JP3832106B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用電源のような交流電源を電源として放電灯に高周波電力を与える放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、この種の放電灯点灯装置として特開平５−５６６４７号公報に記載されているものが知られている。上記公報には、図２３に示す回路構成が示されている。この回路において、交流電源Ｖｓは整流器ＤＢにより全波整流され、整流器ＤＢの直流出力端間には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路よりなるインバータ回路が接続され、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はトランジスタとダイオードとを逆並列に接続したものを用いている。また、整流器ＤＢの直流出力端間には、コンデンサＣ３，Ｃ４の直列回路が並列的に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とコンデンサＣ３，Ｃ４の接続点との間には、インダクタＬｒを介して負荷ＬｄとコンデンサＣｒの並列回路が接続される。整流器ＤＢの直流出力端間には、平滑用のコンデンサＣ１と充電用のダイオードＤ２とインダクタＬｒとスイッチング素子Ｑ２とからなる直列回路が接続され、この回路に流れる電流によりコンデンサＣ１が充電される。また、コンデンサＣ１の充電電圧はダイオードＤ１を通してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に印加される。
【０００３】
図２３に示した回路は、以下のように動作する。ここに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は図示していない制御回路により交互にオンオフされ、整流器ＤＢの整流出力電圧またはコンデンサＣ１の充電電圧を電源としてハーフブリッジ型のインバータとして動作し、負荷Ｌｄに高周波電力を供給する。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コンデンサＣ３−スイッチング素子Ｑ１−インダクタＬｒ−負荷ＬｄとコンデンサＣ２との並列回路−コンデンサＣ３の経路に電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、コンデンサＣ４−負荷ＬｄとコンデンサＣ２との並列回路−インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ４を通る経路で電流が流れる。したがって、負荷Ｌｄにはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数の高周波電力が供給される。ここに、コンデンサＣｒとインダクタＬｒとは直列共振回路を構成し、共振作用によりコンデンサＣｒの両端に生じた電圧が負荷Ｌｄに印加される。したがって、スイッチング周波数を制御することにより、負荷Ｌｄへの印加電圧を制御することができる。また、各コンデンサＣ３，Ｃ４はインバータの入力直流電圧を分圧する電源用のコンデンサであり、共振用のコンデンサＣｒに比較して容量が十分に大きく設定されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上述した図２３に示す回路構成は、部品点数が比較的少ないという利点を有しているものの、スイッチング素子Ｑ２がオフになった後の回生電流でダイオードＤ２が導通すると、整流器ＤＢ−コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−負荷Ｌｄ−コンデンサＣ４−整流器ＤＢの経路が形成され、負荷Ｌｄがたとえば蛍光灯のような放電灯であって負性抵抗であるとすると、整流器ＤＢないしコンデンサＣ１の直流電圧に対して限流要素が無くなり、放電灯に過大な電流が流れたり立ち消えしたり、あるいはちらつきのような不安定な動作をするという問題が生じる。
【０００５】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、放電灯を安定に点灯させ、しかも部品点数が少なく低コストである放電灯点灯装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、交流電源を整流する整流器と、少なくとも１個のスイッチング素子を含み直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、平滑用のコンデンサと、前記コンデンサからインバータ回路への給電経路に挿入され前記コンデンサの放電電流が通過する放電用ダイオードと、整流器の直流出力端からインバータ回路への給電経路に挿入された第１のインピーダンス要素と、インバータ回路の出力端と整流器の直流出力端との間に挿入され共振回路と放電灯とを含む負荷回路およびインダクタと、インバータ回路を構成する前記スイッチング素子のオン時に第１のインピーダンス要素と負荷回路の一部とスイッチング素子とを通る経路で前記コンデンサに充電電流を流す充電用ダイオードとを備え、充電用ダイオードとインバータ回路の出力端との間に負荷回路およびインダクタが挿入されるものである。
【０００９】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記インダクタが、負荷回路に含まれる共振回路の構成要素として兼用されているものである。
【００１０】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、前記インダクタが、負荷回路に含まれる共振回路とは別に設けられているものである。
【００１１】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記インバータ回路を高周波で交互にオンオフされる２個のスイッチング素子の直列回路としたものである。
【００１２】
請求項５の発明は、請求項１の発明において、前記インバータ回路が、高周波でオンオフされるスイッチング素子と第２のインダクタとの直列回路を含むものである。
【００１３】
請求項６の発明は、請求項１の発明において、第１のインピーダンス要素が、整流器から前記コンデンサへの充電電流が通過可能な極性に接続されたダイオードと、ダイオードと並列に接続されたコンデンサとからなるものである。
【００１４】
請求項７の発明は、請求項１の発明において、前記第１のインピーダンス要素が第３のインダクタよりなるものである。
【００１５】
請求項８の発明は、交流電源を整流する整流器と、少なくとも１個のスイッチング素子を含み直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、平滑用のコンデンサと、前記コンデンサからインバータ回路への給電経路に挿入され前記コンデンサの放電電流が通過する放電用ダイオードと、整流器の直流出力端からインバータ回路への給電経路に挿入された第１のインピーダンス要素と、インバータ回路の出力端と整流器の直流出力端との間に１次巻線が挿入され２次側に放電灯が接続されるトランスと共振回路とを含む負荷回路およびインダクタと、インバータ回路を構成する前記スイッチング素子のオン時に第１のインピーダンス要素と負荷回路の一部とスイッチング素子とを通る経路で前記コンデンサに充電電流を流す充電用ダイオードとを備え、充電用ダイオードとインバータ回路の出力端との間に負荷回路およびインダクタが挿入されるものである。
【００１７】
請求項９の発明は、請求項８の発明において、第１のインピーダンス要素の一部の構成要素が整流器の直流出力端間に接続されるものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
（基本回路１）
図１（ａ）は以下に実施の形態として説明する回路の基本構成である。この回路では、交流電源Ｖｓをダイオードブリッジのような整流器ＤＢにより全波整流し、整流器ＤＢの直流出力端間にインピーダンス要素Ｚ１を介して平滑用のコンデンサＣ１とダイオードＤ１との直列回路が接続してある。コンデンサＣ１とダイオードＤ１との直列回路にはバイパス用のコンデンサＣｆが並列接続される。ダイオードＤ１はコンデンサＣ１の電荷を放電させる極性に接続されている。コンデンサＣｆの両端間にはインバータ回路ＩＮＶが接続され、インバータ回路ＩＮＶの出力端ｂには共振用のインダクタＬｒを介して、放電灯Ｌａとインピーダンス要素Ｚ２とコンデンサＣａとの直列回路が接続され、コンデンサＣａの一端は整流器ＤＢとインピーダンス要素Ｚ１との接続点に接続される。また、インピーダンス要素Ｚ２は両端間で直流電流が通過するようにインダクタを備える。
【００１９】
インバータ回路ＩＮＶは、たとえば交互にオンオフされる一対のスイッチング素子の直列回路からなり、この直列回路をコンデンサＣｆに並列接続するとともに、両スイッチング素子の接続点をインバータ回路ＩＮＶの出力端ｂとしたものを採用することができる。放電灯ＬａにはインダクタＬｒとともに共振回路を構成するコンデンサＣｒが並列に接続され、これらによって負荷回路が構成される。また、インピーダンス要素Ｚ１にはダイオードＤｉが並列接続される。このダイオードＤｉは整流器ＤＢからコンデンサＣ１に充電電流を流す極性に接続される。コンデンサＣａとインピーダンス要素Ｚ２との接続点はダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１とダイオードＤ１との接続点ｃ’に接続されている。ダイオードＤ２はコンデンサＣ１に充電電流を流す極性に接続され、コンデンサＣａとインピーダンス要素Ｚ２との接続点ｃ’の電位を、コンデンサＣ１とダイオードＤ１との接続点の電位にクランプする機能を有する。
【００２０】
次に動作を説明する。整流器ＤＢの出力電圧がコンデンサＣ１の両端電圧よりも高くかつインバータ回路ＩＮＶの出力端ｂの電位が整流器ＤＢの負極電位になっている期間には、ダイオードＤ２が導通し、整流器ＤＢ−コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−インダクタＬｒ−インバータ回路ＩＮＶ−整流器ＤＢの経路でコンデンサＣ１に充電電流が流れる。つまり、インダクタＬｒと放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）とインピーダンス要素Ｚ２との直列回路の両端電圧は、整流器ＤＢ、ダイオードＤｉ，Ｄ２、インバータ回路ＩＮＶなどでの電圧降下を無視すれば、（交流電源Ｖｓの電圧Ｖａｃの絶対値）−（コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１）になる。また、コンデンサＣａの両端電圧（点ａと点ｃ’との間の電圧）は、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１にほぼ等しい一定値にクランプされる。この状態における等価回路を示すと図１（ｂ）のようになる。したがって、コンデンサＣ１の両端電圧よりも整流器ＤＢの出力電圧が高い期間であってコンデンサＣ１に充電電流が流れるときには、インピーダンス要素Ｚ２と放電灯ＬａとインダクタＬｒとの直列回路に印加される電圧が、整流器ＤＢの出力電圧よりも大幅に低下する。
【００２１】
その結果、インピーダンス要素Ｚ２として直流を通過させないものを用いていると、コンデンサＣ１に充電電流が流れる期間には放電灯Ｌａへの印加電圧が整流器ＤＢの出力電圧よりも低くなり、ランプ電流を遮断するようにインピーダンスが増加する。このようなインピーダンスの変化によって放電灯Ｌａにおける放電が不安定になり、ちらつきや立ち消えを生じることになる。そこで、インピーダンス要素Ｚ２として直流の通過を許す構成を採用することによって、コンデンサＣａの両端電圧がクランプされても放電灯Ｌａに電流を流し続けることを可能にし、コンデンサＣ１の両端電圧よりも整流器ＤＢの出力電圧が高い期間であってコンデンサＣ１に充電電流が流れるときに生じる放電灯Ｌａの放電の不安定を改善しているのである。ここに、インピーダンス要素Ｚ２にインダクタを使用し、インダクタＬｒとして機能させればインダクタＬｒを省略することが可能である。
【００２２】
なお、インバータ回路ＩＮＶの出力端ｂの電位が整流器ＤＢの負極電位になる期間には整流器ＤＢ−コンデンサＣａ−インピーダンス要素Ｚ２−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒ−インバータ回路ＩＮＶ−整流器ＤＢの経路に電流が流れるから、インバータ回路ＩＮＶの出力端ｂの電位の変化により交流電源Ｖｓから高周波的に入力電流を流すことができ、交流電源Ｖｓと整流器ＤＢとの間に高周波阻止用の小規模のフィルタを設けるだけで入力電流波形を比較的滑らかにすることができ、入力電流歪を抑制することができる。
【００２３】
（参考回路）
図２に示す回路は、ほとんどの部分は基本回路１と共通している。すなわち、交流電源Ｖｓをダイオードブリッジのような整流器ＤＢにより全波整流し、整流器ＤＢの直流出力端間にインピーダンス要素Ｚ１を介して平滑用のコンデンサＣ１とダイオードＤ１との直列回路を接続してある。コンデンサＣ１とダイオードＤ１との直列回路にはバイパス用のコンデンサＣｆが並列接続される。ダイオードＤ１はコンデンサＣ１の電荷を放電させる極性に接続されている。コンデンサＣｆの両端間には交流電源Ｖｓの周波数よりも十分に高い周波数の交番電圧を出力するインバータ回路ＩＮＶが接続され、インバータ回路ＩＮＶの出力端ｂには共振用のインダクタＬｒを介して放電灯Ｌａとインピーダンス要素Ｚ２との直列回路が接続され、インピーダンス要素Ｚ２の一端は整流器ＤＢとインピーダンス要素Ｚ１との接続点に接続されている。インピーダンス要素Ｚ２は両端間に直流電流を流す経路が形成されるように構成されたものでありインダクタを用いる。
【００２４】
インバータ回路ＩＮＶは、たとえば交互にオンオフされる一対のスイッチング素子の直列回路からなり、この直列回路をコンデンサＣｆに並列接続するとともに、両スイッチング素子の接続点をインバータ回路ＩＮＶの出力端ｂとしたものを用いることができる。放電灯ＬａにはインダクタＬｒとともに共振回路を構成するコンデンサＣｒが並列に接続される。また、インピーダンス要素Ｚ１にはダイオードＤｉが並列接続される。このダイオードＤｉは整流器ＤＢからコンデンサＣ１に充電電流を流す極性に接続される。インダクタＬｒと放電灯Ｌａとの接続点はダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１とダイオードＤ１との接続点に接続される。ダイオードＤ２はコンデンサＣ１に充電電流を流す極性に接続され、インダクタＬｒと放電灯Ｌａとの接続点の電位を、コンデンサＣ１とダイオードＤ１との接続点の電位にクランプする機能を有する。
【００２５】
図２に示す回路は、基本回路１とはコンデンサＣａの有無およびダイオードＤ２のカソードの接続点の位置が異なる以外は同様の構成を有している。したがって、動作も基本回路１とほぼ同様である。つまり、整流器ＤＢの出力電圧がコンデンサＣ１の両端電圧よりも高くかつインバータ回路ＩＮＶの出力端ｂの電位が整流器ＤＢの負極電位になっている期間には、ダイオードＤ２が導通し、整流器ＤＢ−コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−インダクタＬｒ−インバータ回路ＩＮＶ−整流器ＤＢの経路でコンデンサＣ１に充電電流が流れる。つまり、インダクタＬｒの両端電圧は、整流器ＤＢ、ダイオードＤｉ，Ｄ２、インバータ回路ＩＮＶなどでの電圧降下を無視すれば、（交流電源Ｖｓの電圧Ｖａｃの絶対値）−（コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１）になる。このとき、整流器ＤＢとダイオードＤｉとの接続点ａと、インダクタＬｒにおけるインバータ回路ＩＮＶに接続されていない一端ｃとの間が、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１に相当する一定値にクランプされる。この状態における等価回路を示すと図２（ｂ）のようになる。したがって、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１よりも整流器ＤＢの出力電圧が高い期間であってコンデンサＣ１に充電電流が流れるときには、インピーダンス要素Ｚ２と放電灯Ｌａとの直列回路に印加される電圧がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１にほぼ等しい一定値になる。
【００２６】
上述の動作によって、インピーダンス要素Ｚ２として直流を通過させないものを用いているとすると、コンデンサＣ１に充電電流が流れる期間には、放電灯Ｌａに印加される電圧がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１よりも低くなり、ランプ電流を急激に遮断する方向にインピーダンスが増加する。このようなインピーダンスの変化があると、放電灯Ｌａにおける放電が不安定になり、ちらつきや立ち消えを生じることになる。そこで、本発明ではインピーダンス要素Ｚ２として直流の通過を許す構成を採用することによって、点ａと点ｃとの間がクランプされても放電灯Ｌａに電流を流し続けることを可能にし、コンデンサＣ１の両端電圧よりも整流器ＤＢの出力電圧が高い期間であってコンデンサＣ１に充電電流が流れるときに生じる放電灯Ｌａの放電の不安定を改善しているのである。
【００２７】
なお、インバータ回路ＩＮＶの出力端ｂの電位が整流器ＤＢの負極電位になる期間には整流器ＤＢ−インピーダンス要素Ｚ２−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒ−インバータ回路ＩＮＶ−整流器ＤＢの経路に電流が流れるから、インバータ回路ＩＮＶの出力端ｂの電位の変化により交流電源Ｖｓから高周波的に入力電流を流すことができ、交流電源Ｖｓと整流器ＤＢとの間に高周波阻止用の小規模のフィルタを設けるだけで入力電流波形を比較的滑らかにすることができ、入力電流歪を抑制することができる。
【００２８】
（第１の実施の形態）
図３に示す実施の形態は、図１に示した基本回路１の具体例である。つまり、インバータ回路ＩＮＶを一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路で構成し、インピーダンス要素Ｚ１にはコンデンサＣｉｎを用いている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はオン時には双方向に電流を流すことができ、オフ時には逆方向に電流を流すことができるものを用いる。たとえば、トランジスタのコレクタ−エミッタにダイオードを逆並列に接続してダイオードがオフ時の電流経路を形成するものやＭＯＳＦＥＴを用いることができる。ＭＯＳＦＥＴであればその構造上から形成されるボディダイオードがオフ時の電流経路になる。また、インピーダンス要素Ｚ２はインダクタＬｒと兼用している。両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は図示しない制御回路によって交互にオンオフされる。交流電源Ｖｓは商用電源であって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフの周波数は交流電源Ｖｓの周波数よりも十分に高い周波数に設定される。他の構成は基本回路１に示した通りである。
【００２９】
この回路は、定常状態では図４、図５に示すように動作する。なお、図４、図５においてはコンデンサＣ１の放電経路については省略してあるが、コンデンサＣｆの放電経路とほぼ同様である。図４は整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１よりも高い期間の動作を示し、図５は整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１以下になる期間の動作を示している。図４（ａ）〜（ｇ）の動作および図５（ａ）〜（ｆ）はそれぞれ循環的に繰り返される。また、両図においてはダイオードやスイッチング素子による電圧降下は無視している。
【００３０】
まず、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１よりも高い期間について説明する。このとき、図４（ａ）のようにスイッチング素子Ｑ２がオンであると、整流器ＤＢ−コンデンサＣａ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。コンデンサＣａの充電後には、図４（ｂ）のように、整流器ＤＢ−コンデンサＣｉｎ−コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れた後、図４（ｃ）のように、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉ−コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。図４（ｂ）（ｃ）の状態においてコンデンサＣ１が充電され、コンデンサＣａの両端電圧はコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１と同じ値になる。また、インダクタＬｒには直流電流が流れるから、インダクタＬｒがインピーダンス要素Ｚ２として機能し、放電灯Ｌａへの電流を流し続けることができる。つまり、放電灯Ｌａの放電状態が不安定になることがない。こうして図４（ａ）〜（ｃ）のようにスイッチング素子Ｑ２がオンである期間には交流電源Ｖｓから入力電流が流れ込む。
【００３１】
次に、スイッチング素子Ｑ２がオフになり、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、図４（ｄ）のように、インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ１−コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒの経路でインダクタＬｒの蓄積エネルギが放出された後、図４（ｅ）のように、コンデンサＣａ−ダイオードＤｉ−スイッチング素子Ｑ１−インダクタＬｒ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−コンデンサＣａの経路でコンデンサＣａの電荷が放出される。
【００３２】
この状態でスイッチング素子Ｑ１がオフになり、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、コンデンサＣａとインダクタＬｒとが起電力となり、図４（ｆ）のように、コンデンサＣａ−ダイオードＤｉ−コンデンサＣｆ−スイッチング素子Ｑ２−インダクタＬｒ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−コンデンサＣａの経路で電流が流れた後、図４（ｇ）のように、コンデンサＣｉｎ−コンデンサＣａ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣｆ−コンデンサＣｉｎの経路で、コンデンサＣｉｎとコンデンサＣｆとの電荷が放出される。こうしてコンデンサＣｉｎとコンデンサＣｆとの直列回路の両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧よりも下がると、図４（ａ）の状態に戻って上述の動作を繰り返す。
【００３３】
上述の説明から明らかなように、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１よりも整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜のほうが高い期間において、図４（ａ）〜（ｄ）のようにインダクタＬｒの存在によって放電灯Ｌａに電流を流し続けることができ、コンデンサＣ１を充電しつつも放電灯Ｌａの安定点灯状態を確保することができるのである。
【００３４】
一方、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１以下である期間には、図５（ａ）のようにスイッチング素子Ｑ２がオンになると、整流器ＤＢ−コンデンサＣａ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。この期間にはダイオードＤｉは導通せず、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜とコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１との差の電圧がコンデンサＣｉｎに印加される。
【００３５】
次に、図５（ｂ）のように、スイッチング素子Ｑ１がオンになり、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、整流器ＤＢ−コンデンサＣａ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ１−コンデンサＣｆ−整流器ＤＢの経路で電流が流れ、コンデンサＣａが充電されてインダクタＬｒのエネルギが放出されると、図５（ｃ）のように、コンデンサＣａ−コンデンサＣｉｎ−スイッチング素子Ｑ１−インダクタＬｒ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−コンデンサＣａの経路に電流が流れた後、図５（ｄ）のように、コンデンサＣａ−ダイオードＤｉ−スイッチング素子Ｑ１−インダクタＬｒ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−コンデンサＣａの経路に電流が流れるようになる。
【００３６】
この状態においてスイッチング素子Ｑ１がオフになり、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、図５（ｅ）のように、コンデンサＣａ−ダイオードＤｉ−コンデンサＣｆ−スイッチング素子Ｑ２−インダクタＬｒ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−コンデンサＣａの経路で電流が流れ、コンデンサＣａの放電後には、図５（ｆ）のように、コンデンサＣｉｎ−コンデンサＣａ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣｆ−コンデンサＣｉｎの経路で、コンデンサＣｉｎとコンデンサＣｆとの電荷が放出される。こうしてコンデンサＣｉｎとコンデンサＣｆとの直列回路の両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧よりも下がると、図５（ａ）の状態に戻って上述の動作を繰り返すのである。
【００３７】
上述の説明から明らかなように、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１以下である期間にも図５（ａ）（ｂ）のように交流電源Ｖｓから入力電流が流れる期間があり、このことによって入力電流を高周波的に流すことが可能になり、入力電流歪を容易に抑制することができる。しかも、入力電流は交流電源Ｖｓの電圧にほぼ比例するから高力率を維持することが可能である。
【００３８】
（第２の実施の形態）
本実施形態は、図６に示すように、第１の実施の形態において放電灯ＬａにコンデンサＣｃを直列接続したものである。つまり、コンデンサＣｒは放電灯ＬａとコンデンサＣｃとの直列回路に並列接続される。他の構成は第１の実施の形態と同様である。
【００３９】
この構成では、コンデンサＣｃにより直流成分が除去され放電灯Ｌａのランプ電流から直流バイアス成分が除去されるから、カタホレシス現象のような不都合が生じるのを抑制することができる。コンデンサＣｃをインダクタＬｒと直列に接続し、コンデンサＣｃとインダクタＬｒとの直列回路に放電灯ＬａとコンデンサＣｒとの並列回路を接続しても同様に機能する。
【００４０】
（第３の実施の形態）
本実施形態は、図７に示すように、第２の実施の形態において、コンデンサＣａにダイオードＤａを並列接続したものである。ダイオードＤａは整流器ＤＢの正極にカソードを接続する形でコンデンサＣａと並列接続される。したがって、このダイオードＤａはコンデンサＣａの電圧振幅を制限する機能を有する。
【００４１】
さらに具体的に説明する。ダイオードＤａがないものとすると、インバータ回路ＩＮＶの動作中にはコンデンサＣａにおける整流器ＤＢの正極側よりもダイオードＤ２との接続点側のほうが電位が高くなることがある。この場合、コンデンサＣａの電荷が抜かれ、コンデンサＣａの両端電圧の極性が反転した後に、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１とコンデンサＣａの両端電圧が等しくなるまでコンデンサＣ１の充電は開始されない。これに対して、本実施形態では、ダイオードＤａを設けたことによって、コンデンサＣａの両端のうちダイオードＤ２側の電位が高くなるとダイオードＤａが導通するから、この極性におけるコンデンサＣａの電圧振幅が制限され、結果的にコンデンサＣａの両端電圧の極性が反転してコンデンサＣ１の充電が開始されるまでの時間が短縮されることになる。つまり、ダイオードＤ２の導通時間が長くなり、第２の実施の形態に比較してコンデンサＣ１の充電期間を長くすることが可能になる。要するに、コンデンサＣ１を十分に充電してコンデンサＣ１に必要な両端電圧を確保しやすくなる。他の構成および動作は第２の実施の形態と同様である。
【００４２】
（第４の実施の形態）
本実施形態は、図８に示すように、第１の実施の形態においてダイオードＤ１とコンデンサＣ１との位置を入れ替え、ダイオードＤ２の接続極性を逆にしたものである。したがって、第１の実施の形態では主としてスイッチング素子Ｑ２のオン時にコンデンサＣ１が充電されたのに対して、本実施形態では主としてスイッチング素子Ｑ１のオン時にコンデンサＣ１が充電されることになる。したがって、ダイオードＤ２が導通する際には、放電灯ＬａとインダクタＬｒとの直列回路には、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜とコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１との差の電圧が印加される。ここに、インダクタＬｒの作用によって放電灯Ｌａには電流が引き続き流れるから、放電灯Ｌａは安定点灯を継続する。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。また、第２の実施の形態のようにコンデンサＣｃを設けたり、第３の実施の形態のようにコンデンサＣｃとダイオードＤａとを設けたりしてもよい。
【００４３】
（第５の実施の形態）
本実施形態は、図９に示すように、インバータ回路ＩＮＶとして、１個のスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１に直列接続された並列共振回路とを備えるものを用いている。並列共振回路はインダクタＬｓとコンデンサＣｓとの並列回路であって、スイッチング素子Ｑ１をオンオフさせることによって、スイッチング素子Ｑ３と並列共振回路との接続点の電位を交番させるものである。つまり、ここではいわゆる電圧共振型の１石式インバータ回路を用いている。インバータ回路ＩＮＶの構成以外は第１の実施の形態と同様であって、同様に動作する。また、本実施形態においても第２の実施の形態や第３の実施の形態の技術を適用することが可能である。
【００４４】
（第６の実施の形態）
本実施形態は、図１０に示すように、第１の実施の形態におけるコンデンサＣｉｎとダイオードＤｉとの並列回路に代えてインダクタＬｉを接続したものである。要するにインピーダンス要素Ｚ１としてインダクタＬｉを用いているのである。このインピーダンス要素Ｚ１は、上述の説明から明らかなように、入力電流歪を抑制し、また力率の低下を抑制する効果をもたらす。
【００４５】
本実施形態の構成においても第１の実施の形態と同様に、ダイオードＤ２が導通してコンデンサＣ１が充電される際に、インダクタＬｒの作用により放電灯Ｌａに電流を流し続けることができて放電灯Ｌａの安定点灯状態を維持することができる。しかも、本実施形態ではインダクタＬｉを設けていることによって、このインダクタＬｉによっても放電灯Ｌａに電流を流し続けることができて、安定な放電点灯が可能になる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様であり、本実施形態においても第２の実施の形態や第３の実施の形態の構成を適用することが可能である。
【００４６】
（第７の実施の形態）
本実施形態は、図１１に示すように、第１の実施の形態において、放電灯ＬａとインダクタＬｒとの直列回路に並列接続されるインダクタＬｂを追加したものである。この構成では、コンデンサＣ１の充電経路として、インダクタＬｒを通る経路に加えてインダクタＬｂを通る経路が形成されることになり、コンデンサＣ１の充電電流を確保しやすくなる。しかも、インダクタＬｂを調節すれば、コンデンサＣ１の充電電流を任意かつ容易に調節することができる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。また、本実施形態においても第２の実施の形態や第３の実施の形態の技術を適用することができる。
【００４７】
（第８の実施の形態）
本実施形態は、図１２に示すように、第１の実施の形態における放電灯ＬａとインダクタＬｒとの直列回路に代えて、トランスＴ１の１次巻線をインバータ回路ＩＮＶとコンデンサＣａとの間に接続し、トランスＴ１の２次巻線にインダクタＬｒを介して放電灯Ｌａを接続してある。また、放電灯Ｌａのフィラメントにおける非電源側端間にコンデンサＣｒを接続してある。本実施形態の構成は図１に示した基本回路１の構成に完全には一致しないが、トランスＴ１の１次巻線がインピーダンス要素Ｚ２として機能するものである。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフすることによってハーフブリッジ型のインバータ回路として動作する。
【００４８】
次に動作を説明する。以下ではコンデンサＣ１に充電電流を流すことができる期間と、コンデンサＣ１が放電する期間とに分けて説明する。
【００４９】
コンデンサＣ１に充電電流を流すことができるのは、コンデンサＣ１の両端電圧よりも整流器ＤＢの出力電圧が高い期間であって、交流電源Ｖｓの電圧のピーク付近の期間である。この期間には、図１３（ａ）〜（ｆ）のように動作する。なお、図１３は定常時の動作を示している。すなわち、図１３（ａ）のようにスイッチング素子Ｑ２がオンであるときにコンデンサＣｉｎの両端電圧が、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜とコンデンサＣｆの両端電圧との差電圧に達すると、整流器ＤＢ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の１次巻線−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。スイッチング素子Ｑ２がオフになると、図１３（ｂ）のように、整流器ＤＢ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の１次巻線−スイッチング素子Ｑ１−コンデンサＣｆ−整流器ＤＢの経路で電流が流れ、また図１３（ｃ）のように、トランスＴ１−スイッチング素子Ｑ１−コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−トランスＴ１の経路で回生電流が流れる。このように、図１３（ａ）（ｂ）の期間には交流電源Ｖｓから入力電流が流れ、またコンデンサＣ１はトランスＴ１に蓄積されたエネルギの回生電流で充電される。
【００５０】
スイッチング素子Ｑ１のオン時には、図１３（ｄ）のように、コンデンサＣａ−ダイオードＤｉ（コンデンサＣｉｎ）−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線−コンデンサＣａの経路でコンデンサＣａの電荷が放出される。
【００５１】
この状態でスイッチング素子Ｑ１がオフになると、コンデンサＣａとインダクタＬｒとが起電力となり、図１３（ｅ）のように、コンデンサＣａ−ダイオードＤｉ（コンデンサＣｉｎ）−コンデンサＣｆ−スイッチング素子Ｑ２−トランスＴ１の１次巻線−コンデンサＣａの経路で電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２のオンによって、図１３（ｆ）のように、コンデンサＣｉｎ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の１次巻線−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣｆ−コンデンサＣｉｎの経路で、コンデンサＣｉｎとコンデンサＣｆとの電荷が放出される。こうしてコンデンサＣｉｎの両端電厚が、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜とコンデンサＣｆの両端電圧との差電圧に達すると、図１３（ａ）の状態に戻って上述の動作を繰り返す。
【００５２】
上述の説明から明らかなように、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１よりも整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜のほうが高い期間において、トランスＴ１の存在によって放電灯Ｌａに電流を流し続けることができ、コンデンサＣ１を充電しつつも放電灯Ｌａの安定点灯状態を確保することができるのである。
【００５３】
一方、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１以下である期間には、図１４（ａ）のようにスイッチング素子Ｑ２がオンであってコンデンサＣｉｎの両端電圧が、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜とコンデンサＣｆの両端電圧との差電圧に達すると、整流器ＤＢ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の１次巻線−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。
【００５４】
次に、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、図１４（ｂ）のように、整流器ＤＢ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の１次巻線−スイッチング素子Ｑ１−コンデンサＣｆ−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。つまり、図１４（ａ）（ｂ）の状態において交流電源Ｖｓから入力電流を流すことができる。こうしてコンデンサＣａが充電されてインダクタＬｒのエネルギが放出されると、図１４（ｃ）のように、コンデンサＣａ−ダイオードＤｉ（コンデンサＣｉｎ）−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線−コンデンサＣａの経路に電流が流れる。
【００５５】
この状態においてスイッチング素子Ｑ１がオフになると、図１４（ｄ）のようにトランスＴ１−コンデンサＣａ−ダイオードＤｉ（コンデンサＣｉｎ）−コンデンサＣｆ−スイッチング素子Ｑ２−トランスＴ１の経路で、トランスＴ１の回生電流が流れる。その後、図１４（ｄ）のように、コンデンサＣｆ−コンデンサＣｉｎ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の１次巻線−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣｆの経路で、コンデンサＣｉｎとコンデンサＣｆとの電荷が放出され、さらにコンデンサＣｆの両端電圧が低下すると、図１４（ｅ）のようにコンデンサＣ１−コンデンサＣｉｎ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の１次巻線−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ１の経路で電流が流れる。こうしてコンデンサＣｉｎの両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜とコンデンサＣｆの端子電圧との差電圧以上になると、図１４（ａ）の状態に戻って上述の動作を繰り返すのである。
【００５６】
上述の説明から明らかなように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフに伴ってコンデンサＣｉｎが充放電を繰り返し、整流器ＤＢの出力電圧の大小にかかわらず交流電源Ｖｓから入力電流を高周波的に流すことができるから、交流電源Ｖｓと整流器ＤＢとの間に高周波阻止用の小型のフィルタを設けるだけで入力電流歪を抑制することができる。また、上述のように、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜が比較的高い期間にはコンデンサＣ１に充電電流が流れ、比較的低い期間にはコンデンサＣ１から放電電流が流れるのであって、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜が比較的低い期間でも放電灯Ｌａに電流を流すことが可能になり、交流電源Ｖｓの１周期内の電圧変動による放電灯Ｌａの光出力の変動を抑制することができる。
【００５７】
ところで、本実施形態のようにトランスＴ１を用いるとともに２次側に放電灯Ｌａ、共振用のコンデンサＣｒおよび共振用のインダクタＬｒを接続した構成では、トランスＴ１の１次巻線には２次側に流れる負荷電流を巻数比倍した電流も流れるから、インダクタのみを用いる場合に比較すると、コンデンサＣ１への充電電流が増加することになる。したがって、コンデンサＣ１に十分な充電電流を流すことができ、コンデンサＣ１の両端電圧の低下を抑制することができる。このことは、入力電流の流れる期間の増加につながり、結果的に入力電流歪の抑制につながる。また、コンデンサＣ１に流れる充電電流が多くなれば、それだけ出力電力を大きくとることが可能になる。
【００５８】
さらに、他の実施の形態と同様に、ダイオードＤ２の導通時に共振用のインダクタＬｒを通して放電灯Ｌａに電圧が印加されるから、放電灯Ｌａの印加電圧が不安定になることがなく、放電灯Ｌａの立ち消えやちらつきを防止することができ、安定点灯状態を維持することができる。
【００５９】
本実施形態において、図１５のように、トランスＴ１としてリーケージトランスＴ１’を用いるようにすれば、インダクタＬｒをリーケージインダクタによって代用することができ、インダクタＬｒは不要になる。また、図１５に示す構成では整流器ＤＢの直流出力端の正極にダイオードＤｉｍを介してコンデンサＣａおよびダイオードＤｉを接続してある。この構成を採用すれば、部品点数が低減する。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００６０】
（第９の実施の形態）
本実施形態は、図１６に示すように、第８の実施の形態に対して、コンデンサＣ１とダイオードＤ１との位置を入れ替えるとともに、ダイオードＤ２の極性を逆にしたものであって、第１の実施の形態に対する第４の実施の形態の関係と同様のものである。したがって、コンデンサＣ１の充電電流がスイッチング素子Ｑ１ではなくスイッチング素子Ｑ２を通る点で相違するのみであって、他の構成および動作は第８の実施の形態と同様である。
【００６１】
（第１０の実施の形態）
本実施形態は、図１７に示すように、第８の実施の形態の変形例であって、第８の実施の形態ではコンデンサＣａの一端を整流器ＤＢの直流出力端の正極に接続していたのに対して、本実施形態では、整流器ＤＢの直流出力端の負極に接続している。また、コンデンサＣｉｎとダイオードＤｉとの並列回路を、コンデンサＣａとスイッチング素子Ｑ１との間に挿入する代わりに、コンデンサＣａとスイッチング素子Ｑ２との間に挿入してある。ダイオードＤｉはスイッチング素子Ｑ２にアノードが接続される。他の構成は第８の実施の形態と同様であって、同様に動作する。
【００６２】
（第１１の実施の形態）
本実施形態は、図１８に示すように、第８の実施の形態の変形例であって、第１０の実施の形態におけるコンデンサＣ１とダイオードＤ１との位置を入れ替えるとともに、ダイオードＤ２の極性を逆にしたものである。したがって、コンデンサＣ１の充電電流がスイッチング素子Ｑ１ではなくスイッチング素子Ｑ２を通る点で相違するのみであって、他の構成および動作は第１０の実施の形態と同様である。
【００６３】
（第１２の実施の形態）
本実施形態は、図１９に示すように、第８の実施の形態に対してインダクタＬｒをトランスＴ１の２次巻線と直列接続する代わりに１次巻線と直列接続し、またコンデンサＣｉｎを省略するとともに、ダイオードＤｉｍとコンデンサＣｉｍとを追加したものである。ダイオードＤｉｍは整流器ＤＢの直流出力端の正極とコンデンサＣａおよびダイオードＤｉｎの接続点との間に挿入され、コンデンサＣｉｍはダイオードＤｉｍに直列接続されるとともに、コンデンサＣｉｍとダイオードＤｉｍとの直列回路が整流器ＤＢの直流出力端間に接続される。
【００６４】
この構成ではコンデンサＣｉｍがコンデンサＣｉｎと同様に交流電源Ｖｓからの入力電流を高周波的に流す機能を有するものであり、コンデンサＣｉｍの電荷がトランスＴ１の１次巻線を通る経路で放電された後に、交流電源Ｖｓからの入力電流が流れるようになっている点で第８の実施の形態とはやや異なるが、基本的な動作は第８の実施の形態と同様である。この回路構成を採用しても放電灯Ｌａの立ち消えやちらつきを防止することができる。
【００６５】
（参考例１）
本例は、図２０に示すように、図１２に示した第８の実施の形態においてインバータ回路ＩＮＶの出力端に一端を接続したインダクタＬｙを設け、このインダクタＬｙの他端にトランスＴ１の１次巻線を接続するとともに、インダクタＬｙとトランスＴ１の１次巻線との接続点にダイオードＤ２のカソードを接続した構成を有する。他の構成は基本的に第８の実施形態と同様である。
【００６６】
この構成の動作は第８の実施の形態とほぼ同様であるが、コンデンサＣ１の充電電流はインダクタＬｙを通して流れる。この回路構成では、ダイオードＤ２が導通したときに、トランスＴ１−コンデンサＣａ−ダイオードＤｉ−コンデンサＣｆ−ダイオードＤ１−ダイオードＤ２−トランスＴ１の経路に電流が流れるが、インダクタＬｙが設けられていることによって、放電灯Ｌａは安定点灯状態を維持する。他の構成および動作は第８の実施の形態と同様である。
【００６７】
（参考例２）
本例は、図２１に示すように、図２に示した参考回路の具体例である。つまり、インバータ回路ＩＮＶを一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路で構成し、インピーダンス要素Ｚ１にはコンデンサＣｉｎを用いている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はオン時には双方向に電流を流すことができ、オフ時には逆方向に電流を流すことができるものを用いる。たとえば、トランジスタのコレクタ−エミッタにダイオードを逆並列に接続してダイオードがオフ時の電流経路を形成するものやＭＯＳＦＥＴを用いることができる。ＭＯＳＦＥＴであればその構造上から形成されるボディダイオードがオフ時の電流経路になる。また、インピーダンス要素Ｚ２はインダクタＬｚを用いている。両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は図示しない制御回路によって交互にオンオフされる。交流電源Ｖｓは商用電源であって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフの周波数は交流電源Ｖｓの周波数よりも十分に高い周波数に設定される。他の構成は参考回路に示した通りである。
【００６８】
この回路では、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１よりも高い期間において、スイッチング素子Ｑがオンになると、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉ−コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。このとき、整流器ＤＢの出力端およびダイオードＤｉの接続点と、放電灯ＬａおよびインダクタＬｒの接続点との間の電圧はダイオードＤ２によりクランプされて、ほぼ一定に保たれるが、インダクタＬｚが設けられていることによって放電灯Ｌａに電流を流し続けることができ、放電灯Ｌａを安定点灯状態に維持することができる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００６９】
（参考例３）
本例は、図２２に示すように、参考例２におけるインダクタＬｚを抵抗Ｒｚに置き換えたものである。つまり、参考回路においてインダクタＺ２を抵抗Ｒｚとしたものである。このように抵抗Ｒｚを放電灯Ｌａに直列接続している場合も、放電灯Ｌａに電流を流し続けることが可能であり、放電灯Ｌａを安定点灯状態に維持することができる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００７０】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源を整流する整流器と、少なくとも１個のスイッチング素子を含み直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、平滑用のコンデンサと、コンデンサからインバータ回路への給電経路に挿入されコンデンサの放電電流が通過する放電用ダイオードと、整流器の直流出力端からインバータ回路への給電経路に挿入された第１のインピーダンス要素と、インバータ回路の出力端と整流器の直流出力端との間に挿入され共振回路と放電灯とを含む負荷回路およびインダクタと、インバータ回路を構成するスイッチング素子のオン時に第１のインピーダンス要素と負荷回路の一部とスイッチング素子とを通る経路でコンデンサに充電電流を流す充電用ダイオードとを備え、充電用ダイオードとインバータ回路の出力端との間に負荷回路およびインダクタが挿入されるものであり、この構成によれば、放電灯に電流を流し続けることを可能にし、平滑用のコンデンサに充電電流が流れるときに生じる放電灯の放電の不安定を改善することができる。
【００７１】
請求項８の発明は、交流電源を整流する整流器と、少なくとも１個のスイッチング素子を含み直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、平滑用のコンデンサと、コンデンサからインバータ回路への給電経路に挿入されコンデンサの放電電流が通過する放電用ダイオードと、整流器の直流出力端からインバータ回路への給電経路に挿入された第１のインピーダンス要素と、インバータ回路の出力端と整流器の直流出力端との間に１次巻線が挿入され２次側に放電灯が接続されるトランスと共振回路とを含む負荷回路およびインダクタと、インバータ回路を構成するスイッチング素子のオン時に第１のインピーダンス要素と負荷回路の一部とスイッチング素子とを通る経路でコンデンサに充電電流を流す充電用ダイオードとを備え、充電用ダイオードとインバータ回路の出力端との間に負荷回路およびインダクタが挿入されるものであり、この構成によれば、放電灯に電流を流し続けることを可能にし、平滑用のコンデンサに充電電流が流れるときに生じる放電灯の放電の不安定を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本回路１を示し、（ａ）は回路図、（ｂ）は等価回路図である。
【図２】 本発明の参考回路を示し、（ａ）は回路図、（ｂ）は等価回路図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図４】同上の動作説明図である。
【図５】同上の動作説明図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図８】本発明の第４の実施の形態を示す回路図である。
【図９】本発明の第５の実施の形態を示す回路図である。
【図１０】本発明の第６の実施の形態を示す回路図である。
【図１１】本発明の第７の実施の形態を示す回路図である。
【図１２】本発明の第８の実施の形態を示す回路図である。
【図１３】同上の動作説明図である。
【図１４】同上の動作説明図である。
【図１５】同上の変形例を示す回路図である。
【図１６】本発明の第９の実施の形態を示す回路図である。
【図１７】本発明の第１０の実施の形態を示す回路図である。
【図１８】本発明の第１１の実施の形態を示す回路図である。
【図１９】本発明の第１２の実施の形態を示す回路図である。
【図２０】 参考例１を示す回路図である。
【図２１】 参考例２を示す回路図である。
【図２２】 参考例３を示す回路図である。
【図２３】従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
Ｃ１平滑用のコンデンサ
Ｃｉｍ コンデンサ
Ｃｉｎ コンデンサ
Ｃｒ コンデンサ
Ｃｓ コンデンサ
Ｄ１ 放電用のダイオード
Ｄ２ 充電用のダイオード
ＤＢ 整流器
Ｄｉ ダイオード
ＩＮＶ インバータ回路
Ｌａ 放電灯
Ｌｂ インダクタ
Ｌｒ インダクタ
Ｌｓ インダクタ
Ｌｙ インダクタ
Ｌｚ インダクタ
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｒｚ 抵抗
Ｔ１ トランス
Ｖｓ 交流電源
Ｚ１ 第１のインピーダンス要素
Ｚ２ 第２のインピーダンス要素
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用電源のような交流電源を電源として放電灯に高周波電力を与える放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、この種の放電灯点灯装置として特開平５−５６６４７号公報に記載されているものが知られている。上記公報には、図２３に示す回路構成が示されている。この回路において、交流電源Ｖｓは整流器ＤＢにより全波整流され、整流器ＤＢの直流出力端間には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路よりなるインバータ回路が接続され、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はトランジスタとダイオードとを逆並列に接続したものを用いている。また、整流器ＤＢの直流出力端間には、コンデンサＣ３，Ｃ４の直列回路が並列的に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とコンデンサＣ３，Ｃ４の接続点との間には、インダクタＬｒを介して負荷ＬｄとコンデンサＣｒの並列回路が接続される。整流器ＤＢの直流出力端間には、平滑用のコンデンサＣ１と充電用のダイオードＤ２とインダクタＬｒとスイッチング素子Ｑ２とからなる直列回路が接続され、この回路に流れる電流によりコンデンサＣ１が充電される。また、コンデンサＣ１の充電電圧はダイオードＤ１を通してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に印加される。
【０００３】
図２３に示した回路は、以下のように動作する。ここに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は図示していない制御回路により交互にオンオフされ、整流器ＤＢの整流出力電圧またはコンデンサＣ１の充電電圧を電源としてハーフブリッジ型のインバータとして動作し、負荷Ｌｄに高周波電力を供給する。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コンデンサＣ３−スイッチング素子Ｑ１−インダクタＬｒ−負荷ＬｄとコンデンサＣ２との並列回路−コンデンサＣ３の経路に電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、コンデンサＣ４−負荷ＬｄとコンデンサＣ２との並列回路−インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ４を通る経路で電流が流れる。したがって、負荷Ｌｄにはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数の高周波電力が供給される。ここに、コンデンサＣｒとインダクタＬｒとは直列共振回路を構成し、共振作用によりコンデンサＣｒの両端に生じた電圧が負荷Ｌｄに印加される。したがって、スイッチング周波数を制御することにより、負荷Ｌｄへの印加電圧を制御することができる。また、各コンデンサＣ３，Ｃ４はインバータの入力直流電圧を分圧する電源用のコンデンサであり、共振用のコンデンサＣｒに比較して容量が十分に大きく設定されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上述した図２３に示す回路構成は、部品点数が比較的少ないという利点を有しているものの、スイッチング素子Ｑ２がオフになった後の回生電流でダイオードＤ２が導通すると、整流器ＤＢ−コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−負荷Ｌｄ−コンデンサＣ４−整流器ＤＢの経路が形成され、負荷Ｌｄがたとえば蛍光灯のような放電灯であって負性抵抗であるとすると、整流器ＤＢないしコンデンサＣ１の直流電圧に対して限流要素が無くなり、放電灯に過大な電流が流れたり立ち消えしたり、あるいはちらつきのような不安定な動作をするという問題が生じる。
【０００５】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、放電灯を安定に点灯させ、しかも部品点数が少なく低コストである放電灯点灯装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、交流電源を整流する整流器と、少なくとも１個のスイッチング素子を含み直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、平滑用のコンデンサと、前記コンデンサからインバータ回路への給電経路に挿入され前記コンデンサの放電電流が通過する放電用ダイオードと、整流器の直流出力端からインバータ回路への給電経路に挿入された第１のインピーダンス要素と、インバータ回路の出力端と整流器の直流出力端との間に挿入され共振回路と放電灯とを含む負荷回路およびインダクタと、インバータ回路を構成する前記スイッチング素子のオン時に第１のインピーダンス要素と負荷回路の一部とスイッチング素子とを通る経路で前記コンデンサに充電電流を流す充電用ダイオードとを備え、充電用ダイオードとインバータ回路の出力端との間に負荷回路およびインダクタが挿入されるものである。
【０００９】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記インダクタが、負荷回路に含まれる共振回路の構成要素として兼用されているものである。
【００１０】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、前記インダクタが、負荷回路に含まれる共振回路とは別に設けられているものである。
【００１１】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記インバータ回路を高周波で交互にオンオフされる２個のスイッチング素子の直列回路としたものである。
【００１２】
請求項５の発明は、請求項１の発明において、前記インバータ回路が、高周波でオンオフされるスイッチング素子と第２のインダクタとの直列回路を含むものである。
【００１３】
請求項６の発明は、請求項１の発明において、第１のインピーダンス要素が、整流器から前記コンデンサへの充電電流が通過可能な極性に接続されたダイオードと、ダイオードと並列に接続されたコンデンサとからなるものである。
【００１４】
請求項７の発明は、請求項１の発明において、前記第１のインピーダンス要素が第３のインダクタよりなるものである。
【００１５】
請求項８の発明は、交流電源を整流する整流器と、少なくとも１個のスイッチング素子を含み直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、平滑用のコンデンサと、前記コンデンサからインバータ回路への給電経路に挿入され前記コンデンサの放電電流が通過する放電用ダイオードと、整流器の直流出力端からインバータ回路への給電経路に挿入された第１のインピーダンス要素と、インバータ回路の出力端と整流器の直流出力端との間に１次巻線が挿入され２次側に放電灯が接続されるトランスと共振回路とを含む負荷回路およびインダクタと、インバータ回路を構成する前記スイッチング素子のオン時に第１のインピーダンス要素と負荷回路の一部とスイッチング素子とを通る経路で前記コンデンサに充電電流を流す充電用ダイオードとを備え、充電用ダイオードとインバータ回路の出力端との間に負荷回路およびインダクタが挿入されるものである。
【００１７】
請求項９の発明は、請求項８の発明において、第１のインピーダンス要素の一部の構成要素が整流器の直流出力端間に接続されるものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
（基本回路１）
図１（ａ）は以下に実施の形態として説明する回路の基本構成である。この回路では、交流電源Ｖｓをダイオードブリッジのような整流器ＤＢにより全波整流し、整流器ＤＢの直流出力端間にインピーダンス要素Ｚ１を介して平滑用のコンデンサＣ１とダイオードＤ１との直列回路が接続してある。コンデンサＣ１とダイオードＤ１との直列回路にはバイパス用のコンデンサＣｆが並列接続される。ダイオードＤ１はコンデンサＣ１の電荷を放電させる極性に接続されている。コンデンサＣｆの両端間にはインバータ回路ＩＮＶが接続され、インバータ回路ＩＮＶの出力端ｂには共振用のインダクタＬｒを介して、放電灯Ｌａとインピーダンス要素Ｚ２とコンデンサＣａとの直列回路が接続され、コンデンサＣａの一端は整流器ＤＢとインピーダンス要素Ｚ１との接続点に接続される。また、インピーダンス要素Ｚ２は両端間で直流電流が通過するようにインダクタを備える。
【００１９】
インバータ回路ＩＮＶは、たとえば交互にオンオフされる一対のスイッチング素子の直列回路からなり、この直列回路をコンデンサＣｆに並列接続するとともに、両スイッチング素子の接続点をインバータ回路ＩＮＶの出力端ｂとしたものを採用することができる。放電灯ＬａにはインダクタＬｒとともに共振回路を構成するコンデンサＣｒが並列に接続され、これらによって負荷回路が構成される。また、インピーダンス要素Ｚ１にはダイオードＤｉが並列接続される。このダイオードＤｉは整流器ＤＢからコンデンサＣ１に充電電流を流す極性に接続される。コンデンサＣａとインピーダンス要素Ｚ２との接続点はダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１とダイオードＤ１との接続点ｃ’に接続されている。ダイオードＤ２はコンデンサＣ１に充電電流を流す極性に接続され、コンデンサＣａとインピーダンス要素Ｚ２との接続点ｃ’の電位を、コンデンサＣ１とダイオードＤ１との接続点の電位にクランプする機能を有する。
【００２０】
次に動作を説明する。整流器ＤＢの出力電圧がコンデンサＣ１の両端電圧よりも高くかつインバータ回路ＩＮＶの出力端ｂの電位が整流器ＤＢの負極電位になっている期間には、ダイオードＤ２が導通し、整流器ＤＢ−コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−インダクタＬｒ−インバータ回路ＩＮＶ−整流器ＤＢの経路でコンデンサＣ１に充電電流が流れる。つまり、インダクタＬｒと放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）とインピーダンス要素Ｚ２との直列回路の両端電圧は、整流器ＤＢ、ダイオードＤｉ，Ｄ２、インバータ回路ＩＮＶなどでの電圧降下を無視すれば、（交流電源Ｖｓの電圧Ｖａｃの絶対値）−（コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１）になる。また、コンデンサＣａの両端電圧（点ａと点ｃ’との間の電圧）は、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１にほぼ等しい一定値にクランプされる。この状態における等価回路を示すと図１（ｂ）のようになる。したがって、コンデンサＣ１の両端電圧よりも整流器ＤＢの出力電圧が高い期間であってコンデンサＣ１に充電電流が流れるときには、インピーダンス要素Ｚ２と放電灯ＬａとインダクタＬｒとの直列回路に印加される電圧が、整流器ＤＢの出力電圧よりも大幅に低下する。
【００２１】
その結果、インピーダンス要素Ｚ２として直流を通過させないものを用いていると、コンデンサＣ１に充電電流が流れる期間には放電灯Ｌａへの印加電圧が整流器ＤＢの出力電圧よりも低くなり、ランプ電流を遮断するようにインピーダンスが増加する。このようなインピーダンスの変化によって放電灯Ｌａにおける放電が不安定になり、ちらつきや立ち消えを生じることになる。そこで、インピーダンス要素Ｚ２として直流の通過を許す構成を採用することによって、コンデンサＣａの両端電圧がクランプされても放電灯Ｌａに電流を流し続けることを可能にし、コンデンサＣ１の両端電圧よりも整流器ＤＢの出力電圧が高い期間であってコンデンサＣ１に充電電流が流れるときに生じる放電灯Ｌａの放電の不安定を改善しているのである。ここに、インピーダンス要素Ｚ２にインダクタを使用し、インダクタＬｒとして機能させればインダクタＬｒを省略することが可能である。
【００２２】
なお、インバータ回路ＩＮＶの出力端ｂの電位が整流器ＤＢの負極電位になる期間には整流器ＤＢ−コンデンサＣａ−インピーダンス要素Ｚ２−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒ−インバータ回路ＩＮＶ−整流器ＤＢの経路に電流が流れるから、インバータ回路ＩＮＶの出力端ｂの電位の変化により交流電源Ｖｓから高周波的に入力電流を流すことができ、交流電源Ｖｓと整流器ＤＢとの間に高周波阻止用の小規模のフィルタを設けるだけで入力電流波形を比較的滑らかにすることができ、入力電流歪を抑制することができる。
【００２３】
（参考回路）
図２に示す回路は、ほとんどの部分は基本回路１と共通している。すなわち、交流電源Ｖｓをダイオードブリッジのような整流器ＤＢにより全波整流し、整流器ＤＢの直流出力端間にインピーダンス要素Ｚ１を介して平滑用のコンデンサＣ１とダイオードＤ１との直列回路を接続してある。コンデンサＣ１とダイオードＤ１との直列回路にはバイパス用のコンデンサＣｆが並列接続される。ダイオードＤ１はコンデンサＣ１の電荷を放電させる極性に接続されている。コンデンサＣｆの両端間には交流電源Ｖｓの周波数よりも十分に高い周波数の交番電圧を出力するインバータ回路ＩＮＶが接続され、インバータ回路ＩＮＶの出力端ｂには共振用のインダクタＬｒを介して放電灯Ｌａとインピーダンス要素Ｚ２との直列回路が接続され、インピーダンス要素Ｚ２の一端は整流器ＤＢとインピーダンス要素Ｚ１との接続点に接続されている。インピーダンス要素Ｚ２は両端間に直流電流を流す経路が形成されるように構成されたものでありインダクタを用いる。
【００２４】
インバータ回路ＩＮＶは、たとえば交互にオンオフされる一対のスイッチング素子の直列回路からなり、この直列回路をコンデンサＣｆに並列接続するとともに、両スイッチング素子の接続点をインバータ回路ＩＮＶの出力端ｂとしたものを用いることができる。放電灯ＬａにはインダクタＬｒとともに共振回路を構成するコンデンサＣｒが並列に接続される。また、インピーダンス要素Ｚ１にはダイオードＤｉが並列接続される。このダイオードＤｉは整流器ＤＢからコンデンサＣ１に充電電流を流す極性に接続される。インダクタＬｒと放電灯Ｌａとの接続点はダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１とダイオードＤ１との接続点に接続される。ダイオードＤ２はコンデンサＣ１に充電電流を流す極性に接続され、インダクタＬｒと放電灯Ｌａとの接続点の電位を、コンデンサＣ１とダイオードＤ１との接続点の電位にクランプする機能を有する。
【００２５】
図２に示す回路は、基本回路１とはコンデンサＣａの有無およびダイオードＤ２のカソードの接続点の位置が異なる以外は同様の構成を有している。したがって、動作も基本回路１とほぼ同様である。つまり、整流器ＤＢの出力電圧がコンデンサＣ１の両端電圧よりも高くかつインバータ回路ＩＮＶの出力端ｂの電位が整流器ＤＢの負極電位になっている期間には、ダイオードＤ２が導通し、整流器ＤＢ−コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−インダクタＬｒ−インバータ回路ＩＮＶ−整流器ＤＢの経路でコンデンサＣ１に充電電流が流れる。つまり、インダクタＬｒの両端電圧は、整流器ＤＢ、ダイオードＤｉ，Ｄ２、インバータ回路ＩＮＶなどでの電圧降下を無視すれば、（交流電源Ｖｓの電圧Ｖａｃの絶対値）−（コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１）になる。このとき、整流器ＤＢとダイオードＤｉとの接続点ａと、インダクタＬｒにおけるインバータ回路ＩＮＶに接続されていない一端ｃとの間が、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１に相当する一定値にクランプされる。この状態における等価回路を示すと図２（ｂ）のようになる。したがって、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１よりも整流器ＤＢの出力電圧が高い期間であってコンデンサＣ１に充電電流が流れるときには、インピーダンス要素Ｚ２と放電灯Ｌａとの直列回路に印加される電圧がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１にほぼ等しい一定値になる。
【００２６】
上述の動作によって、インピーダンス要素Ｚ２として直流を通過させないものを用いているとすると、コンデンサＣ１に充電電流が流れる期間には、放電灯Ｌａに印加される電圧がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１よりも低くなり、ランプ電流を急激に遮断する方向にインピーダンスが増加する。このようなインピーダンスの変化があると、放電灯Ｌａにおける放電が不安定になり、ちらつきや立ち消えを生じることになる。そこで、本発明ではインピーダンス要素Ｚ２として直流の通過を許す構成を採用することによって、点ａと点ｃとの間がクランプされても放電灯Ｌａに電流を流し続けることを可能にし、コンデンサＣ１の両端電圧よりも整流器ＤＢの出力電圧が高い期間であってコンデンサＣ１に充電電流が流れるときに生じる放電灯Ｌａの放電の不安定を改善しているのである。
【００２７】
なお、インバータ回路ＩＮＶの出力端ｂの電位が整流器ＤＢの負極電位になる期間には整流器ＤＢ−インピーダンス要素Ｚ２−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒ−インバータ回路ＩＮＶ−整流器ＤＢの経路に電流が流れるから、インバータ回路ＩＮＶの出力端ｂの電位の変化により交流電源Ｖｓから高周波的に入力電流を流すことができ、交流電源Ｖｓと整流器ＤＢとの間に高周波阻止用の小規模のフィルタを設けるだけで入力電流波形を比較的滑らかにすることができ、入力電流歪を抑制することができる。
【００２８】
（第１の実施の形態）
図３に示す実施の形態は、図１に示した基本回路１の具体例である。つまり、インバータ回路ＩＮＶを一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路で構成し、インピーダンス要素Ｚ１にはコンデンサＣｉｎを用いている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はオン時には双方向に電流を流すことができ、オフ時には逆方向に電流を流すことができるものを用いる。たとえば、トランジスタのコレクタ−エミッタにダイオードを逆並列に接続してダイオードがオフ時の電流経路を形成するものやＭＯＳＦＥＴを用いることができる。ＭＯＳＦＥＴであればその構造上から形成されるボディダイオードがオフ時の電流経路になる。また、インピーダンス要素Ｚ２はインダクタＬｒと兼用している。両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は図示しない制御回路によって交互にオンオフされる。交流電源Ｖｓは商用電源であって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフの周波数は交流電源Ｖｓの周波数よりも十分に高い周波数に設定される。他の構成は基本回路１に示した通りである。
【００２９】
この回路は、定常状態では図４、図５に示すように動作する。なお、図４、図５においてはコンデンサＣ１の放電経路については省略してあるが、コンデンサＣｆの放電経路とほぼ同様である。図４は整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１よりも高い期間の動作を示し、図５は整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１以下になる期間の動作を示している。図４（ａ）〜（ｇ）の動作および図５（ａ）〜（ｆ）はそれぞれ循環的に繰り返される。また、両図においてはダイオードやスイッチング素子による電圧降下は無視している。
【００３０】
まず、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１よりも高い期間について説明する。このとき、図４（ａ）のようにスイッチング素子Ｑ２がオンであると、整流器ＤＢ−コンデンサＣａ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。コンデンサＣａの充電後には、図４（ｂ）のように、整流器ＤＢ−コンデンサＣｉｎ−コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れた後、図４（ｃ）のように、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉ−コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。図４（ｂ）（ｃ）の状態においてコンデンサＣ１が充電され、コンデンサＣａの両端電圧はコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１と同じ値になる。また、インダクタＬｒには直流電流が流れるから、インダクタＬｒがインピーダンス要素Ｚ２として機能し、放電灯Ｌａへの電流を流し続けることができる。つまり、放電灯Ｌａの放電状態が不安定になることがない。こうして図４（ａ）〜（ｃ）のようにスイッチング素子Ｑ２がオンである期間には交流電源Ｖｓから入力電流が流れ込む。
【００３１】
次に、スイッチング素子Ｑ２がオフになり、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、図４（ｄ）のように、インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ１−コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒの経路でインダクタＬｒの蓄積エネルギが放出された後、図４（ｅ）のように、コンデンサＣａ−ダイオードＤｉ−スイッチング素子Ｑ１−インダクタＬｒ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−コンデンサＣａの経路でコンデンサＣａの電荷が放出される。
【００３２】
この状態でスイッチング素子Ｑ１がオフになり、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、コンデンサＣａとインダクタＬｒとが起電力となり、図４（ｆ）のように、コンデンサＣａ−ダイオードＤｉ−コンデンサＣｆ−スイッチング素子Ｑ２−インダクタＬｒ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−コンデンサＣａの経路で電流が流れた後、図４（ｇ）のように、コンデンサＣｉｎ−コンデンサＣａ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣｆ−コンデンサＣｉｎの経路で、コンデンサＣｉｎとコンデンサＣｆとの電荷が放出される。こうしてコンデンサＣｉｎとコンデンサＣｆとの直列回路の両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧よりも下がると、図４（ａ）の状態に戻って上述の動作を繰り返す。
【００３３】
上述の説明から明らかなように、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１よりも整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜のほうが高い期間において、図４（ａ）〜（ｄ）のようにインダクタＬｒの存在によって放電灯Ｌａに電流を流し続けることができ、コンデンサＣ１を充電しつつも放電灯Ｌａの安定点灯状態を確保することができるのである。
【００３４】
一方、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１以下である期間には、図５（ａ）のようにスイッチング素子Ｑ２がオンになると、整流器ＤＢ−コンデンサＣａ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。この期間にはダイオードＤｉは導通せず、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜とコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１との差の電圧がコンデンサＣｉｎに印加される。
【００３５】
次に、図５（ｂ）のように、スイッチング素子Ｑ１がオンになり、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、整流器ＤＢ−コンデンサＣａ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ１−コンデンサＣｆ−整流器ＤＢの経路で電流が流れ、コンデンサＣａが充電されてインダクタＬｒのエネルギが放出されると、図５（ｃ）のように、コンデンサＣａ−コンデンサＣｉｎ−スイッチング素子Ｑ１−インダクタＬｒ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−コンデンサＣａの経路に電流が流れた後、図５（ｄ）のように、コンデンサＣａ−ダイオードＤｉ−スイッチング素子Ｑ１−インダクタＬｒ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−コンデンサＣａの経路に電流が流れるようになる。
【００３６】
この状態においてスイッチング素子Ｑ１がオフになり、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、図５（ｅ）のように、コンデンサＣａ−ダイオードＤｉ−コンデンサＣｆ−スイッチング素子Ｑ２−インダクタＬｒ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−コンデンサＣａの経路で電流が流れ、コンデンサＣａの放電後には、図５（ｆ）のように、コンデンサＣｉｎ−コンデンサＣａ−放電灯Ｌａ（コンデンサＣｒ）−インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣｆ−コンデンサＣｉｎの経路で、コンデンサＣｉｎとコンデンサＣｆとの電荷が放出される。こうしてコンデンサＣｉｎとコンデンサＣｆとの直列回路の両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧よりも下がると、図５（ａ）の状態に戻って上述の動作を繰り返すのである。
【００３７】
上述の説明から明らかなように、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１以下である期間にも図５（ａ）（ｂ）のように交流電源Ｖｓから入力電流が流れる期間があり、このことによって入力電流を高周波的に流すことが可能になり、入力電流歪を容易に抑制することができる。しかも、入力電流は交流電源Ｖｓの電圧にほぼ比例するから高力率を維持することが可能である。
【００３８】
（第２の実施の形態）
本実施形態は、図６に示すように、第１の実施の形態において放電灯ＬａにコンデンサＣｃを直列接続したものである。つまり、コンデンサＣｒは放電灯ＬａとコンデンサＣｃとの直列回路に並列接続される。他の構成は第１の実施の形態と同様である。
【００３９】
この構成では、コンデンサＣｃにより直流成分が除去され放電灯Ｌａのランプ電流から直流バイアス成分が除去されるから、カタホレシス現象のような不都合が生じるのを抑制することができる。コンデンサＣｃをインダクタＬｒと直列に接続し、コンデンサＣｃとインダクタＬｒとの直列回路に放電灯ＬａとコンデンサＣｒとの並列回路を接続しても同様に機能する。
【００４０】
（第３の実施の形態）
本実施形態は、図７に示すように、第２の実施の形態において、コンデンサＣａにダイオードＤａを並列接続したものである。ダイオードＤａは整流器ＤＢの正極にカソードを接続する形でコンデンサＣａと並列接続される。したがって、このダイオードＤａはコンデンサＣａの電圧振幅を制限する機能を有する。
【００４１】
さらに具体的に説明する。ダイオードＤａがないものとすると、インバータ回路ＩＮＶの動作中にはコンデンサＣａにおける整流器ＤＢの正極側よりもダイオードＤ２との接続点側のほうが電位が高くなることがある。この場合、コンデンサＣａの電荷が抜かれ、コンデンサＣａの両端電圧の極性が反転した後に、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１とコンデンサＣａの両端電圧が等しくなるまでコンデンサＣ１の充電は開始されない。これに対して、本実施形態では、ダイオードＤａを設けたことによって、コンデンサＣａの両端のうちダイオードＤ２側の電位が高くなるとダイオードＤａが導通するから、この極性におけるコンデンサＣａの電圧振幅が制限され、結果的にコンデンサＣａの両端電圧の極性が反転してコンデンサＣ１の充電が開始されるまでの時間が短縮されることになる。つまり、ダイオードＤ２の導通時間が長くなり、第２の実施の形態に比較してコンデンサＣ１の充電期間を長くすることが可能になる。要するに、コンデンサＣ１を十分に充電してコンデンサＣ１に必要な両端電圧を確保しやすくなる。他の構成および動作は第２の実施の形態と同様である。
【００４２】
（第４の実施の形態）
本実施形態は、図８に示すように、第１の実施の形態においてダイオードＤ１とコンデンサＣ１との位置を入れ替え、ダイオードＤ２の接続極性を逆にしたものである。したがって、第１の実施の形態では主としてスイッチング素子Ｑ２のオン時にコンデンサＣ１が充電されたのに対して、本実施形態では主としてスイッチング素子Ｑ１のオン時にコンデンサＣ１が充電されることになる。したがって、ダイオードＤ２が導通する際には、放電灯ＬａとインダクタＬｒとの直列回路には、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜とコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１との差の電圧が印加される。ここに、インダクタＬｒの作用によって放電灯Ｌａには電流が引き続き流れるから、放電灯Ｌａは安定点灯を継続する。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。また、第２の実施の形態のようにコンデンサＣｃを設けたり、第３の実施の形態のようにコンデンサＣｃとダイオードＤａとを設けたりしてもよい。
【００４３】
（第５の実施の形態）
本実施形態は、図９に示すように、インバータ回路ＩＮＶとして、１個のスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１に直列接続された並列共振回路とを備えるものを用いている。並列共振回路はインダクタＬｓとコンデンサＣｓとの並列回路であって、スイッチング素子Ｑ１をオンオフさせることによって、スイッチング素子Ｑ３と並列共振回路との接続点の電位を交番させるものである。つまり、ここではいわゆる電圧共振型の１石式インバータ回路を用いている。インバータ回路ＩＮＶの構成以外は第１の実施の形態と同様であって、同様に動作する。また、本実施形態においても第２の実施の形態や第３の実施の形態の技術を適用することが可能である。
【００４４】
（第６の実施の形態）
本実施形態は、図１０に示すように、第１の実施の形態におけるコンデンサＣｉｎとダイオードＤｉとの並列回路に代えてインダクタＬｉを接続したものである。要するにインピーダンス要素Ｚ１としてインダクタＬｉを用いているのである。このインピーダンス要素Ｚ１は、上述の説明から明らかなように、入力電流歪を抑制し、また力率の低下を抑制する効果をもたらす。
【００４５】
本実施形態の構成においても第１の実施の形態と同様に、ダイオードＤ２が導通してコンデンサＣ１が充電される際に、インダクタＬｒの作用により放電灯Ｌａに電流を流し続けることができて放電灯Ｌａの安定点灯状態を維持することができる。しかも、本実施形態ではインダクタＬｉを設けていることによって、このインダクタＬｉによっても放電灯Ｌａに電流を流し続けることができて、安定な放電点灯が可能になる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様であり、本実施形態においても第２の実施の形態や第３の実施の形態の構成を適用することが可能である。
【００４６】
（第７の実施の形態）
本実施形態は、図１１に示すように、第１の実施の形態において、放電灯ＬａとインダクタＬｒとの直列回路に並列接続されるインダクタＬｂを追加したものである。この構成では、コンデンサＣ１の充電経路として、インダクタＬｒを通る経路に加えてインダクタＬｂを通る経路が形成されることになり、コンデンサＣ１の充電電流を確保しやすくなる。しかも、インダクタＬｂを調節すれば、コンデンサＣ１の充電電流を任意かつ容易に調節することができる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。また、本実施形態においても第２の実施の形態や第３の実施の形態の技術を適用することができる。
【００４７】
（第８の実施の形態）
本実施形態は、図１２に示すように、第１の実施の形態における放電灯ＬａとインダクタＬｒとの直列回路に代えて、トランスＴ１の１次巻線をインバータ回路ＩＮＶとコンデンサＣａとの間に接続し、トランスＴ１の２次巻線にインダクタＬｒを介して放電灯Ｌａを接続してある。また、放電灯Ｌａのフィラメントにおける非電源側端間にコンデンサＣｒを接続してある。本実施形態の構成は図１に示した基本回路１の構成に完全には一致しないが、トランスＴ１の１次巻線がインピーダンス要素Ｚ２として機能するものである。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフすることによってハーフブリッジ型のインバータ回路として動作する。
【００４８】
次に動作を説明する。以下ではコンデンサＣ１に充電電流を流すことができる期間と、コンデンサＣ１が放電する期間とに分けて説明する。
【００４９】
コンデンサＣ１に充電電流を流すことができるのは、コンデンサＣ１の両端電圧よりも整流器ＤＢの出力電圧が高い期間であって、交流電源Ｖｓの電圧のピーク付近の期間である。この期間には、図１３（ａ）〜（ｆ）のように動作する。なお、図１３は定常時の動作を示している。すなわち、図１３（ａ）のようにスイッチング素子Ｑ２がオンであるときにコンデンサＣｉｎの両端電圧が、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜とコンデンサＣｆの両端電圧との差電圧に達すると、整流器ＤＢ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の１次巻線−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。スイッチング素子Ｑ２がオフになると、図１３（ｂ）のように、整流器ＤＢ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の１次巻線−スイッチング素子Ｑ１−コンデンサＣｆ−整流器ＤＢの経路で電流が流れ、また図１３（ｃ）のように、トランスＴ１−スイッチング素子Ｑ１−コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−トランスＴ１の経路で回生電流が流れる。このように、図１３（ａ）（ｂ）の期間には交流電源Ｖｓから入力電流が流れ、またコンデンサＣ１はトランスＴ１に蓄積されたエネルギの回生電流で充電される。
【００５０】
スイッチング素子Ｑ１のオン時には、図１３（ｄ）のように、コンデンサＣａ−ダイオードＤｉ（コンデンサＣｉｎ）−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線−コンデンサＣａの経路でコンデンサＣａの電荷が放出される。
【００５１】
この状態でスイッチング素子Ｑ１がオフになると、コンデンサＣａとインダクタＬｒとが起電力となり、図１３（ｅ）のように、コンデンサＣａ−ダイオードＤｉ（コンデンサＣｉｎ）−コンデンサＣｆ−スイッチング素子Ｑ２−トランスＴ１の１次巻線−コンデンサＣａの経路で電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２のオンによって、図１３（ｆ）のように、コンデンサＣｉｎ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の１次巻線−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣｆ−コンデンサＣｉｎの経路で、コンデンサＣｉｎとコンデンサＣｆとの電荷が放出される。こうしてコンデンサＣｉｎの両端電厚が、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜とコンデンサＣｆの両端電圧との差電圧に達すると、図１３（ａ）の状態に戻って上述の動作を繰り返す。
【００５２】
上述の説明から明らかなように、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１よりも整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜のほうが高い期間において、トランスＴ１の存在によって放電灯Ｌａに電流を流し続けることができ、コンデンサＣ１を充電しつつも放電灯Ｌａの安定点灯状態を確保することができるのである。
【００５３】
一方、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１以下である期間には、図１４（ａ）のようにスイッチング素子Ｑ２がオンであってコンデンサＣｉｎの両端電圧が、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜とコンデンサＣｆの両端電圧との差電圧に達すると、整流器ＤＢ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の１次巻線−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。
【００５４】
次に、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、図１４（ｂ）のように、整流器ＤＢ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の１次巻線−スイッチング素子Ｑ１−コンデンサＣｆ−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。つまり、図１４（ａ）（ｂ）の状態において交流電源Ｖｓから入力電流を流すことができる。こうしてコンデンサＣａが充電されてインダクタＬｒのエネルギが放出されると、図１４（ｃ）のように、コンデンサＣａ−ダイオードＤｉ（コンデンサＣｉｎ）−スイッチング素子Ｑ１−トランスＴ１の１次巻線−コンデンサＣａの経路に電流が流れる。
【００５５】
この状態においてスイッチング素子Ｑ１がオフになると、図１４（ｄ）のようにトランスＴ１−コンデンサＣａ−ダイオードＤｉ（コンデンサＣｉｎ）−コンデンサＣｆ−スイッチング素子Ｑ２−トランスＴ１の経路で、トランスＴ１の回生電流が流れる。その後、図１４（ｄ）のように、コンデンサＣｆ−コンデンサＣｉｎ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の１次巻線−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣｆの経路で、コンデンサＣｉｎとコンデンサＣｆとの電荷が放出され、さらにコンデンサＣｆの両端電圧が低下すると、図１４（ｅ）のようにコンデンサＣ１−コンデンサＣｉｎ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の１次巻線−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ１の経路で電流が流れる。こうしてコンデンサＣｉｎの両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜とコンデンサＣｆの端子電圧との差電圧以上になると、図１４（ａ）の状態に戻って上述の動作を繰り返すのである。
【００５６】
上述の説明から明らかなように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフに伴ってコンデンサＣｉｎが充放電を繰り返し、整流器ＤＢの出力電圧の大小にかかわらず交流電源Ｖｓから入力電流を高周波的に流すことができるから、交流電源Ｖｓと整流器ＤＢとの間に高周波阻止用の小型のフィルタを設けるだけで入力電流歪を抑制することができる。また、上述のように、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜が比較的高い期間にはコンデンサＣ１に充電電流が流れ、比較的低い期間にはコンデンサＣ１から放電電流が流れるのであって、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜が比較的低い期間でも放電灯Ｌａに電流を流すことが可能になり、交流電源Ｖｓの１周期内の電圧変動による放電灯Ｌａの光出力の変動を抑制することができる。
【００５７】
ところで、本実施形態のようにトランスＴ１を用いるとともに２次側に放電灯Ｌａ、共振用のコンデンサＣｒおよび共振用のインダクタＬｒを接続した構成では、トランスＴ１の１次巻線には２次側に流れる負荷電流を巻数比倍した電流も流れるから、インダクタのみを用いる場合に比較すると、コンデンサＣ１への充電電流が増加することになる。したがって、コンデンサＣ１に十分な充電電流を流すことができ、コンデンサＣ１の両端電圧の低下を抑制することができる。このことは、入力電流の流れる期間の増加につながり、結果的に入力電流歪の抑制につながる。また、コンデンサＣ１に流れる充電電流が多くなれば、それだけ出力電力を大きくとることが可能になる。
【００５８】
さらに、他の実施の形態と同様に、ダイオードＤ２の導通時に共振用のインダクタＬｒを通して放電灯Ｌａに電圧が印加されるから、放電灯Ｌａの印加電圧が不安定になることがなく、放電灯Ｌａの立ち消えやちらつきを防止することができ、安定点灯状態を維持することができる。
【００５９】
本実施形態において、図１５のように、トランスＴ１としてリーケージトランスＴ１’を用いるようにすれば、インダクタＬｒをリーケージインダクタによって代用することができ、インダクタＬｒは不要になる。また、図１５に示す構成では整流器ＤＢの直流出力端の正極にダイオードＤｉｍを介してコンデンサＣａおよびダイオードＤｉを接続してある。この構成を採用すれば、部品点数が低減する。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００６０】
（第９の実施の形態）
本実施形態は、図１６に示すように、第８の実施の形態に対して、コンデンサＣ１とダイオードＤ１との位置を入れ替えるとともに、ダイオードＤ２の極性を逆にしたものであって、第１の実施の形態に対する第４の実施の形態の関係と同様のものである。したがって、コンデンサＣ１の充電電流がスイッチング素子Ｑ１ではなくスイッチング素子Ｑ２を通る点で相違するのみであって、他の構成および動作は第８の実施の形態と同様である。
【００６１】
（第１０の実施の形態）
本実施形態は、図１７に示すように、第８の実施の形態の変形例であって、第８の実施の形態ではコンデンサＣａの一端を整流器ＤＢの直流出力端の正極に接続していたのに対して、本実施形態では、整流器ＤＢの直流出力端の負極に接続している。また、コンデンサＣｉｎとダイオードＤｉとの並列回路を、コンデンサＣａとスイッチング素子Ｑ１との間に挿入する代わりに、コンデンサＣａとスイッチング素子Ｑ２との間に挿入してある。ダイオードＤｉはスイッチング素子Ｑ２にアノードが接続される。他の構成は第８の実施の形態と同様であって、同様に動作する。
【００６２】
（第１１の実施の形態）
本実施形態は、図１８に示すように、第８の実施の形態の変形例であって、第１０の実施の形態におけるコンデンサＣ１とダイオードＤ１との位置を入れ替えるとともに、ダイオードＤ２の極性を逆にしたものである。したがって、コンデンサＣ１の充電電流がスイッチング素子Ｑ１ではなくスイッチング素子Ｑ２を通る点で相違するのみであって、他の構成および動作は第１０の実施の形態と同様である。
【００６３】
（第１２の実施の形態）
本実施形態は、図１９に示すように、第８の実施の形態に対してインダクタＬｒをトランスＴ１の２次巻線と直列接続する代わりに１次巻線と直列接続し、またコンデンサＣｉｎを省略するとともに、ダイオードＤｉｍとコンデンサＣｉｍとを追加したものである。ダイオードＤｉｍは整流器ＤＢの直流出力端の正極とコンデンサＣａおよびダイオードＤｉｎの接続点との間に挿入され、コンデンサＣｉｍはダイオードＤｉｍに直列接続されるとともに、コンデンサＣｉｍとダイオードＤｉｍとの直列回路が整流器ＤＢの直流出力端間に接続される。
【００６４】
この構成ではコンデンサＣｉｍがコンデンサＣｉｎと同様に交流電源Ｖｓからの入力電流を高周波的に流す機能を有するものであり、コンデンサＣｉｍの電荷がトランスＴ１の１次巻線を通る経路で放電された後に、交流電源Ｖｓからの入力電流が流れるようになっている点で第８の実施の形態とはやや異なるが、基本的な動作は第８の実施の形態と同様である。この回路構成を採用しても放電灯Ｌａの立ち消えやちらつきを防止することができる。
【００６５】
（参考例１）
本例は、図２０に示すように、図１２に示した第８の実施の形態においてインバータ回路ＩＮＶの出力端に一端を接続したインダクタＬｙを設け、このインダクタＬｙの他端にトランスＴ１の１次巻線を接続するとともに、インダクタＬｙとトランスＴ１の１次巻線との接続点にダイオードＤ２のカソードを接続した構成を有する。他の構成は基本的に第８の実施形態と同様である。
【００６６】
この構成の動作は第８の実施の形態とほぼ同様であるが、コンデンサＣ１の充電電流はインダクタＬｙを通して流れる。この回路構成では、ダイオードＤ２が導通したときに、トランスＴ１−コンデンサＣａ−ダイオードＤｉ−コンデンサＣｆ−ダイオードＤ１−ダイオードＤ２−トランスＴ１の経路に電流が流れるが、インダクタＬｙが設けられていることによって、放電灯Ｌａは安定点灯状態を維持する。他の構成および動作は第８の実施の形態と同様である。
【００６７】
（参考例２）
本例は、図２１に示すように、図２に示した参考回路の具体例である。つまり、インバータ回路ＩＮＶを一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路で構成し、インピーダンス要素Ｚ１にはコンデンサＣｉｎを用いている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はオン時には双方向に電流を流すことができ、オフ時には逆方向に電流を流すことができるものを用いる。たとえば、トランジスタのコレクタ−エミッタにダイオードを逆並列に接続してダイオードがオフ時の電流経路を形成するものやＭＯＳＦＥＴを用いることができる。ＭＯＳＦＥＴであればその構造上から形成されるボディダイオードがオフ時の電流経路になる。また、インピーダンス要素Ｚ２はインダクタＬｚを用いている。両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は図示しない制御回路によって交互にオンオフされる。交流電源Ｖｓは商用電源であって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフの周波数は交流電源Ｖｓの周波数よりも十分に高い周波数に設定される。他の構成は参考回路に示した通りである。
【００６８】
この回路では、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖａｃ｜がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１よりも高い期間において、スイッチング素子Ｑがオンになると、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉ−コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−インダクタＬｒ−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。このとき、整流器ＤＢの出力端およびダイオードＤｉの接続点と、放電灯ＬａおよびインダクタＬｒの接続点との間の電圧はダイオードＤ２によりクランプされて、ほぼ一定に保たれるが、インダクタＬｚが設けられていることによって放電灯Ｌａに電流を流し続けることができ、放電灯Ｌａを安定点灯状態に維持することができる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００６９】
（参考例３）
本例は、図２２に示すように、参考例２におけるインダクタＬｚを抵抗Ｒｚに置き換えたものである。つまり、参考回路においてインダクタＺ２を抵抗Ｒｚとしたものである。このように抵抗Ｒｚを放電灯Ｌａに直列接続している場合も、放電灯Ｌａに電流を流し続けることが可能であり、放電灯Ｌａを安定点灯状態に維持することができる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００７０】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源を整流する整流器と、少なくとも１個のスイッチング素子を含み直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、平滑用のコンデンサと、コンデンサからインバータ回路への給電経路に挿入されコンデンサの放電電流が通過する放電用ダイオードと、整流器の直流出力端からインバータ回路への給電経路に挿入された第１のインピーダンス要素と、インバータ回路の出力端と整流器の直流出力端との間に挿入され共振回路と放電灯とを含む負荷回路およびインダクタと、インバータ回路を構成するスイッチング素子のオン時に第１のインピーダンス要素と負荷回路の一部とスイッチング素子とを通る経路でコンデンサに充電電流を流す充電用ダイオードとを備え、充電用ダイオードとインバータ回路の出力端との間に負荷回路およびインダクタが挿入されるものであり、この構成によれば、放電灯に電流を流し続けることを可能にし、平滑用のコンデンサに充電電流が流れるときに生じる放電灯の放電の不安定を改善することができる。
【００７１】
請求項８の発明は、交流電源を整流する整流器と、少なくとも１個のスイッチング素子を含み直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、平滑用のコンデンサと、コンデンサからインバータ回路への給電経路に挿入されコンデンサの放電電流が通過する放電用ダイオードと、整流器の直流出力端からインバータ回路への給電経路に挿入された第１のインピーダンス要素と、インバータ回路の出力端と整流器の直流出力端との間に１次巻線が挿入され２次側に放電灯が接続されるトランスと共振回路とを含む負荷回路およびインダクタと、インバータ回路を構成するスイッチング素子のオン時に第１のインピーダンス要素と負荷回路の一部とスイッチング素子とを通る経路でコンデンサに充電電流を流す充電用ダイオードとを備え、充電用ダイオードとインバータ回路の出力端との間に負荷回路およびインダクタが挿入されるものであり、この構成によれば、放電灯に電流を流し続けることを可能にし、平滑用のコンデンサに充電電流が流れるときに生じる放電灯の放電の不安定を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本回路１を示し、（ａ）は回路図、（ｂ）は等価回路図である。
【図２】 本発明の参考回路を示し、（ａ）は回路図、（ｂ）は等価回路図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図４】同上の動作説明図である。
【図５】同上の動作説明図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図８】本発明の第４の実施の形態を示す回路図である。
【図９】本発明の第５の実施の形態を示す回路図である。
【図１０】本発明の第６の実施の形態を示す回路図である。
【図１１】本発明の第７の実施の形態を示す回路図である。
【図１２】本発明の第８の実施の形態を示す回路図である。
【図１３】同上の動作説明図である。
【図１４】同上の動作説明図である。
【図１５】同上の変形例を示す回路図である。
【図１６】本発明の第９の実施の形態を示す回路図である。
【図１７】本発明の第１０の実施の形態を示す回路図である。
【図１８】本発明の第１１の実施の形態を示す回路図である。
【図１９】本発明の第１２の実施の形態を示す回路図である。
【図２０】 参考例１を示す回路図である。
【図２１】 参考例２を示す回路図である。
【図２２】 参考例３を示す回路図である。
【図２３】従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
Ｃ１平滑用のコンデンサ
Ｃｉｍ コンデンサ
Ｃｉｎ コンデンサ
Ｃｒ コンデンサ
Ｃｓ コンデンサ
Ｄ１ 放電用のダイオード
Ｄ２ 充電用のダイオード
ＤＢ 整流器
Ｄｉ ダイオード
ＩＮＶ インバータ回路
Ｌａ 放電灯
Ｌｂ インダクタ
Ｌｒ インダクタ
Ｌｓ インダクタ
Ｌｙ インダクタ
Ｌｚ インダクタ
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｒｚ 抵抗
Ｔ１ トランス
Ｖｓ 交流電源
Ｚ１ 第１のインピーダンス要素
Ｚ２ 第２のインピーダンス要素
Claims (9)
- 交流電源を整流する整流器と、少なくとも１個のスイッチング素子を含み直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、平滑用のコンデンサと、前記コンデンサからインバータ回路への給電経路に挿入され前記コンデンサの放電電流が通過する放電用ダイオードと、整流器の直流出力端からインバータ回路への給電経路に挿入された第１のインピーダンス要素と、インバータ回路の出力端と整流器の直流出力端との間に挿入され共振回路と放電灯とを含む負荷回路およびインダクタと、インバータ回路を構成する前記スイッチング素子のオン時に第１のインピーダンス要素と負荷回路の一部とスイッチング素子とを通る経路で前記コンデンサに充電電流を流す充電用ダイオードとを備え、充電用ダイオードとインバータ回路の出力端との間に負荷回路およびインダクタが挿入されることを特徴とする放電灯点灯装置。
- 前記インダクタは、前記負荷回路に含まれる共振回路の構成要素として兼用されていることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 前記インダクタは、負荷回路に含まれる共振回路とは別に設けられていることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 前記インバータ回路は高周波で交互にオンオフされる２個のスイッチング素子の直列回路であることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 前記インバータ回路は、高周波でオンオフされるスイッチング素子と第２のインダクタとの直列回路を含むことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 第１のインピーダンス要素は、整流器から前記コンデンサへの充電電流が通過可能な極性に接続されたダイオードと、ダイオードと並列に接続されたコンデンサとからなることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 前記第１のインピーダンス要素は第３のインダクタよりなることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 交流電源を整流する整流器と、少なくとも１個のスイッチング素子を含み直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、平滑用のコンデンサと、前記コンデンサからインバータ回路への給電経路に挿入され前記コンデンサの放電電流が通過する放電用ダイオードと、整流器の直流出力端からインバータ回路への給電経路に挿入された第１のインピーダンス要素と、インバータ回路の出力端と整流器の直流出力端との間に１次巻線が挿入され２次側に放電灯が接続されるトランスと共振回路とを含む負荷回路およびインダクタと、インバータ回路を構成する前記スイッチング素子のオン時に第１のインピーダンス要素と負荷回路の一部とスイッチング素子とを通る経路で前記コンデンサに充電電流を流す充電用ダイオードとを備え、充電用ダイオードとインバータ回路の出力端との間に負荷回路およびインダクタが挿入されることを特徴とする放電灯点灯装置。
- 第１のインピーダンス要素の一部の構成要素が整流器の直流出力端間に接続されることを特徴とする請求項８記載の放電灯点灯装置。
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