）
の位相整合条件を満足する、周波数がf、伝搬定数がk、伝搬方向方向が−z方向の散乱光、EBS exp[ i (2πf t +k z )]が効率的に発生する。これをブリルアン散乱と言う。
【００３６】
また、上式（４）を満足する周波数差、F-fをνbとすると、これをブリルアン周波数シフトと呼称する。このブリルアン散乱は、以下のように解釈できる。
【００３７】
すなわち、周波数がνbである音響波は光弾性効果により、光ファイバの屈折率をその長さ方向に変調するため、第１の光と同じ方向（+z方向）に進み、かつそのピッチがVa /νbである回折格子を光ファイバ中に形成する。この移動する回折格子により、周波数Fの第１の光の一部は、周波数νb =F-fだけドップラーシフトを受けて後方散乱され、周波数fの光となる。
【００３８】
この後方ブリルアン散乱光を、図１、図２、図３の構成が示すように、分岐された他の光である第２の光と合流させ、これを光検出器７で検出することを考える。後方ブリルアン散乱光は上述のように周波数がνbだけシフトされたものであるので、光検出器７の出力には、周波数がνbのビート電気信号が観測され、そのパワーは、第１の光および第２の光のパワーの積の、｜E1｜2 ｜E2｜2、に比例する。
【００３９】
実際には、音響波の減衰により、後方ブリルアン散乱のパワースペクトル密度は、F-νbを中心とした±Δνb / 2の光周波数範囲で大きくなるので、上述のビート電気信号のパワースペクトル密度PB(ζ)は、次式（５）で与えられるローレンツ型を示す。
PB(ζ) = H (Δνb)2 / { 4 (ζ-νb )2 + (Δνb)2 } （５）
ここでζは、ビート電気信号の周波数である。Hは、検出系の感度や前述の第１の光および第２の光のパワーに比例した係数であり、ζ=νb、のときのPB(ζ)のピーク値を表す。また、Δνbは前述したようにブリルアンスペクトルの半値全幅である。上式（５）は、ζ= F-f =νとすると、ブリルアンスペクトルを表す上式（１）と、比例係数を除き、一致する。そこで、ここでは、上述のビート電気信号のパワースペクトル密度PB(ζ)もブリルアンスペクトルと呼ぶこととする。また、既に説明したように、光ファイバが石英ガラス製のとき、光源の波長を1.55μmとすると、νbはほぼ11GHz、Δνbはほぼ20MHz、である。
【００４０】
次に、以上説明した単色光を使用したときのブリルアン散乱の理論を基にして、本発明によるところの、被測定媒質のブリルアンスペクトル幅Δνb以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を使用したときのブリルアン散乱について説明する。今、本発明で使用する連続発振光のスペクトルの一例を、図４に示す。ここで第１の光と第２の光はともに同一の連続発振光源１から得たものであり、そのスペクトルの中心周波数、および、半値全幅はともに、それぞれ、Fc 、および、ΔνS ( >Δνb) とする。
【００４１】
まず、第１の光の周波数Fの電界成分E1(F )だけについて考える。このときは、単色光の場合と同様に考えることができるため、F-f =νbのとき、E1(F )の一部は、周波数がνbの音響波により、周波数fの後方ブリルアン散乱光に変換される。またその電界成分EBS (f )は、次式のようにE1(F )に比例する。
EBS (f ) ∝ E1(F ) ∝ ELS(F ) （６．１）
f = F-νb （６．２）
ここで、ELS(F )は、第１の光と第２の光のもととなった光源の出力光の電界成分である。
【００４２】
上式（６．１）と（６．２）は、第１の光の全ての周波数成分に対して成立するので、後方ブリルアン散乱光のスペクトルは、図４に示したように、第１の光の周波数を、−νbだけシフトしたものと見なせる（実際には、音響波の減衰により、図４の破線で示したように、Δνbだけスペクトルは広がるが、簡単のため、この広がりは省略して説明する）。この後方ブリルアン散乱光と、第１の光と同一のスペクトルを有する第２の光（その周波数Fの電界成分をE2(F )とする）を合流させ、光検出器７で電気信号に変換すると、両者のビート電気信号が観測される。
【００４３】
上記の説明から分かるように、両光のスペクトルとも、ΔνS の広がりを持つため、周波数ζのビート電気信号のパワースペクトル密度PB(ζ)は、νbを中心周波数とし、幅は約2ΔνS の非常に広いものとなる。
【００４４】
ビート電気信号の全電力PBTは次式（７）で与えられる。
【００４５】
また、上式（７）の導出に当っては、光源の出力光の異なる周波数成分は互いに独立であることを利用した。上式（７）から分かるように、ビート電気信号の全電力は、第１の光の全パワー｜E1｜2と第２の光の全パワー｜E2｜2の積に比例しており、これは単色光の場合と同じである。しかし、そのスペクトルは、前述の通り、約2ΔνS であり、単色光のときのΔνbに比較して非常に広がっている。そのため、パワースペクトル密度は単色光の場合の約Δνb / (2ΔνS)倍に低下する。ちなみに、Δνb = 20MHz、2ΔνS = 2GHz、を想定すると、この値は、1/100となる。
【００４６】
さらに、以上のビート電気信号のスペクトルは、光ファイバ中で後方にブリルアン散乱される位置に依存せずに得られる。この特徴は、次に説明するが、別のビート電気信号のスペクトルの特徴と大きく異なり、後に明らかになるように本発明において重要な特徴の１つである。
【００４７】
以上のパワースペクトル密度PB(ζ)（これをPBI(ζ)または、単にPBIとする）を導出するにあたり、第１の光および第２の光は、同一の光源１の出力光を分岐して得たものであるとした。しかし、実際には、上記の導出過程からも分かるように、第１の光と第２の光を、独立な別の光源から得た場合でも、PBI(ζ)については同一の結果を得ることができる。実は、本発明のように、第１の光と第２の光を同一の光源から得ている場合には、上記PBIに加え、新たなパワースペクトル密度PBIIが現れるのである。このパワースペクトル密度PBIIの源は、同一の周波数を持つ、複数のビート電気信号の各位相が揃って重なることにより、大きな振幅のビート電気信号が形成されることによるものである。
【００４８】
今、先に、PBIを導出したときと同様に、その電界成分EBS (f )が上式（６）で表される後方ブリルアン散乱光と、電界成分E2(F )がE2(F ) ∝E1(F )である第２の光との干渉によって、光検出器出力に現れるビート電気信号を考える。今、F-f=νbの関係を満たす両光の成分によって光検出器の出力に発生する複数のビート電気信号に着目する。後方ブリルアン散乱光は、第１の光が光ファイバ中でブリルアン散乱されたものであり、またその第１の光と、第２の光は同一光源から得られたものである。したがって、後方ブリルアン散乱光の本来のスペクトル幅Δνbを無視すると、後方ブリルアン散乱光と第２の光はお互いの周波数をνbだけシフトさせただけのものと見なすことが可能であるので、第１の光が光分岐器２から出発して光ファイバを伝搬し、ある位置（以後、この位置を位置z0Tと呼ぶ）で後方にブリルアン散乱され、第２の光と合流して光検出器で電気信号に変換されるまでの遅延時間τ1と、第２の光が光分岐器２から出発して後方ブリルアン散乱光と合流して光検出器７で電気信号に変換されるまでの遅延時間τ2との差である、相対遅延時間τ12=τ1−τ2がゼロとなるときには、後方ブリルアン散乱光と第２の光の各周波数成分間の位相は同期している。
【００４９】
なお、ここで、ブリルアン散乱するときの、音響波との相互作用時に受ける位相変化にも注意する必要がある。しかし、今、本発明で着目して使用する、第１の光の全ての波と相互作用する音響波は、独立して多数存在する中の、周波数νbの音響波だけであるため、全ての波は共通の位相シフトを受けるに過ぎない。したがって、光検出器出力に現れる、周波数νbの複数のビート電気信号は、位相が全て揃って重なり、その振幅は大きくなることが分かる。このように重なり合った周波数νbのビート電気信号のパワーは、以下の式（９）に比例する。
すなわち、周波数νbのビート電気信号のパワーは、前述のPBIの場合のように減少することなく、単色光の場合と同じものが得られる。そのパワースペクトル密度（以後、前述のPBI(ζ)と区別するため、PBII(ζ)、または単にPBIIと記す）も単色光の場合と同じとなる。ただし、注意すべきは、以上の周波数νbのビート電気信号のパワーは、前述の相対遅延時間τ12がゼロとなる光ファイバ中の位置z0Tで後方にブリルアン散乱された光に対してのみ実現されることである。位置z0Tから、距離zだけ離れた位置で第１の光が後方ブリルアン散乱された場合には、周波数の違いから、第２の光と後方ブリルアン散乱光との位相差は、次式（１０）となる。
2π(F−Fc )z /v + 2π(f−fc )z /v = 2π(F−Fc )(2z /v ) （１０）
ここで、vは、光ファイバ中の光速である。この位相差を考慮すると、上式（９）は以下の式（１１）のように修正される。
【００５１】
【００５２】
一般に、｜γ(2z /v )｜2は、z = 0のとき、１であり、｜z｜が大きくなるにつれ急速にゼロに近付くという性質を有する。すなわち、相対遅延時間τ12をゼロとしたときのビート電気信号のパワーは、単色光使用時と同じく大きな値となるが、それが得られる位置は、相対遅延時間τ12がゼロとなる光ファイバ中の後方ブリルアン散乱の位置z0Tの近傍に限られることがわかる。本発明は、この特徴を積極的に活用し、後方ブリルアン散乱された第１の光と、分岐された他方の光である第２の光の相対遅延時間τ12を可変光遅延器を使用して変化させることにより、光ファイバ中の任意の位置のブリルアンスペクトルを測定する。このとき、PBIによるブリルアンスペクトルも重畳されて測定されるが、前述のように、PBIによるブリルアンスペクトルは非常に広帯域であり、ビート電気信号の周波数の違いによるパワー変化は少ないため、測定されるブリルアンスペクトルから、PBIIに基づくものだけを抽出することは比較的容易である。
【００５３】
以上、詳細な計算過程は省略して、本発明の原理のエッセンスのみを説明した。しかし、線幅の広い光源を使用するために、上記後方ブリルアン散乱光の周波数と第２の光の周波数との組み合わせは多数あり、一見、上述したPBIおよびPBII以外のビート電気信号スペクトルも存在するかのように考えられる。そこで、本願の発明者らは厳密な解析を行い、それ以外の大きなビート電気信号スペクトルは存在しないことを明らかにするとともに、本発明によるブリルアンスペクトル分布測定方法および装置において、単位長の光ファイバから後方にブリルアン散乱された光を、第２の光と干渉させたときに得られるビート電気信号のパワースペクトル密度を表す、以下の簡潔な式（１３．１）、（１３．２）を導いた。
【００５４】
なお、光源のスペクトル形状を、半値全幅がΔνSのローレンツ型とすると、次式（１４）となる。
｜γ(2z /v )｜2 = exp{−2πΔνS｜2z /v｜} （１４）
前述したように、位置z0T（z = 0）では｜γ｜2 = 1であるが、z0Tから離れるにしたがい急速にゼロに近付く。そこで、｜γ｜2 = 0.5となるz0Tの両側の点間の距離を、本発明の分布測定における距離分解能Δzrとすると、Δzrは次式（１５）で与えられる（図５を参照）。
Δzr = 0.11 v /ΔνS （１５）
上式（１３．１）、（１３．２）が示すように、本発明による測定法では、後方ブリルアン散乱光と第２の光の干渉による２種類のスペクトル PBI と PBIIが測定される。両スペクトルともスペクトルアナライザ等を使用することにより測定可能である。
【００５５】
上式（１３．１）が示すように、スペクトルPBI(ζ,z ) は光ファイバの長さ方向のどの位置でもほぼ同じである。その帯域は非常に広く、Δνb+ 2ΔνSである。ビート周波数ζがνbのとき、スペクトルPBI(ζ,z )は最大値をとるが、その値は、光源の線幅がブリルアンスペクトル幅に対して無視できるときの値Hの、Δνb / (Δνb+ 2ΔνS)倍に低下している。なお、この係数 Δνb / (Δνb+ 2ΔνS)は、先の本発明のエッセンスの説明時には、Δνb / (2ΔνS) であるとしており、違いがある。この違いは、厳密な解析では、音響波の減衰によるスペクトルの広がり、Δνb を考慮していることに起因する。
【００５６】
さて、以上のPBI(ζ,z )に対して、上式（１３．２）が示すように、スペクトルPBII(ζ,z )は、第１の光による後方ブリルアン散乱光と第２の光との相対遅延時間τ12がゼロとなる散乱の位置z0Tとその近傍のみで、大きな値をとり、その最大値は、Hと一致する。その他の位置では、z0Tから離れるにつれ、式（１４）に従い、指数関数状に急速にゼロに近付く。この様子を図５に示す。図５には、相対遅延時間τ12がゼロとなる位置z0Tにおけるブリルアンスペクトル(a)と、z0Tから徐々に離れた位置におけるブリルアンスペクトル(b)(c)(d)を示している。
【００５７】
以上の本発明により観測されるブリルアンスペクトルPBII(ζ,z )と比較するために、図６に、PMCW法で得られるブリルアン利得のスペクトルを示す。図６では、位相変調され、かつ周波数シフトされた２つの光の相関が最大となる位置z0pm におけるブリルアン利得のスペクトル(a)と、z0pmから徐々に離れた位置におけるブリルアン利得のスペクトル(b)(c)(d)を示している。スペクトルを示す図の横軸は、PMCW法で使われるポンプ光の中心周波数とプローブ光の中心周波数の周波数差νcを示している。
【００５８】
図６から、確かに、PMCW法においても、位置z0pmにおいて、最大利得g0が得られ、その他の位置における利得はg0よりも小さくなることがわかる。しかし、z0pmから徐々に離れたとき、PMCW法のブリルアン利得は、離れる距離に比例して緩慢に減少する（文献[2]を参照）。
【００５９】
一方、本発明のPBII(ζ,z )は、上式（１４）に従い、z0Tから離れるにつれて指数関数状に急速に減少する。これは、本発明が、PMCW法よりもクロストーク特性において格段に優れていることを示している。
【００６０】
さらに、図５と図６の比較から分かるように、PBII(ζ,z )のスペクトル形状は、半値全幅がΔνbのローレンツ型で、位置に依存しないが、PMCW法の利得のスペクトル形状は位置に依存し、その半値全幅は、z0pm からの距離にほぼ比例して増加する。これは、被測定光ファイバの本来のブリルアンスペクトル形状を変形することなく測定するという点において、本発明は、PMCW法に勝っていることを示している。
【００６１】
したがって、本発明では、このようなビート電気信号のスペクトルの特徴を活用し、後方ブリルアン散乱された第１の光と、分岐された他方の光である第２の光の相対遅延時間τ12を可変光遅延器（図７〜図９の符号３を参照）を使用して変化させることにより、光ファイバ中の任意の位置のブリルアンスペクトルを正確に、かつ、光ファイバの片端で光を入出力させるだけで測定することが可能になるように構成している。また、そのときの距離分解能は上式（１５）で与えられる。
【００６２】
実際には、図５から分かるように、本発明では、PBI(ζ,z )による信号、DI (ζ)= C1∫PBI(ζ,z ) dzと、PBII(ζ,z )による信号、DII (ζ)= C1∫PBII(ζ,z ) dzの和、D (ζ)= DI (ζ)+ DII(ζ)が測定される（ここでC1は比例係数）。
したがって、被測定媒質の本来のブリルアンスペクトルを測定するためには、DII (ζ)をD (ζ)から分離、抽出しなければならないことがわかる。しかし、上式（１３．１）、（１３．２）が示唆するように、ΔνS > Δνb とした場合には、ζの違いに対するDI (ζ)の変化は非常に緩やかであるのに比べ、DII (ζ)は急峻な峰上の変化を示す。すなわち、DII (ζ)が大きな値をとるζの範囲においては、DI (ζ)はほぼ一定とみなすことが可能となるので、全体の信号D (ζ)から、その一定値を差し引くことにより、DII (ζ)のみを抽出することが可能である。また、ζの違いに対するDI (ζ)の変化が緩やかではあるが無視できない場合でも、それを、DII (ζ)が大きな値をとるζの範囲以外のデータから、適当なζに関する近似関数を得て、その近似関数を基に、DII (ζ)が大きな値をとるζの範囲におけるDII (ζ)の推定値を得ることは可能である。
【００６３】
そこで、全体の信号D (ζ)から、その推定値を差し引くことにより、DII (ζ)のみを抽出することが可能となる。これらの信号処理は、DI (νb) < DII (νb)または、DI (νb)〜 DII (νb)のときには容易に実行可能である。
【００６４】
しかし、パワースペクトル密度PBI(ζ,z )は、PBII(ζ,z )の最大値に比べて小さいと言えども、光ファイバの全長にわたってほぼ同じ値をとるため、光ファイバが長い場合には、その長さについての積分値であるDIが大きくなり、DI (νb ) >> DII (νb) となる。このときには、前述のような信号処理では誤差が非常に大きくなる。
【００６５】
そこで、本発明では、後述の図８、図９で示すように、被測定光ファイバ５と、ブリルアンスペクトルが既知である参照媒質１１とを光学的に接続して測定を行う。このとき、被測定媒質５中の点で後方ブリルアン散乱された第１の光と、分岐された他方の光である第２の光の相対遅延時間τ12をゼロとなるようにしたときの測定信号をD T (ζ)とし、参照媒質１１中の点で後方ブリルアン散乱された第１の光と分岐された他方の光である第２の光の相対遅延時間τ12Rをゼロとなるようにしたときの測定信号をD R (ζ)としたとき、それらD T (ζ)、D R (ζ)は次式（１６）、（１７）で与えられる。
D T (ζ)= DITR (ζ)+ C1∫T PBII(ζ,z )dz （１６）
D R (ζ)= C2 [DITR (ζ)+ C1∫R PBII(ζ,z )dz ] （１７）
ここで、
DITR(ζ) = C1∫T PBI(ζ,z)dz + C1∫R PBI(ζ,z )dz （１８）
である。また、∫T および∫R は、それぞれ、被測定光ファイバ区間および参照媒質区間における積分を表す。C2は、D T (ζ)およびD R (ζ)とを測定するときの測定系の違いを較正するための比例係数である。同一測定系のときは、C2 =
1、である。
【００６６】
上式（１６）、（１７）から、次式（１９）を得る。
【００６７】
このようにして、本発明では、パワースペクトル密度PBI(ζ,z )の影響を受けることなく、D T (ζ)およびD R (ζ)と上式（１９）の関係を使用することにより、被測定光ファイバのブリルアンスペクトルである、C1∫T PBII(ζ,z )dzを測定することが可能となる。さらに同様にして、第１の光が後方ブリルアン散乱された光と第２の光の相対遅延時間がゼロとなる被測定光ファイバ中の散乱位置を変化させた測定を繰り返すことにより、被測定光ファイバのブリルアンスペクトルの分布の測定が可能となる。
【００６８】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
（第１の実施の形態）
図７に、本発明の第１の実施形態である反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置の構成を示す。この反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置は、光源１と、光分岐器２と、光変調器１０と、可変光遅延器３と、被測定媒質５と、光分岐器６と、光検出器７と、フィルタ８と、同期検波受信器９とを有する。
【００６９】
光源１は、被測定媒質５のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を出力する。光分岐器２は、光源１からの出力光を分岐して、第１の光と第２の光などを出力する。光変調器１０は、その第１の光を周波数fSDの変調信号で変調する。遅延量可変の可変光遅延器３は、上記第２の光を入力とし、その遅延量を変化させて出力する。光分岐器６は、上記第１の光が被測定媒質５の片端５−ａから入射されてその被測定媒質５中で後方にブリルアン散乱された光と、遅延量を変化させた第２の光とを合流させる。光検出器７は、光分岐器６から出力される合流光を電気信号に変換する。フィルタ８は、その電気信号から、上記後方ブリルアン散乱光と上記遅延量を変化させた第２の光との干渉に基づくビート電気信号を選択して通過させる。同期検波受信器９は周波数fSDの同期信号に同期して、そのビート電気信号のパワーを測定する。
【００７０】
光源１には、発光ダイオード、スーパールミネッセントダイオード、光増幅媒質から出力される自然放出光を利用したASE(Amplified Spontaneous Emission)光源、あるいは、それらの光源の出力光を所望の帯域の光フィルタで切り出した連続発振光源などが使用できる。また、線幅の広い半導体レーザなども光源１として使用可能である。
【００７１】
可変光遅延器３は、後方ブリルアン散乱された第１の光と分岐された他方の光である第２の光の相対遅延時間τ12をゼロとなるように設定可能とするものである。可変光遅延器３として、微調用のものは、反射ミラーあるいはプリズム反射器と移動光学ステージの組み合わせなどにより実現できる。また、可変光遅延器３として、粗調用のものは、長さの異なる複数の光ファイバを光スイッチで切り替える方式のものなどが使用可能である。
【００７２】
光検出器７は、後方ブリルアン散乱光と上記第２の光との干渉に基づくビート電気信号を得るためのものである。ビート電気信号の周波数は、ほぼブリルアン周波数シフトνbであり、被測定媒質５が石英系光ファイバの場合には、νb〜11GHzであるので、光検出器７には、非常に周波数が高い信号を受信可能なフォトダイオードなどを使用する。
【００７３】
フィルタ８は、上記ビート電気信号を選択して通過させるものであり、その通過周波数を可変とすることにより、ブリルアンスペクトルの周波数を測定することが可能となる。
【００７４】
光変調器１０は、第１の光により後方ブリルアン散乱された光を同期検波するために、第１の光または後方ブリルアン散乱された光を光強度変調、あるいは光位相変調するものであり、変調周波数fSDが低い場合には、機械式チョッパによる光強度変調器や、圧電素子に光ファイバを巻きつけた光位相変調器などが使用できる。また、変調周波数fSDが高い場合には、音響光学的光変調器やリチウムニオベート結晶などを使用した電界効果型光変調器が光変調器１０として使用できる。
【００７５】
光分岐器６には、光パワースプリッタの他に、光サーキュレータ、あるいは、波長の異なる光を分離して出力する光分波器などが使用可能である。
【００７６】
また、上述のフィルタ８と同期検波受信器９を一体化した測定装置として、スペクトラムアナライザなどが使用可能である。
【００７７】
なお、本発明の実施形態における被測定媒質５が光ファイバの場合には、前述したように、歪みや温度の分布計測が可能となるが、本発明の測定対象は光ファイバに限定されないことは言うまでも無い。これについては、以降、説明する本発明の種々の実施形態についても同様である。
【００７８】
このようにして構成した本発明の第１の実施形態では、光源１の出力光を光分岐器２によって分岐し、被測定媒質５に入射される第１の光と、被測定媒質５からの後方ブリルアン散乱と干渉させるための第２の光を得る。第１の光の一部が被測定媒質５中で後方にブリルアン散乱され、その後方ブリルアン散乱光は、光分岐器２によって光源１からの出力光と分離されて、光分岐器６に導かれる。
【００７９】
一方、第２の光は、可変光遅延器３により所定の遅延量を与えられて、光分岐器６に導かれる。このようにして、光分岐器６に入力され、合流した後方ブリルアン散乱光と第２の光は、干渉を起こし、その干渉によるビート電気信号を光検出器７によって得る。
【００８０】
今、第１の光が被測定媒質５中で後方にブリルアン散乱された位置を、位置ｚ0Tとする。そして、第１の光が光分岐器２から出発して、その位置ｚ0Tにて後方にブリルアン散乱され、光分岐器６で第２の光と合流され、光検出器７に至るまでの遅延時間τ1と、第２の光が光分岐器２から出発して、光分岐器６で上記後方ブリルアン散乱光と合流され、光検出器７に至るまでの遅延時間τ2との差である相対遅延時間τ12=τ1−τ2がゼロとなるように、可変光遅延器３の遅延量を調節したとする。このとき、前述のように、ビート電気信号は大きくなり、そのスペクトルは、前述の式（１３．２）のPBII (ζ,z )で示されるように、上記位置ｚ0Tにおけるブリルアンスペクトルを与える。したがって、このビート電気信号の周波数とパワーとを、フィルタ８を介して同期検波受信器９により測定することにより、あるいは、スペクトルアナライザ（図示しない）などを使用して測定することにより、上記位置z 0Tにおけるブリルアンスペクトルを選択的に測定することができる。
【００８１】
さらに、可変光遅延器３の遅延量を変化させ、同様の測定を繰り返すことにより、被測定媒質５におけるブリルアンスペクトルの空間分布が測定される。なお、大きなビート電気信号PBII (ζ,z )が発生する範囲は、上記のｚ0Tを中心として、上式（１５）に示した幅Δzr の範囲である。したがって、Δzr がブリルアンスペクトル分布測定の空間（距離）分解能を与える。例えば、ΔνS= 2 GHzとすると、被測定媒質５が石英ガラスファイバであるとき、v = 2x108m/sであるから、Δzr = 1.1 cm が実現される。
【００８２】
以上の説明では、PBII (ζ,z )とともに、被測定媒質５の中の全ての位置で発生するPBI (ζ,z )が、PBII (ζ,z )の測定に及ぼす影響は少ないとして無視した。この仮定は、すでに説明したように、被測定媒質５の長さが比較的短く、PBI (ζ,z )による検出信号DI (ζ)と、PBII (ζ,z )による検出信号DII (ζ)とが、DI (νb) < DII(νb) または、DI (νb) 〜 DII (νb)のとき有効である。この仮定が成立しない、DI (νb) >> DII (νb) の場合については、以下の実施形態の中で説明する。
【００８３】
（第２の実施形態）
図８に、本発明の第２の実施形態である、反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置の構成を示す。本実施形態においては、被測定媒質５の片端５−ａに、参照媒質１１を光学的に接続している。この参照媒質１１も含めたものを図７における被測定媒質５とみなせば、図８のその他の構成物品は、図７の構成物品と同一である。１３は同期検波受信器９から出力するデータ（測定信号）を処理して、ブリルアンスペクトル分布測定を行うためのデータ処理装置であって、例えば、パーソナルコンピュータのような汎用の計算機を利用することができる。
【００８４】
ここで参照媒質１１には、そのブリルアンスペクトルが既知のものを使用する。また、参照媒質１１は、測定時間中にそのブリルアンスペクトルが変化することがない安定な媒質、あるいは、不要な応力付与や、温度変化などがない安定環境下においた媒質であるとする。
【００８５】
このようにして構成した本発明の第２の実施形態では、第１の実施形態のときと同様にして、被測定媒質５と参照媒質１１におけるブリルアンスペクトル分布を測定する。このとき、被測定媒質５中の点で後方ブリルアン散乱された第１の光と分岐された他方の光である第２の光の相対遅延時間τ12をゼロとなるようにしたときの測定信号をD T (ζ)とし、参照媒質１１中の点で後方ブリルアン散乱された第１の光と、分岐された他方の光である第２の光の相対遅延時間τ12Rをゼロとなるようにしたときの測定信号をD R (ζ)としたとき、それらD T (ζ)、D R (ζ)は、すでに説明したように、上式（１６）および上式（１７）で与えられる。両測定信号D T (ζ)、D R (ζ)には、ビート電気信号パワーPBI(ζ,z )による不要な測定信号DI (ζ)が含まれるが、それらは共通なため、上式（１９）に示した簡単な計算処理を、データ処理装置１３で実施することにより、ビート電気信号パワーPBII(ζ,z )による求むべき測定信号DII (ζ)を分離、抽出することができる。
【００８６】
以上の説明から分かるように、本実施形態は、DI (νb) >> DII (νb)の場合に特に有効である。
【００８７】
（第３の実施形態）
図９に、本発明の第３の実施形態である、反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置の構成を示す。本実施形態では、第２の光との相対遅延時間がゼロとなる後方ブリルアン散乱光の散乱位置が、被測定媒質５中の点となる光と、参照媒質１１中の点となる光を同時に生成するものである。
【００８８】
そのために、本実施形態では、光分岐器２からの一方の出力光である第１の光を分岐するための光分岐器１４と、この光分岐器１４の一方の出力光を入力としてその入力された光の遅延量を変化させて出力する遅延量可変の可変光遅延器３−１と、この可変光遅延器３−１により遅延量を変化させた光を入力としてその入力された光を周波数fSD1の変調信号で変調して出力する光変調器１０−１と、光分岐器１４の他方の出力光を入力としてその入力された光の遅延量を変化させて出力する遅延量可変の可変光遅延器３−２と、この可変光遅延器３−２により遅延量を変化させた光を入力としてその入力された光を周波数fSD2 (≠ fSD1)の変調信号で変調して出力する光変調器１０−２と、上記の光変調器１０−１の出力光と上記の光変調器１０−２の出力光とを合流して再び第１の光として出力する光分岐器１５と、その合流された第１の光を参照媒質１１および被測定媒質５に導くとともにそれらの媒質中で後方にブリルアン散乱された光を取り出すための光学手段である光分岐器１６とを有しており、さらに、図８におけるその他の構成品も合わせたものを有している。ただし、図９における同期検波受信器９は、変調周波数が異なる（fSD1、fSD2）２種類の信号を検波可能なものとする。
【００８９】
図８の構成と、図９の構成の違いは以下の通りである。図８においては、光分岐器２は、光源１の出力光を第１の光と第２の光に分岐する役割と、第１の光を被測定媒質５に導くと共に、その中で後方にブリルアン散乱された光を取り出すための役割も行う光学手段であったが、図９においては、光分岐器２は、光源１の出力光を第１の光と第２の光に分岐する役割だけを行う光学手段であり、第１の光を被測定媒質５に導くと共に、その中で後方にブリルアン散乱された光を取り出すための役割を果たす光学手段は、上述のように別に設けた光分岐器１６になっていることである。このような構成とすることにより、本実施形態では、異なった遅延量をうけ、かつ、異なった変調周波数（fSD1、および、fSD2。ただし、fSD2≠fSD1 ）で識別された２種類の第１の光を、同時に参照媒質１１と被測定媒質５に入射し、それらの媒質からの後方ブリルアン散乱光を、入射した第１の光から分離して取り出すことが可能となる。
【００９０】
本発明の第３の実施形態は、このような構成となっているため、周波数fSD1で変調された第１の光の一部の光は、被測定媒質５の測定のために使用するとともに、周波数fSD2で変調された第1の光の残りの光は参照媒質１１の測定のために同時に使用することが可能となる。よって、前述のD T (ζ)およびD R (ζ)の測定が同時に可能となる。これにより、D T (ζ)およびD R (ζ)の測定時刻が異なることによる、光源パワーや光源周波数のドリフトなどに起因した測定誤差の発生を抑圧することが可能となる。
【００９１】
（変形例および他の実施形態）
ここで、これまでの本発明の実施形態の説明について、いくつかの補足説明を行う。
【００９２】
まず、可変光遅延器３、可変光遅延器３−１、および可変光遅延器３−２の位置について補足説明する。これらの可変光遅延器の目的は、後方ブリルアン散乱された第１の光と分岐された他方の光である第２の光の相対遅延時間を変化させることであるので、その位置は、図７〜図９に示した位置の他に、光分岐器２から光分岐器６を経由して被測定媒質５の端５−ａに至る光路上の任意の個所、あるいは、光分岐器２から光分岐器６に至る光路上の任意の個所、あるいは光分岐器１６から光分岐器６に至る光路上の任意の個所で良い。
【００９３】
なお、図９における可変光遅延器３−１、および可変光遅延器３−２の何れか一方は、参照媒質１１の測定のために使用することから、参照媒質１１の位置が固定されている場合には、参照媒質１１の測定用の光遅延器の遅延量は可変である必要はないことは言うまでも無い。同様に、図９における可変光遅延器３の遅延量は固定であっても良い。
【００９４】
次に、光変調器１０−１、および光変調器１０−２の位置について補足説明する。これらの光変調器の目的は、第１の光を変調することにあるので、その位置は、図９に示した可変光遅延器の出力側の他に、可変光遅延器の入力側であっても良い。
【００９５】
次に、同期検波受信器９について補足説明する。同期検波受信器９の目的は、光変調器１０を使用して被測定媒質に入射する第１の光を変調周波数fSDで変調することにより、または後方ブリルアン散乱光を直接変調することにより発生する後方ブリルアン散乱光の周波数fSDの成分を同期して検波することにより、信号対雑音電力比を改善し、後方ブリルアン散乱光のパワーを測定することである。
【００９６】
したがって、同期検波より、性能は劣るが、同様な信号対雑音電力比の改善が期待できる、中心周波数fSDの帯域通過型電気フィルタを内蔵した電気信号受信器を、同期検波受信器９の代わりに使用しても良い。この場合には、その電気信号受信器に入力される同期信号は必要ない。また、後方ブリルアン散乱光の大きな信号が得られる場合には、このような同期検波受信器９や、中心周波数fSDの帯域通過型電気フィルタは不用である。この場合には、同期検波受信器９、あるいは、上述の中心周波数fSDの帯域通過型電気フィルタを内蔵した電気信号受信器とペアで使用される、光変調器１０も不用である。
【００９７】
次に、参照媒質１１の位置について補足説明する。参照媒質１１の使用の目的は、参照媒質１１と被測定媒質５と一体化して測定することにより、後方ブリルアン散乱された第１の光と分岐された他方の光である第２の光の相対遅延時間がゼロとなる位置にかかわらず共通して発生する信号（前述のDI (ζ) ）を除去することにある。したがって、その位置は、図８、図９に示した位置の他に、被測定媒質５の他端５−ｂ側であっても良い。また被測定媒質５を分割し、分割したものの中間の位置であっても良い。
【００９８】
次に、光増幅器（図示しない）の使用について補足説明する。本発明で測定する信号は非常に微弱なため、高精度な測定をするためには、光増幅器を使用することが有効である。光増幅器は、図７〜図９における光路上の任意の位置で使用可能である。
【００９９】
次に、ブリルアン周波数シフト、νb = Fc - fc、について補足説明する。これまで、図４に示すように、本発明では第１の光の周波数に対してダウンシフトした後方ブリルアン散乱光を測定するとして説明してきた。実は、このとき、ダウンシフトした後方ブリルアン散乱光だけでなく、アップシフトした後方ブリルアン散乱光も発生する。しかし、いずれの後方ブリルアン散乱光とも、第２の光とのビート電気信号の周波数は同一である。したがって、これまでの説明は、アップシフトした後方ブリルアン散乱光に対しても全く同様に有効である。
【０１００】
最後に、光周波数変換器（図示しない）の使用について説明する。これまでの説明から分かるように、ビート電気信号の周波数は非常に高周波である。そこで、低速のフォトダイオードを使用して、このブリルアンスペクトルを測定可能とするために、光源１の出力光、第１の光、第２の光、または後方ブリルアン散乱光の周波数を変換し、ビート電気信号の周波数を低周波にダウンシフトすることが有効である。このような光周波数変換器の位置は、図７〜図９における、光源１から光分岐器６に至る光路上の任意の個所で良い。また、このような光周波数変換器には、リチウムニオベート結晶などを使用した電界効果型光強度変調器や光位相変調器などが使用できる。なぜなら、光強度変調器や位相変調器の変調により発生させた１つあるいは複数のサイドバンド光は、光変調器に入射した光の周波数を変換したものとみなせるからである。
【０１０１】
また、周波数をシフトさせる音響光学的周波数シフタ（図示しない）も使用可能である。そのシフト量が、被測定媒質５のブリルアン周波数シフトνbに比べ、小さい場合には、その音響光学的光周波数シフタと、光増幅器、および、光分岐回路などをリング状に結び、光を多数回、音響光学的光周波数シフタを通過させ、νb程度の大きな周波数シフトを受けた光を取り出すことの可能なリング光回路（文献[3] K. Shimizu et al.,“Technique for translating light-wave frequency by using an optical ring circuit containing a frequency shifter”, Opt. Lett., vol.17, no.18, pp.1307-1309, Sept. 1992）が使用可能である。
【０１０２】
なお、光周波数変換器を使用した場合には、上述のダウンシフトした後方ブリルアン散乱光とアップシフトした後方ブリルアン散乱光に関するそれぞれのビート電気信号の周波数は異なるようになるため、両者を区別して測定することも可能となる。
【０１０３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、被測定媒質のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を分岐して複数の光を得、これを第１の光と第２の光などとし、第１の光を被測定媒質の一端から入射し、被測定媒質中で後方にブリルアン散乱された光と、上記第２の光を合流させ、その合流光を光検出器で電気信号に変換し、その電気信号に含まれる、後方ブリルアン散乱光と第２の光との干渉によるビート電気信号の周波数とパワーを測定し、このとき、被測定媒質中で後方ブリルアン散乱された第１の光と分岐された他方の光である第２の光との相対遅延時間τ12を変化させて、被測定媒質中の所望の散乱位置ｚ0Tからの後方ブリルアン散乱光に関する相対遅延時間τ12をほぼゼロとすることにより、他の位置よりもその位置ｚ0Tからの後方ブリルアン散乱光に関する上記ビート電気信号を効率的に検出するようにしたため、連続発振光の線幅の逆数に光速を乗じた値で決定される、1m以下の優れた空間分解能でブリルアンスペクトル分布を測定可能となる。
【０１０４】
また、本発明によれば、被測定媒質と光学的に接続された、そのブリルアンスペクトルが既知の参照媒質を設け、その参照媒質中での後方ブリルアン散乱光によるビート電気信号も測定可能となるようにしたため、被測定媒質および参照媒質からの後方ブリルアン散乱光によるそれぞれのビート電気信号に共通して存在する不要な信号を除去し、被測定媒質のブリルアンスペクトルを正確に測定可能となる。
【０１０５】
また、本発明では、従来の高空間分解能ブリルアンスペクトル分布測定技術に比べ、クロストークが少ないため、測定位置の選択特性が格段に向上するとともに、被測定媒質の本来のブリルアンスペクトルを変形することなく測定可能であり、従来技術で必要とされた複雑な計算機による数値演算処理を伴うことなく、格段に高精度なブリルアンスペクトル分布の測定が可能となる。
【０１０６】
さらに、本発明は、被測定媒質の一端のみを使用して光の入出力を行うため、被測定媒質の両端において光を入出力する必要のある従来技術に比べて測定の効率が上がるとともに、測定対象物に関する制約が大幅に緩和される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明で基本となる、後方ブリルアン散乱光によるビート電気信号を得るための構成の第１例を説明する模式図である。
【図２】本発明で基本となる、後方ブリルアン散乱光によるビート電気信号を得るための構成の第２例を説明する模式図である。
【図３】本発明で基本となる、後方ブリルアン散乱光によるビート電気信号を得るための構成の第３例を説明する模式図である。
【図４】本発明で使用する第１の光、第２の光、および後方ブリルアン散乱光のスペクトルの一例を説明する波形図である。
【図５】本発明で測定する後方ブリルアン散乱光による２種類のビート電気信号のスペクトルと、その後方ブリルアン散乱光の散乱位置の関係を示す波形図である。
【図６】従来の高空間分解能ブリルアンスペクトル分布測定技術により測定されるブリルアン利得のスペクトルと、その発生位置の関係を示す波形図である。
【図７】本発明の第１の実施形態の反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第２の実施形態の反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第３の実施形態の反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 光源
２ 光分岐器
３、３−１、３−２ 可変光遅延器
５ 被測定媒質
６ 光分岐器
７、７−１ 光検出器
８ フィルタ
９ 同期検波受信器
１０、１０−１、１０−２ 光変調器
１１ 参照媒質
１３ データ処理装置
１４、１５、１６ 光分岐器
１７ 反射ミラー
Claims (6)
- 被測定媒質のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を光分岐手段により少なくとも第１の光および第２の光に分岐し、
前記第１の光を前記被測定媒質の片端ａから入射し、該入射された第１の光が該被測定媒質中の位置ｚ0Tで後方にブリルアン散乱され、再び該被測定媒質の片端ａに到達して該被測定媒質から出射される第１の光と、前記第２の光とを合流させ、
該合流された光を光検出手段により検出して電気信号に変換し、前記電気信号に含まれる、前記後方にブリルアン散乱された第１の光と前記第２の光との干渉により発生するビート電気信号のパワーおよび周波数ζを測定する方法であって、
前記第１の光が前記光分岐手段から出発して前記被測定媒質中の位置ｚ0Tで後方にブリルアン散乱され、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ1と、前記第２の光が前記光分岐手段から出発して前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ2との差である相対遅延時間τ12=τ1−τ2を変化させ、
該相対遅延時間τ12をほぼゼロとすることにより、他の位置よりも前記位置ｚ0Tで後方に散乱されたブリルアン散乱光と前記第２の光との干渉性を高めて、前記ビート電気信号を選択的に測定することにより、前記位置ｚ0Tにおけるブリルアンスペクトルを測定する
ことを特徴とする反射式ブリルアンスペクトル分布測定方法。 - 被測定媒質のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を光分岐手段により少なくとも第１の光および第２の光に分岐し、
該第１の光を前記被測定媒質の片端ａから入射し、該入射された第１の光が前記被測定媒質中の位置ｚ0Tで後方にブリルアン散乱され、再び前記被測定媒質の片端ａに到達して被測定媒質から出射される第１の光と、前記第２の光とを合流させ、
該合流された光を光検出手段により検出して電気信号に変換し、
前記電気信号に含まれる、前記後方にブリルアン散乱された第１の光と前記第２の光との干渉により発生するビート電気信号のパワーおよび周波数ζを測定する方法であって、
前記第１の光が前記光分岐手段から出発し、前記被測定媒質中の位置ｚ0Tで後方にブリルアン散乱され、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ1と、前記第２の光が前記光分岐手段から出発し、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ2との差である相対遅延時間τ12=τ1−τ2を変化させ、
該相対遅延時間τ12をほぼゼロとすることにより、他の位置よりも前記位置ｚ0Tで後方に散乱されたブリルアン散乱光と前記第２の光との干渉性を高めて、前記ビート電気信号を選択的に測定することにより得られるブリルアンスペクトルDT(ζ)を測定し、
さらに、前記光分岐手段により分岐された第１の光が前記被測定媒質を通って参照媒質に入射され、該第１の光が前記光分岐手段から出発して前記参照媒質中の位置ｚ0Rで後方にブリルアン散乱され、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ1Rと、前記第２の光が前記光分岐手段から出発して前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ2Rとの差である相対遅延時間τ12R=τ1R−τ2Rをほぼゼロとすることにより、他の位置よりも前記参照媒質中の位置ｚ0Rで後方に散乱されたブリルアン散乱光と前記第２の光との干渉性を高めて、両光のビート電気信号を選択的に測定することにより得られるブリルアンスペクトルDR(ζ)を測定し、
かつ前記ブリルアンスペクトルDT(ζ)と前記ブリルアンスペクトルDR(ζ)の関係を利用して、前記位置ｚ0Tにおける補正されたブリルアンスペクトルを求める
ことを特徴とする反射式ブリルアンスペクトル分布測定方法。 - 被測定媒質のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を出力する光源と、
該連続発振光を分岐して少なくとも第１の光と第２の光を出力する光分岐手段と、
該第１の光を前記被測定媒質中に入射させる第１の光学的手段と、
前記被測定媒質中で後方にブリルアン散乱されて該被測定媒質から出力する前記第１の光の少なくとも一部を取り出す第２の光学的手段と、
該第２の光学的手段により取り出された後方にブリルアン散乱された第１の光と、前記第２の光とを合流させる光合流手段と、
該光合流手段によって合流した合流光を電気信号に変える光検出手段と、
前記電気信号を入力信号として、前記後方ブリルアン散乱された第１の光と前記第２の光との干渉により発生するビート電気信号を通過させるフィルタと、
該フィルタを通過したビート電気信号のパワーと周波数ζとを測定する測定手段と、
前記第１の光が前記光分岐手段から出発して、前記被測定媒質中の位置ｚ0Tで後方にブリルアン散乱され、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ1と、前記第２の光が前記光分岐手段から出発して、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ2との差である相対遅延時間τ12=τ1−τ2を変化させる可変光遅延手段とを備え、
かつ、前記相対遅延時間τ12がほぼゼロとなる前記位置ｚ0Tを前記可変光遅延手段により変化させて、前記被測定媒質のブリルアンスペクトル分布を測定することを特徴とする反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置。 - 被測定媒質のブリルアンスペクトル幅以上の広い線幅を有するインコヒーレントな連続発振光を出力する光源と、
該連続発振光を分岐して少なくとも第１の光と第２の光を出力する光分岐手段と、
前記被測定媒質の入出力光を授受する参照媒質と、
前記第１の光を前記被測定媒質中および前記参照媒質に入射させる第１の光学的手段と、
前記被測定媒質中および前記参照媒質中で前記後方にブリルアン散乱された第１の光の少なくとも一部を取り出す第２の光学的手段と、
前記被測定媒質で後方に散乱されたブリルアン散乱光と前記参照媒質で後方に散乱されたブリルアン散乱光とをそれぞれ前記第２の光に合流させる光合流手段と、
該光合流手段により合流した合流光を電気信号に変える光検出手段と、
前記電気信号が入力され、前記被測定媒質中および前記参照媒質中で前記後方にブリルアン散乱された第１の光と、前記第２の光との干渉により発生するビート電気信号を通過させて出力するフィルタと、
前記フィルタを通過したビート電気信号のパワーと周波数ζを測定する測定手段と、
前記第１の光が前記光分岐手段から出発して前記被測定媒質中の位置ｚ0Tで後方にブリルアン散乱され、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ1と前記第２の光が前記光分岐手段から出発して前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ2との差である相対遅延時間τ12=τ1−τ2を変化させ、また、前記第１の光が前記光分岐手段から出発して前記参照媒質中の位置ｚ0Rで後方にブリルアン散乱され、前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ1Rと前記第２の光が前記光分岐手段から出発して前記光検出手段に到達するまでの遅延時間τ2Rとの差である相対遅延時間τ12R=τ1R−τ2Rを調整する、少なくとも１つは可変光遅延手段である１つまたは複数の光遅延手段と、
前記可変光遅延手段により前記被測定媒質中からの後方ブリルアン散乱光に関わる前記相対遅延時間τ12がほぼゼロとなる前記位置ｚ0Tを変化させ、また、前記光遅延手段により前記参照媒質中からの後方ブリルアン散乱光に関わる相対遅延時間τ12Rを前記位置ｚ0Rでほぼゼロとすることにより、前記被測定媒質中の位置ｚ0Tおよび前記参照媒質中の位置 ｚ0Rにおいて、それぞれの前記相対遅延時間τ12およびτ12Rをほぼゼロとしたときのブリルアンスペクトルを測定し、測定した該ブリルアンスペクトルのそれぞれをDT(ζ)およびDR(ζ)としたとき、該DT(ζ)とDR(ζ)の関係を利用して、前記位置ｚ0Tにおける補正されたブリルアンスペクトルを求めるデータ処理手段と
を有することを特徴とする反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置。 - 前記光分岐手段からの一方の出力光である前記第１の光を分岐するための第２の光分岐手段と、
該第２の光分岐手段の一方の出力光を入力としてその入力された光の遅延量を変化させて出力する遅延量可変の第２の可変光遅延手段と、
該第２の可変光遅延手段より遅延量を変化させた光を入力としてその入力された光を周波数fSD1の変調信号で光強度変調または光位相変調して出力する第１の光変調手段と、
前記第２の光分岐手段の他方の出力光を入力として該入力された光の遅延量を変化させて出力する遅延量可変の第３の可変光遅延手段と、
該第３の可変光遅延手段により遅延量を変化させた光を入力としてその入力された光を周波数fSD2 (≠ fSD1)の変調信号で光強度変調または光位相変調して出力する第２の光変調手段と、
前記第１の光変調手段の出力光と前記第２の光変調手段の出力光とを合流して再び第１の光として出力する第２の光合流手段と、
該第２の光合流手段で合流された該第１の光を前記参照媒質および前記被測定媒質に導くとともにそれらの媒質中で後方にブリルアン散乱された光を取り出すための光学手段である第３の光分岐手段とを更に有し、
前記測定手段には、前記周波数fSD1, fSD2 の同期信号に同期して前記ビート電気信号のパワーを測定する同期検波受信器を含む
ことを特徴とする請求項４に記載の反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置。 - 前記第１の光を周波数fSD の変調信号で光強度変調または光位相変調する光変調手段を更に有し、
前記測定手段には、前記周波数fSD の同期信号に同期して前記ビート電気信号のパワーを測定する同期検波受信器を含む
ことを特徴とする請求項３に記載の反射式ブリルアンスペクトル分布測定装置。
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