JP3785629B2 - 信号補正装置、信号補正方法、信号補正装置の係数調整装置および係数調整方法 - Google Patents
信号補正装置、信号補正方法、信号補正装置の係数調整装置および係数調整方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3785629B2 JP3785629B2 JP22412396A JP22412396A JP3785629B2 JP 3785629 B2 JP3785629 B2 JP 3785629B2 JP 22412396 A JP22412396 A JP 22412396A JP 22412396 A JP22412396 A JP 22412396A JP 3785629 B2 JP3785629 B2 JP 3785629B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- filter
- correction
- coefficient
- transmission system
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
- H04R3/00—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、信号補正装置、信号補正方法、信号補正装置の係数調整装置および係数調整方法に関し、特に信号補正装置と伝送系とを統合した統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、入力信号を補正して伝送系に与える技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
楽音の再生等に動電型スピーカ２が用いられる。図２３に、動電型スピーカ２の断面構成を示す。楽音信号に基づく駆動電流がボイスコイル４に与えられると、ボイスコイル４は駆動電流に比例した電磁力を、マグネット６から受ける。このため、楽音信号にしたがってボイスコイル４に接続されたスピーカ振動板８がｘ方向に振動し、楽音が再生される。この場合、再生音圧は、ボイスコイル４（スピーカ振動板８）の加速度、およびボイスコイル４（スピーカ振動板８）の移動に伴って排除される空気の体積に依存している。したがって、同じスピーカであれば、再生音圧は、ボイスコイル４の加速度および振幅に、ほぼ依存することになる。すなわち、ボイスコイル４の加速度および振幅が大きいほど再生音圧は大きく、ボイスコイル４の加速度および振幅が小さいほど再生音圧は小さい。
【０００３】
一方、図２４に示すように、再生楽音の周波数が動電型スピーカ２の最低共振周波数ｆ０より低くなるにつれ、ボイスコイル４の加速度が小さくなる傾向がある。つまり、動電型スピーカ２は、楽音信号のレベルが同じであれば、低音域の再生音圧が小さくなるという欠点があった。
【０００４】
そこで、動電型スピーカ２のこのような欠点を克服するため、従来のスピーカシステムにおいては、例えば、最低共振周波数ｆ０以下の周波数について、予め楽音信号のレベルを拡大する処理（ブースト）を行なうよう構成していた。このように構成することで、低音域におけるボイスコイルの振幅を大きくすることができ、低音域の再生音圧の減少を緩和することができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような従来のスピーカシステムには、次のような問題があった。ボイスコイル４の振幅が大きくなると、動電型スピーカ２の機械的制約等に起因してボイスコイル４の動きが制限され、この結果、再生楽音に歪が生ずる。すなわち、入力された楽音信号にはなかった高調波成分が重畳されて再生楽音に現れることになる。これが非線形歪である。図２５に示すように、特に最低共振周波数ｆ０よりやや低い周波数域において、２次高調波、３次高調波が大きく現れていることがわかる。
【０００６】
また、スピーカ振動板８を構成するエッジ８ｅの排除空気体積の非線形性により、たとえボイスコイル４の動きが無歪であっても、放射音圧に非線形歪があらわれる。
【０００７】
このようなスピーカの非線形性を、フィードフォワード方式で補正して歪を減少させる方法が、ドイツ国公開公報 DE 4111884 A1、米国特許 5438625に開示されている。この方法は、スピーカ等変換器の動電変換原理に基づき、各シールスモールパラメータ（後述）の非線形歪を合成させる方法を採っている。したがって、補正原理の物理的な理解が比較的容易である。しかし、実際の補正アルゴリズムは非常に複雑で、その調整方法も複雑である。さらに、シールスモールパラメータそのものを補正計算に用いるために、非常に大きな係数や小さな係数を混用しなければならず、固定小数点演算を行なうＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いて高速処理を行なうのに不便である。このため、演算処理の効率が悪く、演算精度の低下を招くおそれがある。
【０００８】
この発明は、このような従来の問題を解決し、スピーカなど非線形性を有する伝送系の特性の補正を、容易かつ迅速確実に行なうことができる信号補正装置、信号補正方法、信号補正装置の係数調整装置および係数調整方法を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
請求項１の信号補正装置は、
信号補正装置と伝送系とを統合した統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、入力信号を補正して伝送系に与える信号補正装置であって、
帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成された補正フィルタを備えた信号補正手段、
統合伝送系の状態を表わす所定の仮想物理量を、入力信号に基づいて予測する仮想物理量予測手段、
予測された仮想物理量に基づいて、前記補正フィルタのフィルタ係数の少なくとも一部を決定する補正係数決定手段、
を備え、
前記補正フィルタは、決定されたフィルタ係数を用いて、入力信号を補正すること
を特徴とする。
【００１０】
請求項２の信号補正装置は、
請求項１の信号補正装置において、
前記信号補正手段は、信号の振幅を調整する振幅調整部をさらに備え、
前記補正係数決定手段は、前記予測された仮想物理量に基づいて、前記振幅調整部の振幅調整係数をも決定し、
前記振幅調整部は、決定された振幅調整係数を用いて、前記補正フィルタによる補正前の信号または当該補正後の信号の振幅を調整すること
を特徴とする。
【００１１】
請求項３の信号補正装置は、
請求項１ないし請求項２のいずれかの信号補正装置において、
前記仮想物理量予測手段は、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成された仮想物理量フィルタを備え、
前記仮想物理量フィルタは、前記統合伝送系の目標特性に基づいて決定されたフィルタ係数を用いて、入力信号に基づいて仮想物理量を予測すること
を特徴とする。
【００１２】
請求項４の信号補正装置は、
請求項３の信号補正装置において、
前記補正フィルタは、帰還路を含み信号処理の上流部分に該当する巡回部と、帰還路を含まず信号処理の下流部分に該当する非巡回部とを備え、
仮想物理量フィルタは、帰還路を含む巡回部と、帰還路を含まない非巡回部とを備え、
補正フィルタの巡回部のフィルタ係数は、仮想物理量フィルタの巡回部のフィルタ係数と同一であり、補正フィルタの非巡回部のフィルタ係数は、前記仮想物理量に基づいて決定されたフィルタ係数であること
を特徴とする。
【００１３】
請求項５の信号補正装置は、
請求項４の信号補正装置において、
前記補正フィルタの非巡回部のフィルタ係数は、前記仮想物理量に依存して変化しない線形フィルタ係数と、前記仮想物理量に依存して変化する非線形フィルタ係数との和で表現し得ること
を特徴とする。
【００１４】
請求項６の信号補正装置は、
請求項５の信号補正装置において、
前記伝送系は、前記信号補正装置の補正出力をアナログ信号に変換するとともに変換出力を増幅する駆動系と、当該増幅出力に基づいて駆動される動電型スピーカとを備え、
前記統合伝送系の目標特性は、目標とすべきシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系の特性を含む特性であり、
前記仮想物理量は、前記統合伝送系が目標特性を有すると仮定した場合計算される動電型スピーカのボイスコイルの仮想変位であり、
前記仮想物理量フィルタは、前記駆動系の増幅ゲインをも考慮して仮想変位を予測する変位フィルタであり、
前記補正フィルタおよび変位フィルタは、ともに、２次のＩＩＲ（無限インパルス応答）型フィルタであること
を特徴とする。
【００１５】
請求項７の信号補正装置は、
請求項６の信号補正装置において、
前記増幅器は、電圧出力型増幅器であり、
前記補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フィルタ係数を
ｃ（ｘ）：無遅延非線形フィルタ係数
ｄ（ｘ）：１次遅延非線形フィルタ係数
ｅ（ｘ）：２次遅延非線形フィルタ係数
としたとき、
ｃ（ｘ）＋ｅ（ｘ）＝ｄ（ｘ）
の関係を満たすこと
を特徴とする。
【００１６】
請求項８の信号補正装置は、
請求項６の信号補正装置において、
前記増幅器は、電流出力型増幅器であり、
前記補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フィルタ係数を
ｃ（ｘ）：無遅延非線形フィルタ係数
ｄ（ｘ）：１次遅延非線形フィルタ係数
ｅ（ｘ）：２次遅延非線形フィルタ係数
としたとき、
の関係を満たすこと
を特徴とする。
【００１７】
請求項９の信号補正装置は、
請求項６の信号補正装置において、
前記補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フィルタ係数のうち２次遅延非線形フィルタ係数をｅ（ｘ）としたとき、
ｅ（ｘ）＝０
となること
を特徴とする。
【００１８】
請求項１０の信号補正装置は、
請求項６の信号補正装置において、
前記目標とすべきシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系の特性は、低レベル入力信号時における前記伝送系のシールスモールパラメータで表わされる特性そのものであること
を特徴とする。
【００１９】
請求項１１の信号補正装置は、
請求項６の信号補正装置において、
前記目標とすべきシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系の特性は、低レベル入力信号時における前記伝送系のシールスモールパラメータで表わされる特性に所望の修正を加えた特性であること
を特徴とする。
【００２０】
請求項１２の信号補正装置は、
請求項６の信号補正装置において、
前記動電型スピーカのボイスコイルの変位に依存して変化する力係数およびスティフネスに起因する伝送系の非線形性を緩和すること
を特徴とする。
【００２１】
請求項１３の信号補正装置は、
請求項６の信号補正装置において、
前記動電型スピーカのボイスコイルの変位に依存して変化する動電型スピーカのエッジの排除空気体積に起因する伝送系の非線形性を緩和すること
を特徴とする。
【００２２】
請求項１４の信号補正方法は、
伝送系を含む統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、入力信号を補正して伝送系に与える信号補正方法であって、
帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成された補正フィルタを用意し、
統合伝送系の状態を表わす所定の仮想物理量を、入力信号に基づいて予測し、予測された仮想物理量に基づいて、前記補正フィルタのフィルタ係数の少なくとも一部を決定し、
前記補正フィルタは、決定されたフィルタ係数を用いて、入力信号を補正すること
を特徴とする。
【００２３】
請求項１５の信号補正装置の係数調整装置は、
請求項１ないし請求項１３のいずれかの信号補正装置または請求項１４の信号補正方法における各係数を調整するための係数調整装置であって、
前記統合伝送系に与える参照信号を生成する参照信号生成手段、
与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号を測定する応答信号測定手段、
参照信号および応答信号に基づいて、統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、前記各係数を調整する調整制御手段、
を備えたことを特徴とする。
【００２４】
請求項１６の信号補正装置の係数調整装置は、
請求項１５の信号補正装置の係数調整装置において、
前記調整制御手段は、与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号の各高調波歪または混変調歪が減少するよう、前記補正フィルタの非巡回部の非線形フィルタ係数に関する係数を調整すること
を特徴とする。
【００２５】
請求項１７の信号補正装置の係数調整方法は、
請求項１ないし請求項１３のいずれかの信号補正装置または請求項１４の信号補正方法における各係数を調整するための係数調整方法であって、
前記統合伝送系に与える参照信号を生成し、
与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号を測定し、
参照信号および応答信号に基づいて、統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、前記各係数を調整すること
を特徴とする。
【００２６】
請求項１８の記憶媒体は、
コンピュータが実行可能なプログラムを記憶したコンピュータ可読の記憶媒体であって、
前記プログラムは、請求項１ないし請求項１７のいずれかの装置または方法を実現するものであること
を特徴とする。
【００２７】
請求項での用語の概念を、次のとおり定義する。
【００２８】
「統合伝送系」とは、入力信号を補正する信号補正装置と、補正された信号が伝送される伝送系とを統合した系をいう。
【００２９】
「シールスモール（Thile-Small）パラメータ」とは、スピーカの集中定数モデルのパラメータをいう。実施形態では、最低共振周波数ｆ０、ｆ０’、共振の鋭さＱ０、Ｑ０’等が該当する。
【００３０】
「目標特性」とは、統合伝送系の目標とする特性をいう。特性には、シールスモールパラメータで表わされる特性を含む。
【００３１】
「仮想物理量」とは、入力信号に依存して変化する統合伝送系の状態を表わす所定の物理量であって、統合伝送系が目標特性を有すると仮定した場合の仮想の物理量をいう。実施形態では、ボイスコイル４の仮想変位ｘが該当する。
【００３２】
「デジタルフィルタ」とは、信号の周波数特性を変えるために、入力信号にデジタル信号処理を施して出力信号を得るデジタル信号処理回路をいう。実施形態では、補正フィルタ、変位フィルタ（いずれも２次ＩＩＲフィルタ）が該当する。
【００３３】
「フィルタ係数」とは、デジタルフィルタにおいて、信号の周波数特性を変えるために与えられる係数をいう。実施形態では、Ｂ１、ｈｘ０、Ｃ（ｘ）等が該当する。なお、Ｃ（ｘ）を構成する要素のうち、ｃ０を線形フィルタ係数といい、ｃ（ｘ）を非線形フィルタ係数という。非線形フィルタ係数ｃ（ｘ）の係数ｃ１、ｃ２等を非線形係数という。
【００３４】
【発明の効果】
請求項１の信号補正装置および請求項１４の信号補正方法は、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成された補正フィルタを用意し、予測された仮想物理量に基づいて前記補正フィルタのフィルタ係数の少なくとも一部を決定し、補正フィルタは決定されたフィルタ係数を用いて入力信号を補正することを特徴とする。
【００３５】
したがって、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタを用いることで、信号処理のアルゴリズムを規格化・単純化することができる。また、各係数の調整も容易になる。さらに、スピーカのシールスモールパラメータ等をそのまま補正計算に用いるのではなく、ある程度規格化されたフィルタ係数を用いるため、各係数値を所定範囲内に納めることができる。このため、固定小数点演算を行なうＤＳＰを用いて高速処理を行なうのに都合がよい。また、各係数値の範囲を調整するための演算を省略することができるから演算処理の効率が低下することもなく、演算精度の低下を招くおそれもない。すなわち、非線形性を有する伝送系の特性の補正を、容易かつ迅速確実に行なうことができる。
【００３６】
請求項２の信号補正装置は、信号の振幅を調整する振幅調整部をさらに備え、予測された仮想物理量に基づいて振幅調整部の振幅調整係数をも決定し、決定された振幅調整係数を用いて、補正フィルタによる補正前の信号または当該補正後の信号の振幅を調整することを特徴とする。したがって、伝送系の物理モデルとの対応がつけやすい。すなわち、伝送系の特性の補正を、さらに容易に行なうことができる。
【００３７】
請求項３の信号補正装置は、仮想物理量予測手段が、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成された仮想物理量フィルタを備えたことを特徴とする。したがって、信号補正手段とともに仮想物理量予測手段にもデジタルフィルタを用いることにより、信号処理のアルゴリズムを、より規格化・単純化することができる。すなわち、非線形性を有する伝送系の特性の補正を、より容易かつ迅速確実に行なうことができる。
【００３８】
請求項４および請求項５の信号補正装置は、補正フィルタおよび仮想物理量フィルタが、ともに、巡回部と非巡回部とを備え、補正フィルタの巡回部のフィルタ係数は、仮想物理量フィルタの巡回部のフィルタ係数と同一であることを特徴とする。したがって、補正フィルタと仮想物理量フィルタとで巡回部を共用することができ、信号処理のアルゴリズムを、さらに規格化・単純化することができる。
【００３９】
請求項６の信号補正装置は、伝送系が動電型スピーカを備え、仮想物理量が動電型スピーカのボイスコイルの仮想変位であることを特徴とする。したがって、変位に依存する非線形歪の大きい導電型スピーカの特性の補正を、容易かつ迅速確実に行なうことができる。
【００４０】
請求項７の信号補正装置は、増幅器が電圧出力型増幅器であり、補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フィルタ係数が、
ｃ（ｘ）＋ｅ（ｘ）＝ｄ（ｘ）
の関係を満たすことを特徴とする。したがって、Ｓ−Ｚ変換において双一次変換を用いることで、３つの非線形フィルタ係数のうち２つの非線形フィルタ係数を決定すれば、他のひとつの非線形フィルタ係数が自動的に決定されるよう構成することができる。すなわち、補正フィルタを２次のＩＩＲ型フィルタで構成した場合における信号処理のアルゴリズムを、さらに単純化することができる。
【００４１】
請求項８の信号補正装置は、増幅器が電流出力型増幅器であり、補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フィルタ係数が、
の関係を満たすことを特徴とする。したがって、Ｓ−Ｚ変換において双一次変換を用いることで、３つの非線形フィルタ係数のうちひとつの非線形フィルタ係数を決定すれば、他の２つの非線形フィルタ係数が自動的に決定されるよう構成することができる。すなわち、補正フィルタを２次のＩＩＲ型フィルタで構成した場合における信号処理のアルゴリズムを、さらに単純化することができる。
【００４２】
請求項９の信号補正装置は、補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フィルタ係数のうち２次遅延非線形フィルタ係数ｅ（ｘ）が、
ｅ（ｘ）＝０
となることを特徴とする。したがって、Ｓ−Ｚ変換において後進差分近似変換を用いることで、非線形フィルタ係数のうち２次遅延非線形フィルタ係数ｅ（ｘ）の決定が不要になるよう構成することができる。すなわち、補正フィルタを２次のＩＩＲ型フィルタで構成した場合における信号処理のアルゴリズムを、さらに単純化することができる。
【００４３】
請求項１０の信号補正装置は、目標とすべきシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系の特性は、低レベル入力信号時における伝送系のシールスモールパラメータで表わされる特性そのものであることを特徴とする。したがって、実際のスピーカの線形特性をそのまま生かしつつ、スピーカの非線形歪を軽減することができる。
【００４４】
請求項１１の信号補正装置は、目標とすべきシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系の特性は、低レベル入力信号時における伝送系のシールスモールパラメータで表わされる特性に所望の修正を加えた特性であることを特徴とする。したがって、スピーカの非線形歪を軽減することができると同時に、スピーカの線形特性を所望の値に補正することができる。
【００４５】
請求項１２の信号補正装置は、動電型スピーカのボイスコイルの変位に依存して変化する力係数およびスティフネスに起因する伝送系の非線形性を緩和することを特徴とする。したがって、動電型スピーカに生ずる可能性の高い非線形歪を軽減することができる。
【００４６】
請求項１３の信号補正装置は、動電型スピーカのボイスコイルの変位に依存して変化する動電型スピーカのエッジの排除空気体積に起因する伝送系の非線形性を緩和することを特徴とする。したがって、実効振動面積全体に占めるエッジ部面積の比率が比較的高い小型スピーカに適用した場合、非線形歪の軽減に高い効果を得ることができる。
【００４７】
請求項１５の信号補正装置の係数調整装置および請求項１７の信号補正装置の係数調整方法は、与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号を測定し、参照信号および応答信号に基づいて、統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、各係数を調整することを特徴とする。したがって、自動的に各係数を調整することができる。すなわち、各係数の調整を容易に行なうことができる。
【００４８】
請求項１６の信号補正装置の係数調整装置は、与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号の各高調波歪または混変調歪が減少するよう、補正フィルタの非巡回部の非線形フィルタ係数に関する係数を調整することを特徴とする。したがって、当該係数のうち、各高調波または各混変調波に関係する成分に着目して各高調波ごとに順次調整を行なうよう構成することで、より容易に当該各係数の調整を行なうことができる。
【００４９】
請求項１８の記憶媒体は、コンピュータが実行可能なプログラムを記憶したコンピュータ可読の記憶媒体であって、当該プログラムは、信号補正装置、信号補正方法、信号補正装置の係数調整装置、係数調整方法のいずれかの装置または方法を実現するものであることを特徴とする。したがって、コンピュータに使用することにより、非線形性を有する伝送系の特性の補正や各係数の調整を、より容易かつ迅速確実に行なうことができる。
【００５０】
【発明の実施の形態】
［第１実施形態］
−信号補正装置の全体構成−
図１に、この発明の一実施形態による信号補正装置１２を含む統合伝送系１０のブロック図を示す。統合伝送系１０は、信号補正装置１２と伝送系１４とを統合した系である。
【００５１】
信号補正装置１２は、統合伝送系１０の特性が所定の目標特性に近づくよう、入力信号である入力信号ｕを補正して伝送系１４に与える。目標特性として、目標とすべきシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系１０の特性が与えられる。上記信号補正装置１２は、仮想物理量予測手段（仮想物理量フィルタ）である変位フィルタ１６、補正係数決定手段である補正係数決定部１８、信号補正手段２０、を備えている。信号補正手段２０は、補正フィルタ２２、振幅調整部２４を備えている。
【００５２】
変位フィルタ１６は、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成されており、統合伝送系１０の目標特性に基づいて決定されたフィルタ係数を用いて、入力信号ｕに基づいて仮想変位ｘを予測する。
【００５３】
補正係数決定部１８は、予測された仮想変位ｘに基づいて、補正フィルタ２２のフィルタ係数の少なくとも一部を決定する。また、補正係数決定部１８は、予測された仮想変位ｘに基づいて、振幅調整部２４の振幅調整係数をも決定する。
【００５４】
補正フィルタ２２は、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成されており、決定されたフィルタ係数を用いて、入力信号ｕを補正する。
【００５５】
振幅調整部２４は、決定された振幅調整係数を用いて、補正フィルタ２２による補正前の信号または当該補正後の信号の振幅を調整する。
【００５６】
上記補正フィルタ２２および変位フィルタ１６は、ともに、帰還路を含み信号処理の上流部分に該当する巡回部２２ａと、帰還路を含まず信号処理の下流部分に該当する非巡回部２２ｂ、１６ｂとを備えており、補正フィルタ２２の巡回部２２ａのフィルタ係数は、変位フィルタ１６の巡回部２２ａのフィルタ係数と同一である。この実施形態においては、補正フィルタ２２と変位フィルタ１６とで、巡回部２２ａを共用している。上記補正フィルタ２２および変位フィルタ１６は、ともに、２次のＩＩＲ型フィルタである。
【００５７】
補正フィルタ２２の非巡回部２２ｂのフィルタ係数は、仮想変位ｘに基づいて決定されたフィルタ係数であり、後述するように、仮想変位ｘに依存しない線形フィルタ係数と、仮想変位ｘに依存して変化する非線形フィルタ係数との和で表現し得る。
【００５８】
−ハードウェア−
図２に、図１に示す信号補正装置１２の各機能をＤＳＰ（Digital Signal Processor）３０を用いて実現した場合における、統合伝送系１０のハードウェア構成の一例を示す。ＤＳＰ３０は高速演算を行なうマイクロプロセッサであり、内部メモリ（図示せず）を備えている。内部メモリにはプログラム、各係数などが記憶されている。ＤＳＰ３０は内部メモリ記憶されたプログラムに従って、入力信号ｕに対して信号補正処理を実行し、補正出力である補正出力信号ｕLを得る。
【００５９】
この実施形態のように増幅器２８（後述）が電圧出力型の場合、入力信号ｕおよび補正出力信号ｕLは、アナログ信号における電圧に等価である。なお、後述するように、増幅器２８が電流出力型の場合、入力信号および補正出力は、入力信号ｉおよび補正出力信号ｉLで表わされ、これらの信号はアナログ信号における電流に等価である。
【００６０】
Ｄ／Ａ変換器２６は、ＤＳＰ３０からの補正出力信号ｕL（デジタル信号）をアナログ信号に変換する。電圧出力型の増幅器２８は、Ｄ／Ａ変換器２６の変換出力を増幅し、増幅出力により、動電型スピーカ２を駆動する。なお、ＤＳＰ３０が、信号補正装置１２に対応する。また、Ｄ／Ａ変換器２６、増幅器２８および動電型スピーカ２が、伝送系１４に対応する。Ｄ／Ａ変換器２６および増幅器２８が、駆動系に対応する。
【００６１】
−処理式の導出−
図３に、伝送系１４を構成する動電型スピーカ（以下、単に「スピーカ」という）２（図２３参照）を物理モデル（集中定数モデル）で表現した図を示す。スピーカ２の各シールスモールパラメータを、次の記号で表わす、
最低共振周波数f0
共振の鋭さQ0
純機械系の共振の鋭さQm
力係数BL0、
直流電気抵抗Rdc
実効質量m0
機械抵抗Rm
スティフネスK0 。
【００６２】
通常、スピーカの振動系の物理モデルとしては、低域においては１次の共振系として近似される。したがって、目標とする理想的なスピーカのシールスモールパラメータを「’」付き記号で表現すれば、理想的なスピーカの運動方程式は、下記のようにスピーカのボイスコイルの変位ｘについての２階線形微分方程式で表される、
BL0'・A0・u(t)/Rdc
=m0・(d2x/dt2)+Rm・(dx/dt)+K0'・x+(BL0'2/Rdc)・(dx/dt) ・・・(2)
なお、式（２）において、u(t)は理想的なスピーカへの入力信号、A0は駆動系の増幅ゲイン（Ｄ／Ａ変換器２６および増幅器２８の総合ゲイン）である。
【００６３】
一方、実際のスピーカ２においては、各シールスモールパラメータのうち力係数およびスティフネスは、スピーカ２のボイスコイル４の変位xが極めて小さい場合には、ほぼ一定値BL0およびK0を示すが、ボイスコイル４の変位xがある程度大きい場合には、変位xに依存して変化する傾向を示すことが知られている。すなわち、力係数およびスティフネスは、非線形性を有する。これが、スピーカ２の非線形歪の原因のひとつである。変位xに依存して変化する力係数BL(x)およびスティフネスK(x)を、次式で表現することとする、
式（１）において、b1、b2、k1、k2、k3、k4は、非線形係数である。
【００６４】
変位に依存して変化するこのような非線形性を考慮すると、実際のスピーカ２の運動方程式は、下記の２次の非線形微分方程式で表される、
BL(x)・A0・uL(t)/Rdc
=m0・(d2x/dt2)+Rm・(dx/dt)+K(x)・x+BL2(x)/Rdc・(dx/dt) ・・・(3)
なお、式（３）において、uL(t)は実際のスピーカ２への入力信号である。
【００６５】
ところで、理想的な最低共振角周波数ω0'（=2・π・f0'）および共振の鋭さQ0'、ならびに実際の最低共振角周波数ω0（=2・π・f0）、共振の鋭さQ0および純機械系の共振の鋭さQmは、それぞれ次式で表現することができる、
【００６６】
ここで、
とすると、式（２）は、式（８）より、
G0・u(t)=(d2x/dt2)+ω0'/Q0'・(dx/dt)+ω0'2・x ・・・(4)。
【００６７】
また、式（３）は、式（１）、式（８）より、
【００６８】
式（４）からわかるように、理想的なスピーカのボイスコイルの変位x(t)は、入力信号u(t)に対し線形性を示し、歪を生じない。式（４）で表わされる線形微分方程式の解を、以下に示す、
x(t)=L-1{G0/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2)}*u(t) ・・・(18)
ただし、この明細書においては、特にことわらないかぎり、
ｓは、ラプラス演算子
L-1｛Ｐ｝は、Ｐのラプラス逆変換
Ｐ*Ｑは、ＰとＱとのたたみこみ積分
を表わす。
【００６９】
式（１８）より、理想的なスピーカのボイスコイルの速度v(t)、加速度a(t)は以下の式で表される、
v(t)=dx/dt=L-1{(s・G0)/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2)}*u(t) ・・・(6)
a(t)=d2x/dt2=L-1{(s2・G0)/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2)}*u(t) ・・・(7)
一方、非線形微分方程式（５）からわかるように、実際のスピーカ２のボイスコイルの変位x(t)は、入力信号uL(t)に対し非線形性を示し、歪を生ずる。そこで、式（５）における実際のスピーカ２の変位x(t)が、式（１８）に示される理想的なスピーカのボイスコイルの変位x(t)に等しくなるよう、実際のスピーカ２への入力信号uL(t)を補正してやれば、実際のスピーカ２は線形無歪となるはずである。
【００７０】
式（５）に、式（１８）、（６）、（７）を代入すれば、
【００７１】
式（９）に示すように、実際のスピーカ２への信号として、信号u(t)（入力信号）に所定の補正を施した信号uL(t)（補正出力）を用いることにより、非線形性を示すスピーカ２を線形無歪の状態にすることができる。すなわち、式（９）に示すuL(t)は、非線形性を示すスピーカ２を線形無歪とするための非線形補正信号を意味する。
【００７２】
以上の非線形補正をＤＳＰ３０で実行するためには、連続系を離散系に変換する必要がある。連続系を離散系に変換するためのＳ−Ｚ変換として、双一次変換やオイラー近似（後進差分近似）等が用いられる。この実施形態においては、双一次変換を用いる。サンプリング周期Ｔ、サンプリング周波数Fs（=1/T）とすれば、双一次変換の変換式は、次のように表わされる、
【００７３】
式（１０）を用いれば、変位、速度、加速度は、以下のように変換される、
【００７４】
【００７５】
【００７６】
双一次変換の場合、上述の各式における係数は以下の関係となっている、
【００７７】
式（１００）、（２０）、（１２）、（１０１）、（１０２）を用いれば、前述の理想的なスピーカのボイスコイルの変位x(t)、速度v(t)、加速度a(t)を表わす式（１８）、（６）、（７）は、以下のように変換される、
ただし、この明細書において、特にことわらないかぎり、Z-1｛Ｐ｝は、ＰのＺ逆変換を表わす。
【００７８】
式（１９）で表わされる変位x(n)が、ボイスコイル４の仮想変位ｘである。
【００７９】
式（１９）、（１０４）、（１０５）を、非線形補正信号を示す式（９）に適用すれば、
【００８０】
ここで、
hv0・ω0/Q0=(f0/Fs・π/Q0)/(1+f0'/Fs・π/Q0'+(f0'/Fs・π)2)
hx0・ω02=(f0/Fs・π)2/(1+f0'/Fs・π/Q0'+(f0'/Fs・π)2)
であるから、この関係を用いて式（１０６）を整理すれば、以下のようになる、
【００８１】
式（１１）において、
式（１３）、（１４）、（１５）から、非線形フィルタ係数c(x)、d(x)、e(x)について次の関係が導かれる、
d(x)=c(x)+e(x) ・・・(16)
したがって、d(x)は、c(x)とe(x)とにより表わされる。
【００８２】
一方、非線形係数フィルタ係数b(x)、c(x)、d(x)、e(x)間の関係は、
c(x)=d(x)/2+(b2(x)-1)・((c0-e0)/2)・(1-Q0/Qm)
e(x)=d(x)/2-(b2(x)-1)・((c0-e0)/2)・(1-Q0/Qm)
したがって、
b(x)={(c(x)-e(x))/(c0-e0)・Qm/(Q0-Qm)+1}1/2 ・・・(17)
したがって、b(x)も、c(x)とe(x)とにより表わされる。
【００８３】
図４、図５は、式（１１）で表現した場合の、それぞれ信号補正装置１２、５２の信号処理回路図である。図４で表わされる信号補正装置１２の補正係数決定部１８においては、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)に基づいて、非線形フィルタ係数d(x)、b(x)が自動的に決定されるが、図５で表わされる信号補正装置５２の補正係数決定部１８においては、これとは逆に、非線形フィルタ係数d(x)、b(x)に基づいて、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)が自動的に決定される。
【００８４】
−係数調整装置の構成−
図６に、図４に示す信号補正装置１２の各係数を調整するための係数調整装置３２の全体構成を例示する。係数調整装置３２は、参照信号生成手段である発振器３４、Ａ／Ｄ変換器３６、応答信号生成手段であるマイクロフォン３８および測定器４０、調整制御手段であるコントローラ４２を備えている。
【００８５】
発振器３４は、統合伝送系１０に与える参照信号を生成する。Ａ／Ｄ変換器３６は、アナログ信号で与えられた参照信号をデジタル信号に変換して、統合伝送系１０に与える。測定器４０は、与えられた参照信号に対応する統合伝送系１０の応答信号を、マイクロフォン３８を介して測定する。
【００８６】
コントローラ４２は、参照信号および応答信号に基づいて、統合伝送系１０の特性が所定の目標特性に近づくよう、ＤＳＰ３０（信号調整装置１２）の各係数を調整する。この実施形態においては、コントローラ４２は、与えられた参照信号に対応する統合伝送系１０の応答信号の各高調波歪が減少するよう、補正フィルタ２２の非巡回部２２ｂ（図１参照）の非線形フィルタ係数等の非線形係数を調整するよう構成されている。コントローラ４２として、コンピュータ又はマイコンを使用することができる。
【００８７】
なお、測定用抵抗Ｒ１を、スピーカ２の直流抵抗Rdcに対して直列に接続している。測定用抵抗Ｒ１の抵抗値は、スピーカ２の直流抵抗Rdcに比較して十分に小さい。
【００８８】
−係数調整処理−
図７に、図６の係数調整装置３２を用いて、図４で表わされる信号補正装置１２の係数調整処理を行なう場合の処理の流れを例示する。まず、スピーカ２の最低共振周波数f0および共振の鋭さQ0等を測定する（ステップＳ２）。スピーカ２に掃引周波数を与え、測定用抵抗Ｒ１の両端電圧が最小になる（図２４のアドミタンスが最小になる）周波数を測定する。この周波数が最低共振周波数f0である。共振の鋭さQ0は、最低共振周波数f0における共振の鋭さ（図２４のアドミタンス曲線のf0における尖度）として求められる。
【００８９】
さらに、このステップにおいて、Ｄ／Ａ変換器２６および増幅器２８の総合ゲインA0と、スピーカ２の力係数BL0との比、A0/BL0を求めておく。なお、増幅器２８のボリューム（図示せず）が可変の場合には、後述する信号補正処理において、総合ゲインA0を逐次検出するよう構成することもできる。この場合、総合ゲインA0は、該ボリュームの位置や増幅器２８の入力・出力比等を逐次測定することにより得られる。このようにして求められたA0/BL0は、信号補正処理において仮想変位ｘを算出する際に用いられる。
【００９０】
次に、測定した最低共振周波数f0および共振の鋭さQ0を参考にして、実現したい最低共振周波数f0'および共振の鋭さQ0'（目的特性）を決定する（ステップＳ４）。
【００９１】
つぎに、測定した最低共振周波数f0および共振の鋭さQ0、ならびに、実現したい最低共振周波数f0'および共振の鋭さQ0'に基づいて、変位フィルタ１６のフィルタ係数B1,B2,hx0,hx1,hx2、および、補正フィルタ２２の線形フィルタ係数c0,d0,e0を算出する（ステップＳ６）。変位フィルタ１６のフィルタ係数B1,B2,hx0,hx1,hx2は、上述の式（１２）、（２０）にしたがって算出する。補正フィルタ２２の線形フィルタ係数c0,d0,e0は、上述の式（１３）、（１４）、（１５）の該当式にしたがって算出する。なお、補正フィルタ２２のフィルタ係数B1,B2は、変位フィルタ１６のフィルタ係数B1,B2と同一である。
【００９２】
つぎに、図４に示す、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)を構成する非線形係数c1〜c4、e1〜e4を決定する（ステップＳ８）。上述のように、図４で表わされる信号補正装置１２の補正係数決定部１８においては、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)に基づいて、非線形フィルタ係数d(x)およびb(x)が、自動的に決定される。したがって、非線形係数c1〜c4、e1〜e4を決定しておけば、補正フィルタ２２のフィルタ係数C(x)、D(x)、E(x)、および、振幅調整係数1/b(x)は、後述するように、仮想変位ｘに基づいて算出されることになる。
【００９３】
図６に示すコントローラ４２を用いて非線形係数c1〜c4、e1〜e4を決定する方法を以下に例示する。コントローラ４２は、まず、信号補正装置１２（ＤＳＰ３０）の係数c2〜c4、e2〜e4（図４参照）の値を「０」に設定する。つぎに、所定周波数の参照信号を、発振器３４、Ａ／Ｄ変換器３６を介して、統合伝送系１０に与え、当該参照信号に対応する統合伝送系１０の応答信号（音圧、加速度）を、マイクロフォン３８、測定器４０を介して取込む。コントローラ４２は、係数c1、e1の値を適当に変化させつつ、応答信号の２次高調波の信号レベルを監視する。コントローラ４２は、応答信号の２次高調波の信号レベルが最も小さい値を示したときの係数c1、e1の値を、非線形係数c1、e1の値と決定する。
【００９４】
コントローラ４２は、つぎに、係数c1、e1については既に決定した非線形係数c1、e1の値を用いるとともに、未決定の係数c3〜c4、e3〜e4（図４参照）の値を「０」に設定し、同様の方法で、応答信号の３次高調波の信号レベルが最も小さい値を示したときの係数c2、e2の値を、非線形係数c2、e2の値と決定する。
【００９５】
同様の手順を繰り返し、応答信号の４次高調波、および、５次高調波の信号レベルが最も小さい値を示したときの係数c3、e3、および、係数c4、e4の値を、それぞれ、非線形係数c3、e3、および、非線形係数c4、e4の値と決定する。このようにして、非線形係数c1〜c4、e1〜e4を決定する。
【００９６】
一方、図５で表わされる信号補正装置５２の補正係数決定部１８においては、図４で表わされる信号補正装置１２の場合とは逆に、非線形フィルタ係数d(x)、b(x)に基づいて、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)が自動的に決定される。したがって、この場合には、ステップＳ８において、非線形係数c1〜c4、e1〜e4の替わりに、非線形係数d1〜d4、b1〜b4を決定すればよい。
【００９７】
なお、ステップＳ８において、非線形係数c1〜c4、e1〜e4等を決定する方法は、上述の方法に限定されるものではない。たとえば、これから決定しようとする非線形係数以外の係数を、すべて「０」とするよう構成することもできる。この場合、たとえば、非線形係数c2、e2の値を決定しようとするときには、係数c1、e1および係数c3〜c4、e3〜e4の値を、既決定か未決定かにかかわらず、すべて「０」に設定し、応答信号の３次高調波の信号レベルが最も小さい値を示したときの係数c2、e2の値を、非線形係数c2、e2の値と決定する。
【００９８】
また、非線形係数（例えばc1〜c4、e1〜e4）を決定する際、非線形係数c1とe1とをまず決定し、以後、c2とe2、c3とe3、・・・の順に決定したが、決定する順序はこれに限定されるものではない。また、非線形係数c1〜c4およびe1〜e4等を一度にまとめて決定するよう構成することもできる。
【００９９】
また、たとえば非線形係数c1、e1の値を決定する場合、コントローラ４２が、係数c1、e1の値を適当に変化させつつ、応答信号の２次高調波の信号レベルを監視し、応答信号の２次高調波の信号レベルが最も小さい値を示したときの係数c1、e1の値を、自動的に、非線形係数c1、e1の値と決定するよう構成したが、このような処理動作の一部または全部を操作者が手動で行なうよう構成することもできる。
【０１００】
−信号補正処理−
係数調整処理済みの信号補正装置１２を用いて信号補正処理を行なう場合の、処理の流れの一例を、図８のフローチャートに示す。図４に示すように、入力信号ｕ（デジタル信号）は、アッテネータＡＴＴで所定のレベルに調整された後（ステップＳ１０）、ハイパスフィルタＨＰＦにより、ＤＣオフセット成分がカットされる（ステップＳ１２）。
【０１０１】
このようにして前処理が施された入力信号ｕに基づいて、変位フィルタ１６において、仮想変位ｘが算出される（ステップＳ１４）。仮想変位ｘは、前述の式（１９）にしたがって算出される。
【０１０２】
算出された仮想変位ｘに基づいて、補正係数決定部１８において、補正フィルタ２２のフィルタ係数C(x)、D(x)、E(x)、および、振幅調整係数1/b(x)が決定される（ステップＳ１６）。
【０１０３】
このステップにおいて、フィルタ係数C(x)は、式（１３）の該当式
にしたがって算出される。また、フィルタ係数E(x)は、式（１５）の該当式
にしたがって算出される。フィルタ係数D(x)は、式（１４）の該当式
D(x)=d0+d(x) ・・・(14-1)
および式（１６）にしたがって算出される。
【０１０４】
また、振幅調整係数1/b(x)は、式（１）から導かれる
b(x)=1+b1・x+b2・x2 ・・・(1-1')
および、式（１７）にしたがって算出される。
【０１０５】
つぎに、補正フィルタ２２において、入力信号の補正が行なわれ、補正出力信号ｕLが算出される（ステップＳ１８）。補正出力信号ｕLは、予め算出されたフィルタ係数B1、B2（ステップＳ６）、および、前ステップで決定されたフィルタ係数C(x)、D(x)、E(x)、振幅調整係数1/b(x)に基づき、式（１１）にしたがって、入力信号ｕを補正することにより得られる。
【０１０６】
得られた補正出力信号ｕL（デジタル信号）は、図２に示すように、Ｄ／Ａ変換器２６においてアナログ信号に変換された後（ステップＳ２０）、増幅器２８において所定のレベルに増幅され（ステップＳ２２）、スピーカ２を駆動する（ステップＳ２４）。
【０１０７】
このように、入力信号ｕに対して所望の線形補正および非線形補正を行なうことにより補正出力信号ｕLを得、得られた補正出力信号ｕLに基づいてスピーカ２を駆動することで、所望の低域特性を持ち、かつ、非線形歪の少ない統合伝送系１０を実現することができる。
【０１０８】
図２１は、線形補正を実施しない場合（最低共振周波数f0、共振の鋭さQ0）の音圧の周波数応答と、この実施形態による線形補正を実施した場合（f0'=f0/2、Q0'=Q0）の音圧の周波数応答とを比較したデータである。最低共振周波数を小さくする線形補正を行なうことにより、低域における音圧が増加していることがわかる。
【０１０９】
図２２は、統合伝送系１０に対する入力信号としてＳｉｎ波（５０Ｈｚ）を用い、出力音圧に現れる高調波のレベルを測定したデータである。図２２Ａは、非線形補正を実施しない場合の高調波レベルを示すデータであり、図２２Ｂは、この実施形態による非線形補正を実施した場合の高調波レベルを示すデータである。非線形補正を実施することにより、１００Ｈｚ以上の高調波が減少していることがわかる。
【０１１０】
［第２実施形態］
図９に、この発明の他の実施形態による信号補正装置６２の信号処理回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理については、図４で表わされる信号補正装置１２と、共通する点が多い。
【０１１１】
しかし、上述の、図４で表わされる信号補正装置１２は、線形補正および非線形補正の双方を実施する場合に適用し得るが、図９で表わされる信号補正装置６２は、非線形補正のみを実施する場合に適用される。したがって、信号補正装置６２には、信号処理内容等において以下のような特徴がある。
【０１１２】
信号補正装置６２は線形補正を行なわない。したがって、上述の信号補正装置１２の例において、統合伝送系１０の目的特性を表わすシールスモールパラメータf0',Q0',Qm',K0',BLO',m0',Rdc',Rm'として、スピーカ２の実測特性を表わすシールスモールパラメータf0,Q0,Qm,K0,BLO,m0,Rdc,Rmを用いればよい。
【０１１３】
この結果、補正出力信号ｕLを表わす式（１１）に用いるフィルタ係数は、式（１２）〜（１５）に替え、以下の式で表わされる、
【０１１４】
【０１１５】
なお、図１０は、式（１１）で表現した場合の、信号補正装置７２の信号処理回路である。信号補正装置７２においては、上述の図５で表わされる信号補正装置５２同様、非線形フィルタ係数d(x)、b(x)に基づいて、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)が自動的に決定される点で、信号補正装置６２と異なる。
【０１１６】
信号補正装置６２、信号補正装置７２は、目標とすべき統合伝送系１０の特性が、低レベル入力信号時における伝送系１４の最低共振周波数f0、共振の鋭さQ0等により表わされる特性（実測特性）そのものである。したがって、実際のスピーカ２の線形特性をそのまま生かしつつ、スピーカ２の非線形歪を軽減することができる。
【０１１７】
［第３実施形態］
図１１に、この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置８２の信号処理回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理については、図４で表わされる信号補正装置１２と、共通する点が多い。
【０１１８】
しかし、上述の、図４で表わされる信号補正装置１２は、伝送系１４の増幅器２８が電圧出力型の増幅器である場合に適用されるが、信号補正装置８２は、伝送系１４の増幅器２８が電流出力型の増幅器である場合に適用される。したがって、信号補正装置８２には、信号処理内容等において以下のような特徴がある。
【０１１９】
信号補正装置８２においては、入力信号は入力信号ｉで表わされ、補正出力は補正出力信号ｉLで表わされる。入力信号ｉおよび補正出力信号ｉLは、ともにアナログ信号における電流に等価である。
【０１２０】
この実施形態においては、理想的スピーカの運動方程式、実際のスピーカの運動方程式は、式（２）、（３）に替え、次式で表わされる、
BL0'・A0・i(t)=m0・(d2x/dt2)+Rm・(dx/dt)+k0'・x ・・・(27)
BL(x)・A0・iL(t)=m0・(d2x/dt2)+Rm・(dx/dt)+k(x)・x ・・・(28)。
【０１２１】
ここで、
G0'=BL0・A0/m0 ・・・(29)
とすると、式（２７）、（２８）は
G0'・i(t)=(d2x/dt2)+ω0'/Qm・(dx/dt)+ω0'2・x ・・・(107)
b(x)・G0'・iL(t)=(d2x/dt2)+ω0/Qm・(dx/dt)+k(x)・ω02・x ・・・(108)。
【０１２２】
式（１０７）で表わされる線形微分方程式の解（入力信号i(t)に対する仮想変位x(t)）は、式（１８）に替え、次式で表わされる、
x(t)=L-1{G0'/(s2+s・ω0'/Qm+ω0'2)}*i(t) ・・・(36)。
【０１２３】
速度v(t)、加速度a(t)は、式（６）、（７）に替え、次式で表わされる、
v(t)=dx(t)/dt=L-1{s・G0'/(s2+s・ω0'/Qm+ω0'2)}*i(t) ・・・(109)
a(t)=d2x(t)/dt2=L-1{s2・G0'/(s2+s・ω0'/Qm+ω0'2)}*i(t)・・・(110)。
【０１２４】
また、非線形補正信号を表わす信号iL(t)は、式（１０８）に、式（３６）、（１０９）、（１１０）を代入することにより、式（９）に替え、次式で表わされる、
【０１２５】
一方、式（１０）を用いてＳ−Ｚ変換（双一次変換）を行なうと、仮想変位x(t)を表わす式（３６）は、次式に変換される、
【０１２６】
ただし、式（３７）において、
なお、フィルタ係数Ｂ１，Ｂ２は式（３０）（後述）で表わされる。
【０１２７】
同様に、式（１０９）、（１１０）に表わされた速度v(t)、加速度a(t)についても、Ｓ−Ｚ変換を行なう。これらの結果を用いて、式（１１１）を書換えれば、
Ｚ平面での補正出力信号iL(n)およびフィルタ係数は、式（１１）〜（１５）に替え、以下の式で表わされる、
【０１２８】
式（３０）において、
【０１２９】
したがって、非線形フィルタ係数c(x)、d(x)、e(x)についての関係は、式（１６）に替え、次式で表わされる、
信号補正装置８２の係数調整処理を行なうに際し、非線形係数の各ペアつまりc1とb1、c2とb2、c3とb3、c4とb4を、それぞれ決定するには、上述の信号補正装置１２の場合同様、スピーカ２からの出力信号（音圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波歪が減少する値を、順番に探していけばよい。なお、非線形フィルタ係数d(x)とe(x)は式（３５）から自動的に定まる。
【０１３０】
このように、信号補正装置８２は、伝送系１４の増幅器２８が電流出力型の増幅器である場合に適用される。したがって、電磁制動の非線形歪を考慮する必要がないため、補正処理の内容を単純化することができる。
【０１３１】
［第４実施形態］
図１２に、この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置９２の信号処理回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理については、図１１で表わされる信号補正装置８２と、共通する点が多い。
【０１３２】
しかし、上述の、図１１で表わされる信号補正装置８２は、線形補正および非線形補正の双方を実施する場合に適用し得るが、図１２で表わされる信号補正装置９２は、非線形補正のみを実施する場合に適用される。したがって、信号補正装置９２には、信号処理内容等において以下のような特徴がある。
【０１３３】
信号補正装置９２は線形補正を行なわない。したがって、上述の信号補正装置８２の例において、統合伝送系１０の目的特性を表わすシールスモールパラメータf0',Q0',Qm',K0',BLO',m0',Rdc',Rm'として、スピーカ２の実測特性を表わすシールスモールパラメータf0,Q0,Qm,K0,BLO,m0,Rdc,Rmを用いればよい。
【０１３４】
この結果、Ｚ平面での補正出力信号iLを表わす式（３０）に用いるフィルタ係数は、式（３１）〜（３４）に替え、以下の式で表わされる、
【０１３５】
また、ボイスコイル４の仮想変位ｘを表わす式（３７）に用いるフィルタ係数は、式（３８）に替え、以下の式で表わされる、
【０１３６】
信号補正装置９２は、目標とすべき統合伝送系１０の特性が、低レベル入力信号時における伝送系１４の最低共振周波数f0、共振の鋭さQ0等により表わされる特性（実測特性）そのものである。したがって、前述の信号補正装置６２、信号補正装置７２同様、実際のスピーカ２の線形特性をそのまま生かしつつ、スピーカ２の非線形歪を軽減することができる。
【０１３７】
［第５実施形態］
図１３に、この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置１０２の信号処理回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理については、図４で表わされる信号補正装置１２と、共通する点が多い。
【０１３８】
しかし、上述の図４で表わされる信号補正装置１２では、Ｓ平面での連続系の記述式（９）を、Ｚ平面での離散系に変換するに際し、双一次変換によりＳ−Ｚ変換するよう構成したが、信号補正装置１０２では、後進差分近似（オイラー近似）によりＳ−Ｚ変換するよう構成している。したがって、信号補正装置１０２には、信号処理内容等において以下のような特徴がある。
【０１３９】
信号補正装置１０２においてはＳ−Ｚ変換の変換式として、双一次変換の変換式（１０）に替え、次式（後進差分近似の変換式）が用いられる、
【０１４０】
この結果、Ｚ平面での補正出力信号ｕLおよびフィルタ係数は、式（１１）〜（１５）に替え、以下の式で表わされる、
【０１４１】
式（４５）において、
【０１４２】
したがって、非線形フィルタ係数c(x)、d(x)等の相互関係は、式（１６）に替え、次式で表わされる、
また、ボイスコイル４の仮想変位ｘ等は、式（１９）、（２０）に替え、以下の式で表わされる。
【０１４３】
【０１４４】
信号補正装置１０２の係数調整処理を行なうに際し、非線形係数の各ペアつまりb1とc'1、b2とc'2、b3とc'3、b4とc'4を、それぞれ決定するには、上述の信号補正装置１２の場合同様、スピーカ２からの出力信号（音圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波歪が減少する値を、順番に探していけばよい。なお、非線形フィルタ係数d(x)とc(x)とは式（５０）から自動的に定まる。
【０１４５】
このように、信号補正装置１０２は、Ｓ−Ｚ変換に際し、簡易な後進差分近似によりＳ−Ｚ変換するようよう構成している。したがって、補正処理の内容を単純化することができる。
【０１４６】
［第６実施形態］
図１４に、この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置１１２の信号処理回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理については、図１１で表わされる信号補正装置８２と、共通する点が多い。
【０１４７】
しかし、上述の図１１で表わされる信号補正装置８２では、Ｓ−Ｚ変換を行なう際、双一次変換を用いるよう構成したが、信号補正装置１１２では、Ｓ−Ｚ変換を行なう際、後進差分近似を用いるよう構成している。したがって、信号補正装置１１２には、信号処理内容等において以下のような特徴がある。
【０１４８】
信号補正装置１１２においてはＳ−Ｚ変換の変換式として、双一次変換の変換式（１０）に替え、前述の式（４４）が用いられる。
【０１４９】
この結果、Ｚ平面での補正出力信号iLおよびフィルタ係数は、式（３０）〜（３４）に替え、以下の式で表わされる、
【０１５０】
式（５３）において、
【０１５１】
非線形フィルタ係数d(x)、e(x)は存在しない（d(x)=0, e(x)=0）。したがって、非線形フィルタ係数等の相互関係を表わす式（３５）は、適用されない。
【０１５２】
また、ボイスコイル４の仮想変位ｘ等は、式（３７）、（３８）に替え、以下の式で表わされる。
【０１５３】
【０１５４】
信号補正装置１１２の係数調整処理を行なうに際し、非線形係数の各ペアつまりb1とc1、b2とc2、b3とc3、b4とc4を、それぞれ決定するには、上述の信号補正装置１２の場合同様、スピーカ２からの出力信号（音圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波歪が減少する値を、順番に探していけばよい。
【０１５５】
このように、信号補正装置１１２は、Ｓ平面での連続系の記述式をＺ平面での離散系に変換するに際し、簡易な後進差分近似によりＳ−Ｚ変換するよう構成している。したがって、補正処理の内容を単純化することができる。
【０１５６】
［第７実施形態］
図１６に、この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置１２２の信号処理回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理については、図４で表わされる信号補正装置１２と、共通する点が多い。
【０１５７】
しかし、上述の、図４で表わされる信号補正装置１２においては、非線形歪の原因として、力係数およびスティフネスの非線形性に着目したが、信号補正装置１２２においては、さらに、スピーカ２のスピーカ振動板８のエッジ８ｅ（図１５参照）の排除空気体積の非線形性をも考慮している。したがって、信号補正装置１２２には、信号処理内容等において以下のような特徴がある。
【０１５８】
前述のように、スピーカ２の再生音圧は、スピーカ振動板８の移動に伴って排除される空気の体積にも依存している。ここで、理想的なスピーカにおいては、スピーカの実効振動面積Ｓａは常に一定である。したがって、空気の密度をρ０、ボイスコイル４の加速度をa=d2x/dt2、スピーカの空気体積排除量をＷａ（=Sa・x）とすると、距離ｒにおけるスピーカ２の音圧Pa（ｔ）は、次式で表わされる、
【０１５９】
上式からわかるように、音圧Paはコーン８ｄの変位ｘに対して、線形性を示し、無歪である。
【０１６０】
しかし、実際のスピーカにおいては、エッジの排除空気体積の非線形性により歪が生じる。図１５に示すように、スピーカ振動板８を構成するコーン８ｄの位置がＰ０からＰ１に移動した場合と、Ｐ０からＰ２に移動した場合とでは、移動距離が同じであってもエッジ８ｅの排除空気体積Ｗｅが異なる（Ｗｅ１≠Ｗｅ２）。
【０１６１】
このように、エッジ８ｅの排除空気体積Ｗｅは、スピーカ２のボイスコイル４の変位xが極めて小さい場合には、ボイスコイル４の移動方向による差異がほとんどないが、ボイスコイル４の変位xがある程度大きい場合には、ボイスコイル４の移動方向による差異が現れることが知られている。すなわち、エッジの排除空気体積は非線形性を有する。これが、スピーカ２の非線形歪の原因のひとつである。
【０１６２】
変位xに依存して変化するエッジの排除空気体積We(x)とともに、変位xに依存して変化する力係数BL(x)およびスティフネスK(x)を、前述の式（１）に替え、次式で表現することとする、
式（６０）において、b1、b2、k1、k2、W1、W2は、非線形係数である。
【０１６３】
コーン８ｄの面積をＳｄ、コーン８ｄの空気体積排除量をＷｄ（=Sd・x）とすると、スピーカ２からの距離ｒの点における、コーン８ｄからの音圧Ｐｄは次式で表わされる、
【０１６４】
上式からわかるように、コーン８ｄからの音圧Ｐｄは、その排除空気体積Ｗｄの時間２階微分に比例する。
【０１６５】
一方、スピーカ２からの距離ｒの点におけるエッジ８ｅからの放射音圧Ｐｅは次式で表わされる、
Pe(t)=ρ0/(2・π・r)・(d2(We(x))/dt2) ・・・(62)。
【０１６６】
スピーカ２からの距離ｒの点における音圧Ｐａは、コーン８ｄからの音圧Ｐｄと、エッジ８ｅからの放射音圧Ｐｅの和で表わされるから、スピーカ２全体の排除空気体積をＷａ（ｘ）とすれば、式（６１）、（６２）により、
【０１６７】
スピーカ２全体の排除空気体積Ｗａ（ｘ）は、エッジ８ｅの存在により、変位ｘにともなって変化する性質を示す。したがって、全体の排除空気体積Ｗａ（ｘ）を、変位ｘをパラメータとする実効振動面積Ｓａ（ｘ）と変位ｘとの積と考えると、
【０１６８】
したがって、式（６３）、（１１２）より、
【０１６９】
式（６４）からわかるように、ボイスコイル４の変位ｘが無歪であったとしても、エッジ８ｅの排除空気体積Ｗｅ（ｘ）の非線形性により、実効振動面積Ｓａ（ｘ）が変化し、音圧Ｐａは歪を生ずる。
【０１７０】
ところで、変位ｘを無歪化するための非線形補正を導入したとすると、前述の式（１９）、（１１）同様、仮想変位ｘ（ｎ）および補正出力信号ｕＬ（ｎ）は次式であらわされる、
【０１７１】
エッジ８ｅの非線形補正を行なうためには、式（６７）で示される補正出力信号ｕＬ（ｎ）では十分でなく、さらに補正を行なう必要がある。さらに補正を行なった場合の補正出力信号ｕＬ’（ｎ）は、式（６５）、（６４）を考慮すれば、次式で表わすことができる、
【０１７２】
すなわち、エッジ８ｅの非線形性をも考慮した非線形補正を行なうためには、補正出力信号ｕＬ（ｎ）に替え、補正出力信号ｕＬ’（ｎ）を、伝送系１４（図２参照）に入力すればよい。
【０１７３】
ここで、
とおくと、式（６９）は、
【０１７４】
式（７０）において、
【０１７５】
一方、非線形パラメータc(x)、d(x)、e(x)相互の関係は、式（７２）〜（７４）より、次式で表わされる、
d(x)=c(x)+e(x) ・・・(75)
また、d(x)は(k(x)ー1)に比例する、
なお、ボイスコイル４の仮想変位ｘ等は、式（１９）、（２０）、（１２）をそのまま用いることができる。
【０１７６】
信号補正装置１２２（図１６参照）の係数調整処理を行なうに際し、非線形係数の各組合せつまりc1とe1とg1、c2とe2とg2、c3とe3とg3、c4とe4とg4を、それぞれ決定するには、上述の信号補正装置１２の場合同様、スピーカ２からの出力信号（音圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波歪が減少する値を、順番に探していけばよい。なお、式（７５）に示すように、c(x)、e(x)の二つのパラメータからd(x)を自動的に決定することができる。
【０１７７】
一方、式（７２）〜（７４）に基づいて、図１７に示す信号補正装置１３２を構成することもできる。信号補正装置１３２の係数調整処理を行なうに際し、非線形係数の各組合せつまりk1とn1とg1、k2とn2とg2、k3とn3とg3、k4とn4とg4を、それぞれ決定するには、上述の場合同様、スピーカ２からの出力信号（音圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波歪が減少する値を、順番に探していけばよい。なお、式（７２）〜（７４）に示すように、k(x)、n(x)の二つのパラメータからc(x)、d(x)、e(x)を自動的に決定することができる。
【０１７８】
このように、信号補正装置１２２、信号補正装置１３２においては、さらに、スピーカ２のスピーカ振動板８のエッジ８ｅの排除空気体積の非線形性をも考慮して補正を行なう。したがって、実効振動面積全体に占めるエッジ部面積の比率が比較的高い小型スピーカに適用した場合、非線形歪の軽減に高い効果を得ることができる。
【０１７９】
なお、この実施形態においては、力係数、スティフネス、エッジの排除空気体積の３つの非線形性に着目し、これらすべての非線形性を軽減するよう構成したが、これらのうち何れか一つ以上の非線形性を軽減するよう構成することもできる。たとえば、エッジの排除空気体積の非線形性のみを軽減するよう構成することもできる。
【０１８０】
［第８実施形態］
図１８に、この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置１４２の信号処理回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理については、図１７で表わされる信号補正装置１３２と、共通する点が多い。
【０１８１】
しかし、上述の図１７で表わされる信号補正装置１３２では、Ｓ平面での連続系の記述式を、Ｚ平面での離散系に変換するに際し、双一次変換によりＳ−Ｚ変換するよう構成したが、信号補正装置１４２では、後進差分近似（オイラー近似）によりＳ−Ｚ変換するよう構成している。したがって、信号補正装置１４２には、信号処理内容等において以下のような特徴がある。
【０１８２】
信号補正装置１４２においてはＳ−Ｚ変換の変換式として、双一次変換の変換式（１０）に替え、前述の式（４４）が用いられる。この結果、Ｚ平面での補正出力信号ｕL’およびフィルタ係数は、式（７０）〜（７４）に替え、以下の式で表わされる、
【０１８３】
式（７６）において、
【０１８４】
式（７８）、（７９）からわかるように、d(x)は(n(x)ー1)に比例し、c(x)は(k(x)-1)に比例するものとd(x)との和で表わされる。
【０１８５】
なお、ボイスコイル４の仮想変位ｘ等は、式（５１）、（５２）をそのまま用いることができる。
【０１８６】
信号補正装置１４２の係数調整処理を行なうに際し、非線形係数の各組合せつまりk1とn1とg1、k2とn2とg2、k3とn3とg3、k4とn4とg4を、それぞれ決定するには、前述の場合同様、スピーカ２からの出力信号（音圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波歪が減少する値を、順番に探していけばよい。なお、上述のように、式（７８）、（７９）にしたがって、k(x)、n(x)の二つのパラメータからc(x)、d(x)を自動的に決定することができる。
【０１８７】
このように、信号補正装置１４２においては、Ｓ平面での連続系の記述式をＺ平面での離散系に変換するに際し、簡易な後進差分近似によりＳ−Ｚ変換するよう構成している。したがって、スピーカ２のスピーカ振動板８のエッジ８ｅの排除空気体積の非線形性をも考慮して補正を行なう際、補正処理の内容を単純化することができる。
【０１８８】
［その他の実施形態］
なお、上述の各実施形態においては、図１に示すように、補正フィルタ２２および変位フィルタ１６は、ともに、帰還路を含み信号処理の上流部分に該当する巡回部２２ａと、帰還路を含まず信号処理の下流部分に該当する非巡回部２２ｂ、１６ｂとを備えており、補正フィルタ２２と変位フィルタ１６とで、巡回部２２ａを共用するよう構成したが、補正フィルタ２２の巡回部のフィルタ係数と変位フィルタ１６の巡回部のフィルタ係数とが同一であれば、これらのフィルタの巡回部を共用する必要はない。また、変位フィルタ１６については、必ずしも巡回部が信号処理の上流部分に配置される必要はない。図１９に、補正フィルタ２２と変位フィルタ１６とで、巡回部を共用しない場合の例を示す。図１９の例では、変位フィルタ１６の信号処理の上流部分に非巡回部１６ｂ、下流部分に巡回部１６ａを配置している。
【０１８９】
また、補正フィルタの巡回部のフィルタ係数と変位フィルタの巡回部のフィルタ係数とが同一である場合を例に説明したが、補正フィルタの巡回部のフィルタ係数と変位フィルタの巡回部のフィルタ係数とは、必ずしも同一である必要はない。
【０１９０】
また、上述の各実施形態においては、図１に示すように、信号補正手段２０は、補正フィルタ２２の他に振幅調整部２４をさらに備え、補正係数決定部１８は、予測された仮想変位ｘに基づいて、補正フィルタ２２のフィルタ係数のみならず振幅調整部２４の振幅調整係数をも決定し、振幅調整部２４は、決定された振幅調整係数を用いて、信号の振幅を調整するよう構成したが、この発明はこれに限定されるものではない。図２０に示すように、信号補正手段として補正フィルタ２２のみを設け、補正係数決定部１８は、予測された仮想変位ｘに基づいて、補正フィルタ２２のフィルタ係数のみを決定するよう構成することもできる。なお、このように構成した場合、補正フィルタ２２のフィルタ係数C(x)、D(x)、E(x)は、信号の振幅の調整をも含む係数となる。
【０１９１】
また、上述の各実施形態においては、与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号の各高調波歪が減少するよう、補正フィルタの非巡回部の非線形フィルタ係数に関する係数を調整したが、２信号入力時等においては、応答信号の混変調歪が減少するよう、該係数を調整してもよい。また、各高調波歪および混変調歪の双方が減少するよう該係数を調整してもよい。
【０１９２】
また、上述の各実施形態においては、補正フィルタが２次のＩＩＲ型フィルタである場合を例に説明したが、補正フィルタは３次以上のＩＩＲ型フィルタであってもよい。また、補正フィルタは必ずしもＩＩＲ型フィルタである必要はなく、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタであればよい。
【０１９３】
また、仮想物理量予測手段として、２次のＩＩＲ型フィルタである変位フィルタを用いた場合を例に説明したが、仮想物理量予測手段は、これに限定されるものではない。また、仮想物理量予測手段は、必ずしも帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタである必要はない。
【０１９４】
また、仮想物理量として動電型スピーカのボイスコイルの仮想変位を用いたが、仮想物理量として、例えば、ボイスコイルの仮想速度、仮想加速度や、ボイスコイルの電流値、電圧値等を用いることもできる。
【０１９５】
また、上述の各実施形態においては、ＤＳＰ３０は、内部メモリ（図示せず）に記憶された補正プログラム（データを含む）にしたがい、補正処理を実行する。補正プログラムは、コントローラ４２を用いることにより、内部メモリに書込まれる。補正プログラムをフレキシブルディスク（ＦＤ）に記憶しておき、必要に応じてコントローラ４２等を介し、ＤＳＰの内部メモリにインストールするよう構成することもできる。なお、フレキシブルディスク以外に、ＣＤ−ＲＯＭ、ＩＣカード等の補正プログラムを記憶したコンピュータ可読の記憶媒体から、ＤＳＰの内部メモリにインストールさせるようにしてもよい。さらに、通信回線を用いてダウンロードするようにしてもよい。
【０１９６】
また、上述の各実施形態においては、コントローラ４２は、ハードディスク（図示せず）に記憶された調整プログラムにしたがい、係数調整処理を行なう。この調整プログラムは、フレキシブルディスクドライブ（図示せず）を介して、調整プログラムが記憶されたフレキシブルディスクから読み出されてハードディスクにインストールされたものである。なお、フレキシブルディスク以外に、ＣＤ−ＲＯＭ、ＩＣカード等の調整プログラムを記憶したコンピュータ可読の記憶媒体から、ハードディスクにインストールさせるようにしてもよい。さらに、通信回線を用いてダウンロードするようにしてもよい。
【０１９７】
また、上述の各実施形態においては、調整プログラムをフレキシブルディスクからハードディスクにインストールさせることにより、フレキシブルディスクに記憶させた調整プログラムを間接的にコンピュータ（コントローラ４２）に実行させるようにしている。しかし、これに限定されることなく、フレキシブルディスクに記憶させた調整プログラムをＦＤＤ１４から直接的に実行するようにしてもよい。なお、コンピュータによって、実行可能な調整プログラムとしては、そのままインストールするだけで直接実行可能なものはもちろん、一旦他の形態等に変換が必要なもの（例えば、データ圧縮されているものを、解凍する等）、さらには、他のモジュール部分と組合わせて実行可能なものも含む。
【０１９８】
また、上述の実施形態においては、信号補正装置１２等の各機能を、ＤＳＰ３０を用いて実現した場合を例に説明したが、当該各機能の一部または全部を、ＤＳＰ以外のコンピュータを用いて実現するよう構成することもできる。また、当該各機能の一部または全部を、ハードウェアロジックを用いて実現するよう構成することもできる。
【０１９９】
なお、上述の各実施形態においては、伝送系が動電型スピーカを備えている場合を例に説明したが、この発明はこれに限定されるものではない。たとえば、伝送系がアクチュエータを備えているような場合、アクチュエータの持つ非線形性を緩和し所望の動作が得られるよう、アクチュエータへの入力信号を補正する際に適用することができる。すなわち、本発明は、信号補正装置一般に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施形態による信号補正装置１２を含む統合伝送系１０のブロック図である。
【図２】信号補正装置１２の各機能をＤＳＰ３０を用いて実現した場合における、統合伝送系１０のハードウェア構成の一例を示す図面である。
【図３】伝送系１４を構成する動電型スピーカ２を物理モデル（集中定数モデル）で表現した図面である。
【図４】信号補正装置１２の信号処理の内容を示す信号処理回路図である。
【図５】信号補正装置５２の信号処理の内容を示す信号処理回路図である。
【図６】信号補正装置１２の各係数を調整するための係数調整装置３２の全体構成を例示した図面である。
【図７】係数調整装置３２を用いて、信号補正装置１２の係数調整処理を行なう場合の処理の流れを例示したフローチャートである。
【図８】係数調整処理済みの信号補正装置１２を用いて信号補正処理を行なう場合の、処理の流れの一例を示すフローチャートである。
【図９】この発明の他の実施形態による信号補正装置６２の信号処理回路を示す図面である。
【図１０】信号補正装置７２の信号処理回路を示す図面である。
【図１１】この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置８２の信号処理回路を示す図面である。
【図１２】この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置９２の信号処理回路を示す図面である。
【図１３】この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置１０２の信号処理回路を示す図面である。
【図１４】この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置１１２の信号処理回路を示す図面である。
【図１５】スピーカ振動板８のエッジ８ｅの排除空気体積の非線形性を説明するための図面である。
【図１６】この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置１２２の信号処理回路を示す図面である。
【図１７】信号補正装置１３２の信号処理回路を示す図面である。
【図１８】この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置１４２の信号処理回路を示す図面である。
【図１９】この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置の信号処理回路の概略を示す図面である。
【図２０】この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置の信号処理回路の概略を示す図面である。
【図２１】線形補正を実施しない場合の音圧の周波数応答と、この発明による線形補正を実施した場合の音圧の周波数応答とを比較したデータを示す図面である。
【図２２】統合伝送系１０に対する入力信号としてＳｉｎ波を用い、出力音圧に現れる高調波のレベルを測定したデータを示す図面である。図２２Ａは、非線形補正を実施しない場合の高調波レベルを示すデータであり、図２２Ｂは、この発明による非線形補正を実施した場合の高調波レベルを示すデータである。
【図２３】動電型スピーカ２の断面構成を示す図面である。
【図２４】動電型スピーカ２における、ボイスコイル４の加速度等の周波数応答のデータを示す図面である。
【図２５】動電型スピーカ２における、ボイスコイル４の音圧の高調波成分の周波数応答のデータを示す図面である。
【符号の説明】
１０・・・・・統合伝送系
１２・・・・・信号補正装置
１４・・・・・伝送系
１６・・・・・変位フィルタ
１８・・・・・補正係数決定部
２０・・・・・信号補正手段
２２・・・・・補正フィルタ
２４・・・・・振幅調整部
【発明の属する技術分野】
この発明は、信号補正装置、信号補正方法、信号補正装置の係数調整装置および係数調整方法に関し、特に信号補正装置と伝送系とを統合した統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、入力信号を補正して伝送系に与える技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
楽音の再生等に動電型スピーカ２が用いられる。図２３に、動電型スピーカ２の断面構成を示す。楽音信号に基づく駆動電流がボイスコイル４に与えられると、ボイスコイル４は駆動電流に比例した電磁力を、マグネット６から受ける。このため、楽音信号にしたがってボイスコイル４に接続されたスピーカ振動板８がｘ方向に振動し、楽音が再生される。この場合、再生音圧は、ボイスコイル４（スピーカ振動板８）の加速度、およびボイスコイル４（スピーカ振動板８）の移動に伴って排除される空気の体積に依存している。したがって、同じスピーカであれば、再生音圧は、ボイスコイル４の加速度および振幅に、ほぼ依存することになる。すなわち、ボイスコイル４の加速度および振幅が大きいほど再生音圧は大きく、ボイスコイル４の加速度および振幅が小さいほど再生音圧は小さい。
【０００３】
一方、図２４に示すように、再生楽音の周波数が動電型スピーカ２の最低共振周波数ｆ０より低くなるにつれ、ボイスコイル４の加速度が小さくなる傾向がある。つまり、動電型スピーカ２は、楽音信号のレベルが同じであれば、低音域の再生音圧が小さくなるという欠点があった。
【０００４】
そこで、動電型スピーカ２のこのような欠点を克服するため、従来のスピーカシステムにおいては、例えば、最低共振周波数ｆ０以下の周波数について、予め楽音信号のレベルを拡大する処理（ブースト）を行なうよう構成していた。このように構成することで、低音域におけるボイスコイルの振幅を大きくすることができ、低音域の再生音圧の減少を緩和することができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような従来のスピーカシステムには、次のような問題があった。ボイスコイル４の振幅が大きくなると、動電型スピーカ２の機械的制約等に起因してボイスコイル４の動きが制限され、この結果、再生楽音に歪が生ずる。すなわち、入力された楽音信号にはなかった高調波成分が重畳されて再生楽音に現れることになる。これが非線形歪である。図２５に示すように、特に最低共振周波数ｆ０よりやや低い周波数域において、２次高調波、３次高調波が大きく現れていることがわかる。
【０００６】
また、スピーカ振動板８を構成するエッジ８ｅの排除空気体積の非線形性により、たとえボイスコイル４の動きが無歪であっても、放射音圧に非線形歪があらわれる。
【０００７】
このようなスピーカの非線形性を、フィードフォワード方式で補正して歪を減少させる方法が、ドイツ国公開公報 DE 4111884 A1、米国特許 5438625に開示されている。この方法は、スピーカ等変換器の動電変換原理に基づき、各シールスモールパラメータ（後述）の非線形歪を合成させる方法を採っている。したがって、補正原理の物理的な理解が比較的容易である。しかし、実際の補正アルゴリズムは非常に複雑で、その調整方法も複雑である。さらに、シールスモールパラメータそのものを補正計算に用いるために、非常に大きな係数や小さな係数を混用しなければならず、固定小数点演算を行なうＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いて高速処理を行なうのに不便である。このため、演算処理の効率が悪く、演算精度の低下を招くおそれがある。
【０００８】
この発明は、このような従来の問題を解決し、スピーカなど非線形性を有する伝送系の特性の補正を、容易かつ迅速確実に行なうことができる信号補正装置、信号補正方法、信号補正装置の係数調整装置および係数調整方法を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
請求項１の信号補正装置は、
信号補正装置と伝送系とを統合した統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、入力信号を補正して伝送系に与える信号補正装置であって、
帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成された補正フィルタを備えた信号補正手段、
統合伝送系の状態を表わす所定の仮想物理量を、入力信号に基づいて予測する仮想物理量予測手段、
予測された仮想物理量に基づいて、前記補正フィルタのフィルタ係数の少なくとも一部を決定する補正係数決定手段、
を備え、
前記補正フィルタは、決定されたフィルタ係数を用いて、入力信号を補正すること
を特徴とする。
【００１０】
請求項２の信号補正装置は、
請求項１の信号補正装置において、
前記信号補正手段は、信号の振幅を調整する振幅調整部をさらに備え、
前記補正係数決定手段は、前記予測された仮想物理量に基づいて、前記振幅調整部の振幅調整係数をも決定し、
前記振幅調整部は、決定された振幅調整係数を用いて、前記補正フィルタによる補正前の信号または当該補正後の信号の振幅を調整すること
を特徴とする。
【００１１】
請求項３の信号補正装置は、
請求項１ないし請求項２のいずれかの信号補正装置において、
前記仮想物理量予測手段は、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成された仮想物理量フィルタを備え、
前記仮想物理量フィルタは、前記統合伝送系の目標特性に基づいて決定されたフィルタ係数を用いて、入力信号に基づいて仮想物理量を予測すること
を特徴とする。
【００１２】
請求項４の信号補正装置は、
請求項３の信号補正装置において、
前記補正フィルタは、帰還路を含み信号処理の上流部分に該当する巡回部と、帰還路を含まず信号処理の下流部分に該当する非巡回部とを備え、
仮想物理量フィルタは、帰還路を含む巡回部と、帰還路を含まない非巡回部とを備え、
補正フィルタの巡回部のフィルタ係数は、仮想物理量フィルタの巡回部のフィルタ係数と同一であり、補正フィルタの非巡回部のフィルタ係数は、前記仮想物理量に基づいて決定されたフィルタ係数であること
を特徴とする。
【００１３】
請求項５の信号補正装置は、
請求項４の信号補正装置において、
前記補正フィルタの非巡回部のフィルタ係数は、前記仮想物理量に依存して変化しない線形フィルタ係数と、前記仮想物理量に依存して変化する非線形フィルタ係数との和で表現し得ること
を特徴とする。
【００１４】
請求項６の信号補正装置は、
請求項５の信号補正装置において、
前記伝送系は、前記信号補正装置の補正出力をアナログ信号に変換するとともに変換出力を増幅する駆動系と、当該増幅出力に基づいて駆動される動電型スピーカとを備え、
前記統合伝送系の目標特性は、目標とすべきシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系の特性を含む特性であり、
前記仮想物理量は、前記統合伝送系が目標特性を有すると仮定した場合計算される動電型スピーカのボイスコイルの仮想変位であり、
前記仮想物理量フィルタは、前記駆動系の増幅ゲインをも考慮して仮想変位を予測する変位フィルタであり、
前記補正フィルタおよび変位フィルタは、ともに、２次のＩＩＲ（無限インパルス応答）型フィルタであること
を特徴とする。
【００１５】
請求項７の信号補正装置は、
請求項６の信号補正装置において、
前記増幅器は、電圧出力型増幅器であり、
前記補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フィルタ係数を
ｃ（ｘ）：無遅延非線形フィルタ係数
ｄ（ｘ）：１次遅延非線形フィルタ係数
ｅ（ｘ）：２次遅延非線形フィルタ係数
としたとき、
ｃ（ｘ）＋ｅ（ｘ）＝ｄ（ｘ）
の関係を満たすこと
を特徴とする。
【００１６】
請求項８の信号補正装置は、
請求項６の信号補正装置において、
前記増幅器は、電流出力型増幅器であり、
前記補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フィルタ係数を
ｃ（ｘ）：無遅延非線形フィルタ係数
ｄ（ｘ）：１次遅延非線形フィルタ係数
ｅ（ｘ）：２次遅延非線形フィルタ係数
としたとき、
を特徴とする。
【００１７】
請求項９の信号補正装置は、
請求項６の信号補正装置において、
前記補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フィルタ係数のうち２次遅延非線形フィルタ係数をｅ（ｘ）としたとき、
ｅ（ｘ）＝０
となること
を特徴とする。
【００１８】
請求項１０の信号補正装置は、
請求項６の信号補正装置において、
前記目標とすべきシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系の特性は、低レベル入力信号時における前記伝送系のシールスモールパラメータで表わされる特性そのものであること
を特徴とする。
【００１９】
請求項１１の信号補正装置は、
請求項６の信号補正装置において、
前記目標とすべきシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系の特性は、低レベル入力信号時における前記伝送系のシールスモールパラメータで表わされる特性に所望の修正を加えた特性であること
を特徴とする。
【００２０】
請求項１２の信号補正装置は、
請求項６の信号補正装置において、
前記動電型スピーカのボイスコイルの変位に依存して変化する力係数およびスティフネスに起因する伝送系の非線形性を緩和すること
を特徴とする。
【００２１】
請求項１３の信号補正装置は、
請求項６の信号補正装置において、
前記動電型スピーカのボイスコイルの変位に依存して変化する動電型スピーカのエッジの排除空気体積に起因する伝送系の非線形性を緩和すること
を特徴とする。
【００２２】
請求項１４の信号補正方法は、
伝送系を含む統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、入力信号を補正して伝送系に与える信号補正方法であって、
帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成された補正フィルタを用意し、
統合伝送系の状態を表わす所定の仮想物理量を、入力信号に基づいて予測し、予測された仮想物理量に基づいて、前記補正フィルタのフィルタ係数の少なくとも一部を決定し、
前記補正フィルタは、決定されたフィルタ係数を用いて、入力信号を補正すること
を特徴とする。
【００２３】
請求項１５の信号補正装置の係数調整装置は、
請求項１ないし請求項１３のいずれかの信号補正装置または請求項１４の信号補正方法における各係数を調整するための係数調整装置であって、
前記統合伝送系に与える参照信号を生成する参照信号生成手段、
与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号を測定する応答信号測定手段、
参照信号および応答信号に基づいて、統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、前記各係数を調整する調整制御手段、
を備えたことを特徴とする。
【００２４】
請求項１６の信号補正装置の係数調整装置は、
請求項１５の信号補正装置の係数調整装置において、
前記調整制御手段は、与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号の各高調波歪または混変調歪が減少するよう、前記補正フィルタの非巡回部の非線形フィルタ係数に関する係数を調整すること
を特徴とする。
【００２５】
請求項１７の信号補正装置の係数調整方法は、
請求項１ないし請求項１３のいずれかの信号補正装置または請求項１４の信号補正方法における各係数を調整するための係数調整方法であって、
前記統合伝送系に与える参照信号を生成し、
与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号を測定し、
参照信号および応答信号に基づいて、統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、前記各係数を調整すること
を特徴とする。
【００２６】
請求項１８の記憶媒体は、
コンピュータが実行可能なプログラムを記憶したコンピュータ可読の記憶媒体であって、
前記プログラムは、請求項１ないし請求項１７のいずれかの装置または方法を実現するものであること
を特徴とする。
【００２７】
請求項での用語の概念を、次のとおり定義する。
【００２８】
「統合伝送系」とは、入力信号を補正する信号補正装置と、補正された信号が伝送される伝送系とを統合した系をいう。
【００２９】
「シールスモール（Thile-Small）パラメータ」とは、スピーカの集中定数モデルのパラメータをいう。実施形態では、最低共振周波数ｆ０、ｆ０’、共振の鋭さＱ０、Ｑ０’等が該当する。
【００３０】
「目標特性」とは、統合伝送系の目標とする特性をいう。特性には、シールスモールパラメータで表わされる特性を含む。
【００３１】
「仮想物理量」とは、入力信号に依存して変化する統合伝送系の状態を表わす所定の物理量であって、統合伝送系が目標特性を有すると仮定した場合の仮想の物理量をいう。実施形態では、ボイスコイル４の仮想変位ｘが該当する。
【００３２】
「デジタルフィルタ」とは、信号の周波数特性を変えるために、入力信号にデジタル信号処理を施して出力信号を得るデジタル信号処理回路をいう。実施形態では、補正フィルタ、変位フィルタ（いずれも２次ＩＩＲフィルタ）が該当する。
【００３３】
「フィルタ係数」とは、デジタルフィルタにおいて、信号の周波数特性を変えるために与えられる係数をいう。実施形態では、Ｂ１、ｈｘ０、Ｃ（ｘ）等が該当する。なお、Ｃ（ｘ）を構成する要素のうち、ｃ０を線形フィルタ係数といい、ｃ（ｘ）を非線形フィルタ係数という。非線形フィルタ係数ｃ（ｘ）の係数ｃ１、ｃ２等を非線形係数という。
【００３４】
【発明の効果】
請求項１の信号補正装置および請求項１４の信号補正方法は、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成された補正フィルタを用意し、予測された仮想物理量に基づいて前記補正フィルタのフィルタ係数の少なくとも一部を決定し、補正フィルタは決定されたフィルタ係数を用いて入力信号を補正することを特徴とする。
【００３５】
したがって、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタを用いることで、信号処理のアルゴリズムを規格化・単純化することができる。また、各係数の調整も容易になる。さらに、スピーカのシールスモールパラメータ等をそのまま補正計算に用いるのではなく、ある程度規格化されたフィルタ係数を用いるため、各係数値を所定範囲内に納めることができる。このため、固定小数点演算を行なうＤＳＰを用いて高速処理を行なうのに都合がよい。また、各係数値の範囲を調整するための演算を省略することができるから演算処理の効率が低下することもなく、演算精度の低下を招くおそれもない。すなわち、非線形性を有する伝送系の特性の補正を、容易かつ迅速確実に行なうことができる。
【００３６】
請求項２の信号補正装置は、信号の振幅を調整する振幅調整部をさらに備え、予測された仮想物理量に基づいて振幅調整部の振幅調整係数をも決定し、決定された振幅調整係数を用いて、補正フィルタによる補正前の信号または当該補正後の信号の振幅を調整することを特徴とする。したがって、伝送系の物理モデルとの対応がつけやすい。すなわち、伝送系の特性の補正を、さらに容易に行なうことができる。
【００３７】
請求項３の信号補正装置は、仮想物理量予測手段が、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成された仮想物理量フィルタを備えたことを特徴とする。したがって、信号補正手段とともに仮想物理量予測手段にもデジタルフィルタを用いることにより、信号処理のアルゴリズムを、より規格化・単純化することができる。すなわち、非線形性を有する伝送系の特性の補正を、より容易かつ迅速確実に行なうことができる。
【００３８】
請求項４および請求項５の信号補正装置は、補正フィルタおよび仮想物理量フィルタが、ともに、巡回部と非巡回部とを備え、補正フィルタの巡回部のフィルタ係数は、仮想物理量フィルタの巡回部のフィルタ係数と同一であることを特徴とする。したがって、補正フィルタと仮想物理量フィルタとで巡回部を共用することができ、信号処理のアルゴリズムを、さらに規格化・単純化することができる。
【００３９】
請求項６の信号補正装置は、伝送系が動電型スピーカを備え、仮想物理量が動電型スピーカのボイスコイルの仮想変位であることを特徴とする。したがって、変位に依存する非線形歪の大きい導電型スピーカの特性の補正を、容易かつ迅速確実に行なうことができる。
【００４０】
請求項７の信号補正装置は、増幅器が電圧出力型増幅器であり、補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フィルタ係数が、
ｃ（ｘ）＋ｅ（ｘ）＝ｄ（ｘ）
の関係を満たすことを特徴とする。したがって、Ｓ−Ｚ変換において双一次変換を用いることで、３つの非線形フィルタ係数のうち２つの非線形フィルタ係数を決定すれば、他のひとつの非線形フィルタ係数が自動的に決定されるよう構成することができる。すなわち、補正フィルタを２次のＩＩＲ型フィルタで構成した場合における信号処理のアルゴリズムを、さらに単純化することができる。
【００４１】
請求項８の信号補正装置は、増幅器が電流出力型増幅器であり、補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フィルタ係数が、
【００４２】
請求項９の信号補正装置は、補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フィルタ係数のうち２次遅延非線形フィルタ係数ｅ（ｘ）が、
ｅ（ｘ）＝０
となることを特徴とする。したがって、Ｓ−Ｚ変換において後進差分近似変換を用いることで、非線形フィルタ係数のうち２次遅延非線形フィルタ係数ｅ（ｘ）の決定が不要になるよう構成することができる。すなわち、補正フィルタを２次のＩＩＲ型フィルタで構成した場合における信号処理のアルゴリズムを、さらに単純化することができる。
【００４３】
請求項１０の信号補正装置は、目標とすべきシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系の特性は、低レベル入力信号時における伝送系のシールスモールパラメータで表わされる特性そのものであることを特徴とする。したがって、実際のスピーカの線形特性をそのまま生かしつつ、スピーカの非線形歪を軽減することができる。
【００４４】
請求項１１の信号補正装置は、目標とすべきシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系の特性は、低レベル入力信号時における伝送系のシールスモールパラメータで表わされる特性に所望の修正を加えた特性であることを特徴とする。したがって、スピーカの非線形歪を軽減することができると同時に、スピーカの線形特性を所望の値に補正することができる。
【００４５】
請求項１２の信号補正装置は、動電型スピーカのボイスコイルの変位に依存して変化する力係数およびスティフネスに起因する伝送系の非線形性を緩和することを特徴とする。したがって、動電型スピーカに生ずる可能性の高い非線形歪を軽減することができる。
【００４６】
請求項１３の信号補正装置は、動電型スピーカのボイスコイルの変位に依存して変化する動電型スピーカのエッジの排除空気体積に起因する伝送系の非線形性を緩和することを特徴とする。したがって、実効振動面積全体に占めるエッジ部面積の比率が比較的高い小型スピーカに適用した場合、非線形歪の軽減に高い効果を得ることができる。
【００４７】
請求項１５の信号補正装置の係数調整装置および請求項１７の信号補正装置の係数調整方法は、与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号を測定し、参照信号および応答信号に基づいて、統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、各係数を調整することを特徴とする。したがって、自動的に各係数を調整することができる。すなわち、各係数の調整を容易に行なうことができる。
【００４８】
請求項１６の信号補正装置の係数調整装置は、与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号の各高調波歪または混変調歪が減少するよう、補正フィルタの非巡回部の非線形フィルタ係数に関する係数を調整することを特徴とする。したがって、当該係数のうち、各高調波または各混変調波に関係する成分に着目して各高調波ごとに順次調整を行なうよう構成することで、より容易に当該各係数の調整を行なうことができる。
【００４９】
請求項１８の記憶媒体は、コンピュータが実行可能なプログラムを記憶したコンピュータ可読の記憶媒体であって、当該プログラムは、信号補正装置、信号補正方法、信号補正装置の係数調整装置、係数調整方法のいずれかの装置または方法を実現するものであることを特徴とする。したがって、コンピュータに使用することにより、非線形性を有する伝送系の特性の補正や各係数の調整を、より容易かつ迅速確実に行なうことができる。
【００５０】
【発明の実施の形態】
［第１実施形態］
−信号補正装置の全体構成−
図１に、この発明の一実施形態による信号補正装置１２を含む統合伝送系１０のブロック図を示す。統合伝送系１０は、信号補正装置１２と伝送系１４とを統合した系である。
【００５１】
信号補正装置１２は、統合伝送系１０の特性が所定の目標特性に近づくよう、入力信号である入力信号ｕを補正して伝送系１４に与える。目標特性として、目標とすべきシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系１０の特性が与えられる。上記信号補正装置１２は、仮想物理量予測手段（仮想物理量フィルタ）である変位フィルタ１６、補正係数決定手段である補正係数決定部１８、信号補正手段２０、を備えている。信号補正手段２０は、補正フィルタ２２、振幅調整部２４を備えている。
【００５２】
変位フィルタ１６は、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成されており、統合伝送系１０の目標特性に基づいて決定されたフィルタ係数を用いて、入力信号ｕに基づいて仮想変位ｘを予測する。
【００５３】
補正係数決定部１８は、予測された仮想変位ｘに基づいて、補正フィルタ２２のフィルタ係数の少なくとも一部を決定する。また、補正係数決定部１８は、予測された仮想変位ｘに基づいて、振幅調整部２４の振幅調整係数をも決定する。
【００５４】
補正フィルタ２２は、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成されており、決定されたフィルタ係数を用いて、入力信号ｕを補正する。
【００５５】
振幅調整部２４は、決定された振幅調整係数を用いて、補正フィルタ２２による補正前の信号または当該補正後の信号の振幅を調整する。
【００５６】
上記補正フィルタ２２および変位フィルタ１６は、ともに、帰還路を含み信号処理の上流部分に該当する巡回部２２ａと、帰還路を含まず信号処理の下流部分に該当する非巡回部２２ｂ、１６ｂとを備えており、補正フィルタ２２の巡回部２２ａのフィルタ係数は、変位フィルタ１６の巡回部２２ａのフィルタ係数と同一である。この実施形態においては、補正フィルタ２２と変位フィルタ１６とで、巡回部２２ａを共用している。上記補正フィルタ２２および変位フィルタ１６は、ともに、２次のＩＩＲ型フィルタである。
【００５７】
補正フィルタ２２の非巡回部２２ｂのフィルタ係数は、仮想変位ｘに基づいて決定されたフィルタ係数であり、後述するように、仮想変位ｘに依存しない線形フィルタ係数と、仮想変位ｘに依存して変化する非線形フィルタ係数との和で表現し得る。
【００５８】
−ハードウェア−
図２に、図１に示す信号補正装置１２の各機能をＤＳＰ（Digital Signal Processor）３０を用いて実現した場合における、統合伝送系１０のハードウェア構成の一例を示す。ＤＳＰ３０は高速演算を行なうマイクロプロセッサであり、内部メモリ（図示せず）を備えている。内部メモリにはプログラム、各係数などが記憶されている。ＤＳＰ３０は内部メモリ記憶されたプログラムに従って、入力信号ｕに対して信号補正処理を実行し、補正出力である補正出力信号ｕLを得る。
【００５９】
この実施形態のように増幅器２８（後述）が電圧出力型の場合、入力信号ｕおよび補正出力信号ｕLは、アナログ信号における電圧に等価である。なお、後述するように、増幅器２８が電流出力型の場合、入力信号および補正出力は、入力信号ｉおよび補正出力信号ｉLで表わされ、これらの信号はアナログ信号における電流に等価である。
【００６０】
Ｄ／Ａ変換器２６は、ＤＳＰ３０からの補正出力信号ｕL（デジタル信号）をアナログ信号に変換する。電圧出力型の増幅器２８は、Ｄ／Ａ変換器２６の変換出力を増幅し、増幅出力により、動電型スピーカ２を駆動する。なお、ＤＳＰ３０が、信号補正装置１２に対応する。また、Ｄ／Ａ変換器２６、増幅器２８および動電型スピーカ２が、伝送系１４に対応する。Ｄ／Ａ変換器２６および増幅器２８が、駆動系に対応する。
【００６１】
−処理式の導出−
図３に、伝送系１４を構成する動電型スピーカ（以下、単に「スピーカ」という）２（図２３参照）を物理モデル（集中定数モデル）で表現した図を示す。スピーカ２の各シールスモールパラメータを、次の記号で表わす、
最低共振周波数f0
共振の鋭さQ0
純機械系の共振の鋭さQm
力係数BL0、
直流電気抵抗Rdc
実効質量m0
機械抵抗Rm
スティフネスK0 。
【００６２】
通常、スピーカの振動系の物理モデルとしては、低域においては１次の共振系として近似される。したがって、目標とする理想的なスピーカのシールスモールパラメータを「’」付き記号で表現すれば、理想的なスピーカの運動方程式は、下記のようにスピーカのボイスコイルの変位ｘについての２階線形微分方程式で表される、
BL0'・A0・u(t)/Rdc
=m0・(d2x/dt2)+Rm・(dx/dt)+K0'・x+(BL0'2/Rdc)・(dx/dt) ・・・(2)
なお、式（２）において、u(t)は理想的なスピーカへの入力信号、A0は駆動系の増幅ゲイン（Ｄ／Ａ変換器２６および増幅器２８の総合ゲイン）である。
【００６３】
一方、実際のスピーカ２においては、各シールスモールパラメータのうち力係数およびスティフネスは、スピーカ２のボイスコイル４の変位xが極めて小さい場合には、ほぼ一定値BL0およびK0を示すが、ボイスコイル４の変位xがある程度大きい場合には、変位xに依存して変化する傾向を示すことが知られている。すなわち、力係数およびスティフネスは、非線形性を有する。これが、スピーカ２の非線形歪の原因のひとつである。変位xに依存して変化する力係数BL(x)およびスティフネスK(x)を、次式で表現することとする、
【００６４】
変位に依存して変化するこのような非線形性を考慮すると、実際のスピーカ２の運動方程式は、下記の２次の非線形微分方程式で表される、
BL(x)・A0・uL(t)/Rdc
=m0・(d2x/dt2)+Rm・(dx/dt)+K(x)・x+BL2(x)/Rdc・(dx/dt) ・・・(3)
なお、式（３）において、uL(t)は実際のスピーカ２への入力信号である。
【００６５】
ところで、理想的な最低共振角周波数ω0'（=2・π・f0'）および共振の鋭さQ0'、ならびに実際の最低共振角周波数ω0（=2・π・f0）、共振の鋭さQ0および純機械系の共振の鋭さQmは、それぞれ次式で表現することができる、
ここで、
G0・u(t)=(d2x/dt2)+ω0'/Q0'・(dx/dt)+ω0'2・x ・・・(4)。
【００６７】
また、式（３）は、式（１）、式（８）より、
式（４）からわかるように、理想的なスピーカのボイスコイルの変位x(t)は、入力信号u(t)に対し線形性を示し、歪を生じない。式（４）で表わされる線形微分方程式の解を、以下に示す、
x(t)=L-1{G0/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2)}*u(t) ・・・(18)
ただし、この明細書においては、特にことわらないかぎり、
ｓは、ラプラス演算子
L-1｛Ｐ｝は、Ｐのラプラス逆変換
Ｐ*Ｑは、ＰとＱとのたたみこみ積分
を表わす。
【００６９】
式（１８）より、理想的なスピーカのボイスコイルの速度v(t)、加速度a(t)は以下の式で表される、
v(t)=dx/dt=L-1{(s・G0)/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2)}*u(t) ・・・(6)
a(t)=d2x/dt2=L-1{(s2・G0)/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2)}*u(t) ・・・(7)
一方、非線形微分方程式（５）からわかるように、実際のスピーカ２のボイスコイルの変位x(t)は、入力信号uL(t)に対し非線形性を示し、歪を生ずる。そこで、式（５）における実際のスピーカ２の変位x(t)が、式（１８）に示される理想的なスピーカのボイスコイルの変位x(t)に等しくなるよう、実際のスピーカ２への入力信号uL(t)を補正してやれば、実際のスピーカ２は線形無歪となるはずである。
【００７０】
式（５）に、式（１８）、（６）、（７）を代入すれば、
式（９）に示すように、実際のスピーカ２への信号として、信号u(t)（入力信号）に所定の補正を施した信号uL(t)（補正出力）を用いることにより、非線形性を示すスピーカ２を線形無歪の状態にすることができる。すなわち、式（９）に示すuL(t)は、非線形性を示すスピーカ２を線形無歪とするための非線形補正信号を意味する。
【００７２】
以上の非線形補正をＤＳＰ３０で実行するためには、連続系を離散系に変換する必要がある。連続系を離散系に変換するためのＳ−Ｚ変換として、双一次変換やオイラー近似（後進差分近似）等が用いられる。この実施形態においては、双一次変換を用いる。サンプリング周期Ｔ、サンプリング周波数Fs（=1/T）とすれば、双一次変換の変換式は、次のように表わされる、
式（１０）を用いれば、変位、速度、加速度は、以下のように変換される、
双一次変換の場合、上述の各式における係数は以下の関係となっている、
式（１００）、（２０）、（１２）、（１０１）、（１０２）を用いれば、前述の理想的なスピーカのボイスコイルの変位x(t)、速度v(t)、加速度a(t)を表わす式（１８）、（６）、（７）は、以下のように変換される、
【００７８】
式（１９）で表わされる変位x(n)が、ボイスコイル４の仮想変位ｘである。
【００７９】
式（１９）、（１０４）、（１０５）を、非線形補正信号を示す式（９）に適用すれば、
ここで、
hv0・ω0/Q0=(f0/Fs・π/Q0)/(1+f0'/Fs・π/Q0'+(f0'/Fs・π)2)
hx0・ω02=(f0/Fs・π)2/(1+f0'/Fs・π/Q0'+(f0'/Fs・π)2)
であるから、この関係を用いて式（１０６）を整理すれば、以下のようになる、
式（１１）において、
d(x)=c(x)+e(x) ・・・(16)
したがって、d(x)は、c(x)とe(x)とにより表わされる。
【００８２】
一方、非線形係数フィルタ係数b(x)、c(x)、d(x)、e(x)間の関係は、
c(x)=d(x)/2+(b2(x)-1)・((c0-e0)/2)・(1-Q0/Qm)
e(x)=d(x)/2-(b2(x)-1)・((c0-e0)/2)・(1-Q0/Qm)
したがって、
b(x)={(c(x)-e(x))/(c0-e0)・Qm/(Q0-Qm)+1}1/2 ・・・(17)
したがって、b(x)も、c(x)とe(x)とにより表わされる。
【００８３】
図４、図５は、式（１１）で表現した場合の、それぞれ信号補正装置１２、５２の信号処理回路図である。図４で表わされる信号補正装置１２の補正係数決定部１８においては、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)に基づいて、非線形フィルタ係数d(x)、b(x)が自動的に決定されるが、図５で表わされる信号補正装置５２の補正係数決定部１８においては、これとは逆に、非線形フィルタ係数d(x)、b(x)に基づいて、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)が自動的に決定される。
【００８４】
−係数調整装置の構成−
図６に、図４に示す信号補正装置１２の各係数を調整するための係数調整装置３２の全体構成を例示する。係数調整装置３２は、参照信号生成手段である発振器３４、Ａ／Ｄ変換器３６、応答信号生成手段であるマイクロフォン３８および測定器４０、調整制御手段であるコントローラ４２を備えている。
【００８５】
発振器３４は、統合伝送系１０に与える参照信号を生成する。Ａ／Ｄ変換器３６は、アナログ信号で与えられた参照信号をデジタル信号に変換して、統合伝送系１０に与える。測定器４０は、与えられた参照信号に対応する統合伝送系１０の応答信号を、マイクロフォン３８を介して測定する。
【００８６】
コントローラ４２は、参照信号および応答信号に基づいて、統合伝送系１０の特性が所定の目標特性に近づくよう、ＤＳＰ３０（信号調整装置１２）の各係数を調整する。この実施形態においては、コントローラ４２は、与えられた参照信号に対応する統合伝送系１０の応答信号の各高調波歪が減少するよう、補正フィルタ２２の非巡回部２２ｂ（図１参照）の非線形フィルタ係数等の非線形係数を調整するよう構成されている。コントローラ４２として、コンピュータ又はマイコンを使用することができる。
【００８７】
なお、測定用抵抗Ｒ１を、スピーカ２の直流抵抗Rdcに対して直列に接続している。測定用抵抗Ｒ１の抵抗値は、スピーカ２の直流抵抗Rdcに比較して十分に小さい。
【００８８】
−係数調整処理−
図７に、図６の係数調整装置３２を用いて、図４で表わされる信号補正装置１２の係数調整処理を行なう場合の処理の流れを例示する。まず、スピーカ２の最低共振周波数f0および共振の鋭さQ0等を測定する（ステップＳ２）。スピーカ２に掃引周波数を与え、測定用抵抗Ｒ１の両端電圧が最小になる（図２４のアドミタンスが最小になる）周波数を測定する。この周波数が最低共振周波数f0である。共振の鋭さQ0は、最低共振周波数f0における共振の鋭さ（図２４のアドミタンス曲線のf0における尖度）として求められる。
【００８９】
さらに、このステップにおいて、Ｄ／Ａ変換器２６および増幅器２８の総合ゲインA0と、スピーカ２の力係数BL0との比、A0/BL0を求めておく。なお、増幅器２８のボリューム（図示せず）が可変の場合には、後述する信号補正処理において、総合ゲインA0を逐次検出するよう構成することもできる。この場合、総合ゲインA0は、該ボリュームの位置や増幅器２８の入力・出力比等を逐次測定することにより得られる。このようにして求められたA0/BL0は、信号補正処理において仮想変位ｘを算出する際に用いられる。
【００９０】
次に、測定した最低共振周波数f0および共振の鋭さQ0を参考にして、実現したい最低共振周波数f0'および共振の鋭さQ0'（目的特性）を決定する（ステップＳ４）。
【００９１】
つぎに、測定した最低共振周波数f0および共振の鋭さQ0、ならびに、実現したい最低共振周波数f0'および共振の鋭さQ0'に基づいて、変位フィルタ１６のフィルタ係数B1,B2,hx0,hx1,hx2、および、補正フィルタ２２の線形フィルタ係数c0,d0,e0を算出する（ステップＳ６）。変位フィルタ１６のフィルタ係数B1,B2,hx0,hx1,hx2は、上述の式（１２）、（２０）にしたがって算出する。補正フィルタ２２の線形フィルタ係数c0,d0,e0は、上述の式（１３）、（１４）、（１５）の該当式にしたがって算出する。なお、補正フィルタ２２のフィルタ係数B1,B2は、変位フィルタ１６のフィルタ係数B1,B2と同一である。
【００９２】
つぎに、図４に示す、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)を構成する非線形係数c1〜c4、e1〜e4を決定する（ステップＳ８）。上述のように、図４で表わされる信号補正装置１２の補正係数決定部１８においては、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)に基づいて、非線形フィルタ係数d(x)およびb(x)が、自動的に決定される。したがって、非線形係数c1〜c4、e1〜e4を決定しておけば、補正フィルタ２２のフィルタ係数C(x)、D(x)、E(x)、および、振幅調整係数1/b(x)は、後述するように、仮想変位ｘに基づいて算出されることになる。
【００９３】
図６に示すコントローラ４２を用いて非線形係数c1〜c4、e1〜e4を決定する方法を以下に例示する。コントローラ４２は、まず、信号補正装置１２（ＤＳＰ３０）の係数c2〜c4、e2〜e4（図４参照）の値を「０」に設定する。つぎに、所定周波数の参照信号を、発振器３４、Ａ／Ｄ変換器３６を介して、統合伝送系１０に与え、当該参照信号に対応する統合伝送系１０の応答信号（音圧、加速度）を、マイクロフォン３８、測定器４０を介して取込む。コントローラ４２は、係数c1、e1の値を適当に変化させつつ、応答信号の２次高調波の信号レベルを監視する。コントローラ４２は、応答信号の２次高調波の信号レベルが最も小さい値を示したときの係数c1、e1の値を、非線形係数c1、e1の値と決定する。
【００９４】
コントローラ４２は、つぎに、係数c1、e1については既に決定した非線形係数c1、e1の値を用いるとともに、未決定の係数c3〜c4、e3〜e4（図４参照）の値を「０」に設定し、同様の方法で、応答信号の３次高調波の信号レベルが最も小さい値を示したときの係数c2、e2の値を、非線形係数c2、e2の値と決定する。
【００９５】
同様の手順を繰り返し、応答信号の４次高調波、および、５次高調波の信号レベルが最も小さい値を示したときの係数c3、e3、および、係数c4、e4の値を、それぞれ、非線形係数c3、e3、および、非線形係数c4、e4の値と決定する。このようにして、非線形係数c1〜c4、e1〜e4を決定する。
【００９６】
一方、図５で表わされる信号補正装置５２の補正係数決定部１８においては、図４で表わされる信号補正装置１２の場合とは逆に、非線形フィルタ係数d(x)、b(x)に基づいて、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)が自動的に決定される。したがって、この場合には、ステップＳ８において、非線形係数c1〜c4、e1〜e4の替わりに、非線形係数d1〜d4、b1〜b4を決定すればよい。
【００９７】
なお、ステップＳ８において、非線形係数c1〜c4、e1〜e4等を決定する方法は、上述の方法に限定されるものではない。たとえば、これから決定しようとする非線形係数以外の係数を、すべて「０」とするよう構成することもできる。この場合、たとえば、非線形係数c2、e2の値を決定しようとするときには、係数c1、e1および係数c3〜c4、e3〜e4の値を、既決定か未決定かにかかわらず、すべて「０」に設定し、応答信号の３次高調波の信号レベルが最も小さい値を示したときの係数c2、e2の値を、非線形係数c2、e2の値と決定する。
【００９８】
また、非線形係数（例えばc1〜c4、e1〜e4）を決定する際、非線形係数c1とe1とをまず決定し、以後、c2とe2、c3とe3、・・・の順に決定したが、決定する順序はこれに限定されるものではない。また、非線形係数c1〜c4およびe1〜e4等を一度にまとめて決定するよう構成することもできる。
【００９９】
また、たとえば非線形係数c1、e1の値を決定する場合、コントローラ４２が、係数c1、e1の値を適当に変化させつつ、応答信号の２次高調波の信号レベルを監視し、応答信号の２次高調波の信号レベルが最も小さい値を示したときの係数c1、e1の値を、自動的に、非線形係数c1、e1の値と決定するよう構成したが、このような処理動作の一部または全部を操作者が手動で行なうよう構成することもできる。
【０１００】
−信号補正処理−
係数調整処理済みの信号補正装置１２を用いて信号補正処理を行なう場合の、処理の流れの一例を、図８のフローチャートに示す。図４に示すように、入力信号ｕ（デジタル信号）は、アッテネータＡＴＴで所定のレベルに調整された後（ステップＳ１０）、ハイパスフィルタＨＰＦにより、ＤＣオフセット成分がカットされる（ステップＳ１２）。
【０１０１】
このようにして前処理が施された入力信号ｕに基づいて、変位フィルタ１６において、仮想変位ｘが算出される（ステップＳ１４）。仮想変位ｘは、前述の式（１９）にしたがって算出される。
【０１０２】
算出された仮想変位ｘに基づいて、補正係数決定部１８において、補正フィルタ２２のフィルタ係数C(x)、D(x)、E(x)、および、振幅調整係数1/b(x)が決定される（ステップＳ１６）。
【０１０３】
このステップにおいて、フィルタ係数C(x)は、式（１３）の該当式
D(x)=d0+d(x) ・・・(14-1)
および式（１６）にしたがって算出される。
【０１０４】
また、振幅調整係数1/b(x)は、式（１）から導かれる
b(x)=1+b1・x+b2・x2 ・・・(1-1')
および、式（１７）にしたがって算出される。
【０１０５】
つぎに、補正フィルタ２２において、入力信号の補正が行なわれ、補正出力信号ｕLが算出される（ステップＳ１８）。補正出力信号ｕLは、予め算出されたフィルタ係数B1、B2（ステップＳ６）、および、前ステップで決定されたフィルタ係数C(x)、D(x)、E(x)、振幅調整係数1/b(x)に基づき、式（１１）にしたがって、入力信号ｕを補正することにより得られる。
【０１０６】
得られた補正出力信号ｕL（デジタル信号）は、図２に示すように、Ｄ／Ａ変換器２６においてアナログ信号に変換された後（ステップＳ２０）、増幅器２８において所定のレベルに増幅され（ステップＳ２２）、スピーカ２を駆動する（ステップＳ２４）。
【０１０７】
このように、入力信号ｕに対して所望の線形補正および非線形補正を行なうことにより補正出力信号ｕLを得、得られた補正出力信号ｕLに基づいてスピーカ２を駆動することで、所望の低域特性を持ち、かつ、非線形歪の少ない統合伝送系１０を実現することができる。
【０１０８】
図２１は、線形補正を実施しない場合（最低共振周波数f0、共振の鋭さQ0）の音圧の周波数応答と、この実施形態による線形補正を実施した場合（f0'=f0/2、Q0'=Q0）の音圧の周波数応答とを比較したデータである。最低共振周波数を小さくする線形補正を行なうことにより、低域における音圧が増加していることがわかる。
【０１０９】
図２２は、統合伝送系１０に対する入力信号としてＳｉｎ波（５０Ｈｚ）を用い、出力音圧に現れる高調波のレベルを測定したデータである。図２２Ａは、非線形補正を実施しない場合の高調波レベルを示すデータであり、図２２Ｂは、この実施形態による非線形補正を実施した場合の高調波レベルを示すデータである。非線形補正を実施することにより、１００Ｈｚ以上の高調波が減少していることがわかる。
【０１１０】
［第２実施形態］
図９に、この発明の他の実施形態による信号補正装置６２の信号処理回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理については、図４で表わされる信号補正装置１２と、共通する点が多い。
【０１１１】
しかし、上述の、図４で表わされる信号補正装置１２は、線形補正および非線形補正の双方を実施する場合に適用し得るが、図９で表わされる信号補正装置６２は、非線形補正のみを実施する場合に適用される。したがって、信号補正装置６２には、信号処理内容等において以下のような特徴がある。
【０１１２】
信号補正装置６２は線形補正を行なわない。したがって、上述の信号補正装置１２の例において、統合伝送系１０の目的特性を表わすシールスモールパラメータf0',Q0',Qm',K0',BLO',m0',Rdc',Rm'として、スピーカ２の実測特性を表わすシールスモールパラメータf0,Q0,Qm,K0,BLO,m0,Rdc,Rmを用いればよい。
【０１１３】
この結果、補正出力信号ｕLを表わす式（１１）に用いるフィルタ係数は、式（１２）〜（１５）に替え、以下の式で表わされる、
なお、図１０は、式（１１）で表現した場合の、信号補正装置７２の信号処理回路である。信号補正装置７２においては、上述の図５で表わされる信号補正装置５２同様、非線形フィルタ係数d(x)、b(x)に基づいて、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)が自動的に決定される点で、信号補正装置６２と異なる。
【０１１６】
信号補正装置６２、信号補正装置７２は、目標とすべき統合伝送系１０の特性が、低レベル入力信号時における伝送系１４の最低共振周波数f0、共振の鋭さQ0等により表わされる特性（実測特性）そのものである。したがって、実際のスピーカ２の線形特性をそのまま生かしつつ、スピーカ２の非線形歪を軽減することができる。
【０１１７】
［第３実施形態］
図１１に、この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置８２の信号処理回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理については、図４で表わされる信号補正装置１２と、共通する点が多い。
【０１１８】
しかし、上述の、図４で表わされる信号補正装置１２は、伝送系１４の増幅器２８が電圧出力型の増幅器である場合に適用されるが、信号補正装置８２は、伝送系１４の増幅器２８が電流出力型の増幅器である場合に適用される。したがって、信号補正装置８２には、信号処理内容等において以下のような特徴がある。
【０１１９】
信号補正装置８２においては、入力信号は入力信号ｉで表わされ、補正出力は補正出力信号ｉLで表わされる。入力信号ｉおよび補正出力信号ｉLは、ともにアナログ信号における電流に等価である。
【０１２０】
この実施形態においては、理想的スピーカの運動方程式、実際のスピーカの運動方程式は、式（２）、（３）に替え、次式で表わされる、
BL0'・A0・i(t)=m0・(d2x/dt2)+Rm・(dx/dt)+k0'・x ・・・(27)
BL(x)・A0・iL(t)=m0・(d2x/dt2)+Rm・(dx/dt)+k(x)・x ・・・(28)。
【０１２１】
ここで、
G0'=BL0・A0/m0 ・・・(29)
とすると、式（２７）、（２８）は
G0'・i(t)=(d2x/dt2)+ω0'/Qm・(dx/dt)+ω0'2・x ・・・(107)
b(x)・G0'・iL(t)=(d2x/dt2)+ω0/Qm・(dx/dt)+k(x)・ω02・x ・・・(108)。
【０１２２】
式（１０７）で表わされる線形微分方程式の解（入力信号i(t)に対する仮想変位x(t)）は、式（１８）に替え、次式で表わされる、
x(t)=L-1{G0'/(s2+s・ω0'/Qm+ω0'2)}*i(t) ・・・(36)。
【０１２３】
速度v(t)、加速度a(t)は、式（６）、（７）に替え、次式で表わされる、
v(t)=dx(t)/dt=L-1{s・G0'/(s2+s・ω0'/Qm+ω0'2)}*i(t) ・・・(109)
a(t)=d2x(t)/dt2=L-1{s2・G0'/(s2+s・ω0'/Qm+ω0'2)}*i(t)・・・(110)。
【０１２４】
また、非線形補正信号を表わす信号iL(t)は、式（１０８）に、式（３６）、（１０９）、（１１０）を代入することにより、式（９）に替え、次式で表わされる、
一方、式（１０）を用いてＳ−Ｚ変換（双一次変換）を行なうと、仮想変位x(t)を表わす式（３６）は、次式に変換される、
ただし、式（３７）において、
【０１２７】
同様に、式（１０９）、（１１０）に表わされた速度v(t)、加速度a(t)についても、Ｓ−Ｚ変換を行なう。これらの結果を用いて、式（１１１）を書換えれば、
Ｚ平面での補正出力信号iL(n)およびフィルタ係数は、式（１１）〜（１５）に替え、以下の式で表わされる、
式（３０）において、
【０１３０】
このように、信号補正装置８２は、伝送系１４の増幅器２８が電流出力型の増幅器である場合に適用される。したがって、電磁制動の非線形歪を考慮する必要がないため、補正処理の内容を単純化することができる。
【０１３１】
［第４実施形態］
図１２に、この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置９２の信号処理回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理については、図１１で表わされる信号補正装置８２と、共通する点が多い。
【０１３２】
しかし、上述の、図１１で表わされる信号補正装置８２は、線形補正および非線形補正の双方を実施する場合に適用し得るが、図１２で表わされる信号補正装置９２は、非線形補正のみを実施する場合に適用される。したがって、信号補正装置９２には、信号処理内容等において以下のような特徴がある。
【０１３３】
信号補正装置９２は線形補正を行なわない。したがって、上述の信号補正装置８２の例において、統合伝送系１０の目的特性を表わすシールスモールパラメータf0',Q0',Qm',K0',BLO',m0',Rdc',Rm'として、スピーカ２の実測特性を表わすシールスモールパラメータf0,Q0,Qm,K0,BLO,m0,Rdc,Rmを用いればよい。
【０１３４】
この結果、Ｚ平面での補正出力信号iLを表わす式（３０）に用いるフィルタ係数は、式（３１）〜（３４）に替え、以下の式で表わされる、
信号補正装置９２は、目標とすべき統合伝送系１０の特性が、低レベル入力信号時における伝送系１４の最低共振周波数f0、共振の鋭さQ0等により表わされる特性（実測特性）そのものである。したがって、前述の信号補正装置６２、信号補正装置７２同様、実際のスピーカ２の線形特性をそのまま生かしつつ、スピーカ２の非線形歪を軽減することができる。
【０１３７】
［第５実施形態］
図１３に、この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置１０２の信号処理回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理については、図４で表わされる信号補正装置１２と、共通する点が多い。
【０１３８】
しかし、上述の図４で表わされる信号補正装置１２では、Ｓ平面での連続系の記述式（９）を、Ｚ平面での離散系に変換するに際し、双一次変換によりＳ−Ｚ変換するよう構成したが、信号補正装置１０２では、後進差分近似（オイラー近似）によりＳ−Ｚ変換するよう構成している。したがって、信号補正装置１０２には、信号処理内容等において以下のような特徴がある。
【０１３９】
信号補正装置１０２においてはＳ−Ｚ変換の変換式として、双一次変換の変換式（１０）に替え、次式（後進差分近似の変換式）が用いられる、
この結果、Ｚ平面での補正出力信号ｕLおよびフィルタ係数は、式（１１）〜（１５）に替え、以下の式で表わされる、
式（４５）において、
【０１４３】
信号補正装置１０２の係数調整処理を行なうに際し、非線形係数の各ペアつまりb1とc'1、b2とc'2、b3とc'3、b4とc'4を、それぞれ決定するには、上述の信号補正装置１２の場合同様、スピーカ２からの出力信号（音圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波歪が減少する値を、順番に探していけばよい。なお、非線形フィルタ係数d(x)とc(x)とは式（５０）から自動的に定まる。
【０１４５】
このように、信号補正装置１０２は、Ｓ−Ｚ変換に際し、簡易な後進差分近似によりＳ−Ｚ変換するようよう構成している。したがって、補正処理の内容を単純化することができる。
【０１４６】
［第６実施形態］
図１４に、この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置１１２の信号処理回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理については、図１１で表わされる信号補正装置８２と、共通する点が多い。
【０１４７】
しかし、上述の図１１で表わされる信号補正装置８２では、Ｓ−Ｚ変換を行なう際、双一次変換を用いるよう構成したが、信号補正装置１１２では、Ｓ−Ｚ変換を行なう際、後進差分近似を用いるよう構成している。したがって、信号補正装置１１２には、信号処理内容等において以下のような特徴がある。
【０１４８】
信号補正装置１１２においてはＳ−Ｚ変換の変換式として、双一次変換の変換式（１０）に替え、前述の式（４４）が用いられる。
【０１４９】
この結果、Ｚ平面での補正出力信号iLおよびフィルタ係数は、式（３０）〜（３４）に替え、以下の式で表わされる、
式（５３）において、
【０１５２】
また、ボイスコイル４の仮想変位ｘ等は、式（３７）、（３８）に替え、以下の式で表わされる。
【０１５３】
信号補正装置１１２の係数調整処理を行なうに際し、非線形係数の各ペアつまりb1とc1、b2とc2、b3とc3、b4とc4を、それぞれ決定するには、上述の信号補正装置１２の場合同様、スピーカ２からの出力信号（音圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波歪が減少する値を、順番に探していけばよい。
【０１５５】
このように、信号補正装置１１２は、Ｓ平面での連続系の記述式をＺ平面での離散系に変換するに際し、簡易な後進差分近似によりＳ−Ｚ変換するよう構成している。したがって、補正処理の内容を単純化することができる。
【０１５６】
［第７実施形態］
図１６に、この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置１２２の信号処理回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理については、図４で表わされる信号補正装置１２と、共通する点が多い。
【０１５７】
しかし、上述の、図４で表わされる信号補正装置１２においては、非線形歪の原因として、力係数およびスティフネスの非線形性に着目したが、信号補正装置１２２においては、さらに、スピーカ２のスピーカ振動板８のエッジ８ｅ（図１５参照）の排除空気体積の非線形性をも考慮している。したがって、信号補正装置１２２には、信号処理内容等において以下のような特徴がある。
【０１５８】
前述のように、スピーカ２の再生音圧は、スピーカ振動板８の移動に伴って排除される空気の体積にも依存している。ここで、理想的なスピーカにおいては、スピーカの実効振動面積Ｓａは常に一定である。したがって、空気の密度をρ０、ボイスコイル４の加速度をa=d2x/dt2、スピーカの空気体積排除量をＷａ（=Sa・x）とすると、距離ｒにおけるスピーカ２の音圧Pa（ｔ）は、次式で表わされる、
【０１６０】
しかし、実際のスピーカにおいては、エッジの排除空気体積の非線形性により歪が生じる。図１５に示すように、スピーカ振動板８を構成するコーン８ｄの位置がＰ０からＰ１に移動した場合と、Ｐ０からＰ２に移動した場合とでは、移動距離が同じであってもエッジ８ｅの排除空気体積Ｗｅが異なる（Ｗｅ１≠Ｗｅ２）。
【０１６１】
このように、エッジ８ｅの排除空気体積Ｗｅは、スピーカ２のボイスコイル４の変位xが極めて小さい場合には、ボイスコイル４の移動方向による差異がほとんどないが、ボイスコイル４の変位xがある程度大きい場合には、ボイスコイル４の移動方向による差異が現れることが知られている。すなわち、エッジの排除空気体積は非線形性を有する。これが、スピーカ２の非線形歪の原因のひとつである。
【０１６２】
変位xに依存して変化するエッジの排除空気体積We(x)とともに、変位xに依存して変化する力係数BL(x)およびスティフネスK(x)を、前述の式（１）に替え、次式で表現することとする、
【０１６３】
コーン８ｄの面積をＳｄ、コーン８ｄの空気体積排除量をＷｄ（=Sd・x）とすると、スピーカ２からの距離ｒの点における、コーン８ｄからの音圧Ｐｄは次式で表わされる、
上式からわかるように、コーン８ｄからの音圧Ｐｄは、その排除空気体積Ｗｄの時間２階微分に比例する。
【０１６５】
一方、スピーカ２からの距離ｒの点におけるエッジ８ｅからの放射音圧Ｐｅは次式で表わされる、
Pe(t)=ρ0/(2・π・r)・(d2(We(x))/dt2) ・・・(62)。
【０１６６】
スピーカ２からの距離ｒの点における音圧Ｐａは、コーン８ｄからの音圧Ｐｄと、エッジ８ｅからの放射音圧Ｐｅの和で表わされるから、スピーカ２全体の排除空気体積をＷａ（ｘ）とすれば、式（６１）、（６２）により、
スピーカ２全体の排除空気体積Ｗａ（ｘ）は、エッジ８ｅの存在により、変位ｘにともなって変化する性質を示す。したがって、全体の排除空気体積Ｗａ（ｘ）を、変位ｘをパラメータとする実効振動面積Ｓａ（ｘ）と変位ｘとの積と考えると、
したがって、式（６３）、（１１２）より、
式（６４）からわかるように、ボイスコイル４の変位ｘが無歪であったとしても、エッジ８ｅの排除空気体積Ｗｅ（ｘ）の非線形性により、実効振動面積Ｓａ（ｘ）が変化し、音圧Ｐａは歪を生ずる。
【０１７０】
ところで、変位ｘを無歪化するための非線形補正を導入したとすると、前述の式（１９）、（１１）同様、仮想変位ｘ（ｎ）および補正出力信号ｕＬ（ｎ）は次式であらわされる、
エッジ８ｅの非線形補正を行なうためには、式（６７）で示される補正出力信号ｕＬ（ｎ）では十分でなく、さらに補正を行なう必要がある。さらに補正を行なった場合の補正出力信号ｕＬ’（ｎ）は、式（６５）、（６４）を考慮すれば、次式で表わすことができる、
すなわち、エッジ８ｅの非線形性をも考慮した非線形補正を行なうためには、補正出力信号ｕＬ（ｎ）に替え、補正出力信号ｕＬ’（ｎ）を、伝送系１４（図２参照）に入力すればよい。
【０１７３】
ここで、
式（７０）において、
d(x)=c(x)+e(x) ・・・(75)
また、d(x)は(k(x)ー1)に比例する、
なお、ボイスコイル４の仮想変位ｘ等は、式（１９）、（２０）、（１２）をそのまま用いることができる。
【０１７６】
信号補正装置１２２（図１６参照）の係数調整処理を行なうに際し、非線形係数の各組合せつまりc1とe1とg1、c2とe2とg2、c3とe3とg3、c4とe4とg4を、それぞれ決定するには、上述の信号補正装置１２の場合同様、スピーカ２からの出力信号（音圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波歪が減少する値を、順番に探していけばよい。なお、式（７５）に示すように、c(x)、e(x)の二つのパラメータからd(x)を自動的に決定することができる。
【０１７７】
一方、式（７２）〜（７４）に基づいて、図１７に示す信号補正装置１３２を構成することもできる。信号補正装置１３２の係数調整処理を行なうに際し、非線形係数の各組合せつまりk1とn1とg1、k2とn2とg2、k3とn3とg3、k4とn4とg4を、それぞれ決定するには、上述の場合同様、スピーカ２からの出力信号（音圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波歪が減少する値を、順番に探していけばよい。なお、式（７２）〜（７４）に示すように、k(x)、n(x)の二つのパラメータからc(x)、d(x)、e(x)を自動的に決定することができる。
【０１７８】
このように、信号補正装置１２２、信号補正装置１３２においては、さらに、スピーカ２のスピーカ振動板８のエッジ８ｅの排除空気体積の非線形性をも考慮して補正を行なう。したがって、実効振動面積全体に占めるエッジ部面積の比率が比較的高い小型スピーカに適用した場合、非線形歪の軽減に高い効果を得ることができる。
【０１７９】
なお、この実施形態においては、力係数、スティフネス、エッジの排除空気体積の３つの非線形性に着目し、これらすべての非線形性を軽減するよう構成したが、これらのうち何れか一つ以上の非線形性を軽減するよう構成することもできる。たとえば、エッジの排除空気体積の非線形性のみを軽減するよう構成することもできる。
【０１８０】
［第８実施形態］
図１８に、この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置１４２の信号処理回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理については、図１７で表わされる信号補正装置１３２と、共通する点が多い。
【０１８１】
しかし、上述の図１７で表わされる信号補正装置１３２では、Ｓ平面での連続系の記述式を、Ｚ平面での離散系に変換するに際し、双一次変換によりＳ−Ｚ変換するよう構成したが、信号補正装置１４２では、後進差分近似（オイラー近似）によりＳ−Ｚ変換するよう構成している。したがって、信号補正装置１４２には、信号処理内容等において以下のような特徴がある。
【０１８２】
信号補正装置１４２においてはＳ−Ｚ変換の変換式として、双一次変換の変換式（１０）に替え、前述の式（４４）が用いられる。この結果、Ｚ平面での補正出力信号ｕL’およびフィルタ係数は、式（７０）〜（７４）に替え、以下の式で表わされる、
式（７６）において、
【０１８５】
なお、ボイスコイル４の仮想変位ｘ等は、式（５１）、（５２）をそのまま用いることができる。
【０１８６】
信号補正装置１４２の係数調整処理を行なうに際し、非線形係数の各組合せつまりk1とn1とg1、k2とn2とg2、k3とn3とg3、k4とn4とg4を、それぞれ決定するには、前述の場合同様、スピーカ２からの出力信号（音圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波歪が減少する値を、順番に探していけばよい。なお、上述のように、式（７８）、（７９）にしたがって、k(x)、n(x)の二つのパラメータからc(x)、d(x)を自動的に決定することができる。
【０１８７】
このように、信号補正装置１４２においては、Ｓ平面での連続系の記述式をＺ平面での離散系に変換するに際し、簡易な後進差分近似によりＳ−Ｚ変換するよう構成している。したがって、スピーカ２のスピーカ振動板８のエッジ８ｅの排除空気体積の非線形性をも考慮して補正を行なう際、補正処理の内容を単純化することができる。
【０１８８】
［その他の実施形態］
なお、上述の各実施形態においては、図１に示すように、補正フィルタ２２および変位フィルタ１６は、ともに、帰還路を含み信号処理の上流部分に該当する巡回部２２ａと、帰還路を含まず信号処理の下流部分に該当する非巡回部２２ｂ、１６ｂとを備えており、補正フィルタ２２と変位フィルタ１６とで、巡回部２２ａを共用するよう構成したが、補正フィルタ２２の巡回部のフィルタ係数と変位フィルタ１６の巡回部のフィルタ係数とが同一であれば、これらのフィルタの巡回部を共用する必要はない。また、変位フィルタ１６については、必ずしも巡回部が信号処理の上流部分に配置される必要はない。図１９に、補正フィルタ２２と変位フィルタ１６とで、巡回部を共用しない場合の例を示す。図１９の例では、変位フィルタ１６の信号処理の上流部分に非巡回部１６ｂ、下流部分に巡回部１６ａを配置している。
【０１８９】
また、補正フィルタの巡回部のフィルタ係数と変位フィルタの巡回部のフィルタ係数とが同一である場合を例に説明したが、補正フィルタの巡回部のフィルタ係数と変位フィルタの巡回部のフィルタ係数とは、必ずしも同一である必要はない。
【０１９０】
また、上述の各実施形態においては、図１に示すように、信号補正手段２０は、補正フィルタ２２の他に振幅調整部２４をさらに備え、補正係数決定部１８は、予測された仮想変位ｘに基づいて、補正フィルタ２２のフィルタ係数のみならず振幅調整部２４の振幅調整係数をも決定し、振幅調整部２４は、決定された振幅調整係数を用いて、信号の振幅を調整するよう構成したが、この発明はこれに限定されるものではない。図２０に示すように、信号補正手段として補正フィルタ２２のみを設け、補正係数決定部１８は、予測された仮想変位ｘに基づいて、補正フィルタ２２のフィルタ係数のみを決定するよう構成することもできる。なお、このように構成した場合、補正フィルタ２２のフィルタ係数C(x)、D(x)、E(x)は、信号の振幅の調整をも含む係数となる。
【０１９１】
また、上述の各実施形態においては、与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号の各高調波歪が減少するよう、補正フィルタの非巡回部の非線形フィルタ係数に関する係数を調整したが、２信号入力時等においては、応答信号の混変調歪が減少するよう、該係数を調整してもよい。また、各高調波歪および混変調歪の双方が減少するよう該係数を調整してもよい。
【０１９２】
また、上述の各実施形態においては、補正フィルタが２次のＩＩＲ型フィルタである場合を例に説明したが、補正フィルタは３次以上のＩＩＲ型フィルタであってもよい。また、補正フィルタは必ずしもＩＩＲ型フィルタである必要はなく、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタであればよい。
【０１９３】
また、仮想物理量予測手段として、２次のＩＩＲ型フィルタである変位フィルタを用いた場合を例に説明したが、仮想物理量予測手段は、これに限定されるものではない。また、仮想物理量予測手段は、必ずしも帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタである必要はない。
【０１９４】
また、仮想物理量として動電型スピーカのボイスコイルの仮想変位を用いたが、仮想物理量として、例えば、ボイスコイルの仮想速度、仮想加速度や、ボイスコイルの電流値、電圧値等を用いることもできる。
【０１９５】
また、上述の各実施形態においては、ＤＳＰ３０は、内部メモリ（図示せず）に記憶された補正プログラム（データを含む）にしたがい、補正処理を実行する。補正プログラムは、コントローラ４２を用いることにより、内部メモリに書込まれる。補正プログラムをフレキシブルディスク（ＦＤ）に記憶しておき、必要に応じてコントローラ４２等を介し、ＤＳＰの内部メモリにインストールするよう構成することもできる。なお、フレキシブルディスク以外に、ＣＤ−ＲＯＭ、ＩＣカード等の補正プログラムを記憶したコンピュータ可読の記憶媒体から、ＤＳＰの内部メモリにインストールさせるようにしてもよい。さらに、通信回線を用いてダウンロードするようにしてもよい。
【０１９６】
また、上述の各実施形態においては、コントローラ４２は、ハードディスク（図示せず）に記憶された調整プログラムにしたがい、係数調整処理を行なう。この調整プログラムは、フレキシブルディスクドライブ（図示せず）を介して、調整プログラムが記憶されたフレキシブルディスクから読み出されてハードディスクにインストールされたものである。なお、フレキシブルディスク以外に、ＣＤ−ＲＯＭ、ＩＣカード等の調整プログラムを記憶したコンピュータ可読の記憶媒体から、ハードディスクにインストールさせるようにしてもよい。さらに、通信回線を用いてダウンロードするようにしてもよい。
【０１９７】
また、上述の各実施形態においては、調整プログラムをフレキシブルディスクからハードディスクにインストールさせることにより、フレキシブルディスクに記憶させた調整プログラムを間接的にコンピュータ（コントローラ４２）に実行させるようにしている。しかし、これに限定されることなく、フレキシブルディスクに記憶させた調整プログラムをＦＤＤ１４から直接的に実行するようにしてもよい。なお、コンピュータによって、実行可能な調整プログラムとしては、そのままインストールするだけで直接実行可能なものはもちろん、一旦他の形態等に変換が必要なもの（例えば、データ圧縮されているものを、解凍する等）、さらには、他のモジュール部分と組合わせて実行可能なものも含む。
【０１９８】
また、上述の実施形態においては、信号補正装置１２等の各機能を、ＤＳＰ３０を用いて実現した場合を例に説明したが、当該各機能の一部または全部を、ＤＳＰ以外のコンピュータを用いて実現するよう構成することもできる。また、当該各機能の一部または全部を、ハードウェアロジックを用いて実現するよう構成することもできる。
【０１９９】
なお、上述の各実施形態においては、伝送系が動電型スピーカを備えている場合を例に説明したが、この発明はこれに限定されるものではない。たとえば、伝送系がアクチュエータを備えているような場合、アクチュエータの持つ非線形性を緩和し所望の動作が得られるよう、アクチュエータへの入力信号を補正する際に適用することができる。すなわち、本発明は、信号補正装置一般に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施形態による信号補正装置１２を含む統合伝送系１０のブロック図である。
【図２】信号補正装置１２の各機能をＤＳＰ３０を用いて実現した場合における、統合伝送系１０のハードウェア構成の一例を示す図面である。
【図３】伝送系１４を構成する動電型スピーカ２を物理モデル（集中定数モデル）で表現した図面である。
【図４】信号補正装置１２の信号処理の内容を示す信号処理回路図である。
【図５】信号補正装置５２の信号処理の内容を示す信号処理回路図である。
【図６】信号補正装置１２の各係数を調整するための係数調整装置３２の全体構成を例示した図面である。
【図７】係数調整装置３２を用いて、信号補正装置１２の係数調整処理を行なう場合の処理の流れを例示したフローチャートである。
【図８】係数調整処理済みの信号補正装置１２を用いて信号補正処理を行なう場合の、処理の流れの一例を示すフローチャートである。
【図９】この発明の他の実施形態による信号補正装置６２の信号処理回路を示す図面である。
【図１０】信号補正装置７２の信号処理回路を示す図面である。
【図１１】この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置８２の信号処理回路を示す図面である。
【図１２】この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置９２の信号処理回路を示す図面である。
【図１３】この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置１０２の信号処理回路を示す図面である。
【図１４】この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置１１２の信号処理回路を示す図面である。
【図１５】スピーカ振動板８のエッジ８ｅの排除空気体積の非線形性を説明するための図面である。
【図１６】この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置１２２の信号処理回路を示す図面である。
【図１７】信号補正装置１３２の信号処理回路を示す図面である。
【図１８】この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置１４２の信号処理回路を示す図面である。
【図１９】この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置の信号処理回路の概略を示す図面である。
【図２０】この発明のさらに他の実施形態による信号補正装置の信号処理回路の概略を示す図面である。
【図２１】線形補正を実施しない場合の音圧の周波数応答と、この発明による線形補正を実施した場合の音圧の周波数応答とを比較したデータを示す図面である。
【図２２】統合伝送系１０に対する入力信号としてＳｉｎ波を用い、出力音圧に現れる高調波のレベルを測定したデータを示す図面である。図２２Ａは、非線形補正を実施しない場合の高調波レベルを示すデータであり、図２２Ｂは、この発明による非線形補正を実施した場合の高調波レベルを示すデータである。
【図２３】動電型スピーカ２の断面構成を示す図面である。
【図２４】動電型スピーカ２における、ボイスコイル４の加速度等の周波数応答のデータを示す図面である。
【図２５】動電型スピーカ２における、ボイスコイル４の音圧の高調波成分の周波数応答のデータを示す図面である。
【符号の説明】
１０・・・・・統合伝送系
１２・・・・・信号補正装置
１４・・・・・伝送系
１６・・・・・変位フィルタ
１８・・・・・補正係数決定部
２０・・・・・信号補正手段
２２・・・・・補正フィルタ
２４・・・・・振幅調整部
Claims (18)
- 信号補正装置と伝送系とを統合した統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、入力信号を補正して伝送系に与える信号補正装置であって、
帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成された補正フィルタを備えた信号補正手段、
統合伝送系の状態を表わす所定の仮想物理量を、入力信号に基づいて予測する仮想物理量予測手段、
予測された仮想物理量に基づいて、前記補正フィルタのフィルタ係数の少なくとも一部を決定する補正係数決定手段、
を備え、
前記補正フィルタは、決定されたフィルタ係数を用いて、入力信号を補正すること
を特徴とする信号補正装置。 - 請求項１の信号補正装置において、
前記信号補正手段は、信号の振幅を調整する振幅調整部をさらに備え、
前記補正係数決定手段は、前記予測された仮想物理量に基づいて、前記振幅調整部の振幅調整係数をも決定し、
前記振幅調整部は、決定された振幅調整係数を用いて、前記補正フィルタによる補正前の信号または当該補正後の信号の振幅を調整すること
を特徴とするもの。 - 請求項１ないし請求項２のいずれかの信号補正装置において、
前記仮想物理量予測手段は、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成された仮想物理量フィルタを備え、
前記仮想物理量フィルタは、前記統合伝送系の目標特性に基づいて決定されたフィルタ係数を用いて、入力信号に基づいて仮想物理量を予測すること
を特徴とするもの。 - 請求項３の信号補正装置において、
前記補正フィルタは、帰還路を含み信号処理の上流部分に該当する巡回部と、帰還路を含まず信号処理の下流部分に該当する非巡回部とを備え、
仮想物理量フィルタは、帰還路を含む巡回部と、帰還路を含まない非巡回部とを備え、
補正フィルタの巡回部のフィルタ係数は、仮想物理量フィルタの巡回部のフィルタ係数と同一であり、補正フィルタの非巡回部のフィルタ係数は、前記仮想物理量に基づいて決定されたフィルタ係数であること
を特徴とするもの。 - 請求項４の信号補正装置において、
前記補正フィルタの非巡回部のフィルタ係数は、前記仮想物理量に依存して変化しない線形フィルタ係数と、前記仮想物理量に依存して変化する非線形フィルタ係数との和で表現し得ること
を特徴とするもの。 - 請求項５の信号補正装置において、
前記伝送系は、前記信号補正装置の補正出力をアナログ信号に変換するとともに変換出力を増幅する駆動系と、当該増幅出力に基づいて駆動される動電型スピーカとを備え、
前記統合伝送系の目標特性は、目標とすべきシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系の特性を含む特性であり、
前記仮想物理量は、前記統合伝送系が目標特性を有すると仮定した場合計算される動電型スピーカのボイスコイルの仮想変位であり、
前記仮想物理量フィルタは、前記駆動系の増幅ゲインをも考慮して仮想変位を予測する変位フィルタであり、
前記補正フィルタおよび変位フィルタは、ともに、２次のＩＩＲ（無限インパルス応答）型フィルタであること
を特徴とするもの。 - 請求項６の信号補正装置において、
前記増幅器は、電圧出力型増幅器であり、
前記補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フィルタ係数を
ｃ（ｘ）：無遅延非線形フィルタ係数
ｄ（ｘ）：１次遅延非線形フィルタ係数
ｅ（ｘ）：２次遅延非線形フィルタ係数
としたとき、
ｃ（ｘ）＋ｅ（ｘ）＝ｄ（ｘ）
の関係を満たすこと
を特徴とするもの。 - 請求項６の信号補正装置において、
前記増幅器は、電流出力型増幅器であり、
前記補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フィルタ係数を
ｃ（ｘ）：無遅延非線形フィルタ係数
ｄ（ｘ）：１次遅延非線形フィルタ係数
ｅ（ｘ）：２次遅延非線形フィルタ係数
としたとき、
の関係を満たすこと
を特徴とするもの。 - 請求項６の信号補正装置において、
前記補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フィルタ係数のうち２次遅延非線形フィルタ係数をｅ（ｘ）としたとき、
ｅ（ｘ）＝０
となること
を特徴とするもの。 - 請求項６の信号補正装置において、
前記目標とすべきシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系の特性は、低レベル入力信号時における前記伝送系のシールスモールパラメータで表わされる特性そのものであること
を特徴とするもの。 - 請求項６の信号補正装置において、
前記目標とすべきシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系の特性は、低レベル入力信号時における前記伝送系のシールスモールパラメータで表わされる特性に所望の修正を加えた特性であること
を特徴とするもの。 - 請求項６の信号補正装置において、
前記動電型スピーカのボイスコイルの変位に依存して変化する力係数およびスティフネスに起因する伝送系の非線形性を緩和すること
を特徴とするもの。 - 請求項６の信号補正装置において、
前記動電型スピーカのボイスコイルの変位に依存して変化する動電型スピーカのエッジの排除空気体積に起因する伝送系の非線形性を緩和すること
を特徴とするもの。 - 伝送系を含む統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、入力信号を補正して伝送系に与える信号補正方法であって、
帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成された補正フィルタを用意し、
統合伝送系の状態を表わす所定の仮想物理量を、入力信号に基づいて予測し、予測された仮想物理量に基づいて、前記補正フィルタのフィルタ係数の少なくとも一部を決定し、
前記補正フィルタは、決定されたフィルタ係数を用いて、入力信号を補正すること
を特徴とする信号補正方法。 - 請求項１ないし請求項１３のいずれかの信号補正装置または請求項１４の信号補正方法における各係数を調整するための係数調整装置であって、
前記統合伝送系に与える参照信号を生成する参照信号生成手段、
与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号を測定する応答信号測定手段、
参照信号および応答信号に基づいて、統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、前記各係数を調整する調整制御手段、
を備えたことを特徴とする信号補正装置の係数調整装置。 - 請求項１５の信号補正装置の係数調整装置において、
前記調整制御手段は、与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号の各高調波歪または混変調歪が減少するよう、前記補正フィルタの非巡回部の非線形フィルタ係数に関する係数を調整すること
を特徴とするもの。 - 請求項１ないし請求項１３のいずれかの信号補正装置または請求項１４の信号補正方法における各係数を調整するための係数調整方法であって、
前記統合伝送系に与える参照信号を生成し、
与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号を測定し、
参照信号および応答信号に基づいて、統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、前記各係数を調整すること
を特徴とする信号補正装置の係数調整方法。 - コンピュータが実行可能なプログラムを記憶したコンピュータ可読の記憶媒体であって、
前記プログラムは、請求項１ないし請求項１７のいずれかの装置または方法を実現するものであること
を特徴とする記憶媒体。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22412396A JP3785629B2 (ja) | 1996-08-26 | 1996-08-26 | 信号補正装置、信号補正方法、信号補正装置の係数調整装置および係数調整方法 |
| PCT/JP1997/002913 WO1998009477A1 (fr) | 1996-08-26 | 1997-08-21 | Dispositif de correction de signaux, procede de correction de signaux, et dispositif de reglage de coefficients et procede de reglage de coefficients pour le dispositif de correction de signaux |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22412396A JP3785629B2 (ja) | 1996-08-26 | 1996-08-26 | 信号補正装置、信号補正方法、信号補正装置の係数調整装置および係数調整方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1070787A JPH1070787A (ja) | 1998-03-10 |
| JP3785629B2 true JP3785629B2 (ja) | 2006-06-14 |
Family
ID=16808910
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22412396A Expired - Fee Related JP3785629B2 (ja) | 1996-08-26 | 1996-08-26 | 信号補正装置、信号補正方法、信号補正装置の係数調整装置および係数調整方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3785629B2 (ja) |
| WO (1) | WO1998009477A1 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009010824A (ja) * | 2007-06-29 | 2009-01-15 | Kenwood Corp | 音響装置およびスピーカの駆動方法 |
| JP5430444B2 (ja) * | 2010-03-01 | 2014-02-26 | 三菱電機株式会社 | オーディオ再生装置 |
| JP5687010B2 (ja) * | 2010-08-26 | 2015-03-18 | 日本無線株式会社 | 丸め処理方法及びプログラム |
| US8855322B2 (en) * | 2011-01-12 | 2014-10-07 | Qualcomm Incorporated | Loudness maximization with constrained loudspeaker excursion |
| JP5946057B2 (ja) * | 2012-03-29 | 2016-07-05 | パイオニア株式会社 | 音響装置、共振音検出方法、共振音検出プログラム及び共振音検出プログラムを記録した媒体 |
| KR101436866B1 (ko) * | 2012-06-18 | 2014-09-11 | 주식회사 이엠텍 | 음압 조절 기능을 지닌 음향변환장치 및 음향변환장치의 음압 보정 방법 |
| KR101355135B1 (ko) * | 2012-08-14 | 2014-01-29 | 주식회사 이엠텍 | 음압 조절 기능을 지닌 음향변환장치 |
| JP6102268B2 (ja) * | 2013-01-15 | 2017-03-29 | オンキヨー株式会社 | 音声再生装置 |
| JP6182869B2 (ja) * | 2013-01-16 | 2017-08-23 | オンキヨー株式会社 | 音声再生装置 |
| FR3018025B1 (fr) * | 2014-02-26 | 2016-03-18 | Devialet | Dispositif de commande d'un haut-parleur |
| FR3018024B1 (fr) * | 2014-02-26 | 2016-03-18 | Devialet | Dispositif de commande d'un haut-parleur |
| JP6296573B2 (ja) * | 2016-02-26 | 2018-03-20 | 公太 高橋 | スピーカを駆動するための力の変化の信号を生成する信号生成装置、スピーカ |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01125113A (ja) * | 1987-11-10 | 1989-05-17 | Victor Co Of Japan Ltd | グラフィック・イコライザ |
| JPH0376500A (ja) * | 1989-08-18 | 1991-04-02 | Hitachi Plant Eng & Constr Co Ltd | 電子消音システム |
| JP2887872B2 (ja) * | 1989-10-30 | 1999-05-10 | 三菱電機株式会社 | マルチアンプ方式スピーカーシステム |
| JPH04251898A (ja) * | 1991-01-29 | 1992-09-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 消音装置 |
| JP3108198B2 (ja) * | 1992-06-15 | 2000-11-13 | 三洋電機株式会社 | 雑音低減装置 |
-
1996
- 1996-08-26 JP JP22412396A patent/JP3785629B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-08-21 WO PCT/JP1997/002913 patent/WO1998009477A1/ja active Application Filing
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1070787A (ja) | 1998-03-10 |
| WO1998009477A1 (fr) | 1998-03-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US9332347B2 (en) | Control of a loudspeaker output | |
| US7359519B2 (en) | Method and apparatus for compensating for nonlinear distortion of speaker system | |
| US8116480B2 (en) | Filter coefficient calculation device, filter coefficient calculation method, control program, computer-readable storage medium, and audio signal processing apparatus | |
| JP3785629B2 (ja) | 信号補正装置、信号補正方法、信号補正装置の係数調整装置および係数調整方法 | |
| JP7188082B2 (ja) | 音響処理装置および方法、並びにプログラム | |
| JP6182869B2 (ja) | 音声再生装置 | |
| US6408079B1 (en) | Distortion removal apparatus, method for determining coefficient for the same, and processing speaker system, multi-processor, and amplifier including the same | |
| Parker et al. | Reducing the aliasing of nonlinear waveshaping using continuous-time convolution | |
| WO2007013622A1 (ja) | スピーカ装置 | |
| JP2007081815A (ja) | スピーカ装置 | |
| JP2008192136A (ja) | 変換器パラメータの最適推定装置および方法 | |
| EP1971901A2 (en) | Enhanced feedback for plant control | |
| US8275477B2 (en) | Method and apparatus for distortion of audio signals and emulation of vacuum tube amplifiers | |
| JPWO2010041381A1 (ja) | 信号処理回路 | |
| US8271109B2 (en) | Method and apparatus for distortion of audio signals and emulation of vacuum tube amplifiers | |
| JP4484596B2 (ja) | 非線形音響装置のシュミレーション用のシステム及び方法 | |
| JP3766975B1 (ja) | パラメトリックな時間引き延ばしパルス生成装置 | |
| US8306242B2 (en) | Heyser spiral low frequency correction of FIR filters | |
| WO2017183405A1 (ja) | 音響処理装置および音響処理方法 | |
| JP4034853B2 (ja) | 歪み除去装置、マルチプロセッサ及びアンプ | |
| JP6304643B2 (ja) | スピーカーの非線形歪低減装置、方法、及びプログラム | |
| JP7072167B2 (ja) | 模倣音信号生成装置、電子楽器、非線形システム同定方法 | |
| JP6102268B2 (ja) | 音声再生装置 | |
| WO2022014325A1 (ja) | 信号処理装置および方法、並びにプログラム | |
| JP2014090285A (ja) | 音声再生装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060227 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060312 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120331 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150331 Year of fee payment: 9 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150331 Year of fee payment: 9 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |