JP3771346B2 - 距離測定装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、被測定物体に投射したパルス光が反射して戻ってくるまでの時間を計測し、この計測時間に基づいて被測定物体までの距離を求める距離測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の距離測定装置は、パルス光を被測定物体に向けて投射する投光手段と、被測定物体からの反射光を受光して電気信号に光電変換する受光手段と、電気信号の振幅の時間平均値を求めてこの平均値に基づいて被測定物体までの距離を換算する演算回路を備えている。この平均値に基づいて被測定物体までの距離を求めることとする技術的手段は、雨天や霧等の発生した悪環境下でパルス光が散乱されこの散乱光がノイズ成分となって反射光に混入する場合であっても、ノイズ成分の抑制された平均値が得られるため、距離測定の精度向上を図るために有効な手段であった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、被測定物体が遠距離になるほど、被測定物体で反射されて来る反射光の強度が微弱になる反面、雨や霧などで散乱された散乱光の影響が大きくなることから、従来の平均値を求める技術的手段をもってしても十分な測定精度の向上が図れないという問題があった。例えば、雨天に遠距離の被測定物体を測定する場合、投射したパルス光が被測定物体よりも近距離に存在する雨によって散乱され、この散乱光の強度が遠距離の被測定物体からの真の反射光の強度に較べて大きくなる。このため、受光手段から出力される電気信号の平均値を求めると、この平均値に占めるノイズ成分の割合が真の反射光の割合に較べて大きくなり、被測定物体までの距離を実際よりも近距離として測定してしまい、測定誤差が大きくなるという問題があった。
【０００４】
本発明は、このような従来技術の課題に鑑みてなされたものであり、被測定物体に投射するパルス光が散乱等される雨天などの悪環境下であっても、ノイズ成分を抑制して被測定物体までの距離を高精度で測定することができる距離測定装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するため本発明の距離測定装置は、被測定物体に所定の計測周期に同期してパルス光を連続投射する投光手段と、パルス光に対応して被測定物体より反射して来る反射光を受光する受光手段と、受光手段より出力される反射光に相当する検出信号を減衰させた減衰信号と、検出信号を所定遅延時間だけ遅延させた遅延信号とを生成するとともに、減衰信号と遅延信号との差分である差分信号に基づいて反射光の受光時点を表す受光信号を生成するタイミング生成手段と、パルス光の投射時点とタイミング生成手段より出力される受光信号の発生時点との期間に比例した出力電圧信号を発生するとともに、各計測周期内において予め定められた第１及び第２の期間に比例した第１及び第２の電圧信号をそれぞれ発生する積分手段と、受光信号をもとに積分手段が発生させた出力電圧信号のレベルに基づいて、各計測周期毎に、パルス光の投射時点と検出信号の発生時点との時間間隔を求めて、出力電圧信号のレベルに関する検出信号の発生頻度を求める頻度作成手段と、頻度作成手段で得られる発生頻度の最大値に対応する出力電圧信号のレベルと、第１及び第２の電圧信号のレベルとに基づいて被測定物体までの距離を求める演算手段とを備え、頻度作成手段は、出力電圧信号のレベルが、各計測時間の開始時点から所定時間ずつ区切られた複数の級のうちどの級に該当するか判定した後、複数の級毎に出力電圧信号の頻度分布を作成し、演算手段は、頻度分布の中の最大頻度となる級を複数の級の中から判定し、当該級を中心とした所定範囲の級に該当する出力電圧信号の平均値を求めるとともに、各計測周期内に対応する第１及び第２の電圧信号のそれぞれの平均値を求め、出力電圧信号の平均値と第１及び第２の電圧信号のそれぞれ平均値とに基づいて被測定物体までの距離を求める構成とした。
【０００６】
また、被測定物体に所定の計測周期に同期してパルス光を連続投射する投光手段と、パルス光に対応して被測定物体より反射して来る反射光を受光する受光手段と、各計測周期内において経時的に減少する閾値と受光手段より出力される反射光に相当する検出信号とを比較し、検出信号の閾値より大振幅の部分に相当する信号を出力する比較手段と、比較手段によって出力される信号に同期して、検出信号を減衰させた減衰信号と、検出信号を所定遅延時間だけ遅延させた遅延信号とを生成するとともに、減衰信号と遅延信号との差分である差分信号に基づいて反射光の受光時点を表す受光信号を生成するタイミング生成手段と、パルス光の投射時点とタイミング生成手段より出力される受光信号の発生時点との期間に比例した出力電圧信号を発生するとともに、各計測周期内において予め定められた第１及び第２の期間に比例した第１及び第２の電圧信号をそれぞれ発生する積分手段と、受光信号をもとに積分手段が発生させた出力電圧信号のレベルに基づいて、各計測周期毎に、パルス光の投射時点と検出信号の発生時点との時間間隔を求めて、出力電圧信号のレベルに関する検出信号の発生頻度を求める頻度作成手段と、頻度作成手段で得られる発生頻度の最大値に対応する出力電圧信号のレベルと、第１及び第２の電圧信号のレベルとに基づいて被測定物体までの距離を求める演算手段とを備え、頻度作成手段は、出力電圧信号のレベルが、各計測時間の開始時点から所定時間ずつ区切られた複数の級のうちどの級に該当するか判定した後、複数の級毎に出力電圧信号の頻度分布を作成し、演算手段は、頻度分布の中の最大頻度となる級を複数の級の中から判定し、当該級を中心とした所定範囲の級に該当する出力電圧信号の平均値を求めるとともに、各計測周期内に対応する第１及び第２の電圧信号のそれぞれの平均値を求め、出力電圧信号の平均値と第１及び第２の電圧信号のそれぞれ平均値とに基づいて被測定物体までの距離を求める構成とした。
【０００７】
【作用】
頻度作成手段により、パルス光の投射時点と反射光の受光時点までの時間毎の頻度分布が求められ、演算手段により、この発生頻度が最大となる時間間隔に基づいて被測定物体までの距離が求められる。
【０００８】
各計測周期内において経時的に減少する閾値に基づいて反射光を比較することにより、検出信号からノイズ成分の除去された信号が得られる。この信号に基づいて頻度作成手段がパルス光の投射時点と反射光の受光時点までの時間毎の頻度分布を求め、演算手段により、この発生頻度が最大となる時間間隔に基づいて被測定物体までの距離が求められる。
【０００９】
【実施の形態】
（第１の実施の形態）
図１（ａ）は、第１の実施の形態における距離測定装置の構成を示すブロック図、図１（ｂ）は、本装置の動作を示すタイミングチャート、図２（ａ）（ｂ）は、本装置の距離測定原理を説明するための説明図である。
【００１０】
図１（ａ）において、本距離測定装置は大別して、投光系と受光系と信号処理系及び演算制御系を備えている。
前記投光系は、演算制御回路２からの制御信号ＳＴＲで指定される測定期間Ｔ内において、所定の計測周期τに同期したトリガ信号ＴＲＧを複数周期にわたって連続的に出力するタイミング発生回路６と、トリガ信号ＴＲＧを電力増幅して半導体レーザ等の発光素子ＬＤに供給することにより計測周期τに同期したパルス光Ｐνを投射させる駆動回路８と、発光素子ＬＤから投射されるパルス光Ｐνを被測定物体ＯＢへ投射する光学レンズ１０を備えている。計測周期τは、被測定物体ＯＢまでの測定可能な最長距離（最長スパン）に対応して決められ、測定期間Ｔは、計測周期τの整数倍に相当する適宜の期間に設定されている。また、駆動回路８は、パルス光Ｐνの投射タイミングに同期した投射タイミング信号ＬＤONを演算制御回路２へ出力することにより、実際の計測周期τを知らせる。
【００１１】
受光系は、フォトダイオード等の受光素子ＰＤと、被測定物体ＯＢからの反射光Ｒνを受光素子ＰＤに入射させる光学レンズ１２と、受光素子ＰＤから出力される光電変換信号を増幅して検出信号ＳPDとして出力する増幅器１４を備えている。尚、実際の距離測定時には、被測定物体ＯＢからの真の反射光Ｒνのみならず、雨天などの外部環境下でパルス光Ｐνが雨などによって散乱される散乱光やパルス光Ｐνの漏洩光などに起因するノイズ光Ｎνも受光素子ＰＤにて受光されることから、検出信号ＳPDは、図１（ｂ）のタイミングチャートにて示すように、真の反射光Ｒνに相当する信号成分Ｓrにノイズ光Ｎνに相当するノイズ成分Ｓnが混入した波形となる。
【００１２】
信号処理系は、演算制御回路２の出力する閾値設定信号ＤTHにて指定される所定の閾値電圧ＶTHを発生する閾値設定回路１８と、閾値電圧ＶTHと検出信号ＳPDを比較することにより検出信号ＳPDを２値信号ＣPDに変換する比較器１６を備えている。したがって、図１（ｂ）に示すように、２値信号ＣPDは、反射光Ｒνに相当する信号成分Ｓrの発生時点に同期して論理“Ｈ”となると共に、閾値電圧ＶTHより大振幅のノイズ成分Ｎνの部分に同期して論理“Ｈ”となる矩形信号となる。
【００１３】
演算制御系は、演算及び制御機能を有するマイクロコンピュータシステム等からなる演算制御回路２と、演算制御回路２と種々の外部機器（図示せず）との間でデータを送受信することにより遠隔操作等を可能にするインタフェース回路４を備えている。演算制御回路２は、前記のタイミング発生回路６及び閾値設定回路１８を制御すると共に、所定の統計処理アルゴリズムに基づいて作成されたプログラムを実行し、投射タイミング信号ＬＤONで規定される実際の計測周期τに同期し且つ測定周期Ｔにわたって２値信号ＣPDを統計処理することにより、被測定物体ＯＢまでの距離Ｌを求める。
【００１４】
図２（ａ）はこの統計処理アルゴリズムを概念的に示す原理説明図である。各計測周期τにおいて、その計測開始時点から２値信号ＣPDが論理“Ｈ”になるまでの時間（期間）を計測し、その計測時間Δjが予め決められた何れの級ｊに該当するかを判定する。この級ｊは、光が所定の距離だけ飛翔するのに要する時間ｗで各計測周期τ（但し、τ＞＞ｗ）を除算することによって得られる数Ｊだけ備えられており、各計測周期τの開始時点から時間ｗずつ区切られた各時間範囲を表している。即ち、時間ｗは、測定可能な最短距離に相当する時間分解能を表し、更に、一般的に第ｊ番目の級ｊは、（ｊ−１）×ｗないしｊ×ｗの時間範囲を表している。また、演算制御回路２には、各級ｊを級番号＃ｊで表し、各級番号＃ｊに対応する計測時間Δｊの発生頻度ｆjを格納するための頻度作成領域が備えられている。そして、計測時間Δｊに該当する級ｊを判定する毎に、その級番号＃ｊの頻度ｆjに１を加算し、測定期間Ｔにわたって処理を繰り返すことにより、頻度作成領域に、図２（ｂ）に示すような各級ｊに対する頻度分布と等価な頻度表を作成する。そして、測定周期Ｔの経過後、最大頻度となる級番号Ｘpを判定し、その級番号Ｘpに該当する光の飛翔時間を被測定物体ＯＢまでの距離Ｌとして決定するようになっている。
【００１５】
この実施の形態によれば、パルス光Ｐνが投射されて被測定物体ＯＢからの反射光Ｒνを受光するまでの時間間隔が各計測周期τにおいてほぼ一定であり、雨などで散乱されたノイズ光Ｎνの発生頻度は時間的にランダムであることから、所定の測定期間Ｔにおいて測定を行うと、ノイズ光Ｎνに較べて反射光Ｒνの頻度が大きくなると共に、被測定物体ＯＢからの真の反射光Ｒνの飛翔時間に相当する級で最大頻度となる頻度分布が得られる。この最大頻度の得られる級Ｘpに基づいて被測定物体ＯＢまでの距離Ｌを求めるので、実質的にノイズ光Ｎνの影響を除去して、被測定物体ＯＢまでの距離Ｌを極めて高い精度で測定することが可能となっている。また、閾値設定信号ＤTHにより閾値設定回路１８に閾値電圧ＶTHを調整させることにより、比較器１６において検出信号ＳPD中のノイズ成分Ｓnを効果的に除去し、ノイズ成分の抑制された２値信号ＣPDに基づく前記所定の統計処理により高精度の距離測定を実現することができる。
【００１６】
（第２の実施の形態）
図３は、第２の実施の形態における距離測定装置の構成を示すブロック図、図４は、本装置の動作を示すタイミングチャート、図５は、本装置の距離測定原理を説明するための説明図である。尚、これらの図において図１及び図２と同一又は相当する部分を同一符号にて示している。
【００１７】
図３に基づいて第１の実施の形態との構成上の相違を説明すると、信号処理系には、演算制御回路２から供給される閾値設定データＤTHをアナログ電圧に変換するＤ／Ａ変換器２２と、このアナログ電圧に基づいて所定の減衰率で経時変化する閾値電圧ＶTHを形成する閾値調整回路２０が備えられ、比較器１６がこの閾値電圧ＶTHに基づいて検出信号ＳPDを比較することにより、２値信号ＣPDに変換する。
【００１８】
タイミング発生回路６は、図４のタイミングチャートに示すように、トリガ信号ＴＲＧの発生周期τ’に同期してパルス光Ｐνを投射させると共に、その周期τ’の前半の一定期間τで論理“Ｈ”となるゲート信号ＴＨGATEを出力し、この期間τを第１の実施の形態における計測周期τに対応させるようになっている。即ち、ゲート信号ＴＨGATEで設定される期間τが測定可能な最長距離（最長スパン）に相当している。前記閾値設定データＤTHは、閾値電圧ＶTHの上限値ＶDHを指定するためのデータＤHと下限値ＶDLを指定するためのデータＤLから成り、各期間τの開始前の時点でデータ転送が確定するようになっている。閾値調整回路２０は、Ｄ／Ａ変換器２２から出力される上限値ＶDHと下限値ＶDLの範囲内において、期間τの開始時点から所定減衰率で減衰し、期間τ内の所定時点で下限値ＶDLに達し、期間τの経過直後に再び上限値ＶDHに反転する波形から成る閾値電圧ＶTHを形成して比較器１６に印加する。
【００１９】
図５に基づいて、この可変閾値電圧ＶTHによる測定原理を説明すると、雨天などの外部環境下で距離測定を行った場合には、受光素子ＰＤが、先ず被測定物体ＯＢよりも近距離に存在する雨などで散乱されたノイズ光Ｎνを受光し、被測定物体ＯＢからの真の反射光Ｒνをその後に受光することとなる。更に、近距離で散乱されたノイズ光Ｎνほど光強度が高くなり、距離が長くなるほど光強度が低くなることから、ノイズ光Ｎνのうちでも、光の飛翔時間に応じて光強度が変化することとなる。したがって、図５に示す如く、検出信号ＳPD中のノイズ成分（同図中、点線で示す）Ｓnは、トリガ信号ＴＲＧに同期してパルス光Ｐνが投射された直後で最大となり、時間経過に伴って次第に指数関数的に減衰する。そこで、比較器１６の閾値電圧ＶTHをこのノイズ光Ｎνの特性に合わせて指数関数的に減衰させることにより、検出信号ＳPD中のノイズ成分Ｓnを効果的に除去し、ノイズ成分Ｓnのレベルが小さくなる時点で閾値電圧ＶTHによって真の反射光成分Ｓrを抽出している。そして、ノイズ成分Ｓnの減少した２値信号ＣPDを演算制御回路２に供給し、図２に示した第１の実施の形態と同様の統計処理を行うことによって頻度分布を作成させ、真の反射光Ｒνの飛翔時間に関する最大頻度に対応する級Ｘpに基づいて被測定物体ＯＢまでの距離Ｌを求める。
【００２０】
この第２の実施の形態によれば、ノイズ光Ｎνの飛翔時間に応じて変化する光強度特性に合わせた閾値電圧ＶTHを比較器１６に適用し、この閾値電圧ＶTHに基づいて検出信号ＳPD中のノイズ成分Ｓnを除去することによって得られる２値信号ＣPDについて所定の統計処理を行うようにしたので、Ｓ／Ｎの良い頻度分布が得られ、高精度の距離測定を実現することができる。
【００２１】
尚、前記指数関数的に減衰する閾値電圧ＶTHを形成するために、Ｄ／Ａ変換器２２を備える場合を説明したが、２値電圧の前記タイミング信号ＴＨGATEを閾値調整回路２０に直接印加し、閾値調整回路２０がタイミング信号ＴＨGATEの論理“Ｈ”となる電圧を前記上限値ＶDHとし、タイミング信号ＴＨGATEの論理“Ｌ”となる既知の電圧を下限レベルＶDLとして、これらの電圧ＶDHとＶDLの範囲内で指数関数的に減衰する閾値電圧ＶTを形成するようにしてもよい。かかる構成によれば、Ｄ／Ａ変換器２２を省略することができるため、本装置の簡素化及び小型化等を図ることができる。
【００２２】
（第３の実施の形態）
図６は、第３の実施の形態における距離測定装置の構成を示すブロック図、図７は、図６中のＣＦＤ回路の構成及び動作を説明するための説明図、図８は本装置の動作を示すタイミングチャート、図９は、本装置の距離測定原理を説明するための説明図、図１０は距離測定原理に基づく動作を示すフローチャートである。尚、図６、図７及び図８において、図３、図４及び図５と同一又は相当する部分を同一符号で示している。
【００２３】
図６に基づいて第２の実施の形態との構成上の相違を説明すると、信号処理系には、増幅回路１４に続いて直列に接続される、ＣＦＤ回路２４とＴＡＣ回路２６及びＡ／Ｄ変換器２８が備えられ、Ａ／Ｄ変換器２８でデジタル変換されたデジタルデータＡＤOUTを演算制御回路２に転送する。尚、詳細は後述するが、デジタルデータＡＤOUTは、時間的にずれて転送されるデジタルデータＤMESとＤSTD.S、ＤSTD.Lから成っている。また、ＴＡＣ回路２６の動作タイミングを規定するためのスタート信号ＣＡＬSTとストップ信号ＣＡＬSP、Ａ／Ｄ変換器２８の変換タイミングを規定するためのコンバート信号ＣＯＮＶがタイミング発生回路６より出力され、パルス光Ｐνの投射時点に同期した投射スタート信号ＴＡＣSTが駆動回路８からＴＡＣ回路２６に出力される。
【００２４】
閾値調整回路２０及びＤ／Ａ変換器２２は、図５に示したのと同様に、ノイズ光Ｎνの特性に合わせて指数関数的に減衰する閾値電圧ＶTHを形成し、比較器１６が、この閾値電圧ＶTHに基づいて検出信号ＳPDを２値のゲート信号ＣＦＤGATEに変換しＣＦＤ回路２４に供給するようになっている。したがって、ゲート信号ＣＦＤGATEは、第２の実施の形態で説明した２値信号ＣPDに相当し、ノイズ成分が抑制され且つ真の信号成分Ｓrの発生期間を含んで論理“Ｈ”となる矩形信号である。尚、タイミング発生回路６より出力されるゲート信号ＴＨGATEを閾値調整回路２０に直接印加し、このゲート信号ＴＨGATEの電圧振幅に基づいて指数関数的に減衰する閾値電圧ＶTHを形成することにより、Ｄ／Ａ変換器２２を省略してもよい。
【００２５】
ＣＦＤ回路２４は、検出信号ＳPDに含まれている真の信号成分Ｓrの時間ジッタを抑制し、その信号成分Ｓrに基づいて反射光Ｒνの正確な受光時点を表す受光ストップ信号ＴＡＣSPを発生するために設けられている。ＣＦＤ回路２４の構成を図７（ａ）に基づいて説明すると、比較器１６のゲート信号ＣＦＤGATEに同期してオン・オフ動作する高速スイッチング素子ＳＷと、増幅器１４からの検出信号ＳPDをこのスイッチング素子ＳＷを介して入力する減衰回路２４ａ及び遅延回路２４ｂと、減衰回路２４ａで減衰された減衰信号Ｓaと遅延回路２４ｂで遅延された遅延信号Ｓbとの差分信号Ｓcを出力する差動アンプ２４ｃと、所定の基準電圧を差分信号Ｓcが交叉するゼロクロス時点ｔzを検出し、このゼロクロス時点ｔzに同期した受光ストップ信号ＴＡＣSPを出力するゼロクロス検出回路２４ｄが備えられている。
【００２６】
図７（ｂ）のタイミングチャートに示すように、ゲート信号ＣＦＤGATEが論理“Ｈ”となる期間τGATE中にスイッチング素子ＳＷがオン（導通）となることにより、検出信号ＳPDが減衰回路２４ａ及び遅延回路２４ｂに入力する。前述した如く、期間τGATEは検出信号ＳPD中に真の信号成分Ｓrが生じる期間以上に設定されているので、反射光Ｒνに相当する真の信号成分Ｓrが各回路２４ａと２４ｂに同時入力することとなる。減衰信号Ｓaはこの信号成分Ｓrの１／ηの振幅となり、遅延信号Ｓbは減衰信号Ｓaよりも所定遅延時間τdだけ位相の遅れた信号となる。差動アンプ２４ｃにおいて減衰信号Ｓaから遅延信号Ｓbの差分が取られることにより、交播波形の差分信号Ｓcが形成される。そして、ゼロクロス検出回路２４ｄにおいて、差分信号Ｓcの振幅が所定の基準電圧を交叉するゼロクロス時点ｔzが検出され、検出時点ｔzを反射光Ｒνの受光時点とする受光ストップ信号ＴＡＣSPが出力される。
【００２７】
このＣＦＤ回路２４によれば、検出信号ＳPD中の真の信号成分Ｓrの立上り時間（最大振幅の１０％から９０％まで増加するのに要する時間）ｔrと遅延時間τd及び減衰率１／ηの関係から、常に一定の遅延時間τd＋ｔr／ηの後に立上る受光ストップ信号ＴＡＣSPが形成されるので、信号成分Ｓrの時間ジッタが抑制されて、真の反射光Ｒνの受光時点を検出することができる。
【００２８】
ＴＡＣ回路２６は所謂ランプ回路を備えており、図８のタイミングチャートに示すように、投射スタート信号ＴＡＣSTの発生時点（即ち、パルス光Ｐνの投射時点）に同期して定電流源からの一定電流の充電を開始し、ＣＦＤ回路２４の受光ストップ信号ＴＡＣSPの発生時点で充電を停止することにより、これらの信号ＴＡＣSTとＴＡＣSPの期間τMESに比例した充電電圧ＶMESを発生する。この結果、パルス光Ｐνが被測定物体ＯＢで反射して反射光Ｒνとなって戻ってくるまでの光の飛翔時間τMESに比例した充電電圧ＶMESが得られ、この充電電圧ＶMESはＡ／Ｄ変換器２８でデジタルデータＤMESに変化されて演算制御回路２に転送される。
【００２９】
更に、ＴＡＣ回路２６は、デジタルデータＤMESの演算制御回路２への転送後に充電電圧ＶMESをリセットし、タイミング発生回路６から一定の時間間隔τSTD.Sで順に供給されるスタート信号ＣＡＬSTとストップ信号ＣＡＬSPに同期して前記ランプ回路による充電処理を行うことにより、期間τSTD.Sに比例した充電電圧ＶSTD.Sを発生し、この充電電圧ＶSTD.SをＡ／Ｄ変換器２８でデジタルデータＤSTD.Sに変換して演算制御回路２へ転送させる。
【００３０】
更に、デジタルデータＤSTD.Sの演算制御回路２への転送後に充電電圧ＶSTD.Sをリセットし、タイミング発生回路６から再び一定の時間間隔τSTD.Lで順に供給されるスタート信号ＣＡＬSTとストップ信号ＣＡＬSPに同期して前記ランプ回路による充電処理を行うことにより、期間τSTD.Lに比例した充電電圧ＶSTD.Lを発生し、この充電電圧ＶSTD.LをＡ／Ｄ変換器２８でデジタルデータＤSTD.Lに変換して演算制御回路２へ転送させる。ここで、前記時間間隔τSTD.SとτSTD.Lは、τSTD.S＜τSTD.Lの関係にあり、演算制御回路２に予め設定された既知の期間である。
【００３１】
そして、トリガ信号ＴＲＧの各発生周期τ’の前側期間τで、反射光Ｒνの受光及びデジタルデータＤMESの転送処理が行われ、その後にデジタルデータＤSTD.SとＤSTD.Lのデータ転送処理が行われ、トリガ信号ＴＲＧの発生周期τ’の整数倍に相当する適宜の測定期間Ｔにわたってこれらの処理が繰り返されることにより、距離測定が行われる。尚、図８中の期間τは、前記第１，第２の実施の形態における計測周期τに相当し、この期間τが測定可能な最長スパンに対応している。
【００３２】
演算制御回路２は、所定の統計処理アルゴリズムに基づいて作成されたプログラムを実行し、トリガ信号ＴＲＧの各発生周期τ’毎に受信するデジタルデータＤMES，ＤSTD.S，ＤSTD.Lを測定期間（制御信号ＳＴＲが論理“Ｈ”となっている期間）Ｔにわたって統計処理することにより、被測定物体ＯＢまでの距離Ｌを求める。
【００３３】
図９はこの統計処理アルゴリズムを概念的に示す原理説明図である。同図において、演算制御回路２には、パルス光Ｐνの発生周期τ’毎に転送されてくる複数個のデジタルデータＤMESについての頻度分布を作成するための頻度作成領域Ａと、各デジタルデータＤMESを格納するためのデータ記憶領域Ｂと、デジタルデータＤSTD.Sを格納するための第１の記憶領域Ｃと、デジタルデータＤSTD.Lを格納するための第２の記憶領域Ｄが備えられている。
【００３４】
頻度作成領域Ａは、デジタルデータＤMESの値を表すための複数段階の級ｊが設定され、各級ｊに付けられた級番号＃ｊに対応させてデジタルデータＤMESの値の発生頻度ｆjを格納するようになっている。即ち、各級ｊは、デジタルデータＤMESの最小値と最大値の範囲を分解能ｗ毎に区切られた各レベル範囲を表しており、一般的に第ｊ番目の級ｊは、（ｊ−１）×ｗないしｊ×ｗのレベル範囲を表す。
【００３５】
また、デジタルデータＤMESの値はパルス光Ｐνが反射光Ｒνとなって受光されるまでの光の飛翔期間τMESに比例するので、分解能ｗは時間分解能に相当している。
【００３６】
図１０はこの原理に基づく統計処理過程を示すフローチャートであり、同図に基づいて更に測定原理を詳述する。距離測定の開始前に、操作者が分解能ｗと計測回数（パルス光Ｐνの投射回数）ｎと、有効な級の幅ｍを演算制御回路２に対して指示すると（ステップＳ１００）、Ａ／Ｄ変換器２８の最大ビット数で表される最大値を分解能ｗ毎に区分けすることによって、級番号＃ｊを付した複数段階の級ｊと頻度ｆjを作成するための頻度作成領域を設定する（ステップＳ１１０）。そして、演算制御回路２から制御信号ＳＴＲが出力されることにより距離測定が開始されると、Ａ／Ｄ変換器２８から出力されるデジタルデータＤMESを入力する（ステップＳ１２０）。次に、デジタルデータＤMESの値を調べて該当する級番号＃ｊを判定し（ステップＳ１３０）、その級番号＃ｊに該当する頻度ｆjに１を加算すると共に（ステップＳ１４０）、デジタルデータＤMESに級番号＃ｊを付してデータ記憶領域Ｂに格納する（Ｓ１５０）。
【００３７】
更に、次に転送されてくるデジタルデータＤSTD.SとＤSTD.Lを夫々第１，第２の記憶領域Ｃ，Ｄに格納し（ステップＳ１６０）、指定されたｎ回の計測が完了したか否かを判定して（ステップＳ１７０）、ｎ回の計測が完了するまで前記ステップＳ１２０ないしＳ１７０の処理を繰り返す。このように、ステップＳ１２０ないしＳ１７０の処理を繰り返すと、頻度作成領域Ａには、図２（ｂ）に示した頻度分布と同様の頻度分布表が作成される。
【００３８】
ｎ回の測定が完了すると、頻度作成領域Ａ中の最大頻度となる級番号Ｘpを判定し（ステップＳ１８０）、その級番号Ｘpを中心として±ｍ個の級の範囲（Ｘp-m〜Ｘp+m）内に該当するデジタルデータＤMESをデータ記憶領域Ｂから読み出して、それらの平均値ＤMESAVを求める（ステップＳ１９０）。更に、第１の記憶領域Ｃに格納されているデジタルデータＤSTD.Sの平均値ＤSTD.SAVと第２の記憶領域Ｄに格納されているデジタルデータＤSTD.Lの平均値ＤSTD.LAVを求め（ステップＳ２００）、次に、これらの平均値ＤMESAVとＤSTD.SAV及びＤSTD.LAVを下記数１に適用することにより、被測定物体ＯＢまでの距離Ｌを求めて処理を終了する。
【００３９】
【数１】
【００４０】
かかる統計処理アルゴリスムによれば、パルス光Ｐνが投射されて被測定物体ＯＢからの反射光Ｒνを受光する時点までの時間間隔がほぼ一定であり、雨などに起因する散乱光や漏洩光などのノイズ光Ｎνの発生頻度は時間的にランダムであることから、頻度作成領域Ａには、被測定物体ＯＢまでの距離Ｌに相当する頻度が大きく、ノイズ成分の頻度が小さくなる頻度分布が作成される。したがって、最大頻度となる級Ｘpは被測定物体ＯＢまでの距離Ｌを反映しており、高精度の距離測定を可能にしている。更に、最大頻度となる級Ｘpを中心にして±ｍ個の級の範囲内に該当するデジタルデータＤMESの平均値ＤMESAVを前記数１に適用するので、更に高精度の距離測定を可能にしている。また、予め決められた期間τSTD.SとτSTD.Lに対応して得られるデジタルデータＤSTD.SとＤSTD.Lの夫々の平均値ＤSTD.SAVとＤSTD.LAVを前記数１に適用するので、ＴＡＣ回路２６やＡ／Ｄ変換器２８の径年変化等に起因する測定誤差を効果的に相殺することができ、更に高精度の距離測定を可能にしている。
【００４１】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、パルス光の投射時点と反射光の受光時点までの時間間隔についての頻度分布を求めることにより、雨天などに生じる散乱光や漏洩光などに起因するノイズ成分と被測定物体から反射されて来る真の反射光の信号成分とを効果的に分離することのできる頻度分布が得られると共に、真の反射光の信号成分の頻度が大きくなる。そして、最大頻度に相当する時間間隔に基づいて被測定物体までの距離を求めるので、距離測定の精度を向上させることができる。
【００４２】
また、受光手段の検出出力を、経時的に減少する閾値に基づいて比較することにより、ノイズ成分の除去された信号が得られ、更にこの信号に基づいて前記頻度分布を求めてその最大頻度に相当する時間間隔に基づいて被測定物体までの距離を求めるので、距離測定精度を更に向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態における距離測定装置の構成及び動作を説明するための説明図である。
【図２】第１の実施の形態における距離測定原理を説明するための説明図である。
【図３】第２の実施の形態における距離測定装置の構成を説明するための説明図である。
【図４】第２の実施の形態における距離測定装置の動作を説明するための説明図である。
【図５】第２の実施の形態における距離測定装置のノイズ成分除去原理を説明するための説明図である。
【図６】第３の実施の形態における距離測定装置の構成を説明するための説明図である。
【図７】第３の実施の形態におけるＣＦＤ回路の構成及び動作を説明するための説明図である。
【図８】第３の実施の形態における距離測定装置の動作を説明するための説明図である。
【図９】第３の実施の形態における距離測定原理を説明するための説明図である。
【図１０】図９に示す距離測定原理に基づく統計処理過程を説明するための説明図である。
【符号の説明】
２…演算制御回路、６…タイミング発生回路、８…駆動回路、１６…比較器、１８…閾値設定回路、２０…閾値調整回路、２２…Ｄ／Ａ変換器、２４…ＣＦＤ回路、２６…ＴＡＣ回路、２８…Ａ／Ｄ変換器、ＬＤ…発光素子、ＰＤ…受光素子、Ａ…頻度作成領域、Ｂ…データ記憶領域、ＯＢ…被測定物体。
【発明の属する技術分野】
本発明は、被測定物体に投射したパルス光が反射して戻ってくるまでの時間を計測し、この計測時間に基づいて被測定物体までの距離を求める距離測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の距離測定装置は、パルス光を被測定物体に向けて投射する投光手段と、被測定物体からの反射光を受光して電気信号に光電変換する受光手段と、電気信号の振幅の時間平均値を求めてこの平均値に基づいて被測定物体までの距離を換算する演算回路を備えている。この平均値に基づいて被測定物体までの距離を求めることとする技術的手段は、雨天や霧等の発生した悪環境下でパルス光が散乱されこの散乱光がノイズ成分となって反射光に混入する場合であっても、ノイズ成分の抑制された平均値が得られるため、距離測定の精度向上を図るために有効な手段であった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、被測定物体が遠距離になるほど、被測定物体で反射されて来る反射光の強度が微弱になる反面、雨や霧などで散乱された散乱光の影響が大きくなることから、従来の平均値を求める技術的手段をもってしても十分な測定精度の向上が図れないという問題があった。例えば、雨天に遠距離の被測定物体を測定する場合、投射したパルス光が被測定物体よりも近距離に存在する雨によって散乱され、この散乱光の強度が遠距離の被測定物体からの真の反射光の強度に較べて大きくなる。このため、受光手段から出力される電気信号の平均値を求めると、この平均値に占めるノイズ成分の割合が真の反射光の割合に較べて大きくなり、被測定物体までの距離を実際よりも近距離として測定してしまい、測定誤差が大きくなるという問題があった。
【０００４】
本発明は、このような従来技術の課題に鑑みてなされたものであり、被測定物体に投射するパルス光が散乱等される雨天などの悪環境下であっても、ノイズ成分を抑制して被測定物体までの距離を高精度で測定することができる距離測定装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するため本発明の距離測定装置は、被測定物体に所定の計測周期に同期してパルス光を連続投射する投光手段と、パルス光に対応して被測定物体より反射して来る反射光を受光する受光手段と、受光手段より出力される反射光に相当する検出信号を減衰させた減衰信号と、検出信号を所定遅延時間だけ遅延させた遅延信号とを生成するとともに、減衰信号と遅延信号との差分である差分信号に基づいて反射光の受光時点を表す受光信号を生成するタイミング生成手段と、パルス光の投射時点とタイミング生成手段より出力される受光信号の発生時点との期間に比例した出力電圧信号を発生するとともに、各計測周期内において予め定められた第１及び第２の期間に比例した第１及び第２の電圧信号をそれぞれ発生する積分手段と、受光信号をもとに積分手段が発生させた出力電圧信号のレベルに基づいて、各計測周期毎に、パルス光の投射時点と検出信号の発生時点との時間間隔を求めて、出力電圧信号のレベルに関する検出信号の発生頻度を求める頻度作成手段と、頻度作成手段で得られる発生頻度の最大値に対応する出力電圧信号のレベルと、第１及び第２の電圧信号のレベルとに基づいて被測定物体までの距離を求める演算手段とを備え、頻度作成手段は、出力電圧信号のレベルが、各計測時間の開始時点から所定時間ずつ区切られた複数の級のうちどの級に該当するか判定した後、複数の級毎に出力電圧信号の頻度分布を作成し、演算手段は、頻度分布の中の最大頻度となる級を複数の級の中から判定し、当該級を中心とした所定範囲の級に該当する出力電圧信号の平均値を求めるとともに、各計測周期内に対応する第１及び第２の電圧信号のそれぞれの平均値を求め、出力電圧信号の平均値と第１及び第２の電圧信号のそれぞれ平均値とに基づいて被測定物体までの距離を求める構成とした。
【０００６】
また、被測定物体に所定の計測周期に同期してパルス光を連続投射する投光手段と、パルス光に対応して被測定物体より反射して来る反射光を受光する受光手段と、各計測周期内において経時的に減少する閾値と受光手段より出力される反射光に相当する検出信号とを比較し、検出信号の閾値より大振幅の部分に相当する信号を出力する比較手段と、比較手段によって出力される信号に同期して、検出信号を減衰させた減衰信号と、検出信号を所定遅延時間だけ遅延させた遅延信号とを生成するとともに、減衰信号と遅延信号との差分である差分信号に基づいて反射光の受光時点を表す受光信号を生成するタイミング生成手段と、パルス光の投射時点とタイミング生成手段より出力される受光信号の発生時点との期間に比例した出力電圧信号を発生するとともに、各計測周期内において予め定められた第１及び第２の期間に比例した第１及び第２の電圧信号をそれぞれ発生する積分手段と、受光信号をもとに積分手段が発生させた出力電圧信号のレベルに基づいて、各計測周期毎に、パルス光の投射時点と検出信号の発生時点との時間間隔を求めて、出力電圧信号のレベルに関する検出信号の発生頻度を求める頻度作成手段と、頻度作成手段で得られる発生頻度の最大値に対応する出力電圧信号のレベルと、第１及び第２の電圧信号のレベルとに基づいて被測定物体までの距離を求める演算手段とを備え、頻度作成手段は、出力電圧信号のレベルが、各計測時間の開始時点から所定時間ずつ区切られた複数の級のうちどの級に該当するか判定した後、複数の級毎に出力電圧信号の頻度分布を作成し、演算手段は、頻度分布の中の最大頻度となる級を複数の級の中から判定し、当該級を中心とした所定範囲の級に該当する出力電圧信号の平均値を求めるとともに、各計測周期内に対応する第１及び第２の電圧信号のそれぞれの平均値を求め、出力電圧信号の平均値と第１及び第２の電圧信号のそれぞれ平均値とに基づいて被測定物体までの距離を求める構成とした。
【０００７】
【作用】
頻度作成手段により、パルス光の投射時点と反射光の受光時点までの時間毎の頻度分布が求められ、演算手段により、この発生頻度が最大となる時間間隔に基づいて被測定物体までの距離が求められる。
【０００８】
各計測周期内において経時的に減少する閾値に基づいて反射光を比較することにより、検出信号からノイズ成分の除去された信号が得られる。この信号に基づいて頻度作成手段がパルス光の投射時点と反射光の受光時点までの時間毎の頻度分布を求め、演算手段により、この発生頻度が最大となる時間間隔に基づいて被測定物体までの距離が求められる。
【０００９】
【実施の形態】
（第１の実施の形態）
図１（ａ）は、第１の実施の形態における距離測定装置の構成を示すブロック図、図１（ｂ）は、本装置の動作を示すタイミングチャート、図２（ａ）（ｂ）は、本装置の距離測定原理を説明するための説明図である。
【００１０】
図１（ａ）において、本距離測定装置は大別して、投光系と受光系と信号処理系及び演算制御系を備えている。
前記投光系は、演算制御回路２からの制御信号ＳＴＲで指定される測定期間Ｔ内において、所定の計測周期τに同期したトリガ信号ＴＲＧを複数周期にわたって連続的に出力するタイミング発生回路６と、トリガ信号ＴＲＧを電力増幅して半導体レーザ等の発光素子ＬＤに供給することにより計測周期τに同期したパルス光Ｐνを投射させる駆動回路８と、発光素子ＬＤから投射されるパルス光Ｐνを被測定物体ＯＢへ投射する光学レンズ１０を備えている。計測周期τは、被測定物体ＯＢまでの測定可能な最長距離（最長スパン）に対応して決められ、測定期間Ｔは、計測周期τの整数倍に相当する適宜の期間に設定されている。また、駆動回路８は、パルス光Ｐνの投射タイミングに同期した投射タイミング信号ＬＤONを演算制御回路２へ出力することにより、実際の計測周期τを知らせる。
【００１１】
受光系は、フォトダイオード等の受光素子ＰＤと、被測定物体ＯＢからの反射光Ｒνを受光素子ＰＤに入射させる光学レンズ１２と、受光素子ＰＤから出力される光電変換信号を増幅して検出信号ＳPDとして出力する増幅器１４を備えている。尚、実際の距離測定時には、被測定物体ＯＢからの真の反射光Ｒνのみならず、雨天などの外部環境下でパルス光Ｐνが雨などによって散乱される散乱光やパルス光Ｐνの漏洩光などに起因するノイズ光Ｎνも受光素子ＰＤにて受光されることから、検出信号ＳPDは、図１（ｂ）のタイミングチャートにて示すように、真の反射光Ｒνに相当する信号成分Ｓrにノイズ光Ｎνに相当するノイズ成分Ｓnが混入した波形となる。
【００１２】
信号処理系は、演算制御回路２の出力する閾値設定信号ＤTHにて指定される所定の閾値電圧ＶTHを発生する閾値設定回路１８と、閾値電圧ＶTHと検出信号ＳPDを比較することにより検出信号ＳPDを２値信号ＣPDに変換する比較器１６を備えている。したがって、図１（ｂ）に示すように、２値信号ＣPDは、反射光Ｒνに相当する信号成分Ｓrの発生時点に同期して論理“Ｈ”となると共に、閾値電圧ＶTHより大振幅のノイズ成分Ｎνの部分に同期して論理“Ｈ”となる矩形信号となる。
【００１３】
演算制御系は、演算及び制御機能を有するマイクロコンピュータシステム等からなる演算制御回路２と、演算制御回路２と種々の外部機器（図示せず）との間でデータを送受信することにより遠隔操作等を可能にするインタフェース回路４を備えている。演算制御回路２は、前記のタイミング発生回路６及び閾値設定回路１８を制御すると共に、所定の統計処理アルゴリズムに基づいて作成されたプログラムを実行し、投射タイミング信号ＬＤONで規定される実際の計測周期τに同期し且つ測定周期Ｔにわたって２値信号ＣPDを統計処理することにより、被測定物体ＯＢまでの距離Ｌを求める。
【００１４】
図２（ａ）はこの統計処理アルゴリズムを概念的に示す原理説明図である。各計測周期τにおいて、その計測開始時点から２値信号ＣPDが論理“Ｈ”になるまでの時間（期間）を計測し、その計測時間Δjが予め決められた何れの級ｊに該当するかを判定する。この級ｊは、光が所定の距離だけ飛翔するのに要する時間ｗで各計測周期τ（但し、τ＞＞ｗ）を除算することによって得られる数Ｊだけ備えられており、各計測周期τの開始時点から時間ｗずつ区切られた各時間範囲を表している。即ち、時間ｗは、測定可能な最短距離に相当する時間分解能を表し、更に、一般的に第ｊ番目の級ｊは、（ｊ−１）×ｗないしｊ×ｗの時間範囲を表している。また、演算制御回路２には、各級ｊを級番号＃ｊで表し、各級番号＃ｊに対応する計測時間Δｊの発生頻度ｆjを格納するための頻度作成領域が備えられている。そして、計測時間Δｊに該当する級ｊを判定する毎に、その級番号＃ｊの頻度ｆjに１を加算し、測定期間Ｔにわたって処理を繰り返すことにより、頻度作成領域に、図２（ｂ）に示すような各級ｊに対する頻度分布と等価な頻度表を作成する。そして、測定周期Ｔの経過後、最大頻度となる級番号Ｘpを判定し、その級番号Ｘpに該当する光の飛翔時間を被測定物体ＯＢまでの距離Ｌとして決定するようになっている。
【００１５】
この実施の形態によれば、パルス光Ｐνが投射されて被測定物体ＯＢからの反射光Ｒνを受光するまでの時間間隔が各計測周期τにおいてほぼ一定であり、雨などで散乱されたノイズ光Ｎνの発生頻度は時間的にランダムであることから、所定の測定期間Ｔにおいて測定を行うと、ノイズ光Ｎνに較べて反射光Ｒνの頻度が大きくなると共に、被測定物体ＯＢからの真の反射光Ｒνの飛翔時間に相当する級で最大頻度となる頻度分布が得られる。この最大頻度の得られる級Ｘpに基づいて被測定物体ＯＢまでの距離Ｌを求めるので、実質的にノイズ光Ｎνの影響を除去して、被測定物体ＯＢまでの距離Ｌを極めて高い精度で測定することが可能となっている。また、閾値設定信号ＤTHにより閾値設定回路１８に閾値電圧ＶTHを調整させることにより、比較器１６において検出信号ＳPD中のノイズ成分Ｓnを効果的に除去し、ノイズ成分の抑制された２値信号ＣPDに基づく前記所定の統計処理により高精度の距離測定を実現することができる。
【００１６】
（第２の実施の形態）
図３は、第２の実施の形態における距離測定装置の構成を示すブロック図、図４は、本装置の動作を示すタイミングチャート、図５は、本装置の距離測定原理を説明するための説明図である。尚、これらの図において図１及び図２と同一又は相当する部分を同一符号にて示している。
【００１７】
図３に基づいて第１の実施の形態との構成上の相違を説明すると、信号処理系には、演算制御回路２から供給される閾値設定データＤTHをアナログ電圧に変換するＤ／Ａ変換器２２と、このアナログ電圧に基づいて所定の減衰率で経時変化する閾値電圧ＶTHを形成する閾値調整回路２０が備えられ、比較器１６がこの閾値電圧ＶTHに基づいて検出信号ＳPDを比較することにより、２値信号ＣPDに変換する。
【００１８】
タイミング発生回路６は、図４のタイミングチャートに示すように、トリガ信号ＴＲＧの発生周期τ’に同期してパルス光Ｐνを投射させると共に、その周期τ’の前半の一定期間τで論理“Ｈ”となるゲート信号ＴＨGATEを出力し、この期間τを第１の実施の形態における計測周期τに対応させるようになっている。即ち、ゲート信号ＴＨGATEで設定される期間τが測定可能な最長距離（最長スパン）に相当している。前記閾値設定データＤTHは、閾値電圧ＶTHの上限値ＶDHを指定するためのデータＤHと下限値ＶDLを指定するためのデータＤLから成り、各期間τの開始前の時点でデータ転送が確定するようになっている。閾値調整回路２０は、Ｄ／Ａ変換器２２から出力される上限値ＶDHと下限値ＶDLの範囲内において、期間τの開始時点から所定減衰率で減衰し、期間τ内の所定時点で下限値ＶDLに達し、期間τの経過直後に再び上限値ＶDHに反転する波形から成る閾値電圧ＶTHを形成して比較器１６に印加する。
【００１９】
図５に基づいて、この可変閾値電圧ＶTHによる測定原理を説明すると、雨天などの外部環境下で距離測定を行った場合には、受光素子ＰＤが、先ず被測定物体ＯＢよりも近距離に存在する雨などで散乱されたノイズ光Ｎνを受光し、被測定物体ＯＢからの真の反射光Ｒνをその後に受光することとなる。更に、近距離で散乱されたノイズ光Ｎνほど光強度が高くなり、距離が長くなるほど光強度が低くなることから、ノイズ光Ｎνのうちでも、光の飛翔時間に応じて光強度が変化することとなる。したがって、図５に示す如く、検出信号ＳPD中のノイズ成分（同図中、点線で示す）Ｓnは、トリガ信号ＴＲＧに同期してパルス光Ｐνが投射された直後で最大となり、時間経過に伴って次第に指数関数的に減衰する。そこで、比較器１６の閾値電圧ＶTHをこのノイズ光Ｎνの特性に合わせて指数関数的に減衰させることにより、検出信号ＳPD中のノイズ成分Ｓnを効果的に除去し、ノイズ成分Ｓnのレベルが小さくなる時点で閾値電圧ＶTHによって真の反射光成分Ｓrを抽出している。そして、ノイズ成分Ｓnの減少した２値信号ＣPDを演算制御回路２に供給し、図２に示した第１の実施の形態と同様の統計処理を行うことによって頻度分布を作成させ、真の反射光Ｒνの飛翔時間に関する最大頻度に対応する級Ｘpに基づいて被測定物体ＯＢまでの距離Ｌを求める。
【００２０】
この第２の実施の形態によれば、ノイズ光Ｎνの飛翔時間に応じて変化する光強度特性に合わせた閾値電圧ＶTHを比較器１６に適用し、この閾値電圧ＶTHに基づいて検出信号ＳPD中のノイズ成分Ｓnを除去することによって得られる２値信号ＣPDについて所定の統計処理を行うようにしたので、Ｓ／Ｎの良い頻度分布が得られ、高精度の距離測定を実現することができる。
【００２１】
尚、前記指数関数的に減衰する閾値電圧ＶTHを形成するために、Ｄ／Ａ変換器２２を備える場合を説明したが、２値電圧の前記タイミング信号ＴＨGATEを閾値調整回路２０に直接印加し、閾値調整回路２０がタイミング信号ＴＨGATEの論理“Ｈ”となる電圧を前記上限値ＶDHとし、タイミング信号ＴＨGATEの論理“Ｌ”となる既知の電圧を下限レベルＶDLとして、これらの電圧ＶDHとＶDLの範囲内で指数関数的に減衰する閾値電圧ＶTを形成するようにしてもよい。かかる構成によれば、Ｄ／Ａ変換器２２を省略することができるため、本装置の簡素化及び小型化等を図ることができる。
【００２２】
（第３の実施の形態）
図６は、第３の実施の形態における距離測定装置の構成を示すブロック図、図７は、図６中のＣＦＤ回路の構成及び動作を説明するための説明図、図８は本装置の動作を示すタイミングチャート、図９は、本装置の距離測定原理を説明するための説明図、図１０は距離測定原理に基づく動作を示すフローチャートである。尚、図６、図７及び図８において、図３、図４及び図５と同一又は相当する部分を同一符号で示している。
【００２３】
図６に基づいて第２の実施の形態との構成上の相違を説明すると、信号処理系には、増幅回路１４に続いて直列に接続される、ＣＦＤ回路２４とＴＡＣ回路２６及びＡ／Ｄ変換器２８が備えられ、Ａ／Ｄ変換器２８でデジタル変換されたデジタルデータＡＤOUTを演算制御回路２に転送する。尚、詳細は後述するが、デジタルデータＡＤOUTは、時間的にずれて転送されるデジタルデータＤMESとＤSTD.S、ＤSTD.Lから成っている。また、ＴＡＣ回路２６の動作タイミングを規定するためのスタート信号ＣＡＬSTとストップ信号ＣＡＬSP、Ａ／Ｄ変換器２８の変換タイミングを規定するためのコンバート信号ＣＯＮＶがタイミング発生回路６より出力され、パルス光Ｐνの投射時点に同期した投射スタート信号ＴＡＣSTが駆動回路８からＴＡＣ回路２６に出力される。
【００２４】
閾値調整回路２０及びＤ／Ａ変換器２２は、図５に示したのと同様に、ノイズ光Ｎνの特性に合わせて指数関数的に減衰する閾値電圧ＶTHを形成し、比較器１６が、この閾値電圧ＶTHに基づいて検出信号ＳPDを２値のゲート信号ＣＦＤGATEに変換しＣＦＤ回路２４に供給するようになっている。したがって、ゲート信号ＣＦＤGATEは、第２の実施の形態で説明した２値信号ＣPDに相当し、ノイズ成分が抑制され且つ真の信号成分Ｓrの発生期間を含んで論理“Ｈ”となる矩形信号である。尚、タイミング発生回路６より出力されるゲート信号ＴＨGATEを閾値調整回路２０に直接印加し、このゲート信号ＴＨGATEの電圧振幅に基づいて指数関数的に減衰する閾値電圧ＶTHを形成することにより、Ｄ／Ａ変換器２２を省略してもよい。
【００２５】
ＣＦＤ回路２４は、検出信号ＳPDに含まれている真の信号成分Ｓrの時間ジッタを抑制し、その信号成分Ｓrに基づいて反射光Ｒνの正確な受光時点を表す受光ストップ信号ＴＡＣSPを発生するために設けられている。ＣＦＤ回路２４の構成を図７（ａ）に基づいて説明すると、比較器１６のゲート信号ＣＦＤGATEに同期してオン・オフ動作する高速スイッチング素子ＳＷと、増幅器１４からの検出信号ＳPDをこのスイッチング素子ＳＷを介して入力する減衰回路２４ａ及び遅延回路２４ｂと、減衰回路２４ａで減衰された減衰信号Ｓaと遅延回路２４ｂで遅延された遅延信号Ｓbとの差分信号Ｓcを出力する差動アンプ２４ｃと、所定の基準電圧を差分信号Ｓcが交叉するゼロクロス時点ｔzを検出し、このゼロクロス時点ｔzに同期した受光ストップ信号ＴＡＣSPを出力するゼロクロス検出回路２４ｄが備えられている。
【００２６】
図７（ｂ）のタイミングチャートに示すように、ゲート信号ＣＦＤGATEが論理“Ｈ”となる期間τGATE中にスイッチング素子ＳＷがオン（導通）となることにより、検出信号ＳPDが減衰回路２４ａ及び遅延回路２４ｂに入力する。前述した如く、期間τGATEは検出信号ＳPD中に真の信号成分Ｓrが生じる期間以上に設定されているので、反射光Ｒνに相当する真の信号成分Ｓrが各回路２４ａと２４ｂに同時入力することとなる。減衰信号Ｓaはこの信号成分Ｓrの１／ηの振幅となり、遅延信号Ｓbは減衰信号Ｓaよりも所定遅延時間τdだけ位相の遅れた信号となる。差動アンプ２４ｃにおいて減衰信号Ｓaから遅延信号Ｓbの差分が取られることにより、交播波形の差分信号Ｓcが形成される。そして、ゼロクロス検出回路２４ｄにおいて、差分信号Ｓcの振幅が所定の基準電圧を交叉するゼロクロス時点ｔzが検出され、検出時点ｔzを反射光Ｒνの受光時点とする受光ストップ信号ＴＡＣSPが出力される。
【００２７】
このＣＦＤ回路２４によれば、検出信号ＳPD中の真の信号成分Ｓrの立上り時間（最大振幅の１０％から９０％まで増加するのに要する時間）ｔrと遅延時間τd及び減衰率１／ηの関係から、常に一定の遅延時間τd＋ｔr／ηの後に立上る受光ストップ信号ＴＡＣSPが形成されるので、信号成分Ｓrの時間ジッタが抑制されて、真の反射光Ｒνの受光時点を検出することができる。
【００２８】
ＴＡＣ回路２６は所謂ランプ回路を備えており、図８のタイミングチャートに示すように、投射スタート信号ＴＡＣSTの発生時点（即ち、パルス光Ｐνの投射時点）に同期して定電流源からの一定電流の充電を開始し、ＣＦＤ回路２４の受光ストップ信号ＴＡＣSPの発生時点で充電を停止することにより、これらの信号ＴＡＣSTとＴＡＣSPの期間τMESに比例した充電電圧ＶMESを発生する。この結果、パルス光Ｐνが被測定物体ＯＢで反射して反射光Ｒνとなって戻ってくるまでの光の飛翔時間τMESに比例した充電電圧ＶMESが得られ、この充電電圧ＶMESはＡ／Ｄ変換器２８でデジタルデータＤMESに変化されて演算制御回路２に転送される。
【００２９】
更に、ＴＡＣ回路２６は、デジタルデータＤMESの演算制御回路２への転送後に充電電圧ＶMESをリセットし、タイミング発生回路６から一定の時間間隔τSTD.Sで順に供給されるスタート信号ＣＡＬSTとストップ信号ＣＡＬSPに同期して前記ランプ回路による充電処理を行うことにより、期間τSTD.Sに比例した充電電圧ＶSTD.Sを発生し、この充電電圧ＶSTD.SをＡ／Ｄ変換器２８でデジタルデータＤSTD.Sに変換して演算制御回路２へ転送させる。
【００３０】
更に、デジタルデータＤSTD.Sの演算制御回路２への転送後に充電電圧ＶSTD.Sをリセットし、タイミング発生回路６から再び一定の時間間隔τSTD.Lで順に供給されるスタート信号ＣＡＬSTとストップ信号ＣＡＬSPに同期して前記ランプ回路による充電処理を行うことにより、期間τSTD.Lに比例した充電電圧ＶSTD.Lを発生し、この充電電圧ＶSTD.LをＡ／Ｄ変換器２８でデジタルデータＤSTD.Lに変換して演算制御回路２へ転送させる。ここで、前記時間間隔τSTD.SとτSTD.Lは、τSTD.S＜τSTD.Lの関係にあり、演算制御回路２に予め設定された既知の期間である。
【００３１】
そして、トリガ信号ＴＲＧの各発生周期τ’の前側期間τで、反射光Ｒνの受光及びデジタルデータＤMESの転送処理が行われ、その後にデジタルデータＤSTD.SとＤSTD.Lのデータ転送処理が行われ、トリガ信号ＴＲＧの発生周期τ’の整数倍に相当する適宜の測定期間Ｔにわたってこれらの処理が繰り返されることにより、距離測定が行われる。尚、図８中の期間τは、前記第１，第２の実施の形態における計測周期τに相当し、この期間τが測定可能な最長スパンに対応している。
【００３２】
演算制御回路２は、所定の統計処理アルゴリズムに基づいて作成されたプログラムを実行し、トリガ信号ＴＲＧの各発生周期τ’毎に受信するデジタルデータＤMES，ＤSTD.S，ＤSTD.Lを測定期間（制御信号ＳＴＲが論理“Ｈ”となっている期間）Ｔにわたって統計処理することにより、被測定物体ＯＢまでの距離Ｌを求める。
【００３３】
図９はこの統計処理アルゴリズムを概念的に示す原理説明図である。同図において、演算制御回路２には、パルス光Ｐνの発生周期τ’毎に転送されてくる複数個のデジタルデータＤMESについての頻度分布を作成するための頻度作成領域Ａと、各デジタルデータＤMESを格納するためのデータ記憶領域Ｂと、デジタルデータＤSTD.Sを格納するための第１の記憶領域Ｃと、デジタルデータＤSTD.Lを格納するための第２の記憶領域Ｄが備えられている。
【００３４】
頻度作成領域Ａは、デジタルデータＤMESの値を表すための複数段階の級ｊが設定され、各級ｊに付けられた級番号＃ｊに対応させてデジタルデータＤMESの値の発生頻度ｆjを格納するようになっている。即ち、各級ｊは、デジタルデータＤMESの最小値と最大値の範囲を分解能ｗ毎に区切られた各レベル範囲を表しており、一般的に第ｊ番目の級ｊは、（ｊ−１）×ｗないしｊ×ｗのレベル範囲を表す。
【００３５】
また、デジタルデータＤMESの値はパルス光Ｐνが反射光Ｒνとなって受光されるまでの光の飛翔期間τMESに比例するので、分解能ｗは時間分解能に相当している。
【００３６】
図１０はこの原理に基づく統計処理過程を示すフローチャートであり、同図に基づいて更に測定原理を詳述する。距離測定の開始前に、操作者が分解能ｗと計測回数（パルス光Ｐνの投射回数）ｎと、有効な級の幅ｍを演算制御回路２に対して指示すると（ステップＳ１００）、Ａ／Ｄ変換器２８の最大ビット数で表される最大値を分解能ｗ毎に区分けすることによって、級番号＃ｊを付した複数段階の級ｊと頻度ｆjを作成するための頻度作成領域を設定する（ステップＳ１１０）。そして、演算制御回路２から制御信号ＳＴＲが出力されることにより距離測定が開始されると、Ａ／Ｄ変換器２８から出力されるデジタルデータＤMESを入力する（ステップＳ１２０）。次に、デジタルデータＤMESの値を調べて該当する級番号＃ｊを判定し（ステップＳ１３０）、その級番号＃ｊに該当する頻度ｆjに１を加算すると共に（ステップＳ１４０）、デジタルデータＤMESに級番号＃ｊを付してデータ記憶領域Ｂに格納する（Ｓ１５０）。
【００３７】
更に、次に転送されてくるデジタルデータＤSTD.SとＤSTD.Lを夫々第１，第２の記憶領域Ｃ，Ｄに格納し（ステップＳ１６０）、指定されたｎ回の計測が完了したか否かを判定して（ステップＳ１７０）、ｎ回の計測が完了するまで前記ステップＳ１２０ないしＳ１７０の処理を繰り返す。このように、ステップＳ１２０ないしＳ１７０の処理を繰り返すと、頻度作成領域Ａには、図２（ｂ）に示した頻度分布と同様の頻度分布表が作成される。
【００３８】
ｎ回の測定が完了すると、頻度作成領域Ａ中の最大頻度となる級番号Ｘpを判定し（ステップＳ１８０）、その級番号Ｘpを中心として±ｍ個の級の範囲（Ｘp-m〜Ｘp+m）内に該当するデジタルデータＤMESをデータ記憶領域Ｂから読み出して、それらの平均値ＤMESAVを求める（ステップＳ１９０）。更に、第１の記憶領域Ｃに格納されているデジタルデータＤSTD.Sの平均値ＤSTD.SAVと第２の記憶領域Ｄに格納されているデジタルデータＤSTD.Lの平均値ＤSTD.LAVを求め（ステップＳ２００）、次に、これらの平均値ＤMESAVとＤSTD.SAV及びＤSTD.LAVを下記数１に適用することにより、被測定物体ＯＢまでの距離Ｌを求めて処理を終了する。
【００３９】
【数１】
かかる統計処理アルゴリスムによれば、パルス光Ｐνが投射されて被測定物体ＯＢからの反射光Ｒνを受光する時点までの時間間隔がほぼ一定であり、雨などに起因する散乱光や漏洩光などのノイズ光Ｎνの発生頻度は時間的にランダムであることから、頻度作成領域Ａには、被測定物体ＯＢまでの距離Ｌに相当する頻度が大きく、ノイズ成分の頻度が小さくなる頻度分布が作成される。したがって、最大頻度となる級Ｘpは被測定物体ＯＢまでの距離Ｌを反映しており、高精度の距離測定を可能にしている。更に、最大頻度となる級Ｘpを中心にして±ｍ個の級の範囲内に該当するデジタルデータＤMESの平均値ＤMESAVを前記数１に適用するので、更に高精度の距離測定を可能にしている。また、予め決められた期間τSTD.SとτSTD.Lに対応して得られるデジタルデータＤSTD.SとＤSTD.Lの夫々の平均値ＤSTD.SAVとＤSTD.LAVを前記数１に適用するので、ＴＡＣ回路２６やＡ／Ｄ変換器２８の径年変化等に起因する測定誤差を効果的に相殺することができ、更に高精度の距離測定を可能にしている。
【００４１】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、パルス光の投射時点と反射光の受光時点までの時間間隔についての頻度分布を求めることにより、雨天などに生じる散乱光や漏洩光などに起因するノイズ成分と被測定物体から反射されて来る真の反射光の信号成分とを効果的に分離することのできる頻度分布が得られると共に、真の反射光の信号成分の頻度が大きくなる。そして、最大頻度に相当する時間間隔に基づいて被測定物体までの距離を求めるので、距離測定の精度を向上させることができる。
【００４２】
また、受光手段の検出出力を、経時的に減少する閾値に基づいて比較することにより、ノイズ成分の除去された信号が得られ、更にこの信号に基づいて前記頻度分布を求めてその最大頻度に相当する時間間隔に基づいて被測定物体までの距離を求めるので、距離測定精度を更に向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態における距離測定装置の構成及び動作を説明するための説明図である。
【図２】第１の実施の形態における距離測定原理を説明するための説明図である。
【図３】第２の実施の形態における距離測定装置の構成を説明するための説明図である。
【図４】第２の実施の形態における距離測定装置の動作を説明するための説明図である。
【図５】第２の実施の形態における距離測定装置のノイズ成分除去原理を説明するための説明図である。
【図６】第３の実施の形態における距離測定装置の構成を説明するための説明図である。
【図７】第３の実施の形態におけるＣＦＤ回路の構成及び動作を説明するための説明図である。
【図８】第３の実施の形態における距離測定装置の動作を説明するための説明図である。
【図９】第３の実施の形態における距離測定原理を説明するための説明図である。
【図１０】図９に示す距離測定原理に基づく統計処理過程を説明するための説明図である。
【符号の説明】
２…演算制御回路、６…タイミング発生回路、８…駆動回路、１６…比較器、１８…閾値設定回路、２０…閾値調整回路、２２…Ｄ／Ａ変換器、２４…ＣＦＤ回路、２６…ＴＡＣ回路、２８…Ａ／Ｄ変換器、ＬＤ…発光素子、ＰＤ…受光素子、Ａ…頻度作成領域、Ｂ…データ記憶領域、ＯＢ…被測定物体。
Claims (2)
- 被測定物体に所定の計測周期に同期してパルス光を連続投射する投光手段と、
前記パルス光に対応して前記被測定物体より反射して来る反射光を受光する受光手段と、
前記受光手段より出力される前記反射光に相当する検出信号を減衰させた減衰信号と、前記検出信号を所定遅延時間だけ遅延させた遅延信号とを生成するとともに、前記減衰信号と前記遅延信号との差分である差分信号に基づいて前記反射光の受光時点を表す受光信号を生成するタイミング生成手段と、
前記パルス光の投射時点と前記タイミング生成手段より出力される前記受光信号の発生時点との期間に比例した出力電圧信号を発生するとともに、前記各計測周期内において予め定められた第１及び第２の期間に比例した第１及び第２の電圧信号をそれぞれ発生する積分手段と、
前記受光信号をもとに前記積分手段が発生させた前記出力電圧信号のレベルに基づいて、前記各計測周期毎に、前記パルス光の投射時点と前記検出信号の発生時点との時間間隔を求めて、前記出力電圧信号のレベルに関する前記検出信号の発生頻度を求める頻度作成手段と、
前記頻度作成手段で得られる発生頻度の最大値に対応する前記出力電圧信号のレベルと、第１及び第２の電圧信号のレベルとに基づいて前記被測定物体までの距離を求める演算手段とを備え、
前記頻度作成手段は、
前記出力電圧信号のレベルが、前記各計測時間の開始時点から所定時間ずつ区切られた複数の級のうちどの級に該当するか判定した後、前記複数の級毎に前記出力電圧信号の頻度分布を作成し、
前記演算手段は、
前記頻度分布の中の最大頻度となる級を前記複数の級の中から判定し、当該級を中心とした所定範囲の級に該当する前記出力電圧信号の平均値を求めるとともに、前記各計測周期内に対応する前記第１及び第２の電圧信号のそれぞれの平均値を求め、前記出力電圧信号の平均値と前記第１及び第２の電圧信号のそれぞれ平均値とに基づいて前記被測定物体までの距離を求める、
ことを特徴とする距離測定装置。 - 被測定物体に所定の計測周期に同期してパルス光を連続投射する投光手段と、
前記パルス光に対応して前記被測定物体より反射して来る反射光を受光する受光手段と、
前記各計測周期内において経時的に減少する閾値と前記受光手段より出力される前記反射光に相当する検出信号とを比較し、前記検出信号の前記閾値より大振幅の部分に相当する信号を出力する比較手段と、
前記比較手段によって出力される信号に同期して、前記検出信号を減衰させた減衰信号と、前記検出信号を所定遅延時間だけ遅延させた遅延信号とを生成するとともに、前記減衰信号と前記遅延信号との差分である差分信号に基づいて前記反射光の受光時点を表す受光信号を生成するタイミング生成手段と、
前記パルス光の投射時点と前記タイミング生成手段より出力される前記受光信号の発生時点との期間に比例した出力電圧信号を発生するとともに、前記各計測周期内において予め定められた第１及び第２の期間に比例した第１及び第２の電圧信号をそれぞれ発生する積分手段と、
前記受光信号をもとに前記積分手段が発生させた前記出力電圧信号のレベルに基づいて、前記各計測周期毎に、前記パルス光の投射時点と前記検出信号の発生時点との時間間隔を求めて、前記出力電圧信号のレベルに関する前記検出信号の発生頻度を求める頻度作成手段と、
前記頻度作成手段で得られる発生頻度の最大値に対応する前記出力電圧信号のレベルと、第１及び第２の電圧信号のレベルとに基づいて前記被測定物体までの距離を求める演算手段とを備え、
前記頻度作成手段は、
前記出力電圧信号のレベルが、前記各計測時間の開始時点から所定時間ずつ区切られた複数の級のうちどの級に該当するか判定した後、前記複数の級毎に前記出力電圧信号の頻度分布を作成し、
前記演算手段は、
前記頻度分布の中の最大頻度となる級を前記複数の級の中から判定し、当該級を中心とした所定範囲の級に該当する前記出力電圧信号の平均値を求めるとともに、前記各計測周期内に対応する前記第１及び第２の電圧信号のそれぞれの平均値を求め、前記出力電圧信号の平均値と前記第１及び第２の電圧信号のそれぞれ平均値とに基づいて前記被測定物体までの距離を求める、
ことを特徴とする距離測定装置。
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