JP3801482B2

JP3801482B2 - 水平偏向高圧発生回路

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Publication number: JP3801482B2
Application number: JP2001328105A
Authority: JP
Inventors: 一彦山口
Original assignee: エルジー電子株式会社
Priority date: 2001-10-25
Filing date: 2001-10-25
Publication date: 2006-07-26
Anticipated expiration: 2021-10-25
Also published as: JP2003143431A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、テレビジョン受像機もしくはディスプレイ装置において用いられる、カソードレイチューブ（ＣＲＴ）の水平偏向コイルに流れる水平偏向電流を制御すると共に、ＣＲＴのアノード電極に印加する水平偏向高圧発生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
テレビジョン受信機もしくはディスプレイ装置などの映像装置は、一般に、フライバックトランスを有する高電圧生成回路を備える。この高電圧生成回路は、ＣＲＴの偏向コイルに対して偏向電流を流す機能と、ＣＲＴのアノード電極に対して高電圧を供給する機能とを有する。特に、これら２つの機能を１つのフライバックトランスを介して実現するようにしたものが、偏向高圧一体型の電圧制御回路（以下、「水平偏向高圧発生回路」と呼ぶ。）である。
【０００３】
ＣＲＴのアノード電極に印加される高電圧は、特にカソード電極に印加される映像信号に起因して変動する。水平偏向高圧発生回路を備える映像装置においては、ＣＲＴのアノード電極に印加される高電圧の変動は、基本的にはＣＲＴの偏向コイルを流れる偏向電流には影響を及ぼさず、偏向電流は安定である。しかし、ＣＲＴのアノード電極に印加される高電圧が変動した場合は偏向感度が変動することになり、ＣＲＴ管面上の画像が変動してしまう。このようなことから水平偏向高圧発生回路を備える映像装置においては、ＣＲＴ管面上で画像の大きさを一定に保つように制御する必要がある。
【０００４】
一般に、ＣＲＴ管面上の画像の大きさを一定に保つ方法としては、大きく分けて２つの方法がある。すなわち、ＣＲＴのアノード電極（ＨＶ：高電圧）と偏向電流とを共に制御する方法と、ＣＲＴのアノード電極の変動をある程度許容し、その変動に応じて偏向電流を適切に制御する方法である。
【０００５】
図７は、テレビジョン受像機における従来例による水平偏向高圧発生回路を例示するブロック図である。
【０００６】
テレビジョン受信機においては、増幅された映像信号がＣＲＴ５１のカソード電極に印加される。一方、ＣＲＴ５１のアノード電極には、カソード電極に対し数十キロボルト高い電圧（ＨＶ）が印加される。そして、これらカソード電極とアノード電極との間に生じる静電界によって、映像信号により変調されたビーム電流がカソード電極からＣＲＴ５１内の管面に向けて放出され、管面に映像が形成される。
【０００７】
ＣＲＴ５１のアノード電極に印加される高電圧は、フライバックトランス（ＦＢＴ）５２により生成される。フライバックトランス５２の１次側巻線の一端には、平滑器５５および電流検出器６２を介して高圧回路用電源５４が接続され、１次巻線の他の一端には、水平偏向コイル５５およびコレクタパルス発生部５６が接続される。コレクタパルス発生部５６はバイポーラトランジスタからなり、バイポーラトランジスタのゲートに水平駆動パルスＨＤが印加されてコレクタパルスＶｃｐを出力する。これがフライバックトランス５２の１次側巻線にも印加されて２次側巻線に高電圧が発生する。
【０００８】
フライバックトランス５２の２次側巻線に発生したパルス状の高電圧ＨＶは、フライバックトランスに内蔵された高圧コンデンサ（図示せず）およびＣＲＴ５１のアノード電極が有する浮遊容量によって、ほぼ平滑化される。理想的には、ＣＲＴ５１のアノード電極に印加される高電圧は一定であるが、実際には、ＣＲＴ５１のカソード電極に印加される映像信号の変化により、アノード電極の電位が変動してしまう。
【０００９】
ＣＲＴ５１のアノード電極の電位は高圧検出器５７で検出される。高圧検出器５７は、ＣＲＴ５１のアノード電極の電位を直流的に分圧し、これを検出信号Ｖｈとしてバッファ５８に入力する。
【００１０】
水平偏向コイル５５の一端には、上述のコレクタパルス発生部５６が接続され、コレクタパルスＶｃｐが印加される。また、水平偏向コイル５５の他の一端には、ピン補正のための信号であって下に凸のＶ周期パラボラ波形であるイーストウエスト電圧Ｖ_ＥＷが印加される。これにより、水平偏向コイル５５の両端には、フライバックトランス５１の１次側の電圧Ｖ１とイーストウエスト電圧Ｖ_ＥＷとの差分の電圧が印加される。
【００１１】
なお、このイーストウエスト電圧Ｖ_ＥＷは、その反転値であるイーストウエスト電圧信号指令値Ｖ^＊ _ＥＷ（図４および８では、ＥＷのバーで示す。）と、ＣＲＴ５１のアノード電極の電位を検出した検出信号Ｖｈと、を加算器６１によって加算し、さらに反転バッファ６３、ＷＩＤＴＨコイル５９およびダイオード変調器６０を介して生成される。
【００１２】
従来例では、ＣＲＴ管面上で画像の大きさを一定に保つように制御するオープンループ制御系は以上のように構成される。
【００１３】
ここで、上述のオープンループ制御の具体的な動作について簡単に説明する。
【００１４】
例えば、ＣＲＴ５１のアノード電極に印加される高電圧が低下する場合を考える。高圧検出器５７が検出する検出信号Ｖｈは低下するので、イーストウエスト電圧Ｖ_ＥＷは上昇する。上述のように水平偏向コイル５５の両端にはフライバックトランス５１の１次側の電圧Ｖ１とイーストウエスト電圧Ｖ_ＥＷとの差分の電圧が印加されるので、水平偏向コイル５５に印加される電圧は低下し、その結果、画面の大きさを安定化する方向に作用することになる。
【００１５】
図８は、テレビジョン受像機における従来例による水平偏向高圧発生回路を例示する回路図である。この図は、上述の図７に示されたブロック図を具体的な回路素子で実現した例を示しており、図７の各ブロックと図８の各回路素子との対応関係は次のとおりである。
【００１６】
まず、ＣＲＴ５１は高圧負荷であるといえるので、図８では可変抵抗Ｒｂとして示される。図７のフライバックトランス５２は、図８ではＦＢＴとして示され、１次側巻線をＬ１、２次側巻線をＬ２とする。２次側巻線Ｌ２には整流ダイオードＤ１が接続されている。
【００１７】
図７の平滑回路５３、高圧回路用電源５４および電流検出器６２は、図８ではそれぞれコンデンサＣ１、電圧源Ｂ＋および抵抗Ｒ１である。
【００１８】
水平偏向コイル５５は、コイルＨＤＹとＳ字コンデンサＣ７との直列回路である。コレクタパルス発生部５６は、バイポーラトランジスタＴ_Ｒ１で構成され、一般に水平出力トランジスタと呼ばれる。
【００１９】
高圧検出器５７は、互いに直列接続された抵抗Ｒ２およびＲ３ならびにコンデンサＣ３およびＣ４で構成され、抵抗Ｒ２およびＲ３ならびにコンデンサＣ３およびＣ４の各中点は互いに接続され、この点の電位が検出信号Ｖｈとなる。
【００２０】
図７のＷＩＤＴＨコイル５９は図８のコイルＬ３である。またダイオード変調器６０は、ダイオードＤ４およびＤ５ならびに共振コンデンサＣ５およびＣ６からなる。
【００２１】
図７の加算器６１は図８では抵抗Ｒ５およびＲ８からなり、図７の反転バッファ６３は図８ではオペアンプＯＰ２および抵抗Ｒ６からなる。
【００２２】
以上がテレビジョン受像機における従来例による水平偏向高圧発生回路１の回路構成である。
【００２３】
ＣＲＴ管面上の画像の大きさの安定化するフィードバックループのパラメータを最適なものにするために、直流分の補正のためには高圧検出器５７の抵抗Ｒ２およびＲ３ならびに加算器６１の抵抗Ｒ５およびＲ８の各パラメータが、交流分の補正のためには高圧検出器５７のコンデンサＣ３およびＣ４の各パラメータが、それぞれ調節される。さらに、交流分については、高圧検出器５７のコンデンサＣ３およびＣ４の調整だけでは十分な補正結果が得られないので、図８に示すように、適当なＬＣＲフィルタを図８の抵抗Ｒ７の位置に追加し、検出信号Ｖｈの位相およびゲインを補正している。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
従来例においては、上述のような高圧検出器５７の抵抗Ｒ２およびＲ３ならびにコンデンサＣ３およびＣ４と、加算器６１の抵抗Ｒ５およびＲ８との調整にもかかわらず、ＣＲＴ管面上の画像の曲がりが残存し、画像の大きさの調整を最適化できない問題がある。この原因は次のとおりである。
【００２５】
例えば、図８の負荷Ｒｂが大きくなった例を考える。このときフライバックトランスＦＢＴは、１次側から見たときの入力インピーダンスが低下する。これにより電圧源Ｂ＋から抵抗Ｒ１、フライバックトランスＦＢＴの１次側巻線Ｌ１もしくはコイルＬ３、そしてバイポーラトランジスタＴ_Ｒ１へ流れる電流が増加する。この電流経路のうち、抵抗Ｒ１、１次側巻線Ｌ１、コイルＬ３、およびバイポーラトランジスタＴ_Ｒ１のコレクタ−エミッタ間には、直流抵抗成分などが存在するため、これら各素子において電圧降下が発生することになる。上記では水平偏向コイル５５の両端にはフライバックトランス５１の１次側の電圧Ｖ１とイーストウエスト電圧Ｖ_ＥＷとの差分の電圧が印加されると説明したが、しかし実際は、この上記電流経路における電圧降下分だけ小さい電圧となる。このように、水平偏向高圧発生回路内部においても、ＣＲＴのアノード電極の電位変動が偏向電流に変動を与える要因が存在するのである。さらに、ＣＲＴのアノード電極の電位変動による偏向電流の応答に位相遅れが存在する。これらの原因により、上述のような各回路パラメータの調整にもかかわらず、ＣＲＴ管面上の画像の曲がりがどうしても残存してしまうことになる。
【００２６】
このように、従来の水平偏向高圧発生回路を備える映像装置においては、回路内の素子のパラメータ調整のみでは除去しきれない補正誤差が生じる問題があった。
【００２７】
従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、映像装置において、容易かつ精度良くＣＲＴ管面上の画像の大きさを調整できる水平偏向高圧発生回路を提供することにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を実現するために、本発明においては、ＣＲＴの水平偏向コイルに流れる水平偏向電流を制御すると共に、水平偏向コイルに発生するパルス電圧をフライバックトランスの１次側に印加したときにフライバックトランスの２次側から出力される高電圧をＣＲＴのアノード電極に印加する水平偏向高圧発生回路において、ＣＲＴのアノード電極において検出された２次側電圧信号を、垂直同期パルスを用いた特定のフィルタ回路で処理して信号を生成し、この信号を用いて偏向電流を制御する。またさらに、フライバックトランスの１次側に接続された電源ラインにおいて検出された１次側電圧のリプル成分信号についても、垂直同期パルスを用いた特定のフィルタ回路で処理して信号を生成し、上記の信号と併せて合わせて偏向電流を制御する。上記特定のフィルタ回路は、次に説明するようなクランプ手段を有する、一種のくし型フィルタである。
【００２９】
図１は、本発明による水平偏向高圧発生回路の基本ブロック図である。
【００３０】
本発明によれば、ＣＲＴ５１の水平偏向コイル５３に流れる水平偏向電流を制御すると共に、水平偏向コイル５３に発生するパルス電圧をフライバックトランス５２の１次側に印加したときにフライバックトランス５２の２次側から出力される高電圧ＨＶを、ＣＲＴ５１のアノード電極に印加する水平偏向高圧発生回路１において、
アノード電極において検出された２次側電圧信号Ｖｈを、垂直同期信号ＶＤを検出した時に、所定のクランプ電圧にクランプして出力する第１のクランプ手段１１と、
２次側電圧信号と第１のクランプ手段１１の出力信号の反転値とを加算して水平偏向電流を制御するための補正信号Ｖｃを生成する加算手段１２と、を備える。
【００３１】
また、フライバックトランス５２の１次側に接続された電源ラインにおいて検出された１次側電圧Ｖ１のリプル成分信号Ｖｒを、映像同期信号ＶＤを検出した時に、所定のクランプ電圧にクランプして出力する第２のクランプ手段１３をさらに備え、加算手段１２は、第２のクランプ手段１２の出力信号をさらに加算するのが好ましい。
【００３２】
またさらに、クランプ手段１１および１３は、その出力信号の信号レベルを調整する出力調整手段１４および１５を有するのが好ましい。
【００３３】
本発明によれば、映像装置の水平偏向高圧発生回路において、従来のような位相遅れが生じず、出力調整手段でフライバックトランスの１次側および２次側の各電圧から抽出される各リプル成分を任意に調整できるので、水平偏向電流の補正が容易であると共に精密に実現可能であり、従来例のような回路パラメータの調整が不要である。このように、本発明によれば、容易かつ精度良くＣＲＴ管面上の画像の大きさの変動を補正することができる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
本発明による水平偏向高圧発生回路では、図１を参照して説明したように、ＣＲＴのアノード電極において検出された２次側電圧信号、および、フライバックトランスの１次側に接続された電源ラインにおいて検出された１次側電圧Ｖ１のリプル成分信号を、垂直同期信号を用いた特定のフィルタ回路で処理して信号を生成し、この信号を用いて偏向電流を制御する。この特定のフィルタ回路は、入力された信号を、垂直同期信号を用いてクランプするクランプ手段を有する。
【００３５】
まず、クランプ手段の動作原理について説明する。なお、入力された信号を垂直同期パルスを用いてクランプするクランプ手段を有するフィルタ回路は、本出願人により、特願２００１−０００００号として特許出願されたものを応用する。
【００３６】
図２は、本発明の実施例におけるクランプ手段の動作を説明するための回路図である。また、図３は、図２のクランプ手段の各個所における波形を示す波形図である。なお、図３中、点線で示される波形は、実線で示されている各波形の平均値を示している。
【００３７】
ＣＲＴのアノード電極において検出された２次側電圧信号、および、フライバックトランスの１次側に接続された電源ラインにおいて検出された１次側電圧のリプル成分信号は、映像同期信号の周期に関連するリプルを有する電圧信号であり、より詳しく言えば、垂直同期信号（Ｖパルス）の奇数倍の周期のリプルを有する。図２に示すクランプ手段では、これらの信号を、垂直同期信号を用いてろ波する。
【００３８】
図３に示すように、クランプ手段１１は、垂直同期信号の奇数倍の周期のリプルを有する信号が入力されるコンデンサＣｃｌ１と、このコンデンサＣｃｌ１に並列に接続され、垂直同期信号の検出中は所定のクランプ電圧を生成するクランプ電圧源２１と、を備える。
【００３９】
本実施例においては、クランプ電圧源２１は、垂直同期信号の検出中にオンするスイッチＳＷ１と、一端がスイッチＳＷ１に接続されると共に他の一端が接地された、所定のクランプ電圧を出力する電圧源Ｖｃｌ１とを備える。なお、クランプ電圧源２１の構成は図２に示すものに限定されず、垂直同期信号の検出中に所定のクランプ電圧を生成するものであれば他の構成であってもよい。
【００４０】
続いて、図２のクランプ手段の動作原理について説明する。
【００４１】
図３（ａ）は、垂直同期信号を示し、図３（ｂ）は、図２の点Ａにおける電位であってクランプ手段の入力信号に相当する波形の一例を示しており、例としてのこぎり形波形を有する入力信号が時刻Ｔで急変した場合を示す。また、図３（ｃ）は、同じく入力信号の波形と、図２の点Ｂにおける電位であってクランプ手段の出力信号に相当する波形とを示す。
【００４２】
ここでは、説明を簡明にするために、入力信号のリプルの周期を、垂直同期信号の周期の１倍としている。
【００４３】
まず、垂直同期信号の検出している間はスイッチＳＷ１はオンするので、点Ｂに現れる電位はクランプ電圧Ｖｃｌ１で一定値となり、コンデンサＣｃｌ１に電荷が急速に充電もしくは放電される。すなわち、本実施例では、垂直同期信号を検出する度に、点Ｂに現れる電位はクランプ電圧値Ｖｃｌ１に戻される。
【００４４】
一方、垂直同期信号を検出していない間はスイッチＳＷ１がオフするので、スイッチＳＷ１のオン時に蓄えられていた電荷で決定されるコンデンサＣｃｌ１の電圧分だけ、点Ａに現れる電位より高いもしくは低い電圧値となる。より詳しく説明すれば、クランプ手段１１の次段に存在する素子（図示せず、以後に詳しく説明）の入力インピーダンスはハイインピーダンスであるので、スイッチＳＷ１のオフ時にはコンデンサＣｃｌ１に蓄えられていた電荷の流出入は発生せず、コンデンサＣｃｌ１の両端には、蓄えられた電荷とコンデンサＣｃｌ１の容量とで決定される電位差が生じる。従って、図２の点Ａに現れる電位は入力信号そのものの電圧値であるので、図２の点Ｂに現れる電位は、コンデンサＣｃｌ１の両端の電位差分だけ、点Ａよりも高いかもしくは低いものになる。
【００４５】
図３（ｃ）に示す例では、時刻Ｔよりも前の期間では、入力信号の平均値は、クランプ電圧値Ｖｃｌ１よりも高い電圧であるので、図２の点Ｂの電位は点Ａの電位よりも、コンデンサＣｃｌ１の両端の電位差分だけ低い。一方、時刻Ｔよりも後の期間では、入力信号の平均値は、クランプ電圧値Ｖｃｌ１よりも低い電圧であるので、図２の点Ｂの電位は点Ａの電位よりも、コンデンサＣｃｌ１の両端の電位差分だけ高い。
【００４６】
以上のことから、本実施例では、垂直同期信号の奇数倍の周期のリプルを有する信号であればどのような入力信号であっても、垂直同期信号を検出する度に点Ｂの電位はクランプ電圧値Ｖｃｌ１に戻されるので、クランプ手段１１からの出力信号は、クランプ電圧値Ｖｃｌ１の近傍で変動するような波形で推移する。
【００４７】
本発明の実施例における水平偏向高圧発生回路は、上述したクランプ手段を有する特定のフィルタ回路を備える。
【００４８】
図４は本発明の実施例による水平偏向高圧発生回路の回路図であり、図５は本発明の実施例による水平偏向高圧発生回路における演算器の回路図である。
【００４９】
本実施例による水平偏向高圧発生回路１は、図８を参照して説明した水平偏向高圧発生回路１において、ＬＣＲフィルタの代わりに図５に示すような演算器２を設け、さらに、フライバックトランス５２の１次側に接続された電源ラインにおいて検出された１次側電圧Ｖ１のリプル成分信号Ｖｒを検出するための電圧リプル検出器６４を設けたものである。
【００５０】
図４に示す電圧リプル検出器６４は、フライバックトランス５２の１次側に接続された電源ラインの１次側電圧Ｖ１を検出し、コンデンサＣ２で交流分を抽出する。そして、ダイオードＤ２およびＤ３で抽出した交流波形の上下限値を０ボルトにクランプし、これをリプル成分信号Ｖｒとして演算器２へ出力する。なお本実施例では、交流波形の上下限値を０ボルトにクランプしているが、次段で処理しやすい電位にクランプすればよい。また、コンデンサＣ２で抽出される交流分がダイオードの順方向電圧の２個分よりも大きい場合は、ダイオードを直列に複数個接続すればよい。
【００５１】
演算器２は図３に示すようなクランプ手段を有するものである。演算器２の入力信号は、高圧検出器５７で検出された検出信号である２次側電圧信号Ｖｈ、および、フライバックトランス５２の１次側に接続された電源ラインにおいて検出された１次側電圧Ｖ１のリプル成分信号Ｖｒ、である。
【００５２】
図５に示すように、本実施例による演算器２は、高圧検出器５７で検出された２次側電圧信号Ｖｈを、垂直同期信号ＶＤを検出した時に、所定のクランプ電圧にクランプして出力する第１のクランプ手段１１と、フライバックトランス５２の１次側に接続された電源ラインにおいて検出された１次側電圧Ｖ１のリプル成分信号Ｖｒを、垂直同期信号ＶＤを検出した時に、所定のクランプ電圧にクランプして出力する第２のクランプ手段１３と、２次側電圧信号Ｖｈと第１のクランプ手段１１の出力信号の反転値と、第２のクランプ手段１３の出力信号とを加算して水平偏向電流を制御するための補正信号を生成する加算手段１２と、を備える。
【００５３】
また、クランプ手段１１および１３は、その出力信号の信号レベルを調整する出力調整手段１４および１５をそれぞれ有する。
【００５４】
出力調整手段１４および１５は、例えばボリュームなどを用いた公知技術で実現すればよく、ゲインは任意に調整することができるものとする。
【００５５】
このうち、第１のクランプ手段１１は、高圧検出器５７で検出された検出信号である２次側電圧信号Ｖｈを入力とするコンデンサＣｃｌ１と、コンデンサＣｃｌ１に並列に接続され、垂直同期信号ＶＤの検出中は所定のクランプ電圧を生成するクランプ電圧源２１と、を備える。
【００５６】
同じく、第２のクランプ手段１３は、フライバックトランス５２の１次側に接続された電源ラインにおいて検出された１次側電圧信号を入力とするコンデンサＣｃｌ２と、コンデンサＣｃｌ２に並列に接続され、垂直同期信号ＶＤの検出中は所定のクランプ電圧を生成するクランプ電圧源２２と、を備える。
【００５７】
本実施例においては、クランプ電圧源２１は、垂直同期信号ＶＤの検出中にオンするスイッチＳＷ１と、一端がスイッチＳＷ１に接続されると共に他の一端が接地された、所定のクランプ電圧を出力する電圧源Ｖｃｌ１とを備える。
【００５８】
同じくクランプ電圧源２２は、垂直同期信号ＶＤの検出中にオンするスイッチＳＷ２と、一端がスイッチＳＷ２に接続されると共に他の一端が接地された、所定のクランプ電圧を出力する電圧源Ｖｃｌ２とを備える。
【００５９】
また、加算手段１２は、第１のクランプ手段１１の出力信号を反転する反転バッファ１６と、反転バッファ１６に直列に接続され、反転バッファ１６の出力信号から直流成分を除去してリプル分を抽出するコンデンサＣｍｉｘ１と、第２のクランプ手段１２の出力信号をバッファするバッファ１７と、バッファ１７に直列に接続され、バッファ１７の出力信号から直流成分を除去してリプル分を抽出するコンデンサＣｍｉｘ２と、高圧検出器５７で検出された２次側電圧信号ＶｈそのものとコンデンサＣｍｉｘ１の出力信号とコンデンサＣｍｉｘ２とを加算する加算器１８と、を備える。なお、反転バッファ１６、バッファ１７および加算器１８は、オペアンプなどを用いた公知技術で実現すればよい。また、加算器１８を、オペアンプを用いて構成する場合、オペアンプの非反転入力端子を接地せずに所定の電圧を印加するように構成すれば、コンデンサＣｍｉｘ１およびＣｍｉｘ２を省略することもできる。
【００６０】
続いて、本発明の実施例による水平偏向高圧発生回路の動作原理について説明する。
【００６１】
高圧検出器５７で検出された２次側電圧信号Ｖｈは、図５に示す第１のクランプ手段１１に入力される。上述したように、第１のクランプ手段１１は、垂直同期信号ＶＤを検出する度に入力された信号をクランプ電圧値Ｖｃｌ１に戻すので、点Ｂに現れる電位は、クランプ電圧値Ｖｃｌ１の近傍で変動するようなリプル成分を有する信号となる。この信号は、出力調整手段１４によって、後述するような所定の信号レベルになるようにゲイン調整される。
【００６２】
第１のクランプ手段１１の出力信号は、反転バッファ１６に入力される。反転バッファ１６は、入力された信号を反転し、コンデンサＣｍｉｘ１へ出力する。
【００６３】
コンデンサＣｍｉｘ１は、反転バッファ１６の出力信号から直流成分を除去してリプル分を抽出し、加算器１８へ出力する。
【００６４】
加算器１８は、高圧検出器５７で検出された検出信号である２次側電圧信号Ｖｈと、コンデンサＣｍｉｘ１からの出力信号と、後述するコンデンサＣｍｉｘ２からの出力信号と、を加算する。
【００６５】
ところで、加算器１８が、コンデンサＣｍｉｘ２からの出力信号は加算せず、２次側電圧信号Ｖｈと、コンデンサＣｍｉｘ１からの出力信号と、のみを加算する場合を考える。
【００６６】
第１のクランプ手段１１内の出力調整手段１４のゲインは任意に調整することができるが、第１のクランプ手段１１内の出力調整手段１４のゲインが「１」である場合は、図３からもわかるように、第１のクランプ手段１１の出力信号に含まれるリプル成分は、２次側電圧信号Ｖｈに含まれるリプル成分とほぼ同じ振幅レベルを有する。したがって、このときの第１のクランプ手段の出力信号を反転バッファ１６で反転し、コンデンサＣｍｉｘ１で直流成分を除去すれば、２次側電圧信号Ｖｈに含まれるリプル成分の反転値を得ることができる。このリプルの反転値を加算器１８によって２次側電圧信号Ｖｈに加算すれば、２次側電圧信号Ｖｈに含まれるリプル成分を除去することができる。すなわち本構成はくし型フィルタの機能を有していることがわかる。
【００６７】
続いて、フライバックトランス５２の１次側に接続された電源ラインにおいて検出された１次側電圧Ｖ１のリプル成分信号Ｖｒに関する演算器２の動作について説明する。
【００６８】
図４に示す電圧リプル検出器６４は、フライバックトランス５２の１次側に接続された電源ラインの１次側電圧Ｖ１を検出し、コンデンサＣ２で交流分を抽出し、そしてダイオードＤ２およびＤ３で波形の上下限を０ボルトにクランプし、これをリプル成分信号Ｖｒとして演算器２へ出力する。
【００６９】
リプル成分信号Ｖｒは、演算器２内の第２のクランプ手段１３に入力される。上述したように、第２のクランプ手段１３は、垂直同期信号ＶＤを検出する度に入力された信号をクランプ電圧値Ｖｃｌ２に戻すので、点Ｃに現れる電位は、クランプ電圧値Ｖｃｌ２の近傍で変動するようなリプル成分を有する信号となる。この信号は、出力調整手段１５によって、後述するように所定の信号レベルになるようにゲイン調整される。
【００７０】
第２のクランプ手段１３の出力信号は、バッファ１７に入力される。バッファ１７は、入力された信号をバッファするものであり、その後コンデンサＣｍｉｘ２へ出力する。
【００７１】
コンデンサＣｍｉｘ２は、バッファ１７の出力信号から直流成分を除去してリプル分を抽出し、加算器１８へ出力する。
【００７２】
加算器１８は、２次側電圧信号Ｖｈと、コンデンサＣｍｉｘ１からの出力信号と、コンデンサＣｍｉｘ２からの出力信号と、を加算する。
【００７３】
以上をまとめると、ＣＲＴのアノード電極に印加される高電圧の、カソード電極に印加される映像信号に起因する変動について、本発明においては、変動の直流分は２次側電圧信号Ｖｈから検出し、変動の交流分は２次側電圧信号Ｖｈに含まれるリプル成分と１次側電圧Ｖ１のリプル成分信号Ｖｒとから検出することになる。
【００７４】
そして、変動の交流分に対し、２次側電圧信号Ｖｈに含まれるリプル成分と１次側電圧Ｖ１のリプル成分信号Ｖｒとをそれぞれ出力調整手段１４および１５で信号レベルのゲインを調整することで、ＣＲＴ管面上の画像の曲がりを補正する。つまり、各クランプ手段１１および１３の出力信号の重み付けを調整することでＣＲＴ管面上の画像の曲がりを補正する。
【００７５】
図５に示す加算器１８からの出力信号、すなわち、図４に示す演算器２からの出力信号Ｖｃは、従来例で説明したようにイーストウエスト電圧指令値Ｖ^＊ _ＥＷに加算される。
【００７６】
以上が本発明の実施例による水平偏向高圧発生回路の動作原理である。
【００７７】
従来例では、図７および８を参照して既に説明したように、イーストウエスト電圧信号指令値Ｖ^＊ _ＥＷに、ＣＲＴ５１のアノード電極の電位を検出した信号であってＬＣＲフィルタによってフィルタされた信号Ｖｈを加算し、これをそのまま用いて水平偏向電流を補正していた。この手法では、「発明が解決しようとする課題」の項で説明した回路上な問題やＬＣＲフィルタを介することによって生じる、電位変動に対する偏向電流の応答の位相遅れの問題などにより、回路内の各パラメータをどのように調整してもＣＲＴ管面上の画像の曲がりが残存してしまい、十分な補正結果が得られなかった。
【００７８】
しかし、本発明によれば、図５に示すようなクランプ手段を用いるので、ＬＣＲフィルタを介することにより生じるような位相遅れは生じない。さらに、出力調整手段１４および１５で、フライバックトランスの１次側および２次側の各電圧から抽出される各リプル成分を任意に調整できるので、水平偏向電流の補正が容易であると共に精密に実現可能であり、従来例のような回路パラメータの調整が不要である。このように、本発明によれば、容易かつ精度良くＣＲＴ管面上の画像の大きさを調整することが可能である。
【００７９】
なお、本発明においても、従来技術同様、図４に示すような高圧検出器５７を用いている。このような高圧検出器５７においては、一般に、時定数「Ｒ２×Ｃ３」と、「Ｒ３×Ｃ４」とを等しくし、ＣＲＴのアノード電極に印加される高電圧の検出信号が全帯域でフラットに分圧されるように設定する方が、動画像に対する過渡応答が良い。
【００８０】
しかし、従来例では、上述のように、高圧検出回路５７の回路パラメータを調節しなければＣＲＴ管面上の画像の大きさを最適化することができないので、やむを得ず時定数「Ｒ２×Ｃ３」と「Ｒ３×Ｃ４」とのバランスを崩していた。したがって、従来例は動画像に対する過渡応答が悪かった。
【００８１】
これに対し、本発明によれば、出力調整手段１４および１５で、フライバックトランスの１次側および２次側の各電圧から抽出される各リプル成分を任意に調整できるので、高圧検出器５７の時定数「Ｒ２×Ｃ３」と「Ｒ３×Ｃ４」とを等しくすることが可能であり、従って、動画像に対する過渡応答が良い。
【００８２】
次に、上述の実施例の変形例について説明する。
【００８３】
図６は、本発明の実施例の変形例による水平偏向高圧発生回路のブロック図である。
【００８４】
本変形例は、上述の水平偏向高圧発生回路内のクランプ手段を１つにしたものである。
【００８５】
図６に示すように、本変形例による水平偏向高圧発生回路１は、高圧検出器５７によって検出された２次側電圧信号Ｖｈをゲイン調整する第１の調整手段２４と、第１の調整手段２４の出力信号を反転する反転バッファ１６と、フライバックトランス５２の１次側に接続された電源ラインにおいて検出された１次側電圧Ｖ１のリプル成分信号Ｖｒをゲイン調整する第２の調整手段２５と、第２の調整手段２５の出力信号をバッファするバッファ１７と、反転バッファ１６の出力信号とバッファ１７の出力信号とを加算する加算器２０と、加算器２０の出力信号を、垂直同期信号ＶＤを検出した時に、所定のクランプ電圧にクランプし、水平偏向電流を制御するための補正信号Ｖｃを生成するクランプ手段１２と、を備える。なお、第１の調整手段２４と反転バッファ１６とを入れ替えて接続してもよい。同様に、第２の調整手段２５とバッファ１７とを入れ替えて接続してもよい。
【００８６】
また、上述の実施例のさらなる変形例として２次側電圧信号Ｖｈのみを演算器２の入力信号とし、演算器２内に、第２のクランプ手段１３を設けずに第１のクランプ手段１１のみにしてもよい。この場合でも、高圧検出器５７で検出された２次側電圧信号にＬＣＲフィルタを用いないので位相遅れが生じず、したがって、従来例に比べてＣＲＴ管面上の画像の大きさをより容易かつ精度良く最適化することができる。
【００８７】
いずれの変形例による水平偏向高圧発生回路においても、上述の実施例と同様の効果を得ることができる。
【００８８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、映像装置の水平偏向高圧発生回路において、ＬＣＲフィルタではなくクランプ手段を用いるので位相遅れが生じず、出力調整手段でフライバックトランスの１次側および２次側の各電圧から抽出される各リプル成分を任意に調整できるので、水平偏向電流の補正が容易であると共に精密に実現可能であり、従来例のような回路パラメータの調整が不要である。したがって、本発明によれば、容易かつ精度良くＣＲＴ管面上の画像の大きさを調整することができる。
【００８９】
また、本発明によれば、出力調整手段でフライバックトランスの１次側および２次側の各電圧から抽出される各リプル成分を任意に調整できるので、ＣＲＴのアノード電極に印加される高電圧をフラットな周波数特性で容易に検出できるので、動画像に対する過渡応答が向上する。
【００９０】
なお、上述のように、ＣＲＴ管面上の画像の大きさを一定に保つ方法としては、ＣＲＴのアノード電極と偏向電流とを共に制御する方法と、ＣＲＴのアノード電極の変動をある程度許容し、その変動に応じて偏向電流を適切に制御する方法がある。本発明は後者の方法であるが、前者の場合に比べて部品点数を低減することができ、なおかつ、前者の場合同様に精度良くＣＲＴ管面上の画像の大きさを調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による水平偏向高圧発生回路の基本ブロック図である。
【図２】本発明の実施例におけるクランプ手段の動作を説明するための回路図である。
【図３】図２のクランプ手段の各個所における波形を示す波形図であって、（ａ）は、垂直同期信号を、（ｂ）は、図２の点Ａにおける電位であってクランプ手段の入力信号に相当する波形を、（ｃ）は、同じく入力信号の波形と、図２の点Ｂにおける電位であってクランプ手段の出力信号に相当する波形とを示す波形図である。
【図４】本発明の実施例による水平偏向高圧発生回路の回路図である。
【図５】本発明の実施例による水平偏向高圧発生回路における演算器の回路図である。
【図６】本発明の実施例の変形例による水平偏向高圧発生回路のブロック図である。
【図７】テレビジョン受像機における従来例による水平偏向高圧発生回路を例示するブロック図である。
【図８】テレビジョン受像機における従来例による水平偏向高圧発生回路を例示する回路図である。
【符号の説明】
１…水平偏向高圧発生回路
２…演算器
１１…第１のクランプ手段
１２…加算手段
１３…第２のクランプ手段
１４…出力調整手段
１５…出力調整手段
１６…反転バッファ
１７…バッファ
１８…加算器
２１、２２…クランプ電圧源
ＳＷ１、ＳＷ２…スイッチ
Ｃｃｌ１、Ｃｃｌ２…コンデンサ
Ｖｃｌ１、Ｖｃｌ２…電圧源

Claims

ＣＲＴの水平偏向コイルに流れる水平偏向電流を制御すると共に、前記水平偏向コイルに発生するパルス電圧をフライバックトランスの１次側に印加したときに前記フライバックトランスの２次側から出力される高電圧を、前記ＣＲＴのアノード電極に印加する水平偏向高圧発生回路において、
前記アノード電極において検出された２次側電圧信号を、映像同期信号を検出した時に、所定のクランプ電圧にクランプして出力する第１のクランプ手段と、
前記２次側電圧信号と前記第１のクランプ手段の出力信号の反転値とを加算して前記水平偏向電流を制御するための補正信号を生成する加算手段と、を備えることを特徴とする水平偏向高圧発生回路。
前記フライバックトランスの１次側に接続された電源ラインにおいて検出された１次側電圧のリプル成分信号を、前記映像同期信号を検出した時に、所定のクランプ電圧にクランプして出力する第２のクランプ手段をさらに備え、
前記加算手段は、前記第２のクランプ手段の出力信号をさらに加算する請求項１に記載の水平偏向高圧発生回路。
前記クランプ手段は、その出力信号の信号レベルを調整する出力調整手段を有する請求項１または２に記載の水平偏向高圧発生回路。
ＣＲＴの水平偏向コイルに流れる水平偏向電流を制御すると共に、前記水平偏向コイルに発生するパルス電圧をフライバックトランスの１次側に印加したときに前記フライバックトランスの２次側から出力される高電圧を、前記ＣＲＴのアノード電極に印加する水平偏向高圧発生回路において、
前記アノード電極において検出され、所定の信号レベルに調整されかつ反転された２次側電圧信号の反転値と、前記フライバックトランスの１次側に接続された電源ラインにおいて検出され、所定の信号レベルに調整された１次側電圧のリプル成分信号と、を加算する加算手段と、
該加算手段の出力信号を、映像同期信号を検出した時に、所定のクランプ電圧にクランプし、前記水平偏向電流を制御するための補正信号を生成するクランプ手段と、を備えることを特徴とする水平偏向高圧発生回路。