JPH0683383B2

JPH0683383B2 - 水平偏向・高圧回路

Info

Publication number: JPH0683383B2
Application number: JP62143109A
Authority: JP
Inventors: 誠小野澤; 浩二木藤; 通孝大沢
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1987-06-10
Filing date: 1987-06-10
Publication date: 1994-10-19
Anticipated expiration: 2009-10-19
Also published as: JPS63308477A; US4823052A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、陰極線管（CRT）を用いたディスプレイ装置
などに用いて好適な水平偏向・高圧回路に関する。

〔従来の技術〕

従来、コンピュータ用ディスプレイ等の高画質が要求さ
れるディスプレイ装置では、水平偏向・高圧回路として
水平偏向回路と高圧回路を分離する方式が用いられてき
た。しかし、この分離方式は回路規模が増大し高価にな
るという欠点があるので、近年では水平偏向・高圧一体
方式によって、分離方式と同等の性能を得る検討が行わ
れてきた。

さて、この様な水平偏向・高圧一体方式において問題と
なるのは、負荷変動に対し、高圧、即ち、フライバック
トランスの出力電圧をいかにして安定にしていくかであ
る。その方策のひとつとして考えられるのが、電源電圧
制御形の高圧安定化回路を水平偏向・高圧回路内に設け
ることである。即ち、この高圧安定化回路によって、フ
ライバックトランスの出力電圧（高圧）の変動分を検出
し、その変動分が常にゼロとなる（即ち、高圧が安定に
なる）ように、フライバックトランスに供給する電源電
圧を変えてやるのである。こうすることにより、フライ
バックトランスの出力電圧、即ち、高圧は安定化させる
ことができる。

しかしながら、この様に、フライバックトランスに供給
する電源電圧を変化させると、それに伴って、水平偏向
・高圧回路内の水平偏向コイルに流れる電流、即ち、水
平偏向電流が変化してしまうため、問題があった。

そこで、この問題を解決した水平偏向・高圧回路の公知
例として、例えば、特開昭58-138179号公報に記載のも
のがある。

この公知例について、第９図を用いて説明する。

第９図は従来の水平偏向・高圧回路を示すブロック図で
ある。

第９図において、１は水平ドライブパルス入力端子、２
は水平出力トランジスタ、３は第１のダンパダイオー
ド、４は第２のダンパダイオード、５は第１の共振コン
デンサ、６は第２の共振コンデンサ、７は水平偏向コイ
ル、８は第１の走査コンデンサ、９は変調コイル、10は
第２の走査コンデンサ、12はフライバックトランス、13
は高圧整流ダイオード、14,15は高圧分割抵抗、16は高
圧出力端子、200は高圧安定化回路、201は高圧変動検出
部、202は電源電圧制御部、203は水平偏向電流制御回
路、である。また、Ｅ_０は直流電圧、Ｅ_Ｂは高圧制御電
圧であり、フライバックトランス12の１次側に加える水
平偏向・高圧回路の電源電圧を表している。

第９図において、水平偏向コイル７と共振コンデンサ５
の共振周波数と、変調コイル９と共振コンデンサ６の共
振周波数は、ほぼ等しく設定されており、この２つの共
振回路は直列接続されている。以下、このような構成の
水平偏向出力回路をダイオード変調形出力段と称する。

このダイオード変調形出力段の動作は、次のとうりであ
る。第９図中、水平偏向コイル７を流れる電流のPeak-t
o-Peak値をＩ_DY，変調コイル９を流れる電流のPeak-to-
Peak値をIm,第１のダンパダイオード３と第２のダンパ
ダイオード４の接続点より第１の走査コンデンサ８と変
調コイル９の接続点へ流れる電流のPeak-to-Peak値をIm
odとすると、これらの電流値は第２の走査コンデンサ10
の両端間電圧Vmの関数として、第10図に示すようにな
る。

但し、第10図中、Ｅ_Ｂは高圧安定化回路200の出力電圧
（高圧制御電圧）、Ｌ_DYは水平偏向コイル７のインダク
タンス、Lmは変調コイル９のインダクタンス、Ｔ_HDは水
平走査期間、Vcpは水平出力トランジスタ２の最大コレ
クタ電圧を示している。

第10図から、変調電圧Vmにより、水平偏向電流Ｌ_DYを変
化させることができるが、この際、高圧制御電圧Ｅ_Ｂが
一定ならば最大コレクタ電圧Vcpは変化しないことがわ
かる。

一方、第９図中の高圧安定化回路200は電源電圧制御方
式の高圧安定化回路であり、高圧分割抵抗15の両端電圧
を入力し、高圧変動検出部201によって高圧の変動分
（誤差分）が検出される。その検出出力に基づいて、電
源電圧制御部202が直流電圧E₀から得られる電源電圧
（高圧制御電圧）Ｅ_Ｂを可変して、高圧が常に一定とな
るようにしている。このため、このような電源電圧制御
方式の高圧安定化回路200では、ビーム電流Ibの違いに
よる高圧制御電圧Ｅ_Ｂの変動に伴い、水平偏向電流Ｉ_DY
が変化してしまう。

このことを、第11図を用いて説明する。第11図におい
て、ビーム電流IbがIb₁からIb₂へ増加すると、高圧を一
定にするために高圧制御電圧Ｅ_ＢはＥ_B1からＥ_B2へと上
昇する。この時、第１の走査コンデンサ８の両端間電圧
をＶ_DY，第２の走査コンデンサ10の両端間電圧をVmとす
ると、電圧Ｖ_DYはＶ_DY1からＶ_DY2へ、VmはVm₁からVm₂へ
と変化する。これは、次の式（１）〜（３）が成立する
ためである。

水平偏向電流Ｉ_DYは、電圧Ｖ_DYに比例するため、水平偏
向電流Ｉ_DYは変化してしまう。そこで、第９図に示す公
知例では、高圧変動検出部201からの検出出力（高圧の
変化分）を水平偏向電流制御回路203に入力し、その検
出出力を調整した後、変調電圧Vmに重畳させ、第１の走
査コンデンサ８の両端間電圧Ｖ_DYを常に一定にしてい
る。この時、変調電圧Vmは第11図中のVm′のようにな
る。この結果、第11図において、Ｖ_DY2′＝Ｖ_DY1とな
り、高圧制御電圧Ｅ_Ｂの変化にかかわらず、水平偏向電
流Ｉ_DYを一定にすることができる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

以上の様に、上記した公知例では、高圧変動検出部201
からの検出出力（即ち、高圧の変動分）から、変調電圧
（第２の走査コンデンサ10の両端間電圧）Vmに重畳すべ
き電圧（即ち、Vm′‐Vm）を得ており、その電圧を得る
ために、水平偏向電流制御回路203内においてボリュー
ムなどによって高圧変動検出部201からの検出出力を調
整する必要があるが、この公知例では、それに伴う調整
時間の増加、調整ばらつきや経年変化による性能劣化に
ついては配慮がされていなかった。

本発明の目的は、上記従来技術の問題点を除去し、調整
ばらつき及び経年変化による性能劣化がなく、無調整化
が可能な水平偏向・高圧一体形の水平偏向・高圧回路を
提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記した目的を達成するために、本発明では、水平出力
トランジスタの出力端子に、第１のダンパダイオードの
一端と、第１の共振コンデンサの一端と、直列接続され
た水平偏向コイル及び第１の走査コンデンサから成る第
１の共振回路の一端と、フライバックトランスの入力側
の一端と、を接続し、前記第１のダンパダイオードの他
端と、前記第１の共振コンデンサの他端と、前記第１の
共振回路の他端と、を各々共通に接続して、該共通接続
点に、第２のダンパダイオードの一端と、第２の共振コ
ンデンサの一端と、直列接続された変調コイル及び第２
の走査コンデンサから成る第２の共振回路の一端と、を
接続し、前記第２のダンパダイオードの他端と、前記第
２の共振コンデンサの他端と、前記第２の共振回路の他
端と、を各々接地して成り、前記フライバックトランス
の入力側の他端に供給される電源電圧を、該フライバッ
クトランスの出力側より出力される高圧が一定となるよ
うに制御する電源電圧制御手段を具備した水平偏向・高
圧回路において、前記電源電圧の変動分を検出する変動
分検出手段を設け、検出された該変動分を前記変調コイ
ルの両端の接続点のうち、一方の接続点に印加するよう
にした。

〔作用〕

本発明では、高圧の変動に伴い変化する前記フライバッ
クトランスの入力側に供給される電源電圧の、その変動
分を前記変動分検出手段によって利得１のままで検出す
る。そして、検出された該変動分を前記変調コイルの両
端の接続点のうち、一方の接続点に印加して、前記水平
偏向コイルと直列に接続された前記第１の走査コンデン
サの両端間の電圧が一定となるようにしている。こうす
ることにより、前記電源電圧の変動にかかわらず、前記
水平偏向コイルに流れる水平偏向電流を安定に保つこと
ができる。また、従来の如く、ポリュームなどによって
調整を行う必要がないので、調整時間の増加や、調整ば
らつき、経年変化による性能劣化をなくすことができ
る。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図を用いて説明する。なお、各
図共同じ働きをするものには同じ番号を付けて表わす。

第１図は本発明の第１の実施例を示す回路図である。

第１図中、１は水平ドライブパルス入力端子、２は水平
出力トランジスタ、３は第１のダンパダイオード、４は
第２のダンパダイオード、５は第１の共振コンデンサ、
６は第２の共振コンデンサ、７は水平偏向コイル、８は
第１の走査コンデンサ、９は変調コイル、10は第２の走
査コンデンサ、11はコイル、12はフライバックトラン
ス、13は高圧整流ダイオード、14,15は高圧分割抵抗、1
6は高圧出力端子、18は直流電圧Vcc入力端子、40は垂直
パラボラ波電圧入力端子、43は直流電圧E₀入力端子、44
は高圧制御電圧Ｅ_Ｂ出力端子、45は高圧検出電圧入力端
子、37は高圧制御電圧Ｅ_Ｂ入力端子、38は変調電圧出力
端子、41は水平偏向電流制御回路、57は高圧安定化回
路、59は高圧変動検出部、60は電源電圧制御部、19,21,
23,25,28,30,32,36,46,48,54は抵抗、20,33,55は可変抵
抗、26,29,51はコンデンサ、22,24,31,35,49,52,53,56
はトランジスタ、27,58,50はダイオード、34は演算増幅
器（以下、オペアンプと称す）、47はツェナダイオード
である。

第１図中、水平偏向電流制御回路41は、直流電圧Vcc入
力端子18、垂直パラボラ波電圧入力端子40、高圧制御電
圧Ｅ_Ｂ入力端子37、変調電圧出力端子38、抵抗19,21,2
3,25,28,30,32,36、可変抵抗20,33、トランジスタ22,2
4,31,35、コンデンサ26,29、ダイオード27,58、オペア
ンプ34によって構成されている。また、高圧安定化回路
57は、直流電圧E₀入力端子43、高圧制御電圧Ｅ_Ｂ出力端
子44、高圧検出電圧入力端子45、抵抗46,48,54、可変抵
抗55、トランジスタ49,52,53,56、ダイオード50、ツェ
ナダイオード47、コンデンサ51によって構成されてお
り、高圧変動検出部59と電源電圧制御部60とに分けられ
る。なお、上記高圧制御電圧Ｅ_Ｂとは、フライバックト
ランスの１次側に加える水平偏向・高圧回路の電源電圧
を表わしている。

以下、第１図に示す本発明の第１の実施例の動作につい
て説明する。

第１図において、水平偏向コイル７と共振コンデンサ５
の共振周波数と、変調コイル９と共振コンデンサ６の共
振周波数は、ほぼ等しく設定され、この２つの共振回路
は直列接続されており、第９図の公知例において述べた
如く、ダイオード変調形出力段となっている。従って、
このダイオード変調形出力段の動作は、前述したとうり
である。

一方、第１図中の高圧安定化回路57は電源電圧制御方式
の高圧安定化回路であり、トランジスタ52,53によって
構成される差動増幅器の働きにより、高圧検出電圧入力
端子45から入力され、トランジスタ56,可変抵抗55を介
して得られる検出電圧と、ツェナダイオード47によって
得られる基準電圧Vrefとを比較し、高圧が常に一定にな
るように、高圧制御電圧出力端子44より出力される高圧
制御電圧Ｅ_Ｂを制御している。

従って、前述した公知例と同様に、本実施例において
も、ビーム電流Ibの違いによる高圧制御電圧Ｅ_Ｂの変動
に伴い、水平偏向電流Ｉ_DYが変化してしまう。

そこで、第１図に示す本発明の実施例では、高圧制御電
圧Ｅ_Ｂの変化分を検出し、この変化分を変調電圧Vmに重
畳させ、第１の走査コンデンサ８の両端間電圧Ｖ_DYを常
に一定している。即ち、本実施例では、従来の如く、高
圧の変動分を検出し、その検出出力を調整して変調電圧
Vmに重畳するのではなく、高圧安定化回路57の出力であ
る高圧制御電圧（電源電圧）Ｅ_Ｂの変化分を検出し、そ
の検出出力をそのまま変調電圧Vmに重畳して、第11図に
示した電圧Ｖ′ｍを得、Ｖ_DY′２＝_DY1として、高圧
制御電圧Ｅ_Ｂの変化にかかわらず、水平偏向電流Ｉ_DYが
一定となるようにしている。従って、本実施例では、従
来の様に調整を行う必要がないので、調整時間の増加
や、調整ばらつき、経年変化による性能劣化がない。

では、このような水平偏向電流Ｉ_DYの安定化を行ってい
る水平偏向電流制御回路41の動作について説明をする。

第１図中の水平偏向電流制御回路41では、トランジスタ
22,24、抵抗19,21,23,25、可変抵抗20によりレベルシフ
ト回路を構成している。このレベルシフト回路では、高
圧制御電圧Ｅ_Ｂ入力端子37から入力される高圧制御電圧
Ｅ_Ｂの変動分を利得１のままレベルシフトしてトランジ
スタ24のコレクタより出力している。例えば、高圧制御
電圧Ｅ_Ｂが120±α（Ｖ）で変動している（即ち、変動
分は２α（Ｖ））しているとすると、このレベルシフト
回路によって、例えば100（Ｖ）レベルシフトされるこ
とにより20±α（Ｖ）となって出力される。次に、この
レベルシフト回路の出力電圧をオペアンプ34,トランジ
スタ35によって電流増幅し、変調電圧出力端子38から出
力している。この結果、高圧制御電圧Ｅ_Ｂの変動と一対
一に対応して第２の走査コンデンサ10の両端にかかる変
調電圧Vmが変化し、第１の走査コンデンサの両端間電圧
Ｖ_DYは常に一定に保たれる。従って、水平偏向電流Ｉ_DY
も一定に保たれる。

なお、前記レベルシフト回路では、トランジスタ22,24
によるカレントミラー回路を用いており、可変抵抗20に
よってトランジスタ22に流す電流を変化させて、レベル
シフト量を調整することができる。従って、水平偏向電
流Ｉ_DYの調整（サイズ調整）が容易に行える。

また、第１図中、コンデンサ29、抵抗28,30,32、可変抵
抗33、トランジスタ31は、垂直パラボラ波電圧入力端子
40から入力される垂直パラボラ波電圧を前記レベルシフ
ト回路の出力電圧（トランジスタ24のコレクタ出力）に
重畳する働きをしており、この働きによりサイドピン補
正（左右糸巻補正）を可能にしている。なお、可変抵抗
33によって垂直パラボラ波電圧の増幅率を変化させ、サ
イドピン補正量を調整することができる。

また、第１図中のコンデンサ26は、前記レベルシフト回
路の出力電圧（トランジスタ24のコレクタ出力）に含ま
れる高周波成分を除去する雑音防止の働きをしており、
ダイオード27はオペアンプ34の入力保護用に、ダイオー
ド58は変調電圧出力端子38より出力される変調電圧の制
限のために用いている。

以上説明したように、本実施例によれば、電源電圧制御
方式高圧安定化回路の出力電圧の変動に対し、水平偏向
電流を安定に保つことができるため、画面サイズの変動
をなくすことができる。また、前述した様に、本実施例
では、高圧制御に伴う高圧制御電圧Ｅ_Ｂの変化と水平偏
向電流Ｉ_DYの補正量とを無調整で一致させており、調整
ばらつきや経年変化による性能劣化をなくすことができ
る。よって、高性能水平偏向・高圧回路を価格的に有利
な水平偏向・高圧一体形で実現できる。

次に、第２図を用いて本発明の第２の実施例について説
明する。第２図中、72はMOSFET、73,74,75,76は抵抗
（抵抗値は各々Ｒである。）である。

第２図に示す本発明の第２の実施例は、第１図に示す実
施例と比較して、レベルシフト回路の出力電圧、即ち、
トランジスタ24のコレクタ電圧を、MOSFET72、抵抗73,7
4により一旦1/2に落して、その後、オペアンプ34、抵抗
75,76により再び２倍にして出力している点が異なる。

この様に、レベルシフト回路からの出力電圧と同じ値の
電圧が、最終的に得られるようになっていさえすれば、
途中の段階で1/n（ｎは自然数）に減衰されようと、ｎ
倍に増幅されようと構わず、それによって本発明の効果
が損われるものではない。

次に、第３図を用いて本発明の第３の実施例について説
明する。第３図中、68は水平ノコギリ波電圧入力端子、
61は比較器（以下、コンパレータと称す）、62,65は抵
抗、63はトランジスタ、66はコンデンサである。

第３図に示す本発明の第３の実施例は、第１図に示す本
発明の第１の実施例と比較して、回路構成上、変調電圧
の出力回路である水平偏向電流制御回路41として、パル
ス幅変調方式を用いている点が異なる。

この第３図に示す回路では、コンパレータ61の働きによ
って、オペアンプ34から出力される電圧と水平ノコギリ
波電圧入力端子68から入力される水平ノコギリ波電圧と
を比較して、パルス幅の変えられる矩形波を形成し、ト
ランジスタ63のコレクタから変調電圧として出力してい
る。そして、この変調電圧の平均値は抵抗65、コンデン
サ66から成る積分回路を介してオペアンプ34のマイナス
端子に負帰還され、変調電圧の安定化を行っている。こ
の結果、第１図中のトランジスタ35で生じる損失を低減
することができ、第１の実施例で述べた効果を低損失で
実現できる。

次に、第４図を用いて、本発明の第４の実施例について
説明する。

第４図に示す本発明の第４の実施例では、第１図に示す
本発明の第１の実施例と比較して、可変抵抗20,33を除
去し、抵抗21の代わりに可変抵抗71を用いている点が異
なる。第４図に示す第４の実施例の特徴は、サイズ調整
とサイドピン補正量の調整を１つの可変抵抗71で行って
いる点にある。

以下、この原理について説明する。もともと、サイドピ
ン補正量は偏向ヨークの磁界分布によって決定され、同
じ巻線仕様の偏向ヨークでは、サイドピン補正量はほぼ
一意に定まる（但し、巻線分布の誤差等により、数％の
ばらつきは生じる。）。つまり、第４図中の第１の走査
コンデンサ８の両端間電圧Ｖ_DYは、水平偏向電流Ｉ_DYに
比例しているため、サイドピン補正に必要な垂直パラボ
ラ波電圧のPeak−to−Peak値Vp₁は、 Vp₁＝kV_DY ……（４）（ｋは定数）と表わすことができる。

一方、第４図中の可変抵抗71による電圧降下をV₇₁とす
ると、電圧Ｖ_DYは電圧V₇₁の値によって設定され、 V₇₁＝Ｖ_DY ……（５）が成立する。従って、可変抵抗71、抵抗32の抵抗値をR
₇₁,R₃₂とし、可変抵抗71に流れる電流をI₇₁、垂直パラ
ボラ波電圧入力端子40から入力される垂直パラボラ波電
圧のPeak−to−Peak値をVpoとすると、が成立する。よって、（６）式，（７）式より、となる。ゆえに、（４）式，（８）式より、が成立するように、電圧Vpo,抵抗R₃₂,電流I₇₁を定めれ
ば、抵抗R₇₁を変化させてディスプレイの水平表示サイ
ズを変えた場合でも、サイドピン補正量を追従させるこ
とができる。また、異った水平周波数の仕様に対応させ
るために、電圧Ｖ_DYの値を変化させた場合でも、可変抵
抗71の抵抗値R₇₁の調整に伴い、サイドピン補正量を追
従させることができる。

次に、第５図を用いて、本発明の第５の実施例について
説明する。第５図中、82はサイドピン制御電圧入力端
子、84はサイズ制御電圧入力端子、85,86はトランジス
タ、87は定電圧源である。

第５図に示す本発明の第５の実施例では、第１図に示す
本発明の第１の実施例と比較して、サイドピン補正とサ
イズ調整を水平周波数の違いに対応して自動追従させて
いる点が異なる。

以下、第５図に示す回路の動作を説明する。第５図中、
高圧安定化回路57では、水平周波数が違ってもフライバ
ックトランス12で発生する高圧値が常に一定になるよう
に高圧制御電圧Ｅ_Ｂを変化させている。例えば、水平周
波数が低い場合は高圧制御電圧Ｅ_Ｂも低く、水平周波数
が高い場合は高圧制御電圧Ｅ_Ｂも高くしている。これに
対し、抵抗21によるレベルシフト量が一定であれば、第
１の走査コンデンサ８の両端間電圧Ｖ_DYも一定となるた
め、水平偏向電流Ｉ_DYは変化してしまう。これを式で表
わすと次のようになる。

（10）式中、Ｔ_HDは水平走査期間を示しており、第５図
に示すような水平帰線期間一定の回路では、水平周波数
が高いほど短く水平偏向電流Ｉ_DYは小さい。

そこで、第５図に示す本発明の第５の実施例では、サイ
ズ制御電圧入力端子84から、水平周波数に対しリニアに
変化するサイズ制御電圧を入力し、このサイズ制御電圧
の変化に対応して、トランジスタ24に流す電流を変え、
抵抗21による電圧シフト量を水平周波数の変化に対応し
て補正している。

また、第５図中、トランジスタ31,85,86は乗算回路を構
成しており、この乗算回路の働きにより、垂直パラボラ
波電圧入力端子40及びサイドピン制御電圧入力端子82か
らそれぞれ入力される垂直パラボラ波電圧とサイドピン
制御電圧（水平周波数に対しリニアに変化する）との乗
算を行っている。従って、オペアンプ34,トランジスタ3
5を介して出力回路に加えられる垂直パラボラ波電圧の
振幅は、水平周波数の違いに対応して自動的に追従させ
ることができる。

なお、前記サイズ制御電圧及び前記サイドピン制御電圧
は、水平同期信号の周波数−電圧変換等によって容易に
形成できる。以上説明したように、本発明の第５の実施
例を用いれば、第１の実施例を用いた際の効果に加え
て、サイズ調整とサイドピン補正を、水平周波数の違い
に対応して自動追従させることができる。

次に、第６図を用いて本発明の第６の実施例について説
明する。第６図中、92は垂直ブランキングパルス入力端
子、93,94はトランジスタ、95,96は抵抗、96,97はコン
デンサである。

第６図に示す本発明の第６の実施例は、第５図に示した
本発明の第５の実施例と比較して、サイドピン補正用垂
直パラボラ波電圧の形成方法に特徴がある。このサイド
ピン補正用垂直パラボラ波電圧の形成方法を第７図を用
いて説明する。

第６図に示す回路では、垂直ブランキングパルス入力端
子92から入力される垂直ブランキングパルスｖ_BLK（第
７図（ａ））から、トランジスタ94,抵抗95より成る定
電流回路及びコンデンサ96によって、垂直ノコギリ波電
圧ｖ_SW（第７図（ｂ））を形成している。そして、この
垂直ノコギリ波電圧ｖ_SWは抵抗98,コンデンサ97より成
る積分回路によって積分され、垂直パラボラ波電圧ｖ_PL
（第７図（ｃ））を形成している。

なお、このようにして得られる垂直パラボラ波電圧ｖ_PL
の振幅は、トランジスタ94,抵抗95より成る定電流回路
に流れる電流I₉₄によって決定され、この電流I₉₄の値
は、サイドピン制御電圧入力端子82から入力されるサイ
ドピン制御電圧により決定される。

例えば、サイドピン制御電圧が低い場合には、電流I₉₆
は小さく、垂直ノコギリ波電圧ｖ_SWは第７図（ｂ）のｖ
_SW1のようになり、垂直パラボラ波電圧ｖ_PLは第７図
（ｃ）のｖ_PL1のようになる。逆に、サイドピン制御電
圧が高い場合には、電流I₉₄は大きく、垂直ノコギリ波
電圧ｖ_SWは第７図（ｂ）のｖ_SW2のようになり、垂直パ
ラボラ波電圧ｖ_PLは第７図（ｃ）のｖ_PL2のようにな
る。

従って、前記サイドピン制御電圧を変化させることによ
り、サイドピン補正量を変化させることができる。そこ
で、水平周波数の関数として表わされるサイドピン制御
電圧をサイドピン制御電圧入力端子82から入力すること
により、水平周波数の違いに対応して、サイドピン補正
量を自動追従させることができる。

また、サイドピン補正量の制御を行う際、第５図に示し
た本発明の第５の実施例の場合は、トランジスタ85,86
から成る差動対を利用した乗算回路を用いているため、
サイドピン制御電圧入力端子82から入力されるサイドピ
ン制御電圧のダイナミックレンジが狭い（リニアリティ
が良いのは振幅±100mV程度）が、第６図に示す本発明
の第６の実施例を用いた場合には、サイドピン制御電圧
のダイナミックレンジを比較的大きくとることができ
る。

次に、第８図を用いて本発明の第７の実施例について説
明する。第８図中、101は直流電圧Vcc入力端子、102は
水平ノコギリ波電圧入力端子、105はオペアンプ、106は
コンパレータ、107,111は抵抗、109,112,114はダイオー
ド、108,113はトランジスタ、110はトランス、115コイ
ル、116はコンデンサである。

第８図に示す本発明の第７の実施例は、第６図に示した
第６の実施例と比較して、高圧安定化回路57として、チ
ョッパ方式の電源制御回路を用いている点が異なる。

この第８図に示す高圧安定化回路57では、ツェナダイオ
ード47によって得られる基準電圧と、高圧検出電圧入力
端子45から入力される高圧検出電圧とを、オペアンプ10
5に入力し、コンパレータ106の出力電圧のパルス幅を制
御している。そして、フライバックトランス12から出力
される高圧が常に一定になるように、トランジスタ113
の導通時間を制御している。この結果、高圧制御用出力
トランジスタ113で生じる損失は、第６図中の高圧制御
用出力トランジスタ49で生じる損失より小さくすること
ができる。このチョッパ方式の高圧安定化回路は、特に
水平周波数の違いに対して、水平偏向出力回路の電源電
圧を変化させなければならない多周波対応システムにと
って有効である。

〔発明の効果〕

本発明によれば、水平偏向・高圧一体形の水平偏向・高
圧回路において、レギュレーション特性が良好な電源電
圧制御方式の高圧安定化回路を用いた場合でも、高圧安
定化回路の出力電圧の変動にかかわらず、水平偏向電流
を安定に保つことができる。また、本発明の水平偏向・
高圧回路では高圧安定化回路の出力電圧の変化分をその
まま変調電圧に重畳することにより、水平偏向電流の安
定化を図っているので、従来の様にポリュームなどによ
って調整を行う必要がなく、調整時間の増加や、調整ば
らつき，経年変化による性能劣化をなくすことができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示す回路図、第２図は
本発明の第２の実施例を示す回路図、第３図は本発明の
第３の実施例を示す回路図、第４図は本発明の第４の実
施例を示す回路図、第５図は本発明の第５の実施例を示
す回路図、第６図は本発明の第６の実施例を示す回路
図、第７図は第６図の要部信号波形を示す波形図、第８
図は本発明の第７の実施例を示す回路図、第９図は従来
の水平偏向・高圧回路を示すブロック図、第10図は第９
図におけるダイオード変調形出力段の動作を説明するた
めの説明図、第11図は第９図における高圧制御電圧Ｅ_Ｂ
の変動に伴い水平偏向電流Ｉ_DYが変化する仕組を説明す
るための説明図、である。２……水平出力トランジスタ７……水平偏向コイル８……第１の走査コンデンサ９……変調コイル 10……第２の走査コンデンサ 12……フライバックトランス 37……高圧制御電圧入力端子 38……変調電圧出力端子 40……垂直パラボラ波電圧入力端子 41……水平偏向電流制御回路 57……高圧安定化回路 68,102……水平ノコギリ波電圧入力端子 82……サイドピン制御電圧入力端子 84……サイズ制御電圧入力端子 92……垂直ブランキングパルス入力端子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】水平出力トランジスタの出力端子に、第１
のダンパダイオードの一端と、第１の共振コンデンサの
一端と、直列接続された水平偏向コイル及び第１の走査
コンデンサから成る第１の共振回路の一端と、フライバ
ックトランスの入力側の一端と、を接続し、前記第１の
ダンパダイオードの他端と、前記第１の共振コンデンサ
の他端と、前記第１の共振回路の他端と、を各々共通に
接続して、該共通接続点に、第２のダンパダイオードの
一端と、第２の共振コンデンサの一端と、直列接続され
た変調コイル及び第２の走査コンデンサから成る第２の
共振回路の一端と、を接続し、前記第２のダンパダイオ
ードの他端と、前記第２の共振コンデンサの他端と、前
記第２の共振回路の他端と、を各々接地して成り、前記
フライバックトランスの入力側の他端に供給される電源
電圧を、該フライバックトランスの出力側より出力され
る高圧が一定となるように制御する電源電圧制御手段を
具備した水平偏向・高圧回路において、前記電源電圧の変動分を検出する変動分検出手段を設
け、検出された該変動分を前記変調コイルの両端の接続
点のうち、一方の接続点に印加することを特徴とする水
平偏向・高圧回路。
【請求項２】特許請求の範囲第１項に記載の水平偏向・
高圧回路において、前記変動分検出手段はレベルシフト
回路を含み、検出した変動分を該レベルシフト回路によ
りレベルシフトして、前記変調コイルの両端の接続点の
うちの、一方の接続点に印加するようにしたことを特徴
とする水平偏向・高圧回路。
【請求項３】特許請求の範囲第１項に記載の水平偏向・
高圧回路において、前記変動分検出手段はパルス幅変調
回路を含み、検出した変動分を該パルス幅変調回路によ
りパルス幅変調して、前記変調コイルの両端の接続点の
うちの、一方の接続点に印加するようにしたことを特徴
とする水平偏向・高圧回路。
【請求項４】特許請求の範囲第１項に記載の水平偏向・
高圧回路において、前記変動分検出手段は合成手段を含
み、検出した変動分を、該合成手段により垂直周期のパ
ラボラ波信号に重畳し合成して、前記変調コイルの両端
の接続点のうちの、一方の接続点に印加するようにした
ことを特徴とする水平偏向・高圧回路。
【請求項５】特許請求の範囲第２項に記載の水平偏向・
高圧回路において、前記レベルシフト回路は、そのレベ
ルシフト量が水平周波数の違い応じて変化することを特
徴とする水平偏向・高圧回路。
【請求項６】特許請求の範囲第４項に記載の水平偏向・
高圧回路において、垂直周期の前記パラボラ波信号の振
幅は、水平周波数の違い応じて変化することを特徴とす
る水平偏向・高圧回路。