JPS63226174A - 水平偏向高圧回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はテレビジョン受像機に用いられる受像管の水平
偏向及び高圧発生回路に係り、特に種々の値の水平偏向
周波数に適応できる水平偏向高圧回路に関する。

（従来の技術） 第７図は従来の水平偏向高圧回路を示す回路図である。

　　　゛ 同図において、水平偏向高圧回路は水平偏向回路及び高
圧発生回路からなる。

水平偏向回路は第一の励振段２、水平出力ＮＰＨトラン
ジスタ（第一のスイッチング素子）３、ダンパーダイオ
ード（第一のダンパーダイオード）４、帰線共振コンデ
ンサ（第一の共振コンデンサ）５、水平偏向］イル６．
８字補正コンデンサ（補正コンデンサ）７、水平トラン
ス（第一のトランス）８、第一の電圧制御回路（第一の
制御回路）９及び可変抵抗器１０からなる。また、高圧
発生回路は第二の励振段１１、高圧出力ＮＰＮトランジ
スタ（第二のスイッチング素子）１２、ダンパーダイオ
ード（第二のダンパーダイオード）１３、帰線共振コン
デンサ（共振コンデンサ）１４、ダミーコイル１５、フ
ライバックトランス（第二のトランス）１６、高圧整流
回路１７及び第二の電圧制御回路１８からなる。

さて、水平偏向高圧回路の動作を説明する。

まず、水平発振段１は図示されない前段からの水平同期
信号パルスＰに同期した水平発振パルスを第一の励振段
２へ出力する。励振段２は水平発振パルスを増幅してこ
の出力により次段の水平出力トランジスタ３を励振する
。トランジスタ３のコレクタ電圧ＶＣ１はダンパーダイ
オード４のカソード、帰線共振コンデンサ５の一端、水
平偏向コイル６の一端及び水平トランス８の一次巻線８
ａの一端にそれぞれ印加される。水平偏向コイル６の他
端は８字補正コンデンサ７の一端に接続され、コンデン
サ７の他端は接地されている。水平トランス８の一次巻
線８ａの他端は第一の電圧制御回路９を経て直流電源Ｅ
ｂに接続されており、電圧制御回路９に接続する可変抵
抗器１０は電圧制御回路９の出力電圧Ｅｂ１を可変する
。

こうして、トランジスタ３とダンパーダイオード４との
水平偏向周期におけるスイッチング作用により、偏向コ
イル６に鋸歯状波電流ｌｙが流れ、図示されない受像管
の電子ビームを水平偏向する。

同時に水平出力トランジスタ３の］レクタには正弦半波
状の電圧ｖＣ１が生じ、水平トランス８の二次巻線８ｂ
で変圧された後、水平偏向周期のパルスが受像機の図示
されない各部に供給される。

つぎに、前述した水平発振段１から出力する水平発振パ
ルスは第二の励振段１１にも導かれる。励振段１１は発
振パルスを励振してこれを次段の高圧出力トランジスタ
１２へ出力する。トランジスタ１２の］レクタ電圧ＶＣ
２はダンパーダイオード１３のカソード、帰線共振コン
デンサ１３の一端、ダミーコイル１５の一端及びフライ
バックトランス１６の一次巻線１６ａの一端にそれぞれ
印加される。フライバックトランス１６の一次巻線１６
ａの他端は第二の電圧制御回路１８を経て直流型ｍＥｂ
に接続されている。電圧制御回路１８はフライバックト
ランス１６の二次巻線１６ｂに接続する高圧整流回路１
７から得られる直流高圧Ｅ　ｒｅｆが印加され、この直
流高圧Ｅ　ｒｅｒによって出力電圧Ｅｂ２が可変される
。高圧整流回路１１は直流高圧Ｅｈｖ及び高圧電流Ｉｂ
を出力する。電圧制御回路１８は主として高圧電流１ｂ
が増加したときフライバックトランス１６の二次巻線１
６ｂ及び高圧整流回路１７の内部抵抗弁により、直流高
圧Ｅｈｖが低下するのを補償するために設けられている
。ダミーコイル１５は安定な高圧発生のために充分なだ
けのりアクティブパワーを蓄える目的で用いられるが、
フライバックトランス１６の設計如何によってはフライ
バックトランス１６の一次巻線１６ａでこれを代用する
ことができる。

こうして、高圧出力トランジスタ１２とダンパーダイオ
ード１３との水平偏向周期におけるスイッチング作用に
より、トランジスタ１２の］レクタには正弦半波状の電
圧ＶＣ２が生じ、フライバックトランス１６の二次巻線
１６ｂで昇圧されて高圧パルスＶｈｖを得た後、このパ
ルス■ｈｖを高圧整流回路１７に供給することにより、
ここから受像機の図示されない受像管の陽極用の直流高
圧Ｅｈｖ及び高圧電流１ｂが出力される。

このようにして、水平偏向高圧回路は電子ビームを偏向
するための偏向電流ＩＶ、陽極用の直流高圧Ｅｈｖ及び
高圧電流１ｂを発生する。

上述した水平偏向高圧回路は水平偏向回路と高圧発生回
路とを分離した回路であるから、高圧発生回路から出力
する高圧電流１ｂの変動が水平偏向回路の偏向電流１ｙ
に影響を及ぼすことが少なく、また水平偏向回路の水平
出力トランジスタ３及び高圧発生回路の高圧発生トラン
ジスタ１２で取扱う電力が軽減されている。このため、
上述した水平偏向高圧回路は、特に電力消費の大きい大
型受像機あるいは高い水平偏向周波数を用いた高精細度
の受像機に用いるのには好適の回路である。

（発明が解決しようとする問題点） 近年、コンピュータ出力映像の受像機に用いられる水平
偏向周波数は画像をより高Ｎ１１１度化する目的で高く
なる傾向にある。通常のテレビジョン信号に準拠した水
平偏向周波数（ｆｈ、　１５．７５ｋＨ，）の２倍〜４
倍程度（３２ｋ　ｌｚ〜６４　ｋ　１．程度）とした受
像機が多くなっており、しかもｆｈの値は］ンビュータ
メーカーにより異なっている。

ところが、上述した水平偏向高圧回路は、水平偏向周波
数が変った場合、偏向電流ＩＶのピーク・ツー・ピーク
値（水平偏向振幅値）ＩＶＥＩは、ＩＶＩ）＝Ｅｂ１−
　ＴＳ　　／Ｌ となる。

但し、■Ｓ：水平偏向走査期間、 Ｌ：水平偏向コイル６のインダクタンス。

このため、水平偏向周波数が変わり走査期間ＴＳが変化
すれば水平偏向振幅値Ｉｙｐが変化するから、ＩＶＩの
値が変化しないよう水平画像振幅を再調整するため、電
圧制御回路９の出力電圧Ｅｂｌを可変抵抗器１０で調整
し直すことが行なわれる。

この調整は水平偏向周波数（コンピュータメーカー）が
変更されるたびに行なう必要があるので不便であった。

また、広い範囲の水平偏向周波数に亘って対応可能な水
平偏向高圧回路をつくる場合、前述の電圧Ｅｂｌの可変
範囲を大きくすることが必要であり、これに対応できる
電圧制御回路は大損失に耐え得る大型のものとなり、経
済的あるいは形状的な問題点があった。

（問題点を解決するための手段） 上述した問題点を解決するために、本発明は水平偏向高
圧回路を、水平偏向周期で開閉する第一のスイッチング
素子と、水平偏向コイル及び補正コンデンサの直列回路
に水平偏向電流を流すため前記第一のスイッチング素子
と協働する第一のダンパーダイオード及び第一の共振コ
ンデンサと、前記水平偏向コイルに一次巻線の一端が接
続され他端は第一の電圧制御回路の出力に接続された第
一のトランスとを含み、前記水平偏向コイルに流れる水
平偏向電流の値を検出しその出力で前記第一の電圧制御
回路を制御するようにした水平偏向回路と、前記水平偏
向周期で開閉する第二のスイッチング素子と、この第二
のスイッチング素子と協働する第二のダンパーダイオー
ド及び共振コンデンサと、前記第二のスイッチング素子
に一次巻線の一端が接続され他端は第二の電圧制御回路
の出力に接続された第二のトランスと、この第二のトラ
ンスの二次巻線に接続された高圧整流回路とを有する高
圧発生回路とからなり、前記第二の電圧制御回路は前記
高圧整流回路から供給される信号に応じてその出力電圧
を変化させ、該第二の電圧制御回路出力電汁を前記第二
のトランスの一次側に加えることによって前記高圧整流
回路の出力電圧をほぼ一定に維持すると共に前記制御回
路出力電圧は前記第一の制御回路の入力にも加えられ、
また、水平偏向電流を検出する水平偏向電流検出回路か
ら前記第一の電圧制御回路に供給される信号に応じて前
記第一の電圧制御回路を制御することにより、水平偏向
電流値をほぼ一定に維持するよう構成した。

（実施例） 本発明は上述した問題点を解決すべくなされたものであ
る。

即ち、本発明になる水平偏向高圧回路は、水平偏向周期
で開閉する第一のスイッチング素子３と、水平偏向コイ
ル６及び補正コンデンサ７の直列回路に水平偏向電流Ｉ
Ｖを流すため第一のスイッチング素子３と協働する第一
のダンパーダイオード４及び第一の共振コンデンサ５と
、水平偏向コイル６に一次巻線８ａの一端が接続され他
端は第一の電圧制御回路１９の出力に接続された第一の
トうンス８の一次巻線８ａとを含み、水平偏向コイル６
に流れる水平偏向電流ＩＶの値を検出しその出力Ｅｉで
第一の電圧制御回路１９を制御するようにした水平偏向
回路と、水平偏向周期で開閉する第二のスイッチング素
子１２と、この第二のスイッチング素子１２と協働する
第二のダンパーダイオード１３及び共振コンデンサ１４
と、第二のスイッチング素子１２に一次巻線１６ａの一
端が接続され他端は第二の電圧制御回路１８の出力に接
続された第二のトランス１６と、この第二のトランス１
６の二次巻線１６ｂに接続された高圧整流回路１７とを
有する高圧発生回路とからなり、第二の制御回路１８は
高圧整流回路１７から供給される信号Ｅ　ｒｅｆに応じ
てその出力電圧Ｅｂ２を変化させてこれを、第二のトラ
ンス１６の一次側に加えることによって高圧整流回路１
７の出力Ｅ’ｈＶをほぼ一定に維持すると共に、出力電
圧Ｅｂ２は第一の電圧制御回路１９の入力にも加えられ
、また、水平偏向電流１ｙを検出する水平偏向電流検出
回路２０から第一の電圧制御回路１９に供給される信号
Ｅｉに応じて第一の電圧制御回路１９を制御することに
より、水平偏向電流値をほぼ一定に維持するよう構成し
たものである。

第１図は本発明になる水平偏向高圧回路の要部を示す一
実施例回路図、第２図は第１図に示す水平偏向高圧回路
の要部の一実施例回路図、第３図は高圧パルスｖｈ■を
示す波形図、第４図は高圧電流Ｉｂ対高圧Ｅ　ｈｖ　（
出力電圧Ｅｂ２）の関係を示す図、第５図は第１図に示
す本発明になる水平偏向高圧回路の要部の他の実施例回
路図、第６図は第１図に示す水平偏向高圧回路の偏向電
流検出回路２０及び電圧制御回路１９の一実施例回路図
である。

前述したものと同一構成部分には同一符号を付しその説
明を省略する。

第１図に示す構成は第７図の構成と次の■〜■が異なる
だけで、その他はほぼ同一のものである。

■水平偏向回路のコンデンサ７の他端には水平偏向電流
検出回路２０が新たに接続される。そして水平偏向電流
検出回路２０の検出出力側は第一の電、圧制御回路１９
に接続される。

■水平偏向回路の電圧制御回路（第一の電圧制＝　　１
１　− 御回路）１９には新たに電圧ＥＶ　　（例えばパラボラ
波）が供給され、また電源電圧Ｅｂの代わりに電圧Ｅｂ
２が印加される。

■水平発振段には種々の繰返し水平偏向周波数と同期す
る水平同期信号パルスＰ１〜Ｐ２が択一的に供給される
。

さて、水平発振段１に供給される水平同期信号パルス（
水平偏向周波数ｒｈ）が変化した場合を次に考える。高
圧出力ＮＰＮトランジスタ１２のコレクタパルスＶＣ２
は、 と表わされる。但し、 ＴＳ：偏向電流ＩＶの走査期間（コレクタパルスＶＣ２
のボトミング期間）、 Ｔｒ：コレクタパルスＶＣ２のパルス幅、Ｅ　ｂ２　：
第二の電圧制御回路１８の出力電圧。

パルス幅Ｔｒを一定とすると、水平偏向周波数ｆｈが高
く（走査期間Ｔ３が短く）なるに従ってパルスＶｃ２の
ゼロ・ピーク値は低下する。このため第一　　１２　− 二の電圧制御回路１８はこの低下分を補償する必要があ
る。もしこのような補償がなされていれば、パルスＶＣ
２の走査期間Ｔｓの良知にかかわらず電圧制御回路１８
に印加される電圧Ｅ　ｒｅｆの値、ひいては高圧Ｅ　ｒ
ｅｆの値は常に一定である。

ここで、第２図に示す回路図を用いて、電圧制御回路１
８の出力電圧Ｅｂ２の動きと偏向電流ＩＶの関係につい
て考えてみる。

前述したように、第二の電圧制御回路１８の出力電圧Ｅ
ｂ２は第一の電圧制御回路１９の電源電圧として供給さ
れており、電圧制御回路１９の出力電圧Ｅｂ１は水平ト
ランス８の一次巻線８ａを介して偏向コイル８の一端に
供給されているから、電圧制御回路１８の出力電圧Ｅｂ
２の動きは本来なら偏向電流ＩＶの動きに影響を及ぼす
ことになる。

第２図において、整流回路１７はダイオード２１、平滑
コンデンサ２２、抵抗２３及び抵抗２４からなる抵抗分
割器からなり、抵抗２３及び抵抗２４の接続点には端子
口が接続され、ここから参照電圧Ｅ　ｒｅｆが得られる
。また説明の便宜上、フライバックトランス１６は三次
巻線１６ｃを有するものとし、この三次巻線１６ｃはダ
イオード２５と平滑コンデンサ２６とを有するパルス整
流回路に接続するものとする。

ダイオード２５と］ンデンサ２６との接続点には端子イ
が接続されている。高圧整流回路１７は半波整流方式で
あるがこの方式には限定されない。

こうして、高圧整流回路１７は入力高圧パルスＶｈｖの
平均レベル−ピーク値までの値を半波整流する（第３図
に図示）。

高圧パルスＶｈｖの平均値〜ピーク値開電圧Ｖｈｖｐは
第３図に示すように、 と表わされる。但し、 ＴＳ：コレクタパルスＶｃ２の走査期間、Ｔｒ：コレク
タパルスＶｃ２のパルス幅、Ｅ　ｂ２　：第二の電圧制
御回路１８の出力１１１ｆＪＩ。

ここで第二の電圧制御回路１８の出力電圧Ｅｂ２をもし
Ｅｂｌの代りに直接巻１ｉ１８ａの一端に加えたとする
と、このときの水平偏向振幅値Ｉｙｐは、Ｉｙｐ＝　　
（Ｔｓ　　−Ｅｂ２）／Ｌとなる。

但し、■Ｓ：水平偏向走査期間、 Ｌ：水平偏向コイル６のインダクタンス。

そして、上式からみてここでＴｓ−Ｅｂ２が常に一定で
あるならば、水平偏向周波数に無関係に水平偏向振幅値
Ｉｙｐは一定となる。

このＴｓ−Ｅｂ２一定条件は、高圧パルスＶｈｖの平均
値〜ピーク間電圧Ｖ　ｈｖｐに比例する直流電圧（Ｅ　
ｒｅｆ）を高圧整流回路１７から電圧制御回路１８に供
給することによって達成される。

この直流電圧を得るためには、二次巻＄１１６ｃから得
られたパルスをダイオード２５と平滑コンデンサ２６と
からなる整流回路で平均値よりピーク値までを整流平滑
した電圧が印加されている端子イに電圧制御回路１８を
選択接続すれば良い。

こうして、電圧制御回路１８は水平偏向周波数と無関係
に常に一定のコレクタパルスＶＣ２が発生するような出
力電圧Ｅｂ２が得られ、かつこの電圧制御回路の出力電
圧Ｅｂ２を水平偏向回路の電源電圧としてもやはり偏向
周波数に無関係なほぼ一定の大きさの偏向電流が得られ
ることは、本出願人が先に提案した特開昭６１−１３４
１８１号で明らかになっている。

ところで、電圧制御回路１８に供給する直流電圧Ｅ　ｒ
ｅｆを高圧整流回路１７に接続する端子口に選択接続し
直しても、直流高圧Ｅｈｖに比例した直流電圧で電圧制
御回路１８を制御することにより、やはり同じ原理で偏
向電流Ｉｖの大きさは水平偏向周波数に無関係に常に一
定の値が得られる。しかもこの状態では端子イを選択し
た時と異なり高圧整流回路１７から出力する＾圧電流１
ｂの値が増加すると、フライバックトランス１６の二次
巻線１６ｂの高圧パルスＶｈｖ及び高圧整流回路１７の
直流電圧Ｅｈｖの値が低下しようとするが、実際はその
低下分を補償するように電圧制御回路１８が働いて直流
電圧Ｅｈｖも一定の値に維持する。

即ち、第４図の実線で示すように、直流電圧Ｅｒｅｆを
端子口から取り出した場合、水平偏向周波数の変化に対
してのみならず、高圧電流１ｂの変動に対しても直流高
圧Ｅｈｖは常に一定の値を保つ。

しかし、第４図の破線で示すように、電圧制御回路１８
の出力電圧Ｅｂ２は高圧電流１ｂの増加に応じて増加す
る傾向にあり、もしこの電圧Ｅｂ２を水平偏向回路の水
平用カドランス８の一次巻線８ａに供給する電源として
用いると、高圧電流１ｂの変化（受像画面の明るさの変
化）に応じて、水平偏向振幅値ｒ　ｙｐ　（画像水平方
向の幅）が変動して実用上重大な欠点となる。

この高圧整流回路１７は特に半波整流方式に限られる訳
ではなく、例えば先に本出願人が提案した特開昭６１−
２５１２７７号の趣旨に基づき第５図に示すような変形
コツククロフト回路を使用しても良い。

高圧整流回路１７はコンデンサ２７．２８．２９、ダイ
オード３１．３２．３３、抵抗２３及び抵抗２４からな
る抵抗分割器からなっており、抵抗２３及び抵抗２４の
接続点から電圧Ｅ　ｒｅ４が得られ、この電圧は電圧制
御回路１８に供給される。

電圧制御回路１８の出力電圧Ｅｂ２を水平偏向回路の動
作電圧として用いると、水平偏向周波数の周波数の上昇
により水平偏向振幅値Ｉｖｐは若干減少するが、コレク
タパルスＶｃ２のパルス幅Ｔｒが一定であれば、画像振
幅がほぼ一定となるから場合によっては好都合なときが
ある。

しかし、この場合でも端子口を選択した時には電圧制御
回路１８の出力電圧Ｅｂ２で水平偏向回路を動作させる
と、第４図の破線で示すように、高圧電流１ｂの増加に
応じて出力電圧Ｅｂ２が上昇するので、水平偏向振幅が
変動してしまう。

ところで、前述した第２図及び第５図に示した各構成は
、負荷電流の変動及び水平偏向周波数の変動に対しても
電圧制御回路１８により、直流高圧ＥｈＶは完全に安定
化されており、しかも水平偏向周波数の変化に対する水
平偏向振幅値Ｉｌｌの変動は前述のとおりほぼ押え込ま
れている。

従って、高圧発生回路の高圧電流１ｂの変化による水平
偏向回路の偏向電流ＩＶの変動を押さえるため、電圧制
御回路１９が行なう電圧制御は僅かで良くそれ程の電力
を要しないため、偏向電流ＩＶを安定化するのは比較的
容易である。

前述した偏向電流検出回路２０は偏向電流ＩＶの値を検
出する。水平偏向振幅（ＩｉＩｙｐに比例した直流電圧
［ｉを発生し、この電圧［ｉを電圧制御回路１９に供給
して電圧制御回路１９の出力電圧Ｅｂ１の値を制御すれ
ば、水平偏向振幅値ＩＶ１１は一定に維持できる。

前）ホしたように、電圧制御回路１９が行なう電圧制御
は僅かで良くそれ程の電力を要しないため、電圧制御回
路１９は比較的安価で構成の簡単なトランジスタ・シリ
ーズレギュレータが使用できる。

こうして、偏向電流検出回路２０及び電圧制御回路１９
を用いて、偏向電流ｍＶを常時安定化することができる
。

電圧制御回路１８は電圧制御範囲が広いことが要求され
るので。電力損失の点からスイッチングレギュレータの
使用が望ましい。

また、第１図に示す電圧制御回路１９に調整器（可変抵
抗器）１０を備えて、これを水平振幅調整器として動作
させることもでき、さらに電圧制御回路１９に垂直偏向
周波数に関する波形Ｅｖを供給して出力電圧Ｅｂｌを変
調、画像の左右端形状の補正をすることができる。例え
ば、パラボラ波を印加すれば左右糸巻歪補正ができ、鋸
歯状波を印加すれば台形歪補正ができる。　　　　　１
第６図に示すように、偏向電流検出回路２０は偏向電流
検出用トランス３４、ダイオード３５、平滑コンデンサ
３６からなり、トランス３４の一次側３４ａには偏向電
流ＩＶが供給され、二次側３４ｂにアノードが接続され
るダイオード３５及び平滑コンデンサ３６の接続点から
水平偏向振幅値［ｙｐに比例した直　。

流電圧Ｅ１が得られる。第一の電圧制御回路１９は演゛
算増幅器３８、コンデンサ４０．４５、抵抗３９．４２
゜４３、ＮＰＮトランジスタ４１．４４からなる。抵抗
器１０は抵抗１０ａ、　１０ｂからなる。

さて、トランス３４の一次側３４ａに供給される偏向電
流Ｉｙの帰線時間Ｔｉｒが一定でさえあれば、水平偏向
振幅（ｌｆｉｌＶｌｌに比例した波高値のパルス電圧が
得られ、このパルスを二次側３４ｂで昇圧してパルスＶ
１とし、ダイオード３５で整流し］ンデンサ３６で平滑
すれば、水平偏向振＄Ｖｉｌｙｐに比例した直流電圧Ｅ
ｉが得られる。なお、水平偏向振幅値Ｎ１ｒ）を検出す
るのにトランス３４の代りに抵抗器を用いこの両端に発
生する電圧を整流平滑しても電圧Ｅ１を得ることができ
る。

偏向電流検出回路２０から出力する直流電圧Ｅ１は、第
一の電圧制御回路１９内の演算増幅器３８の非反転入力
端子に印加され、反転入力端子に印加されている基準電
圧ＥＳとレベル比較される。基準電圧ＥＳの値は直流電
源子Ｆよりポテンシオメータ（可変抵抗器）の抵抗１０
ａと抵抗１０ｂで適宜分圧して得られる。また反転入力
端子には結合コンデンサ４０を介して図示されない回路
から垂直偏向周波数成分の波形（例えば、パラボラ波の
電圧Ｅｖ）を必要に応じて印加しても良い。演算増幅器
３８の出力は抵抗３９を介して励振トランジスタ４１の
ベースに導かれる。トランジスタ４１の］レクタは抵抗
４２を通してトランジスタ４４のベースに接続される。

トランジスタ４４のベース・］コレクタに介挿される抵
抗４３はトランジスタ４４のベースバイアス抵抗であり
、エミッタ・接地間には平滑コンデンサ４５が接続され
ている。

上述した第６図に示す構成において、偏向電流１■が増
加すると、偏向電流検出用トランス３４の二次巻線３４
ｂの出力パルスｖｉの値が増加し、偏向電流検出回路２
０の直流電圧Ｆ１も増加するが。

電圧［ｉのレベルが第一の電圧制御回路１９の演算増幅
器３８の反転入力端子に印加されている基準電圧ＥＳを
越えようとすると、演算増幅器３８の出力電位が急上胃
する結果、トランジスタ４１の］レクタ電流が増加する
。すると、抵抗４３．４２の値とトランジスタ４１のコ
レクタ電流で決まるトランジスタ４４のベースの電位は
低下し、ベース電圧とベース・■ミッタ電圧Ｖｂｅの差
のエミッタ電位、即ち出力電圧Ｅｂ１は下降する。出力
電圧Ｆｂ１が下降するとこれに応じて偏向電流ＩＶが減
り水平偏向振幅値＋ｙｐは低下する。

従って、水平偏向振幅値ＩＶ１１が増加しても、瞬時に
その増加を押える上述のフィードバックが働くので、常
に基準電圧ＥＳに一致する直流電圧［ｉに応じた水平偏
向振幅値Ｉｙｐに固定される。

これにより、基準電圧ＥＳの値を調節すれば、水平偏向
振幅値ＩＶｐは自在に調節できることになる。

また、基準電圧Ｅｓに垂直偏向周波数成分の波形（例え
ば、パラボラ波の電圧Ｅｖ）を印加して電圧Ｆｖで変調
かければ、電圧Ｅｖの波形に従って画像の水平振幅が変
調され、所望の目的に応じて整形され画像の歪を補正で
きる。

勿論、この水平偏向振幅調整や画像歪補正は高圧発生回
路とは無関係に行なわれ、高圧出力（高圧電圧Ｅｈｖ、
高圧電流１ｂ）には−切影響を与えないのは言うまでも
ない。

ここでは詳述しないが、水平偏向振幅値ＩＶＩ）が減少
しても、瞬時にその減少を押えるフィードバックが働く
ので、常に基準電圧ＥＳに一致する直流電圧Ｅｉに応じ
た水平偏向振幅値■ｙｐに固定されることは勿論である
。

（発明の効果） 上述した本発明になる水平偏向高圧回路によれば、印加
される水平偏向周波数の値が変化しても、常に一定の水
平偏向振幅を得ることが自動的に行なうことができる利
点があり、また水平偏向振幅量や水平画像歪補正量が高
圧発生回路の出力電圧等に影響を与えることなく行なう
ことができる技術を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明になる水平偏向高圧回路の要部を示す一
実施例回路図、第２図は第１図に示す水平偏向高圧回路
の要部の一実施例回路図、第３図は高圧パルスＶｈｖを
示す波形図、第４図は高圧電流ｒｂ対真直流電圧　ｈｖ
　（出力電圧Ｅｂ２）の関係を示す図、第５図は第１図
に示す本発明になる水平偏向高圧回路の要部の他の実施
例回路図、第６図は第１図に示す水平偏向高圧回路の偏
向電流検出回路２０及び電圧制御回路１９の一実施例回
路図、第７図は従来の水平偏向高圧回路を示ず回路図で
ある。 ３・・・第一のスイッチング素子、 ４・・・第一のダンパーダイオード、 ５・・・第一の共振コンデンサ、６・・・水平偏向コイ
ル７・・・補正コンデンサ、８・・・第一のトランス、
３ａ’、１６ａ・・・−次巻線、 １２・・・第二のスイッチング素子、 １３・・・第二のダンパーダイオード、１４・・・共振
］ンデンサ、１６・・・第二のトランス、１６ｂ・・・
二次巻線、１７・・・高圧整流回路、１８・・・第二の
電圧制御回路、 １９・・・第一の電圧制御回路、 ２０・・・水平偏向電流検出回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 水平偏向周期で開閉する第一のスイッチング素子と、水
   平偏向コイル及び補正コンデンサの直列回路に水平偏向
   電流を流すため前記第一のスイッチング素子と協働する
   第一のダンパーダイオード及び第一の共振コンデンサと
   、前記水平偏向コイルに一次巻線の一端が接続され他端
   は第一の電圧制御回路の出力に接続された第一のトラン
   スを含み、前記水平偏向コイルに流れる水平偏向電流の
   値を検出しその出力で前記第一の電圧制御回路を制御す
   るようにした水平偏向回路と、前記水平偏向周期で開閉
   する第二のスイッチング素子と、この第二のスイッチン
   グ素子と協働する第二のダンパーダイオード及び共振コ
   ンデンサと、前記第二のスイッチング素子に一次巻線の
   一端が接続され他端は第二の電圧制御回路の出力に接続
   された第二のトランスと、この第二のトランスの二次巻
   線に接続された高圧整流回路とを有する高圧発生回路と
   からなり、前記第二の電圧制御回路の出力は同時に前記
   第一の電圧制御回路の入力にも接続され、更に前記第二
   の電圧制御回路の入力は直流電源に接続され、前記高圧
   整流回路出力に比例した電圧で前記第二の電圧制御回路
   を制御することによって、前記高圧整流回路の出力をほ
   ぼ一定に維持し、また、水平偏向電流を検出する水平偏
   向電流検出回路から前記第一の電圧制御回路に供給され
   る信号に応じて前記第一の電圧制御回路を制御すること
   により、水平偏向電流値をほぼ一定に維持するよう構成
   したことを特徴とする水平偏向高圧回路。