JP3748617B2 - 光波距離計 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、被測定物体に信号光を照射し、被測定物体で散乱反射された信号光を検出することにより、信号光の発光時と受光時との間の位相差に基づいて被測定物体に対する距離を計測する光波距離計に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の光波距離計においては、信号光の発光時と受光時との間の位相差を検出するために、ヘテロダイン（Heterodyne）技術が主に適用されている。この技術においては、信号光を検出する光検出器から出力された検出信号と、この検出信号の周波数と微妙に異なる周波数を有する参照信号とを重ね合わせることにより、検出信号の位相情報を保持する干渉信号を発生させる。
【０００３】
ここで、検出信号と参照信号との間の周波数差は、比較的小さく設定されている。これにより、検出信号と参照信号との間の位相差を保持した状態で、検出信号と参照信号との間の周波数差が干渉信号の周波数として低域変換されるので、干渉信号の位相を検出することができる。そのため、干渉信号の位相の測定値と参照信号の位相の設定値とに基づいて、検出信号の位相を算出することにより、信号光の発光時と受光時との間の位相差を高い分解能で測定することができる。
【０００４】
しかしながら、このようなヘテロダイン技術においては、検出信号及び参照信号の各周波数の安定性が、低域変換の割合に対応して拡大され、位相の測定精度に大きく影響してしまう。そのため、信号光を発生する光源に対して駆動信号を発生させる発振子や、参照信号を発生させる発振子などに、高精度の動作安定性で各信号周波数を一定に保持させる必要がある。また、干渉信号の位相を検出するために、高速に動作する比較器や計数回路なとが必要となるので、回路構成が複雑となってしまう。
【０００５】
このような発振子や信号処理回路などに対する要請を考慮する必要がないものとして、ホモダイン（Homodyne）技術がある。この技術においては、信号光を検出する光検出器から出力された検出信号と、この検出信号の周波数と同一の周波数を有する参照信号とを重ね合わせることにより、検出信号の位相情報を保持する干渉信号を発生させる。
【０００６】
ここで、干渉信号は高周波成分と直流成分とを含むので、高周波成分の振幅を取り扱うことができない。そのため、検出信号と参照信号との間の位相差に依存する直流成分の波高を取り扱うことになる。これにより、干渉信号の波高の測定値と参照信号の位相の設定値とに基づいて、検出信号の位相を算出することにより、信号光の発光時と受光時との間の位相差を高い分解能で測定することができる。
【０００７】
なお、このようなホモダイン技術を用いた先行技術に関しては、電波距離計が実開平４−３３７３号公報などに詳細に記載されている。この電波距離計は、被測定物体に信号電波を発信し、被測定物体で散乱反射された信号電波を受信することにより、信号電波の発信時と受信時との間の位相差ではなく時間差に基づいて被測定物体に対する距離を計測している。
【０００８】
この電波距離計においては、ホモダイン技術に基づいて、信号電波を受信する受信器から出力された検出信号と、この検出信号の周波数と同一の周波数を有する参照信号とを、乗算器で重ね合わせて干渉信号を発生させる際に、検出信号のレベルに対応して参照信号の位相を制御することにより、一種の可変減衰機構として、干渉信号の波高増幅によって発生する波形歪みを低減させる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、干渉信号の中で位相情報及び強度情報を含む直流成分を取り扱うことにしても、直流成分の強度は信号光の強度も含むため、干渉信号の波高が変化した場合に、振幅変化によるものなのか、あるいは、位相変化によるものなのかを判別することが困難であり、信号処理回路における増幅器のオフセット誤差を含む利得誤差が位相の測定精度に大きく影響してしまう。
【００１０】
これにより、干渉信号の波高のレベル範囲に対して一定の利得を与えるために、干渉信号の波高を増幅する増幅器に、比較的広いダイナミックレンジと高い利得安定度とを設定することが必要となる。また、実際の乗算器はフィードスルーを有するため、参照信号の位相を切り替える際に低周波成分が同期して発生し、干渉信号の波高のレベルに大きく影響することがある。したがって、被測定物体に対する距離の計測精度を大幅に向上させることが困難である。
【００１１】
そこで、本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたものであり、位相シフト法を利用したホモダイン技術に基づいて、検出信号と参照信号との間の位相差を検出することにより、被測定物体に対する距離の計測精度を向上させる光波距離計を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上述した目的を達成するために、本発明のうちで請求項１記載の光波距離計は、（ａ）基本信号に相互に異なる位相変調をそれぞれ施すことにより、同一の周波数を有する駆動信号及び参照信号をそれぞれ発生し、駆動信号と参照信号との間に少なくとも３種類の位相差を生じさせる信号発生回路と、（ｂ）この信号発生回路から入力した駆動信号に基づいて発生させた信号光を被測定物体に投射する光源と、（ｃ）被測定物体で散乱反射されて入射した信号光に基づいて検出信号を生成する光検出器と、（ｄ）この光検出器から入力した検出信号と信号発生回路から入力した参照信号とを重ね合わせた干渉信号を生成するホモダイン処理回路と、（ｅ）このホモダイン処理回路から入力した干渉信号の波高を駆動信号及び参照信号の少なくとも３種類の位相差切替に対応して相互に比較し、信号光の発光時と受光時との間の位相差を検出する位相検出回路とを備え、信号発生回路は、位相差πを有する２種類の位相変調を第１周期で基本信号に施して参照信号を生成するとともに、所定値の位相差を有する２種類の位相変調を第１周期の２倍に一致した第２周期で基本信号に施して駆動信号を生成する回路構成を含むことを特徴とする。
【００１３】
このような光波距離計においては、信号発生回路は、少なくとも３種類の位相差を生じさせた状態で、相互に異なる位相変調を周期的に施した駆動信号及び参照信号を光源及びホモダイン処理回路にそれぞれ出力する。これにより、光源は、信号発生回路から入力した駆動信号に対応した信号光を発生し、この信号光を被測定物体に照射する。光検出器は、被測定物体で散乱反射された信号光を受光し、この信号光に対応した検出信号をホモダイン処理回路に出力する。
【００１４】
このとき、ホモダイン処理回路は、光検出回路から入力した検出信号と信号発生回路から入力した参照信号とを重ね合わせることにより、干渉信号を生成して位相検出回路に出力する。ここで、参照信号及び検出信号は、同一の周波数を有するとともに、相互に異なる位相変調によって時分割に変動した少なくとも３種類の位相差を有する。そのため、干渉信号は、検出信号と参照信号との間の位相差に対応して少なくとも３つの波高を有し、参照信号の位相切替に同期して周期的に変動している。
【００１５】
そして、位相検出回路は、ホモダイン技術の原理に基づいて、駆動信号及び参照信号の位相差切替に対応して、ホモダイン処理回路から入力した干渉信号の波高を相互に比較する。そのため、位相検出回路は、いわゆる位相シフト法に基づいて、干渉信号の振幅による影響を排除した状態で、シフトされた位相を有して異なる干渉信号の波高間のレベル比に対応した検出信号及び参照信号の位相差のみを検出する。
【００１６】
また、駆動信号の位相を切り替える際に低周波成分が同期して発生しても、この低周波成分は光源によって信号光を発生する際に除去されてしまう。これにより、光検出器によって測定光を光電変換した検出信号は、このような低周波成分による影響から排除されている。したがって、この光波距離計は、信号光の発光時と受光時との間の位相差を高精度に検出する。
【００１８】
請求項２記載の光波距離計は、請求項１記載の光波距離計において、駆動信号の変調成分の位相差を調整することにより、被測定物体に対する測距範囲に対応して干渉信号の波高を基準値以上に設定させる回路構成を、信号発生回路に含ませることを特徴とする。
【００１９】
請求項３記載の光波距離計は、請求項１または請求項２記載の光波距離計において、信号発生回路における駆動信号及び参照信号の少なくとも３種類の位相差切替に同期して、ホモダイン処理回路から入力した干渉信号を選択することにより、干渉信号の位相情報を含む位相信号を生成する切替器と、この切替器から入力した位相信号を直流変換する積分器とを、位相検出回路に含ませることを特徴とする。
【００２０】
請求項４記載の光波距離計は、請求項１ないし請求項３のいずれか一つに記載の光波距離計において、駆動信号及び参照信号の少なくとも３種類の位相差切替時にデューティ比を５０％で一定に保持する回路構成を、信号発生回路に含ませることを特徴とする。
【００２１】
このような光波距離計においては、参照信号の位相を切り替える際に低周波成分が同期して発生しても、この低周波成分は信号発生回路から出力される以前に除去されてしまう。これにより、ホモダイン処理回路で検出信号と重ね合わされる参照信号は、このような低周波成分による影響から排除されている。したがって、この光波距離計は、信号光の発光時と受光時との間の位相差をよりいっそう高精度に検出する。
【００２２】
請求項５記載の光波距離計は、請求項４記載の光波距離計において、駆動信号及び参照信号の少なくとも３種類の位相差切替に同期した低周波成分を除去する狭帯域フィルタを、信号発生回路に含ませることを特徴とする。
【００２３】
請求項６記載の光波距離計は、請求項１ないし請求項５のいずれか一つに記載の光波距離計において、参照信号として第１参照信号を発生するとともに、第１参照信号の位相をπ／２だけシフトした第２参照信号をさらに発生する回路構成を、信号回路に含ませるとともに、光検出器から入力した検出信号に対して、信号発生回路から入力した第１及び第２参照信号をそれぞれ乗じる処理を並列して実行する２系統の回路構成を、ホモダイン処理回路に含ませることを特徴とする。
【００２４】
請求項７記載の光波距離計は、請求項６記載の光波距離計において、基本信号として第１基本信号を発生する発振器と、この発振器から入力した第１基本信号の位相をπだけシフトした第２基本信号を生成する第１位相シフタと、第１基本信号の周期よりも大きい周期を有する第１切替信号を発生する第１切替信号発生器と、この第１切替信号発生器から入力した第１切替信号に基づいて、発振器及び第１位相シフタからそれぞれ入力した第１及び第２基本信号の一つを順次選択して第１参照信号を生成する第１切替器と、発振器から入力した第１基本信号の位相をπ／２だけシフトした第３基本信号を生成する第２位相シフタと、この第２位相シフタから入力した第３基本信号の位相をπだけシフトした第４基本信号を生成する第３位相シフタと、第１基本信号と同期した第２切替信号を発生する第２切替信号発生器と、この第２切替信号発生器から入力した第２切替信号に基づいて、第２及び第３位相シフタからそれぞれ入力した第３及び第４基本信号の一つを順次選択して第２参照信号を生成する第２切替器とを、信号発生回路に含ませることを特徴とする。
【００２５】
請求項８記載の光波距離計は、請求項１ないし請求項７のいずれか一つに記載の光波距離計において、ホモダイン処理回路から入力した干渉信号に基づいて、光検出器及びホモダイン処理回路の各利得を調整することにより、干渉信号の波高の最小値及び最大値を一定に設定させる利得調整回路をさらに備えることを特徴とする。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る諸々の実施形態の構成および作用について、図１ないし図１３を参照して説明する。なお、図面の説明においては同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また、図面の寸法比率は、説明のものと必ずしも一致していない。
【００２７】
第１実施形態
図１に示すように、本実施形態の光波距離計は、被測定物体１０に信号光Ｐ0を投射する光源３０と、この被測定物体１０で散乱反射された信号光Ｐ1を検出する光検出器４０と、これら光源３０及び光検出器４０に入出力する各種の電気信号を処理する信号処理系とで構成されている。ここで、光源３０は、発光ダイオードであって、信号発生回路２０から入力した駆動信号Ｄ0に対応して信号光Ｐ0を発生する。光検出器４０は、フォトダイオードであって、被測定物体１０で反射された信号光Ｐ1を光電変換し、検出信号Ｍ0として前置増幅器４１に出力する。
【００２８】
前置増幅器４１は、光検出器４０から入力した検出信号Ｍ0を増幅して第１ホモダイン処理回路５０及び第２ホモダイン処理回路６０にそれぞれ出力する。第１ホモダイン処理回路５０は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0にホモダイン処理を施し、干渉信号として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。また、第２ホモダイン処理回路６０は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0にホモダイン処理を施し、干渉信号として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。
【００２９】
位相検出回路７０は、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０から入力した干渉信号の位相情報を抽出して外部の演算回路に出力する。また、利得調整回路８０は、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０から入力した干渉信号の強度情報を抽出し、光検出器４０と第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０との各利得を調整する。その他に、光源３０、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０、位相調整回路７０及び利得調整回路８０の各動作を制御する信号処理系として、信号発生回路２０が設置されている。
【００３０】
図２に示すように、信号発生回路２０は、第１基本信号Ｂ1を発生する発振器２１と、第１基本信号Ｂ1の位相をπだけシフトした第２基本信号Ｂ2を生成する第１位相πシフタ２２1と、切替信号Ｓ0を発生する第１切替信号発生器２５1と、切替信号Ｓ0に基づいて第１及び第２基本信号Ｂ1，Ｂ2を選択して第１参照信号Ｒ1を生成する第１切替器２６1と、第１参照信号Ｒ1の低周波成分を除去する第１狭帯域フィルタ２７1とを含んで構成されている。
【００３１】
これに加えて、信号発生回路２０は、第１基本信号Ｂ1の位相をπ／２だけシフトした第３基本信号Ｂ3を生成する第１位相π／２シフタ２３1と、第３基本信号Ｂ3の位相をπだけシフトした第４基本信号Ｂ4を生成する第２位相πシフタ２２2と、切替信号Ｓ0を発生する第２切替信号発生器２５2と、切替信号Ｓ0に基づいて第３及び第４基本信号Ｂ3，Ｂ4を選択して第２参照信号Ｒ2を生成する第２切替器２６2と、第２参照信号Ｒ2の低周波成分を除去する第２狭帯域フィルタ２７2とを含んで構成されている。
【００３２】
さらに、信号発生回路２０は、第１基本信号Ｂ1の位相を基準位相αだけシフトした第５基本信号Ｂ5を生成する位相αシフタ２４と、第５基本信号Ｂ5の位相をπ／２だけシフトした第６基本信号Ｂ6を生成する第２位相π／２シフタ２３2と、切替信号Ｓ0を発生する第３切替信号発生器２５3と、切替信号Ｓ0に基づいて第５及び第６基本信号Ｂ5，Ｂ6を選択して駆動信号Ｄ0を生成する第３切替器２６3と、駆動信号Ｄ0の低周波成分を除去する第３狭帯域フィルタ２７3とを含んで構成されている。
【００３３】
発振器２１は、第１基本信号Ｂ1として周波数ｆ0、初期位相φ0及び振幅Ａ1を有する方形波をパルス発振で発生し、第１切替器２６1、第１位相πシフタ２２1、第１位相π／２シフタ２３1及び位相αシフタ２４にそれぞれ出力する。この第１基本信号Ｂ1は、正弦波として簡略化して表示すると、式（１）に示すようになる。ただし、ｔは時刻である。
【００３４】
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0） （１）
第１位相πシフタ２２1は、発振器２１から入力した第１基本信号Ｂ1の位相をπだけシフトし、第２基本信号Ｂ2として第１切替器２６1に出力する。この第２基本信号Ｂ2は、正弦波として簡略化して表示すると式（２）に示すようになる。
【００３５】
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋π） （２）
第１位相π／２シフタ２３1は、発振器２１から入力した第１基本信号Ｂ1の位相をπ／２だけシフトし、第３基本信号Ｂ3として第２切替器２６2及び第２位相πシフタ２２2にそれぞれ出力する。この第３基本信号Ｂ3は、正弦波として簡略化して表示すると式（３）に示すようになる。
【００３６】
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋π／２） （３）
第２位相πシフタ２２2は、第１位相π／２シフタ２３1から入力した第３基本信号Ｂ3の位相をπだけシフトし、第４基本信号Ｂ4として第２切替器２６2に出力する。この第４基本信号Ｂ4は、正弦波として簡略化して表示すると式（４）に示すようになる。
【００３７】
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋３π／２） （４）
位相αシフタ２４は、発振器２１から入力した第１基本信号Ｂ1の位相を基準位相αだけシフトし、第５基本信号Ｂ5として第３切替器２６3及び第２位相π／２シフタ２３2にそれぞれ出力する。この第５基本信号Ｂ5は、正弦波として簡略化して表示すると式（５）に示すようになる。
【００３８】
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α） （５）
第２位相π／２シフタ２３2は、位相αシフタ２４から入力した第５基本信号Ｂ5の位相をπ／２だけシフトし、第６基本信号Ｂ6として第３切替器２６3に出力する。この第６基本信号Ｂ6は、正弦波として簡略化して表示すると式（６）に示すようになる。
【００３９】
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α＋π／２） （６）
第１切替信号発生器２５1は、切替信号Ｓ0として周期Ｔ0でパルス発振した方形波を発生し、第１切替器２６1、位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。第２切替信号発生器２５2は、第１切替信号発生回路２５1と同期して切替信号Ｓ0を発生し、第２切替器２６2に出力する。第３切替信号発生器２５3は、第１及び第２切替信号発生回路２５1，２５2と同期して切替信号Ｓ0を発生し、第３切替器２６3に出力する。図３に示すように、切替信号Ｓ0の周期Ｔ0は、第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の位相を変調するために、第１ないし第６基本信号Ｂ1〜Ｂ6の各周期１／ｆ0の数十倍から数百倍の範囲で十分に大きく設定されている。
【００４０】
第１切替器２６1は、第１切替信号発生器２５1から入力した切替信号Ｓ0の立上がりに対応して時間Ｔ0が経過する度に信号チャネルを切り替えることにより、発振器２１及び第１位相πシフタ２２1からそれぞれ入力した第１及び第２基本信号Ｂ1，Ｂ2の一つを順次サンプリングし、２種類の位相で時分割に変調された第１参照信号Ｒ1として第１狭帯域フィルタ２７1に出力する。第１狭帯域フィルタ２７1は、第１切替器２６1から入力した第１参照信号Ｒ1の低周波成分を除去し、第１参照信号Ｒ1を第１ホモダイン処理回路５０に出力する。
【００４１】
ここで、第１切替器２６1で位相切替時に発生した第１参照信号Ｒ1の低周波成分は、第１狭帯域フィルタ２７1で位相切替時のノイズ成分として除去されるので、被測定物体１０に対する測距値の精度に悪影響を及ぼさない。そのため、第１狭帯域フィルタ２７1から出力された第１参照信号Ｒ１は、位相切替時に周波数のずれを発生させるが、デューティ比を５０％で一定に保持している。
【００４２】
図３に示すように、第１参照信号Ｒ1は、時間Ｔ0毎に初期位相をφ0，φ0＋πに順次切り替えた方形波として変調されている。この第１参照信号Ｒ1は、簡略化して表示すると４式（７ａ）〜（７ｄ）に示すようになる。ただし、ｎは０以上の整数である。
【００４３】
４ｎＴ0≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0） （７ａ）
（１＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋π） （７ｂ）
（２＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0） （７ｃ）
（３＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋π） （７ｄ）
第２切替器２６2は、第２切替信号発生器２５2から入力した切替信号Ｓ0の立上がりに対応して時間Ｔ0が経過する度に信号チャネルを切り替えることにより、第１位相π／２シフタ２３1及び第２位相πシフタ２２2からそれぞれ入力した第３及び第４基本信号Ｂ3，Ｂ4の一つを順次サンプリングし、２種類の位相で時分割に変調された第２参照信号Ｒ2として第２狭帯域フィルタ２７2に出力する。第２狭帯域フィルタ２７2は、第２切替器２６2から入力した第２参照信号Ｒ2の低周波成分を除去し、第２参照信号Ｒ2を第２ホモダイン処理回路６０に出力する。
【００４４】
ここで、第２切替器２６2で位相切替時に発生した第２参照信号Ｒ2の低周波成分は、第２狭帯域フィルタ２７2で位相切替時のノイズ成分として除去されるので、被測定物体１０に対する測距値の精度に悪影響を及ぼさない。そのため、第２狭帯域フィルタ２７2から出力された第２参照信号Ｒ2は、位相切替時に周波数のずれを発生させるが、デューティ比を５０％で一定に保持している。
【００４５】
図３に示すように、第２参照信号Ｒ2は、時間Ｔ0毎に初期位相をφ0＋π／２，φ0＋３π／２に順次切り替えた方形波として変調されている。この第２参照信号Ｒ2は、簡略化して表示すると４式（８ａ）〜（８ｄ）に示すようになる。
【００４６】
４ｎＴ0≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋π／２） （８ａ）
（１＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋３π／２） （８ｂ）
（２＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋π／２） （８ｃ）
（３＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋３π／２） （８ｄ）
第３切替器２６3は、第３切替信号発生器２５3から入力した切替信号Ｓ0の立上がりに対応して時間２Ｔ0が経過する度に信号チャネルを切り替えることにより、位相αシフタ２４及び第２位相π／２シフタ２３2からそれぞれ入力した第５及び第６基本信号Ｂ5，Ｂ6の一つを順次サンプリングし、２種類の位相で時分割に変調された駆動信号Ｄ0として第３狭帯域フィルタ２７3に出力する。第３狭帯域フィルタ２７3は、第３切替器２６3から入力した駆動信号Ｄ0の低周波成分を除去し、駆動信号Ｄ0を光源３０に出力する。
【００４７】
ここで、図４に示すように、第３切替器２６3で駆動信号Ｄ0を生成する際に、例えば、第５基本信号Ｂ5とこの第５基本信号Ｂ5よりπ／２だけ遅れた位相を有する第６基本信号Ｂ6とを切り替えた場合、デューティ比が５０％から変化することがある。すなわち、パルスの一周期１／ｆ0内でＯＮ状態及びＯＦＦ状態の時間比ｔon：ｔoffが、１：１にならないことがある。そのため、低周波成分が５０％からずれたデューティ比の変動量に対応して発生する。
【００４８】
しかしながら、このように発生した駆動信号Ｄ0の低周波成分は、第３狭帯域フィルタ２７3で位相切替時のノイズ成分として除去されるので、被測定物体１０に対する測距値の精度に悪影響を及ぼさない。なお、この低周波成分は、駆動信号Ｄ0の位相切替に同期していることから、より後段で除去することは非常に困難である。そのため、第３狭帯域フィルタ２７3から出力された駆動信号Ｄ0は、位相切替時に周波数のずれを発生させるが、デューティ比を一定に保持している。
【００４９】
図３に示すように、駆動信号Ｄ0は、時間２Ｔ0毎に初期位相をφ0＋α，φ0＋α＋π／２に順次切り替えた方形波として変調されている。この駆動信号Ｄ0は、簡略化して表示すると４式（９ａ）〜（９ｄ）に示すようになる。
【００５０】
４ｎＴ0≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α） （９ａ）
（１＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α） （９ｂ）
（２＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α＋π／２） （９ｃ）
（３＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α＋π／２） （９ｄ）
第３狭帯域フィルタ２７3から出力された駆動信号Ｄ0は、第１及び第２狭帯域フィルタ２７1，２７2から出力された第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2に対して、同一のフィルタ効果を受けている。そのため、駆動信号Ｄ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との間では、フィルタの影響がキャンセルされている。なお、駆動信号Ｄ0の基準位相αは、被測定物体１０に対する測距範囲に対応して、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０に関して後述する第１ホモダイン信号Ｈ1及び第２ホモダイン信号Ｈ2の各波高を基準値よりも大きくするように設定されている。
【００５１】
光源３０は、信号発生回路２０から入力した駆動信号Ｄ0に対応して信号光Ｐ0を発生し、信号光Ｐ0を被測定物体１０に投射する。光検出器４０は、被測定物体１０で散乱反射された信号光Ｐ1を受光し、信号光Ｐ1に対応して検出信号Ｍ0を前置増幅器４１に出力する。この光検出器４０の利得は、利得調整回路８０から入力した制御信号Ｃ0に基づいて可変に設定されている。前置増幅器４１は、光検出器４０から入力した検出信号Ｍ0の振幅を増幅し、検出信号Ｍ0を第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０にそれぞれ出力する。
【００５２】
ここで、前置増幅器４１から出力された検出信号Ｍ0は、二つの信号光Ｐ0，Ｐ1の移動距離、すなわち、光源３０及び被測定物体１０間の距離と被測定物体１０及び光検出器４０間の距離との和に対応して、駆動信号Ｄ0の位相よりも検出位相βだけシフトしている。すなわち、検出信号Ｍ0は、周波数ｆ0及び振幅Ａ2を有し、時間２Ｔ0毎に初期位相をφ0＋α＋β，φ0＋α＋β＋π／２に順次切り替えた方形波として変調されている。
【００５３】
この検出信号Ｍ0は、簡略化して表示すると４式（１０ａ）〜（１０ｄ）に示すようになる。
【００５４】
４ｎＴ0≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ2sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α＋β） （１０ａ）
（１＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ2sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α＋β） （１０ｂ）
（２＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ2sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α＋β＋π／２） （１０ｃ）
（３＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ0：
Ａ2sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α＋β＋π／２） （１０ｄ）
第１ホモダイン処理回路５０は、検出信号Ｍ0及び第１参照信号Ｒ1を重ね合わせて第１ホモダイン信号Ｈ1を生成する第１乗算器５１と、第１ホモダイン信号Ｈ1の波高を増幅する第１可変利得増幅器５２と、第１ホモダイン信号Ｈ1の極性を保持する第１極性保持増幅器５３と、第１ホモダイン信号Ｈ1の極性を反転する第１極性反転増幅器５４とで構成されている。
【００５５】
第１乗算器５１は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0と信号発生回路２０から入力した第１参照信号Ｒ1とを重ね合わせた干渉信号を生成し、この干渉信号を第１ホモダイン信号Ｈ1として第１可変利得増幅器５２に出力する。図５に示すように、第１ホモダイン信号Ｈ1は、時間Ｔ0毎に位相を切り替えて時分割に変化し、簡略して表示すると４式（１１ａ）〜（１１ｄ）に示すように、容易に後処理可能な交流信号となる。
【００５６】
第１可変利得増幅器５２は、利得調整回路８０から入力した制御信号Ｃ0に基づいて可変に設定された利得を有し、第１乗算器５１から単一の信号ラインで入力した第１ホモダイン信号Ｈ1に含まれた相互に異なる４種類の位相成分の波高を単独で順次増幅して、第１極性保持増幅器５３及び第１極性反転増幅器５４にそれぞれ出力する。
【００５７】
第１極性保持増幅器５３は、第１可変利得増幅器５２から入力した第１ホモダイン信号Ｈ1の極性を保持し、第１保持ホモダイン信号Ｈ11として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。第１極性反転増幅器５４は、第１可変利得増幅器５２から入力した第１ホモダイン信号Ｈ1の極性を反転し、第１反転ホモダイン信号Ｈ12として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。
【００５８】
ここで、第１ホモダイン信号Ｈ1の直流成分は、時間Ｔ0毎に４種類の波高Ｉ11，Ｉ12，Ｉ13，Ｉ14をステップ状に切り替えたものとなり、簡略化して表示すると４式（１２ａ）〜（１２ｄ）に示すようになる。
【００５９】
４ｎＴ0≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ0：
Ｉ11＝Ａ1Ａ2cos（α＋β） （１２ａ）
（１＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ0：
Ｉ12＝−Ａ1Ａ2cos（α＋β） （１２ｂ）
（２＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ0：
Ｉ13＝−Ａ1Ａ2sin（α＋β） （１２ｃ）
（３＋ｎ）Ｔ0≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ0：
Ｉ14＝Ａ1Ａ2sin（α＋β） （１２ｄ）
一方、第２ホモダイン処理回路６０は、検出信号Ｍ0及び第２参照信号Ｒ2を重ね合わせて第２ホモダイン信号Ｈ2を生成する第２乗算器６１と、第２ホモダイン信号Ｈ2の波高を増幅する第２可変利得増幅器６２と、第２ホモダイン信号Ｈ2の極性を保持する第２極性保持増幅器６３と、第２ホモダイン信号Ｈ2の極性を反転する第２極性反転増幅器６４とで構成されている。
【００６０】
第２乗算器６１は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0と信号発生回路２０から入力した第２参照信号Ｒ2とを重ね合わせた干渉信号を生成し、干渉信号の強度の時間平均を第２ホモダイン信号Ｈ2として第２可変利得増幅器６２に出力する。図５に示すように、第２ホモダイン信号Ｈ2は、時間Ｔ0毎に位相を切り替えて時分割に変化し、簡略化して表示すると４式（１３ａ）〜（１３ｄ）に示すように、容易に後処理可能な交流信号となる。
【００６１】
第２可変利得増幅器６２は、利得調整回路８０から入力した制御信号Ｃ0に基づいて可変に設定された利得を有し、第１乗算器６１から単一の信号ラインで入力した第２ホモダイン信号Ｈ2に含まれた相互に異なる４種類の位相成分の波高を単独で順次増幅して、第２極性保持増幅器６３及び第２極性反転増幅器６４にそれぞれ出力する。
【００６２】
第２極性保持増幅器６３は、第２可変利得増幅器６２から入力した第２ホモダイン信号Ｈ2の極性を保持し、第２保持ホモダイン信号Ｈ21として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。第２極性反転増幅器６４は、第２可変利得増幅器６２から入力した第２ホモダイン信号Ｈ2の極性を反転し、第２反転ホモダイン信号Ｈ22として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。
【００６３】
ここで、第２ホモダイン信号Ｈ2の直流成分は、時間Ｔ0毎に４種類の波高Ｉ21，Ｉ22，Ｉ23，Ｉ24をステップ状に切り替えたものとなり、簡略化して表示すると４式（１４ａ）〜（１４ｄ）に示すようになる。
【００６４】
４ｎＴ0≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ0：
Ｉ21＝Ａ1Ａ2sin（α＋β）＝Ｉ14 （１４ａ）
（１＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ0：
Ｉ22＝−Ａ1Ａ2sin（α＋β）＝Ｉ13 （１４ｂ）
（２＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ0：
Ｉ23＝Ａ1Ａ2cos（α＋β）＝Ｉ11 （１４ｃ）
（３＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ0：
Ｉ24＝−Ａ1Ａ2cos（α＋β）＝Ｉ12 （１４ｄ）
位相検出回路７０は、切替信号Ｓ0に基づいて第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ21と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ12，Ｈ22とを選択して位相信号Ｅ0を生成する第４切替器７１と、位相信号Ｅ0を直流変換する第１積分器７２と、位相信号Ｅ0の波高を平滑化して干渉信号の位相情報を測距信号Ｌ0として生成する直線性改善回路７３とで構成されている。
【００６５】
第４切替器７１は、信号発生回路２０から入力した切替信号Ｓ0に対応して時間Ｔ0が経過する度に信号チャネルを切り替えることにより、第１及び第２極性保持増幅器５３，６３と第１及び第２極性反転増幅器５４，６４とからそれぞれ入力した第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ21と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ12，Ｈ22との一つを順次サンプリングし、位相信号Ｅ0を生成して第１積分器７２に出力する。
【００６６】
より具体的には、第４切替器７１は、正の極性を有し、かつ、駆動信号Ｄ0に対して位相差π／２−α，３π／２−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを時分割に選択する。すなわち、位相信号Ｅ0は、時間Ｔ0毎に４種類の波高Ｉ21，Ｉ22，Ｉ13，Ｉ14を切り替えたものとなる。
【００６７】
第１積分器７２は、第４切替器７１から入力した位相信号Ｅ0を直流変換して直線性改善回路７３に出力する。直線性改善回路７３は、第１積分器７２から入力した位相信号Ｅ0の波高を平滑化し、検出信号Ｍ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との間の位相差として第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の各位相情報（α＋β）を含む測距信号Ｌ0として外部の演算回路に出力する。
【００６８】
利得調整回路８０は、切替信号Ｓ0に基づいて第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ21と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ12，Ｈ22とを選択して強度信号Ｇ0を生成する第５切替器８１と、強度信号Ｇ0を直流変換する第２積分器８２と、基準電圧Ｖ0を発生する電圧源８３と、強度信号Ｇ0と基準電圧Ｖ0との比に比例した制御信号Ｃ0を生成する比較器８４とで構成されている。
【００６９】
第５切替器８１は、信号発生回路２０から入力した切替信号Ｓ0に対応して時間Ｔ0が経過する度に信号チャネルを切り替えることにより、第１及び第２極性保持増幅器５３，６３と第１及び第２極性反転増幅器５４，６４とからそれぞれ入力した第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ21と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ12，Ｈ22との一つとして順次サンプリングし、強度信号Ｇ0を生成して第２積分器８２に出力する。
【００７０】
より具体的には、第５切替器８１は、負の極性を有し、かつ、駆動信号Ｄ0に対して位相差−α，π−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを時分割に選択する。すなわち、強度信号Ｇ0は、時間Ｔ0毎に４種類の波高Ｉ11，Ｉ12，Ｉ23，Ｉ24を切り替えたものとなる。
【００７１】
第２積分器８２は、第５切替器８１から入力した強度信号Ｇ0を直流変換して比較器８４に出力する。電圧源８３は、基準電圧Ｖ0を発生して比較器８４に出力する。比較器８４は、第５切替器８１から入力した強度信号Ｇ0と電圧源８３から入力した基準電圧Ｖ0とを比較し、電圧比Ｇ0／Ｖ0に比例したレベルを有する制御信号Ｃ0を生成して光検出器４０と第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０とにそれぞれ出力する。
【００７２】
なお、光検出器４０と第１及び第２可変利得増幅器５２，６２との各利得は、第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ21と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ12，Ｈ22の各波高Ｉ11，Ｉ12，Ｉ23，Ｉ24を一定に保持するように制御されることになる。
【００７３】
このように、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の最大値及び最小値として各波高Ｉ11，Ｉ12，Ｉ23，Ｉ24は、利得調整回路８０によって一定値に設定されている。そのため、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の各位相情報（α＋β）は、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の各波高Ｉ21，Ｉ22，Ｉ13，Ｉ14に基づいて高精度に算出することができる。すなわち、外部の演算回路においては、例えば式（１５）に示すように、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の各位相情報（β−α）を算出することができる。このとき、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の各波高間で差を取ることにより、各種増幅器のオフセット誤差を含む利得誤差を除去することができる。
【００７４】
tan-1｛［（Ｉ21−Ｉ22）／２］／［（Ｉ13−Ｉ14）／２］｝
＝α＋β （１５）
これにより、信号光Ｐ0の発光時と信号光Ｐ1の受光時との間の位相差βは、位相αシフタ２４によって設定された駆動信号Ｄ0の基準位相αに基づいて算出することができる。したがって、光源３０及び被測定物体１０間の距離と被測定物体１０及び光検出器４０間の距離との和は、式（１６）に示すように計測される。ただし、ｃは測定光Ｐ0，Ｐ1の光速である。
【００７５】
β・ｃ／（２π・ｆ0） （１６）
次に、本実施例の光波距離計の作用について説明する。
【００７６】
信号発生回路２０は、周波数ｆ0を有し、かつ、２種類の初期位相φ0＋α，φ0＋α＋π／２を周期２Ｔ0で切り替える駆動信号Ｄ0を光源３０に出力する。これにより、光源３０は、信号発生回路２０から入力した駆動信号Ｄ0に対応して信号光Ｐ0を、被測定物体１０に投射する。そのため、光検出器４０は、被測定物体１０から入射した信号光Ｐ1に対応して周波数ｆ0を有し、かつ、２種類の初期位相φ0＋α＋β，φ0＋α＋β＋π／２を周期２Ｔ0で切り替える検出信号Ｍ0を、前置増幅器４１を介して第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０にそれぞれ出力する。
【００７７】
信号発生回路２０は、駆動信号Ｄ0の周波数と同一の周波数ｆ0を有し、かつ、２種類の初期位相φ0，φ0＋πを周期Ｔ0で切り替える第１参照信号Ｒ1を第１ホモダイン処理回路５０に出力するとともに、駆動信号Ｄ0の周波数と同一の周波数ｆ0を有し、かつ、２種類の初期位相φ0＋π／２，φ0＋３π／２を周期Ｔ0で切り替える第２参照信号Ｒ2を第２ホモダイン処理回路６０に出力する。
【００７８】
これにより、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0と信号発生回路２０から入力した第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2とを重ね合わせることにより、この干渉信号として第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2を生成し、これら第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の極性を保持または反転させた第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22とを位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。
【００７９】
ここで、検出信号Ｍ0の周波数は、駆動信号Ｄ0の周波数ｆ0に一致することから、第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の各周波数ｆ0と同一である。そのため、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の波高は、ホモダイン技術の原理に基づいて、検出信号Ｍ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との間の位相差に対応してそれぞれ決定されている。
【００８０】
また、検出信号Ｍ0の位相と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の各位相とは、相互に同期して時分割に変調されている。そのため、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の波高は、検出信号Ｍ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との間の位相差の変動に対応して時分割に変動している。したがって、第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22との各波高は、検出信号Ｍ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との各位相切替に同期して変化している。
【００８１】
信号発生回路２０は、検出信号Ｍ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との各位相切替に同期した切替信号Ｓ0を位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。利得調整回路８０は、信号発生回路２０から入力した切替信号Ｓ0に対応して、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０からそれぞれ入力した第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22との各波高の中で、負の極性を有し、かつ、駆動信号Ｄ0に対して位相差−α，π−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを、時分割に選択して強度信号Ｇ0を生成する。
【００８２】
この利得調整回路８０は、強度信号Ｇ0の波高と基準電圧Ｖ0とを比較し、光検出器４０と第１及び第２可変利得増幅器５２，６２との各利得を制御することにより、第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22との各波高の中で、駆動信号Ｄ0に対して位相差−α，π−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分に対応したものを、一定値に設定することができる。そのため、信号光Ｐ0，Ｐ1における光路中の減衰や被測定物体１０の反射率などに起因した影響を、第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22との各波高から除去することができる。
【００８３】
一方、位相検出回路７０は、信号発生回路２０から入力した切替信号Ｓ0に対応して、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０からそれぞれ入力した第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22との各波高の中で、正の極性を有し、かつ、駆動信号Ｄ0に対して位相差π／２−α，３π／２−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを、時分割に選択して位相信号Ｅ0を生成し、位相信号Ｅ0の波高を平滑化する。
【００８４】
このとき、位相検出回路７０は、第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22との各波高の中で、駆動信号Ｄ0に対して位相差−α，π−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分に対応して一定値に設定されたものに対して、駆動信号Ｄ0に対して位相差π／２−α，３π／２−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分に対応して生成されたものに基づいて、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の各位相情報（α＋β）を検出することができる。
【００８５】
ここで、二系統の第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０は、第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の位相差π／２に基づいて、干渉信号の位相情報及び利得情報が時間的に補完し合う第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2を生成する。そのため、位相検出回路７０は、干渉信号の位相情報のみを時間的に間欠なく抽出した位相信号Ｅ0を生成することができる。また、利得調整回路８０は、干渉信号の強度情報のみを時間的に間欠なく抽出した利得信号Ｇ0を生成することができる。
【００８６】
また、二系統の第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０は、第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2に基づいてホモダイン処理を並列に実行することから、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の高域成分を減少させる。そのため、位相検出回路７０及び利得調整回路８０における第１及び第２積分器７２，８２の各時定数を低減することにより、高速な応答特性を達成することができる。なお、二系統の第１及び第２積分器７２，８２は、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の波高を交互に加算して平均化することから、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０の間の利得誤差を解消することになる。
【００８７】
したがって、本実施例の光波距離計は、位相シフト法を利用したホモダイン技術に基づいて、検出信号Ｍ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との間の位相差に対応した信号光Ｐ0の発光時と信号光Ｐ1の受光時との間の位相差βを高精度に検出するので、被測定物体１０に対する測距精度を向上させることができる。
【００８８】
このように、本実施例の光波距離計においては、二系統の第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０を簡単な構成で実現することができる。これらの回路構成を集積化によって外付け部品の少ない１個のＩＣ（Integrated Circuits）として設置した場合、低コスト化を達成することができる。
【００８９】
第２実施形態
図６に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第１実施形態とは異なる信号発生回路２０の内部構成を発振器２１、ＣＰＵ（Central Processing Unit）９０及び記憶装置９１に置換しているが、その他に関しては上記第１実施形態と同様にして構成されている。
【００９０】
信号発生回路２０は、記憶装置９１に格納されたプログラムにしたがってＣＰＵ９０に演算制御を実行させることにより、発振器２１で発生した第１基本信号Ｂ1に基づいて、駆動信号Ｄ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2と切替信号Ｓ0とを生成し、これら各種信号を光源３０と第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０と位相検出回路７０と利得調整回路８０とにそれぞれ出力する。
【００９１】
ここで、信号発生回路２０は、第１基本信号Ｂ1に同期して第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2を生成する際に、ディジタル演算によって４種類の位相切替時にデューティ比を５０％で一定に保持させている。このとき、第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2は、第１基本信号Ｂ1の周波数ｆ0の１／４倍だけ低い周波数を有する低周波成分を含むが、位相切替周期Ｔ0に匹敵する周波数を有する低周波成分を含まない。第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2に含まれた低周波成分は、位相切替周期Ｔ0よりも十分に大きい周波数３ｆ0／４を有するので、後段で容易に除去することができる。
【００９２】
このように、本実施例の光波距離計においては、信号発生回路２０の構成を簡略化することにより、低コスト化が可能となっている。
【００９３】
第３実施形態
図７に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第１実施形態とは異なる信号発生回路２０の内部構成を発振器２１、アドレス発生器９２及びＲＯＭ（Read Only Memory）９３に置換しているが、その他に関しては上記第１実施形態と同様にして構成されている。
【００９４】
信号発生回路２０において、ＲＯＭ９３は、駆動信号Ｄ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2と切替信号Ｓ0との各信号データをそれぞれ格納している。ここで、各種信号のデータは、４種類の位相切替時にデューティ比を５０％で一定に保持した状態で、ＲＯＭ９３にそれぞれ格納されている。
【００９５】
アドレス発生回路９２は、発振器２１から入力した第１基本信号Ｂ1に同期してＲＯＭ９３にアドレス指定信号を出力することにより、駆動信号Ｄ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2と切替信号Ｓ0とをＲＯＭ９３から光源３０と第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０と位相検出回路７０と利得調整回路８０とにそれぞれ出力する。
【００９６】
このように、本実施例の光波距離計においては、信号発生回路２０の構成を簡略化することにより、低コスト化が可能となっている。
【００９７】
第４実施形態
図８に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第１実施形態とは異なる信号発生回路２０の内部構成を発振器２１、アドレス発生器９２、記憶装置９４及びＲＡＭ（Random Access Memory）９５に置換しているが、その他に関しては上記第１実施形態と同様にして構成されている。
【００９８】
信号発生回路２０において、記憶装置９４は、駆動信号Ｄ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2と切替信号Ｓ0との各信号データを初期値としてそれぞれ格納している。ここで、各種信号のデータは、４種類の位相切替時にデューティ比を５０％で一定に保持した状態で、記憶装置９４にそれぞれ格納されている。ＲＡＭ９５は、起動時に各種信号のデータを記憶装置９４から読み出して格納している。
【００９９】
アドレス発生回路９２は、発振器２１から入力した第１基本信号Ｂ1に同期してＲＡＭ９５にアドレス指定信号を出力することにより、駆動信号Ｄ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2と切替信号Ｓ0とをＲＡＭ９５から光源３０と第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０と位相検出回路７０と利得調整回路８０とにそれぞれ出力する。
【０１００】
このように、本実施例の光波距離計においては、信号発生回路２０の構成を簡略化することにより、低コスト化が可能となっている。
【０１０１】
第５実施形態
図９に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第１実施形態とは異なって一系統の第１ホモダイン処理回路５０を失うとともに、信号発生回路２０の内部を簡略しているが、その他に関しては上記第１実施形態と同様にして構成されている。信号発生回路２０は、第１位相πシフタ２２1、第１切替信号発生器２５1、第１切替器２６1及び第１狭帯域フィルタ２７1を失い、第１参照信号Ｒ1を出力することなく、第２参照信号Ｒ2を第２ホモダイン処理回路６０に出力している。
【０１０２】
第２ホモダイン処理回路６０のみが、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0と信号発生回路２０から入力した第２参照信号Ｒ2とを重ね合わせることにより、この干渉信号として第２ホモダイン信号Ｈ2を生成し、この第２ホモダイン信号Ｈ2の極性を保持または反転させた第２保持ホモダイン信号Ｈ12と第２反転ホモダイン信号Ｈ22とを位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。
【０１０３】
利得調整回路８０は、信号発生回路２０から入力した切替信号Ｓ0に対応して、第２ホモダイン処理回路６０から入力した第２保持ホモダイン信号Ｈ12及び第２反転ホモダイン信号Ｈ22の各波高の中で、負の極性を有し、かつ、駆動信号Ｄ0に対して位相差−α，π−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを、時分割に選択して強度信号Ｇ0を生成し、強度信号Ｇ0の波高と基準電圧Ｖ0とを比較し、光検出器４０及び第２可変利得増幅器６２の各利得を制御する。
【０１０４】
一方、位相検出回路７０は、信号発生回路２０から入力した切替信号Ｓ0に対応して、第２ホモダイン処理回路６０から入力した第２保持ホモダイン信号Ｈ12及び第２反転ホモダイン信号Ｈ22の各波高の中で、正の極性を有し、かつ、駆動信号Ｄ0に対して位相差π／２−α，３π／２−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを、時分割に選択して位相信号Ｅ0を生成し、位相信号Ｅ0の波高を平滑化して第２ホモダイン信号Ｈ2の位相情報（α＋β）を含む測距信号Ｌ0を出力する。
【０１０５】
ここで、一系統の第２ホモダイン処理回路６０は、駆動信号Ｄ0及び第２参照信号Ｒ2の時分割な位相変調に基づいて、干渉信号の位相情報及び強度情報がタイムラグを生じる第２ホモダイン信号Ｈ2を生成する。そのため、位相検出回路７０は、干渉信号の位相情報を断続的に抽出して位相信号Ｅ0を生成することができる。また、利得調整回路８０は、干渉信号の強度情報を断続的に抽出して利得信号Ｇ0を生成することができる。
【０１０６】
このように、本実施例の光波距離計においては、一系統の第２ホモダイン処理回路６０のみを設置することにより、ハードウエアの構成の簡略化によって低コスト化が可能となっている。
【０１０７】
第６実施形態
図１０に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第５実施形態における第２ホモダイン処理回路６０の第２極性保持増幅器６３及び第２極性反転増幅器と位相検出回路７０及び利得調整回路８０とをＡ／Ｄ変換器１００及び第１コンピュータ１１０に置換しているが、その他に関しては上記第５実施形態と同様にして構成されている。
【０１０８】
第２ホモダイン処理回路６０は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0と信号発生回路２０から入力した第２参照信号Ｒ2とを重ね合わせることにより、この干渉信号として第２ホモダイン信号Ｈ2を生成してＡ／Ｄ（Analogue/Digital）変換器１００に出力する。Ａ／Ｄ変換器１００は、第２ホモダイン処理回路６０から入力した第２ホモダイン信号Ｈ2をＡ／Ｄ変換して第１コンピュータ１１０に出力する。
【０１０９】
図１１に示すように、第１コンピュータ１１０は、切替信号Ｓ0及び第２ホモダイン信号Ｈ2を取り込む入力装置１１１と、切替信号Ｓ0に基づいて第２保持ホモダイン信号Ｈ21の波高を選択して測距信号Ｌ0及び強度信号Ｇ0を生成するＣＰＵ１１２と、測距信号Ｌ0及び強度信号Ｇ0を取り出す出力装置１１３と、ＣＰＵ１１２の演算制御で使用される命令やデータなどを記憶する記憶装置１１４とで構成されている。
【０１１０】
ここで、記憶装置１１４のメモリ領域は、演算処理中のデータやアドレスなどを格納する一時記憶エリアと、第２ホモダイン信号Ｈ2の位相情報から算出した測距データを格納する測距値記憶エリア１１６と、第２ホモダイン信号Ｈ2の強度情報から算出した利得データを格納する利得値記憶エリア１１７とを含んで構成されている。
【０１１１】
第１コンピュータ１１０は、信号発生回路２０から入力装置１１１に入力した切替信号Ｓ0に対応して、Ａ／Ｄ変換器１００から入力装置１１１に入力した第２ホモダイン信号Ｈ2の波高データを一時記憶エリア１１５に順次格納する。続いて、第１コンピュータ１１０は、一時記憶エリア１１５に格納された第２ホモダイン信号Ｈ2の波高データの中で、駆動信号Ｄ0に対して位相差π／２−α，３π／２−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものに基づいて、光源３０及び被測定物体１０間の距離と被測定物体１０及び光検出器４０間の距離との和を算出して測距値データとして測距値記憶エリア１１６に格納する。
【０１１２】
一方、第１コンピュータ１１０は、一時記憶エリア１１５に格納された第２ホモダイン信号Ｈ2の波高データの中で、駆動信号Ｄ0に対して位相差−α，π−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを基準値に比較し、利得データを生成して利得値記憶エリア１１７に格納する。続いて、第１コンピュータ１１０は、利得値記憶エリア１１７に格納された利得データを出力装置１１３から光検出器４０及び第２ホモダイン処理回路６０に出力し、光検出器４０及び可変利得増幅器６２の各利得を制御する。
【０１１３】
このように、本実施例の光波距離計においては、第１コンピュータ１１０が位相検出機能及び利得調整機能を内蔵することから複雑な内部処理を行うが、ハードウエアの構成を簡略化することによって低コスト化が可能となっている。
【０１１４】
第７実施形態
図１２に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第６実施形態における信号処理回路２０及び第１コンピュータ１１０を第２コンピュータ１２０に置換しているが、その他に関しては上記第６実施形態と同様にして構成されている。図１３に示すように、第２コンピュータ１２０は、第１基本信号Ｂ1を発生する発振器２１を、第１コンピュータ１１０に内蔵して構成されている。
【０１１５】
第２コンピュータ１２０は、発振器２１で発生した第１基本信号Ｂ1に基づいて、駆動信号Ｄ0、第２参照信号Ｒ2及び切替信号Ｓ0を生成し、駆動信号Ｄ0及び第２参照信号Ｒ2を出力装置１１３から光源３０及び第２ホモダイン処理回路６０にそれぞれ出力する。そして、第２コンピュータ１２０は、切替信号Ｓ0に対応して、Ａ／Ｄ変換器１００から入力装置１１１に入力した第２ホモダイン信号Ｈ2の波高データを一時記憶エリア１１５に順次格納する。
【０１１６】
ここで、第２コンピュータ１２０は、一時記憶エリア１１５に格納された第２ホモダイン信号Ｈ2の波高データの中で、駆動信号Ｄ0に対して位相差π／２−α，３π／２−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものに基づいて、光源３０及び被測定物体１０間の距離と被測定物体１０及び光検出器４０間の距離との和を算出して測距値データとして測距値記憶エリア１１６に格納する。
【０１１７】
一方、第２コンピュータ１２０は、一時記憶エリア１１５に格納された第２ホモダイン信号Ｈ2の波高データの中で、駆動信号Ｄ0に対して位相差−α，π−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを基準値に比較し、利得データを生成して利得値記憶エリア１１７に格納する。続いて、第１コンピュータ１１０は、利得値記憶エリア１１７に格納された利得データを出力装置１１３から光検出器４０及び第２ホモダイン処理回路６０に出力し、光検出器４０及び可変利得増幅器６２の各利得を制御する。
【０１１８】
このように、本実施例の光波距離計においては、第２コンピュータ１２０が信号発生機能、位相検出機能及び利得調整機能を内蔵することから複雑な内部処理を行うが、ハードウエアの構成を簡略化することによって低コスト化が可能となっている。
【０１１９】
ここで、本発明は上記諸実施形態に限られるものではなく、種々の変形を行うことが可能である。
【０１２０】
例えば、上記諸実施形態においては、干渉信号を生成するために相互に重ね合わせる検出信号と二つの参照信号とは、４種類の位相差を生じる位相変調を時分割に施されている。しかしながら、干渉信号の波高を表す理論式は、検出信号の振幅と、参照信号の振幅と、検出信号と参照信号との間の位相差とからなる３変数を含むことから、少なくとも３種類の位相変調を時分割に施された二つの参照信号を用いることより、上記諸実施形態と同様な作用効果を得ることができる。
【０１２１】
上記第１実施形態においては、発振器と光源との間に狭帯域フィルタが設置されている。しかしながら、光源側または光検出器側のいずれに狭帯域フィルタを設置することにより、二つの参照信号に与えたフィルタ効果と同一の影響を検出信号に与えればよい。なお、このような狭帯域フィルタを設置しない場合、よりいっそう低コスト化を達成することができる。
【０１２２】
上記第６実施形態においては、信号発生回路が駆動信号及び参照信号の位相切替時を示す切替信号を発生してコンピュータに出力している。しかしながら、コンピュータがこの切替信号を発生して信号発生回路に出力してもよい。
【０１２３】
上記第６及び第７実施形態においては、コンピュータによって光検出器とホモダイン処理回路の可変利得増幅器との各利得を制御している。しかしながら、コンピュータ内部のデジタル演算で測距値を算出することから、光検出器及び可変利得増幅器の利得制御は必須ではない。このような利得制御を行わない場合、非測定物体に対する測距範囲に対応したダイナミックレンジを確保できないことが生じるが、処理時間の短縮によって高速応答を達成することができる。
【０１２４】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように、本発明の光波距離計においては、信号発生回路は、少なくとも３種類の位相差を生じさせた状態で、相互に異なる位相変調を周期的に施した駆動信号及び参照信号を光源及びホモダイン処理回路にそれぞれ出力する。これにより、光源が駆動信号に対応した信号光を発生して被測定物体に照射すると、光検出器が被測定物体で散乱反射されて受光した信号光に対応した検出信号をホモダイン処理回路に出力する。
【０１２５】
このとき、ホモダイン処理回路は、検出信号と参照信号とを重ね合わせることにより、干渉信号を生成して位相検出回路に出力する。ここで、参照信号及び検出信号は、同一の周波数を有するとともに、相互に異なる位相変調によって時分割に変動した少なくとも３種類の位相差を有する。そのため、干渉信号は、検出信号と参照信号との間の位相差に対応して少なくとも３つの波高を有し、参照信号の位相切替に同期して周期的に変動している。
【０１２６】
そして、位相検出回路は、ホモダイン技術の原理に基づいて、駆動信号及び参照信号の位相差切替に対応して、ホモダイン処理回路から入力した干渉信号の波高を相互に比較する。そのため、位相検出回路は、位相シフト法に基づいて、異なる干渉信号の波高間のレベル比に対応した検出信号及び参照信号の位相差のみを検出する。
【０１２７】
また、駆動信号の位相を切り替える際に同期して発生した低周波成分は、光源によって信号光を発生する際に除去されるので、光検出器で生成された検出信号は、低周波成分による影響から排除されている。したがって、この光波距離計は、信号光の発光時と受光時との間の位相差を高精度に検出することにより、被測定物体に対する測距精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る光波距離計の回路構成を示すブロック図である。
【図２】図１の光波距離計に設置された信号発生回路の構成を示すブロック図である。
【図３】図２の信号発生回路から出力された各種信号の波形を示すタイミングチャートである。
【図４】図２の信号発生回路で生成された参照信号のデューティ比調整を示すタイミングチャートである。
【図５】図１の光波距離計に設置されたホモダイン処理回路から出力された強度信号の波形を示すタイミングチャートである。
【図６】本発明の第２実施形態に係る光波距離計に設置された信号発生回路の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第３実施形態に係る光波距離計に設置された信号発生回路の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第４実施形態に係る光波距離計に設置された信号発生回路の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第５実施形態に係る光波距離計の回路構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第６実施形態に係る光波距離計の回路構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０の光波距離計に設置されたコンピュータの内部構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第７実施形態に係る光波距離計の回路構成を示すブロック図である。
【図１３】図１２の光波距離計に設置されたコンピュータの内部構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０…測定対象物、２０…信号発生回路、３０…光源、４０…光検出器、５０，６０…ホモダイン処理回路、７０…位相検出回路、８０…利得調整回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、被測定物体に信号光を照射し、被測定物体で散乱反射された信号光を検出することにより、信号光の発光時と受光時との間の位相差に基づいて被測定物体に対する距離を計測する光波距離計に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の光波距離計においては、信号光の発光時と受光時との間の位相差を検出するために、ヘテロダイン（Heterodyne）技術が主に適用されている。この技術においては、信号光を検出する光検出器から出力された検出信号と、この検出信号の周波数と微妙に異なる周波数を有する参照信号とを重ね合わせることにより、検出信号の位相情報を保持する干渉信号を発生させる。
【０００３】
ここで、検出信号と参照信号との間の周波数差は、比較的小さく設定されている。これにより、検出信号と参照信号との間の位相差を保持した状態で、検出信号と参照信号との間の周波数差が干渉信号の周波数として低域変換されるので、干渉信号の位相を検出することができる。そのため、干渉信号の位相の測定値と参照信号の位相の設定値とに基づいて、検出信号の位相を算出することにより、信号光の発光時と受光時との間の位相差を高い分解能で測定することができる。
【０００４】
しかしながら、このようなヘテロダイン技術においては、検出信号及び参照信号の各周波数の安定性が、低域変換の割合に対応して拡大され、位相の測定精度に大きく影響してしまう。そのため、信号光を発生する光源に対して駆動信号を発生させる発振子や、参照信号を発生させる発振子などに、高精度の動作安定性で各信号周波数を一定に保持させる必要がある。また、干渉信号の位相を検出するために、高速に動作する比較器や計数回路なとが必要となるので、回路構成が複雑となってしまう。
【０００５】
このような発振子や信号処理回路などに対する要請を考慮する必要がないものとして、ホモダイン（Homodyne）技術がある。この技術においては、信号光を検出する光検出器から出力された検出信号と、この検出信号の周波数と同一の周波数を有する参照信号とを重ね合わせることにより、検出信号の位相情報を保持する干渉信号を発生させる。
【０００６】
ここで、干渉信号は高周波成分と直流成分とを含むので、高周波成分の振幅を取り扱うことができない。そのため、検出信号と参照信号との間の位相差に依存する直流成分の波高を取り扱うことになる。これにより、干渉信号の波高の測定値と参照信号の位相の設定値とに基づいて、検出信号の位相を算出することにより、信号光の発光時と受光時との間の位相差を高い分解能で測定することができる。
【０００７】
なお、このようなホモダイン技術を用いた先行技術に関しては、電波距離計が実開平４−３３７３号公報などに詳細に記載されている。この電波距離計は、被測定物体に信号電波を発信し、被測定物体で散乱反射された信号電波を受信することにより、信号電波の発信時と受信時との間の位相差ではなく時間差に基づいて被測定物体に対する距離を計測している。
【０００８】
この電波距離計においては、ホモダイン技術に基づいて、信号電波を受信する受信器から出力された検出信号と、この検出信号の周波数と同一の周波数を有する参照信号とを、乗算器で重ね合わせて干渉信号を発生させる際に、検出信号のレベルに対応して参照信号の位相を制御することにより、一種の可変減衰機構として、干渉信号の波高増幅によって発生する波形歪みを低減させる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、干渉信号の中で位相情報及び強度情報を含む直流成分を取り扱うことにしても、直流成分の強度は信号光の強度も含むため、干渉信号の波高が変化した場合に、振幅変化によるものなのか、あるいは、位相変化によるものなのかを判別することが困難であり、信号処理回路における増幅器のオフセット誤差を含む利得誤差が位相の測定精度に大きく影響してしまう。
【００１０】
これにより、干渉信号の波高のレベル範囲に対して一定の利得を与えるために、干渉信号の波高を増幅する増幅器に、比較的広いダイナミックレンジと高い利得安定度とを設定することが必要となる。また、実際の乗算器はフィードスルーを有するため、参照信号の位相を切り替える際に低周波成分が同期して発生し、干渉信号の波高のレベルに大きく影響することがある。したがって、被測定物体に対する距離の計測精度を大幅に向上させることが困難である。
【００１１】
そこで、本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたものであり、位相シフト法を利用したホモダイン技術に基づいて、検出信号と参照信号との間の位相差を検出することにより、被測定物体に対する距離の計測精度を向上させる光波距離計を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上述した目的を達成するために、本発明のうちで請求項１記載の光波距離計は、（ａ）基本信号に相互に異なる位相変調をそれぞれ施すことにより、同一の周波数を有する駆動信号及び参照信号をそれぞれ発生し、駆動信号と参照信号との間に少なくとも３種類の位相差を生じさせる信号発生回路と、（ｂ）この信号発生回路から入力した駆動信号に基づいて発生させた信号光を被測定物体に投射する光源と、（ｃ）被測定物体で散乱反射されて入射した信号光に基づいて検出信号を生成する光検出器と、（ｄ）この光検出器から入力した検出信号と信号発生回路から入力した参照信号とを重ね合わせた干渉信号を生成するホモダイン処理回路と、（ｅ）このホモダイン処理回路から入力した干渉信号の波高を駆動信号及び参照信号の少なくとも３種類の位相差切替に対応して相互に比較し、信号光の発光時と受光時との間の位相差を検出する位相検出回路とを備え、信号発生回路は、位相差πを有する２種類の位相変調を第１周期で基本信号に施して参照信号を生成するとともに、所定値の位相差を有する２種類の位相変調を第１周期の２倍に一致した第２周期で基本信号に施して駆動信号を生成する回路構成を含むことを特徴とする。
【００１３】
このような光波距離計においては、信号発生回路は、少なくとも３種類の位相差を生じさせた状態で、相互に異なる位相変調を周期的に施した駆動信号及び参照信号を光源及びホモダイン処理回路にそれぞれ出力する。これにより、光源は、信号発生回路から入力した駆動信号に対応した信号光を発生し、この信号光を被測定物体に照射する。光検出器は、被測定物体で散乱反射された信号光を受光し、この信号光に対応した検出信号をホモダイン処理回路に出力する。
【００１４】
このとき、ホモダイン処理回路は、光検出回路から入力した検出信号と信号発生回路から入力した参照信号とを重ね合わせることにより、干渉信号を生成して位相検出回路に出力する。ここで、参照信号及び検出信号は、同一の周波数を有するとともに、相互に異なる位相変調によって時分割に変動した少なくとも３種類の位相差を有する。そのため、干渉信号は、検出信号と参照信号との間の位相差に対応して少なくとも３つの波高を有し、参照信号の位相切替に同期して周期的に変動している。
【００１５】
そして、位相検出回路は、ホモダイン技術の原理に基づいて、駆動信号及び参照信号の位相差切替に対応して、ホモダイン処理回路から入力した干渉信号の波高を相互に比較する。そのため、位相検出回路は、いわゆる位相シフト法に基づいて、干渉信号の振幅による影響を排除した状態で、シフトされた位相を有して異なる干渉信号の波高間のレベル比に対応した検出信号及び参照信号の位相差のみを検出する。
【００１６】
また、駆動信号の位相を切り替える際に低周波成分が同期して発生しても、この低周波成分は光源によって信号光を発生する際に除去されてしまう。これにより、光検出器によって測定光を光電変換した検出信号は、このような低周波成分による影響から排除されている。したがって、この光波距離計は、信号光の発光時と受光時との間の位相差を高精度に検出する。
【００１８】
請求項２記載の光波距離計は、請求項１記載の光波距離計において、駆動信号の変調成分の位相差を調整することにより、被測定物体に対する測距範囲に対応して干渉信号の波高を基準値以上に設定させる回路構成を、信号発生回路に含ませることを特徴とする。
【００１９】
請求項３記載の光波距離計は、請求項１または請求項２記載の光波距離計において、信号発生回路における駆動信号及び参照信号の少なくとも３種類の位相差切替に同期して、ホモダイン処理回路から入力した干渉信号を選択することにより、干渉信号の位相情報を含む位相信号を生成する切替器と、この切替器から入力した位相信号を直流変換する積分器とを、位相検出回路に含ませることを特徴とする。
【００２０】
請求項４記載の光波距離計は、請求項１ないし請求項３のいずれか一つに記載の光波距離計において、駆動信号及び参照信号の少なくとも３種類の位相差切替時にデューティ比を５０％で一定に保持する回路構成を、信号発生回路に含ませることを特徴とする。
【００２１】
このような光波距離計においては、参照信号の位相を切り替える際に低周波成分が同期して発生しても、この低周波成分は信号発生回路から出力される以前に除去されてしまう。これにより、ホモダイン処理回路で検出信号と重ね合わされる参照信号は、このような低周波成分による影響から排除されている。したがって、この光波距離計は、信号光の発光時と受光時との間の位相差をよりいっそう高精度に検出する。
【００２２】
請求項５記載の光波距離計は、請求項４記載の光波距離計において、駆動信号及び参照信号の少なくとも３種類の位相差切替に同期した低周波成分を除去する狭帯域フィルタを、信号発生回路に含ませることを特徴とする。
【００２３】
請求項６記載の光波距離計は、請求項１ないし請求項５のいずれか一つに記載の光波距離計において、参照信号として第１参照信号を発生するとともに、第１参照信号の位相をπ／２だけシフトした第２参照信号をさらに発生する回路構成を、信号回路に含ませるとともに、光検出器から入力した検出信号に対して、信号発生回路から入力した第１及び第２参照信号をそれぞれ乗じる処理を並列して実行する２系統の回路構成を、ホモダイン処理回路に含ませることを特徴とする。
【００２４】
請求項７記載の光波距離計は、請求項６記載の光波距離計において、基本信号として第１基本信号を発生する発振器と、この発振器から入力した第１基本信号の位相をπだけシフトした第２基本信号を生成する第１位相シフタと、第１基本信号の周期よりも大きい周期を有する第１切替信号を発生する第１切替信号発生器と、この第１切替信号発生器から入力した第１切替信号に基づいて、発振器及び第１位相シフタからそれぞれ入力した第１及び第２基本信号の一つを順次選択して第１参照信号を生成する第１切替器と、発振器から入力した第１基本信号の位相をπ／２だけシフトした第３基本信号を生成する第２位相シフタと、この第２位相シフタから入力した第３基本信号の位相をπだけシフトした第４基本信号を生成する第３位相シフタと、第１基本信号と同期した第２切替信号を発生する第２切替信号発生器と、この第２切替信号発生器から入力した第２切替信号に基づいて、第２及び第３位相シフタからそれぞれ入力した第３及び第４基本信号の一つを順次選択して第２参照信号を生成する第２切替器とを、信号発生回路に含ませることを特徴とする。
【００２５】
請求項８記載の光波距離計は、請求項１ないし請求項７のいずれか一つに記載の光波距離計において、ホモダイン処理回路から入力した干渉信号に基づいて、光検出器及びホモダイン処理回路の各利得を調整することにより、干渉信号の波高の最小値及び最大値を一定に設定させる利得調整回路をさらに備えることを特徴とする。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る諸々の実施形態の構成および作用について、図１ないし図１３を参照して説明する。なお、図面の説明においては同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また、図面の寸法比率は、説明のものと必ずしも一致していない。
【００２７】
第１実施形態
図１に示すように、本実施形態の光波距離計は、被測定物体１０に信号光Ｐ0を投射する光源３０と、この被測定物体１０で散乱反射された信号光Ｐ1を検出する光検出器４０と、これら光源３０及び光検出器４０に入出力する各種の電気信号を処理する信号処理系とで構成されている。ここで、光源３０は、発光ダイオードであって、信号発生回路２０から入力した駆動信号Ｄ0に対応して信号光Ｐ0を発生する。光検出器４０は、フォトダイオードであって、被測定物体１０で反射された信号光Ｐ1を光電変換し、検出信号Ｍ0として前置増幅器４１に出力する。
【００２８】
前置増幅器４１は、光検出器４０から入力した検出信号Ｍ0を増幅して第１ホモダイン処理回路５０及び第２ホモダイン処理回路６０にそれぞれ出力する。第１ホモダイン処理回路５０は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0にホモダイン処理を施し、干渉信号として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。また、第２ホモダイン処理回路６０は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0にホモダイン処理を施し、干渉信号として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。
【００２９】
位相検出回路７０は、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０から入力した干渉信号の位相情報を抽出して外部の演算回路に出力する。また、利得調整回路８０は、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０から入力した干渉信号の強度情報を抽出し、光検出器４０と第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０との各利得を調整する。その他に、光源３０、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０、位相調整回路７０及び利得調整回路８０の各動作を制御する信号処理系として、信号発生回路２０が設置されている。
【００３０】
図２に示すように、信号発生回路２０は、第１基本信号Ｂ1を発生する発振器２１と、第１基本信号Ｂ1の位相をπだけシフトした第２基本信号Ｂ2を生成する第１位相πシフタ２２1と、切替信号Ｓ0を発生する第１切替信号発生器２５1と、切替信号Ｓ0に基づいて第１及び第２基本信号Ｂ1，Ｂ2を選択して第１参照信号Ｒ1を生成する第１切替器２６1と、第１参照信号Ｒ1の低周波成分を除去する第１狭帯域フィルタ２７1とを含んで構成されている。
【００３１】
これに加えて、信号発生回路２０は、第１基本信号Ｂ1の位相をπ／２だけシフトした第３基本信号Ｂ3を生成する第１位相π／２シフタ２３1と、第３基本信号Ｂ3の位相をπだけシフトした第４基本信号Ｂ4を生成する第２位相πシフタ２２2と、切替信号Ｓ0を発生する第２切替信号発生器２５2と、切替信号Ｓ0に基づいて第３及び第４基本信号Ｂ3，Ｂ4を選択して第２参照信号Ｒ2を生成する第２切替器２６2と、第２参照信号Ｒ2の低周波成分を除去する第２狭帯域フィルタ２７2とを含んで構成されている。
【００３２】
さらに、信号発生回路２０は、第１基本信号Ｂ1の位相を基準位相αだけシフトした第５基本信号Ｂ5を生成する位相αシフタ２４と、第５基本信号Ｂ5の位相をπ／２だけシフトした第６基本信号Ｂ6を生成する第２位相π／２シフタ２３2と、切替信号Ｓ0を発生する第３切替信号発生器２５3と、切替信号Ｓ0に基づいて第５及び第６基本信号Ｂ5，Ｂ6を選択して駆動信号Ｄ0を生成する第３切替器２６3と、駆動信号Ｄ0の低周波成分を除去する第３狭帯域フィルタ２７3とを含んで構成されている。
【００３３】
発振器２１は、第１基本信号Ｂ1として周波数ｆ0、初期位相φ0及び振幅Ａ1を有する方形波をパルス発振で発生し、第１切替器２６1、第１位相πシフタ２２1、第１位相π／２シフタ２３1及び位相αシフタ２４にそれぞれ出力する。この第１基本信号Ｂ1は、正弦波として簡略化して表示すると、式（１）に示すようになる。ただし、ｔは時刻である。
【００３４】
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0） （１）
第１位相πシフタ２２1は、発振器２１から入力した第１基本信号Ｂ1の位相をπだけシフトし、第２基本信号Ｂ2として第１切替器２６1に出力する。この第２基本信号Ｂ2は、正弦波として簡略化して表示すると式（２）に示すようになる。
【００３５】
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋π） （２）
第１位相π／２シフタ２３1は、発振器２１から入力した第１基本信号Ｂ1の位相をπ／２だけシフトし、第３基本信号Ｂ3として第２切替器２６2及び第２位相πシフタ２２2にそれぞれ出力する。この第３基本信号Ｂ3は、正弦波として簡略化して表示すると式（３）に示すようになる。
【００３６】
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋π／２） （３）
第２位相πシフタ２２2は、第１位相π／２シフタ２３1から入力した第３基本信号Ｂ3の位相をπだけシフトし、第４基本信号Ｂ4として第２切替器２６2に出力する。この第４基本信号Ｂ4は、正弦波として簡略化して表示すると式（４）に示すようになる。
【００３７】
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋３π／２） （４）
位相αシフタ２４は、発振器２１から入力した第１基本信号Ｂ1の位相を基準位相αだけシフトし、第５基本信号Ｂ5として第３切替器２６3及び第２位相π／２シフタ２３2にそれぞれ出力する。この第５基本信号Ｂ5は、正弦波として簡略化して表示すると式（５）に示すようになる。
【００３８】
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α） （５）
第２位相π／２シフタ２３2は、位相αシフタ２４から入力した第５基本信号Ｂ5の位相をπ／２だけシフトし、第６基本信号Ｂ6として第３切替器２６3に出力する。この第６基本信号Ｂ6は、正弦波として簡略化して表示すると式（６）に示すようになる。
【００３９】
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α＋π／２） （６）
第１切替信号発生器２５1は、切替信号Ｓ0として周期Ｔ0でパルス発振した方形波を発生し、第１切替器２６1、位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。第２切替信号発生器２５2は、第１切替信号発生回路２５1と同期して切替信号Ｓ0を発生し、第２切替器２６2に出力する。第３切替信号発生器２５3は、第１及び第２切替信号発生回路２５1，２５2と同期して切替信号Ｓ0を発生し、第３切替器２６3に出力する。図３に示すように、切替信号Ｓ0の周期Ｔ0は、第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の位相を変調するために、第１ないし第６基本信号Ｂ1〜Ｂ6の各周期１／ｆ0の数十倍から数百倍の範囲で十分に大きく設定されている。
【００４０】
第１切替器２６1は、第１切替信号発生器２５1から入力した切替信号Ｓ0の立上がりに対応して時間Ｔ0が経過する度に信号チャネルを切り替えることにより、発振器２１及び第１位相πシフタ２２1からそれぞれ入力した第１及び第２基本信号Ｂ1，Ｂ2の一つを順次サンプリングし、２種類の位相で時分割に変調された第１参照信号Ｒ1として第１狭帯域フィルタ２７1に出力する。第１狭帯域フィルタ２７1は、第１切替器２６1から入力した第１参照信号Ｒ1の低周波成分を除去し、第１参照信号Ｒ1を第１ホモダイン処理回路５０に出力する。
【００４１】
ここで、第１切替器２６1で位相切替時に発生した第１参照信号Ｒ1の低周波成分は、第１狭帯域フィルタ２７1で位相切替時のノイズ成分として除去されるので、被測定物体１０に対する測距値の精度に悪影響を及ぼさない。そのため、第１狭帯域フィルタ２７1から出力された第１参照信号Ｒ１は、位相切替時に周波数のずれを発生させるが、デューティ比を５０％で一定に保持している。
【００４２】
図３に示すように、第１参照信号Ｒ1は、時間Ｔ0毎に初期位相をφ0，φ0＋πに順次切り替えた方形波として変調されている。この第１参照信号Ｒ1は、簡略化して表示すると４式（７ａ）〜（７ｄ）に示すようになる。ただし、ｎは０以上の整数である。
【００４３】
４ｎＴ0≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0） （７ａ）
（１＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋π） （７ｂ）
（２＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0） （７ｃ）
（３＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋π） （７ｄ）
第２切替器２６2は、第２切替信号発生器２５2から入力した切替信号Ｓ0の立上がりに対応して時間Ｔ0が経過する度に信号チャネルを切り替えることにより、第１位相π／２シフタ２３1及び第２位相πシフタ２２2からそれぞれ入力した第３及び第４基本信号Ｂ3，Ｂ4の一つを順次サンプリングし、２種類の位相で時分割に変調された第２参照信号Ｒ2として第２狭帯域フィルタ２７2に出力する。第２狭帯域フィルタ２７2は、第２切替器２６2から入力した第２参照信号Ｒ2の低周波成分を除去し、第２参照信号Ｒ2を第２ホモダイン処理回路６０に出力する。
【００４４】
ここで、第２切替器２６2で位相切替時に発生した第２参照信号Ｒ2の低周波成分は、第２狭帯域フィルタ２７2で位相切替時のノイズ成分として除去されるので、被測定物体１０に対する測距値の精度に悪影響を及ぼさない。そのため、第２狭帯域フィルタ２７2から出力された第２参照信号Ｒ2は、位相切替時に周波数のずれを発生させるが、デューティ比を５０％で一定に保持している。
【００４５】
図３に示すように、第２参照信号Ｒ2は、時間Ｔ0毎に初期位相をφ0＋π／２，φ0＋３π／２に順次切り替えた方形波として変調されている。この第２参照信号Ｒ2は、簡略化して表示すると４式（８ａ）〜（８ｄ）に示すようになる。
【００４６】
４ｎＴ0≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋π／２） （８ａ）
（１＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋３π／２） （８ｂ）
（２＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋π／２） （８ｃ）
（３＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋３π／２） （８ｄ）
第３切替器２６3は、第３切替信号発生器２５3から入力した切替信号Ｓ0の立上がりに対応して時間２Ｔ0が経過する度に信号チャネルを切り替えることにより、位相αシフタ２４及び第２位相π／２シフタ２３2からそれぞれ入力した第５及び第６基本信号Ｂ5，Ｂ6の一つを順次サンプリングし、２種類の位相で時分割に変調された駆動信号Ｄ0として第３狭帯域フィルタ２７3に出力する。第３狭帯域フィルタ２７3は、第３切替器２６3から入力した駆動信号Ｄ0の低周波成分を除去し、駆動信号Ｄ0を光源３０に出力する。
【００４７】
ここで、図４に示すように、第３切替器２６3で駆動信号Ｄ0を生成する際に、例えば、第５基本信号Ｂ5とこの第５基本信号Ｂ5よりπ／２だけ遅れた位相を有する第６基本信号Ｂ6とを切り替えた場合、デューティ比が５０％から変化することがある。すなわち、パルスの一周期１／ｆ0内でＯＮ状態及びＯＦＦ状態の時間比ｔon：ｔoffが、１：１にならないことがある。そのため、低周波成分が５０％からずれたデューティ比の変動量に対応して発生する。
【００４８】
しかしながら、このように発生した駆動信号Ｄ0の低周波成分は、第３狭帯域フィルタ２７3で位相切替時のノイズ成分として除去されるので、被測定物体１０に対する測距値の精度に悪影響を及ぼさない。なお、この低周波成分は、駆動信号Ｄ0の位相切替に同期していることから、より後段で除去することは非常に困難である。そのため、第３狭帯域フィルタ２７3から出力された駆動信号Ｄ0は、位相切替時に周波数のずれを発生させるが、デューティ比を一定に保持している。
【００４９】
図３に示すように、駆動信号Ｄ0は、時間２Ｔ0毎に初期位相をφ0＋α，φ0＋α＋π／２に順次切り替えた方形波として変調されている。この駆動信号Ｄ0は、簡略化して表示すると４式（９ａ）〜（９ｄ）に示すようになる。
【００５０】
４ｎＴ0≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α） （９ａ）
（１＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α） （９ｂ）
（２＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α＋π／２） （９ｃ）
（３＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α＋π／２） （９ｄ）
第３狭帯域フィルタ２７3から出力された駆動信号Ｄ0は、第１及び第２狭帯域フィルタ２７1，２７2から出力された第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2に対して、同一のフィルタ効果を受けている。そのため、駆動信号Ｄ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との間では、フィルタの影響がキャンセルされている。なお、駆動信号Ｄ0の基準位相αは、被測定物体１０に対する測距範囲に対応して、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０に関して後述する第１ホモダイン信号Ｈ1及び第２ホモダイン信号Ｈ2の各波高を基準値よりも大きくするように設定されている。
【００５１】
光源３０は、信号発生回路２０から入力した駆動信号Ｄ0に対応して信号光Ｐ0を発生し、信号光Ｐ0を被測定物体１０に投射する。光検出器４０は、被測定物体１０で散乱反射された信号光Ｐ1を受光し、信号光Ｐ1に対応して検出信号Ｍ0を前置増幅器４１に出力する。この光検出器４０の利得は、利得調整回路８０から入力した制御信号Ｃ0に基づいて可変に設定されている。前置増幅器４１は、光検出器４０から入力した検出信号Ｍ0の振幅を増幅し、検出信号Ｍ0を第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０にそれぞれ出力する。
【００５２】
ここで、前置増幅器４１から出力された検出信号Ｍ0は、二つの信号光Ｐ0，Ｐ1の移動距離、すなわち、光源３０及び被測定物体１０間の距離と被測定物体１０及び光検出器４０間の距離との和に対応して、駆動信号Ｄ0の位相よりも検出位相βだけシフトしている。すなわち、検出信号Ｍ0は、周波数ｆ0及び振幅Ａ2を有し、時間２Ｔ0毎に初期位相をφ0＋α＋β，φ0＋α＋β＋π／２に順次切り替えた方形波として変調されている。
【００５３】
この検出信号Ｍ0は、簡略化して表示すると４式（１０ａ）〜（１０ｄ）に示すようになる。
【００５４】
４ｎＴ0≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ2sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α＋β） （１０ａ）
（１＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ2sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α＋β） （１０ｂ）
（２＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ2sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α＋β＋π／２） （１０ｃ）
（３＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ0：
Ａ2sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α＋β＋π／２） （１０ｄ）
第１ホモダイン処理回路５０は、検出信号Ｍ0及び第１参照信号Ｒ1を重ね合わせて第１ホモダイン信号Ｈ1を生成する第１乗算器５１と、第１ホモダイン信号Ｈ1の波高を増幅する第１可変利得増幅器５２と、第１ホモダイン信号Ｈ1の極性を保持する第１極性保持増幅器５３と、第１ホモダイン信号Ｈ1の極性を反転する第１極性反転増幅器５４とで構成されている。
【００５５】
第１乗算器５１は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0と信号発生回路２０から入力した第１参照信号Ｒ1とを重ね合わせた干渉信号を生成し、この干渉信号を第１ホモダイン信号Ｈ1として第１可変利得増幅器５２に出力する。図５に示すように、第１ホモダイン信号Ｈ1は、時間Ｔ0毎に位相を切り替えて時分割に変化し、簡略して表示すると４式（１１ａ）〜（１１ｄ）に示すように、容易に後処理可能な交流信号となる。
【００５６】
【００５７】
第１極性保持増幅器５３は、第１可変利得増幅器５２から入力した第１ホモダイン信号Ｈ1の極性を保持し、第１保持ホモダイン信号Ｈ11として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。第１極性反転増幅器５４は、第１可変利得増幅器５２から入力した第１ホモダイン信号Ｈ1の極性を反転し、第１反転ホモダイン信号Ｈ12として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。
【００５８】
ここで、第１ホモダイン信号Ｈ1の直流成分は、時間Ｔ0毎に４種類の波高Ｉ11，Ｉ12，Ｉ13，Ｉ14をステップ状に切り替えたものとなり、簡略化して表示すると４式（１２ａ）〜（１２ｄ）に示すようになる。
【００５９】
４ｎＴ0≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ0：
Ｉ11＝Ａ1Ａ2cos（α＋β） （１２ａ）
（１＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ0：
Ｉ12＝−Ａ1Ａ2cos（α＋β） （１２ｂ）
（２＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ0：
Ｉ13＝−Ａ1Ａ2sin（α＋β） （１２ｃ）
（３＋ｎ）Ｔ0≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ0：
Ｉ14＝Ａ1Ａ2sin（α＋β） （１２ｄ）
一方、第２ホモダイン処理回路６０は、検出信号Ｍ0及び第２参照信号Ｒ2を重ね合わせて第２ホモダイン信号Ｈ2を生成する第２乗算器６１と、第２ホモダイン信号Ｈ2の波高を増幅する第２可変利得増幅器６２と、第２ホモダイン信号Ｈ2の極性を保持する第２極性保持増幅器６３と、第２ホモダイン信号Ｈ2の極性を反転する第２極性反転増幅器６４とで構成されている。
【００６０】
第２乗算器６１は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0と信号発生回路２０から入力した第２参照信号Ｒ2とを重ね合わせた干渉信号を生成し、干渉信号の強度の時間平均を第２ホモダイン信号Ｈ2として第２可変利得増幅器６２に出力する。図５に示すように、第２ホモダイン信号Ｈ2は、時間Ｔ0毎に位相を切り替えて時分割に変化し、簡略化して表示すると４式（１３ａ）〜（１３ｄ）に示すように、容易に後処理可能な交流信号となる。
【００６１】
【００６２】
第２極性保持増幅器６３は、第２可変利得増幅器６２から入力した第２ホモダイン信号Ｈ2の極性を保持し、第２保持ホモダイン信号Ｈ21として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。第２極性反転増幅器６４は、第２可変利得増幅器６２から入力した第２ホモダイン信号Ｈ2の極性を反転し、第２反転ホモダイン信号Ｈ22として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。
【００６３】
ここで、第２ホモダイン信号Ｈ2の直流成分は、時間Ｔ0毎に４種類の波高Ｉ21，Ｉ22，Ｉ23，Ｉ24をステップ状に切り替えたものとなり、簡略化して表示すると４式（１４ａ）〜（１４ｄ）に示すようになる。
【００６４】
４ｎＴ0≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ0：
Ｉ21＝Ａ1Ａ2sin（α＋β）＝Ｉ14 （１４ａ）
（１＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ0：
Ｉ22＝−Ａ1Ａ2sin（α＋β）＝Ｉ13 （１４ｂ）
（２＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ0：
Ｉ23＝Ａ1Ａ2cos（α＋β）＝Ｉ11 （１４ｃ）
（３＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ0：
Ｉ24＝−Ａ1Ａ2cos（α＋β）＝Ｉ12 （１４ｄ）
位相検出回路７０は、切替信号Ｓ0に基づいて第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ21と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ12，Ｈ22とを選択して位相信号Ｅ0を生成する第４切替器７１と、位相信号Ｅ0を直流変換する第１積分器７２と、位相信号Ｅ0の波高を平滑化して干渉信号の位相情報を測距信号Ｌ0として生成する直線性改善回路７３とで構成されている。
【００６５】
第４切替器７１は、信号発生回路２０から入力した切替信号Ｓ0に対応して時間Ｔ0が経過する度に信号チャネルを切り替えることにより、第１及び第２極性保持増幅器５３，６３と第１及び第２極性反転増幅器５４，６４とからそれぞれ入力した第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ21と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ12，Ｈ22との一つを順次サンプリングし、位相信号Ｅ0を生成して第１積分器７２に出力する。
【００６６】
より具体的には、第４切替器７１は、正の極性を有し、かつ、駆動信号Ｄ0に対して位相差π／２−α，３π／２−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを時分割に選択する。すなわち、位相信号Ｅ0は、時間Ｔ0毎に４種類の波高Ｉ21，Ｉ22，Ｉ13，Ｉ14を切り替えたものとなる。
【００６７】
第１積分器７２は、第４切替器７１から入力した位相信号Ｅ0を直流変換して直線性改善回路７３に出力する。直線性改善回路７３は、第１積分器７２から入力した位相信号Ｅ0の波高を平滑化し、検出信号Ｍ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との間の位相差として第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の各位相情報（α＋β）を含む測距信号Ｌ0として外部の演算回路に出力する。
【００６８】
利得調整回路８０は、切替信号Ｓ0に基づいて第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ21と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ12，Ｈ22とを選択して強度信号Ｇ0を生成する第５切替器８１と、強度信号Ｇ0を直流変換する第２積分器８２と、基準電圧Ｖ0を発生する電圧源８３と、強度信号Ｇ0と基準電圧Ｖ0との比に比例した制御信号Ｃ0を生成する比較器８４とで構成されている。
【００６９】
第５切替器８１は、信号発生回路２０から入力した切替信号Ｓ0に対応して時間Ｔ0が経過する度に信号チャネルを切り替えることにより、第１及び第２極性保持増幅器５３，６３と第１及び第２極性反転増幅器５４，６４とからそれぞれ入力した第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ21と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ12，Ｈ22との一つとして順次サンプリングし、強度信号Ｇ0を生成して第２積分器８２に出力する。
【００７０】
より具体的には、第５切替器８１は、負の極性を有し、かつ、駆動信号Ｄ0に対して位相差−α，π−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを時分割に選択する。すなわち、強度信号Ｇ0は、時間Ｔ0毎に４種類の波高Ｉ11，Ｉ12，Ｉ23，Ｉ24を切り替えたものとなる。
【００７１】
第２積分器８２は、第５切替器８１から入力した強度信号Ｇ0を直流変換して比較器８４に出力する。電圧源８３は、基準電圧Ｖ0を発生して比較器８４に出力する。比較器８４は、第５切替器８１から入力した強度信号Ｇ0と電圧源８３から入力した基準電圧Ｖ0とを比較し、電圧比Ｇ0／Ｖ0に比例したレベルを有する制御信号Ｃ0を生成して光検出器４０と第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０とにそれぞれ出力する。
【００７２】
なお、光検出器４０と第１及び第２可変利得増幅器５２，６２との各利得は、第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ21と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ12，Ｈ22の各波高Ｉ11，Ｉ12，Ｉ23，Ｉ24を一定に保持するように制御されることになる。
【００７３】
このように、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の最大値及び最小値として各波高Ｉ11，Ｉ12，Ｉ23，Ｉ24は、利得調整回路８０によって一定値に設定されている。そのため、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の各位相情報（α＋β）は、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の各波高Ｉ21，Ｉ22，Ｉ13，Ｉ14に基づいて高精度に算出することができる。すなわち、外部の演算回路においては、例えば式（１５）に示すように、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の各位相情報（β−α）を算出することができる。このとき、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の各波高間で差を取ることにより、各種増幅器のオフセット誤差を含む利得誤差を除去することができる。
【００７４】
tan-1｛［（Ｉ21−Ｉ22）／２］／［（Ｉ13−Ｉ14）／２］｝
＝α＋β （１５）
これにより、信号光Ｐ0の発光時と信号光Ｐ1の受光時との間の位相差βは、位相αシフタ２４によって設定された駆動信号Ｄ0の基準位相αに基づいて算出することができる。したがって、光源３０及び被測定物体１０間の距離と被測定物体１０及び光検出器４０間の距離との和は、式（１６）に示すように計測される。ただし、ｃは測定光Ｐ0，Ｐ1の光速である。
【００７５】
β・ｃ／（２π・ｆ0） （１６）
次に、本実施例の光波距離計の作用について説明する。
【００７６】
信号発生回路２０は、周波数ｆ0を有し、かつ、２種類の初期位相φ0＋α，φ0＋α＋π／２を周期２Ｔ0で切り替える駆動信号Ｄ0を光源３０に出力する。これにより、光源３０は、信号発生回路２０から入力した駆動信号Ｄ0に対応して信号光Ｐ0を、被測定物体１０に投射する。そのため、光検出器４０は、被測定物体１０から入射した信号光Ｐ1に対応して周波数ｆ0を有し、かつ、２種類の初期位相φ0＋α＋β，φ0＋α＋β＋π／２を周期２Ｔ0で切り替える検出信号Ｍ0を、前置増幅器４１を介して第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０にそれぞれ出力する。
【００７７】
信号発生回路２０は、駆動信号Ｄ0の周波数と同一の周波数ｆ0を有し、かつ、２種類の初期位相φ0，φ0＋πを周期Ｔ0で切り替える第１参照信号Ｒ1を第１ホモダイン処理回路５０に出力するとともに、駆動信号Ｄ0の周波数と同一の周波数ｆ0を有し、かつ、２種類の初期位相φ0＋π／２，φ0＋３π／２を周期Ｔ0で切り替える第２参照信号Ｒ2を第２ホモダイン処理回路６０に出力する。
【００７８】
これにより、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0と信号発生回路２０から入力した第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2とを重ね合わせることにより、この干渉信号として第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2を生成し、これら第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の極性を保持または反転させた第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22とを位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。
【００７９】
ここで、検出信号Ｍ0の周波数は、駆動信号Ｄ0の周波数ｆ0に一致することから、第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の各周波数ｆ0と同一である。そのため、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の波高は、ホモダイン技術の原理に基づいて、検出信号Ｍ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との間の位相差に対応してそれぞれ決定されている。
【００８０】
また、検出信号Ｍ0の位相と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の各位相とは、相互に同期して時分割に変調されている。そのため、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の波高は、検出信号Ｍ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との間の位相差の変動に対応して時分割に変動している。したがって、第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22との各波高は、検出信号Ｍ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との各位相切替に同期して変化している。
【００８１】
信号発生回路２０は、検出信号Ｍ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との各位相切替に同期した切替信号Ｓ0を位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。利得調整回路８０は、信号発生回路２０から入力した切替信号Ｓ0に対応して、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０からそれぞれ入力した第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22との各波高の中で、負の極性を有し、かつ、駆動信号Ｄ0に対して位相差−α，π−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを、時分割に選択して強度信号Ｇ0を生成する。
【００８２】
この利得調整回路８０は、強度信号Ｇ0の波高と基準電圧Ｖ0とを比較し、光検出器４０と第１及び第２可変利得増幅器５２，６２との各利得を制御することにより、第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22との各波高の中で、駆動信号Ｄ0に対して位相差−α，π−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分に対応したものを、一定値に設定することができる。そのため、信号光Ｐ0，Ｐ1における光路中の減衰や被測定物体１０の反射率などに起因した影響を、第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22との各波高から除去することができる。
【００８３】
一方、位相検出回路７０は、信号発生回路２０から入力した切替信号Ｓ0に対応して、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０からそれぞれ入力した第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22との各波高の中で、正の極性を有し、かつ、駆動信号Ｄ0に対して位相差π／２−α，３π／２−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを、時分割に選択して位相信号Ｅ0を生成し、位相信号Ｅ0の波高を平滑化する。
【００８４】
このとき、位相検出回路７０は、第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22との各波高の中で、駆動信号Ｄ0に対して位相差−α，π−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分に対応して一定値に設定されたものに対して、駆動信号Ｄ0に対して位相差π／２−α，３π／２−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分に対応して生成されたものに基づいて、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の各位相情報（α＋β）を検出することができる。
【００８５】
ここで、二系統の第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０は、第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の位相差π／２に基づいて、干渉信号の位相情報及び利得情報が時間的に補完し合う第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2を生成する。そのため、位相検出回路７０は、干渉信号の位相情報のみを時間的に間欠なく抽出した位相信号Ｅ0を生成することができる。また、利得調整回路８０は、干渉信号の強度情報のみを時間的に間欠なく抽出した利得信号Ｇ0を生成することができる。
【００８６】
また、二系統の第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０は、第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2に基づいてホモダイン処理を並列に実行することから、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の高域成分を減少させる。そのため、位相検出回路７０及び利得調整回路８０における第１及び第２積分器７２，８２の各時定数を低減することにより、高速な応答特性を達成することができる。なお、二系統の第１及び第２積分器７２，８２は、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の波高を交互に加算して平均化することから、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０の間の利得誤差を解消することになる。
【００８７】
したがって、本実施例の光波距離計は、位相シフト法を利用したホモダイン技術に基づいて、検出信号Ｍ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との間の位相差に対応した信号光Ｐ0の発光時と信号光Ｐ1の受光時との間の位相差βを高精度に検出するので、被測定物体１０に対する測距精度を向上させることができる。
【００８８】
このように、本実施例の光波距離計においては、二系統の第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０を簡単な構成で実現することができる。これらの回路構成を集積化によって外付け部品の少ない１個のＩＣ（Integrated Circuits）として設置した場合、低コスト化を達成することができる。
【００８９】
第２実施形態
図６に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第１実施形態とは異なる信号発生回路２０の内部構成を発振器２１、ＣＰＵ（Central Processing Unit）９０及び記憶装置９１に置換しているが、その他に関しては上記第１実施形態と同様にして構成されている。
【００９０】
信号発生回路２０は、記憶装置９１に格納されたプログラムにしたがってＣＰＵ９０に演算制御を実行させることにより、発振器２１で発生した第１基本信号Ｂ1に基づいて、駆動信号Ｄ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2と切替信号Ｓ0とを生成し、これら各種信号を光源３０と第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０と位相検出回路７０と利得調整回路８０とにそれぞれ出力する。
【００９１】
ここで、信号発生回路２０は、第１基本信号Ｂ1に同期して第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2を生成する際に、ディジタル演算によって４種類の位相切替時にデューティ比を５０％で一定に保持させている。このとき、第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2は、第１基本信号Ｂ1の周波数ｆ0の１／４倍だけ低い周波数を有する低周波成分を含むが、位相切替周期Ｔ0に匹敵する周波数を有する低周波成分を含まない。第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2に含まれた低周波成分は、位相切替周期Ｔ0よりも十分に大きい周波数３ｆ0／４を有するので、後段で容易に除去することができる。
【００９２】
このように、本実施例の光波距離計においては、信号発生回路２０の構成を簡略化することにより、低コスト化が可能となっている。
【００９３】
第３実施形態
図７に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第１実施形態とは異なる信号発生回路２０の内部構成を発振器２１、アドレス発生器９２及びＲＯＭ（Read Only Memory）９３に置換しているが、その他に関しては上記第１実施形態と同様にして構成されている。
【００９４】
信号発生回路２０において、ＲＯＭ９３は、駆動信号Ｄ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2と切替信号Ｓ0との各信号データをそれぞれ格納している。ここで、各種信号のデータは、４種類の位相切替時にデューティ比を５０％で一定に保持した状態で、ＲＯＭ９３にそれぞれ格納されている。
【００９５】
アドレス発生回路９２は、発振器２１から入力した第１基本信号Ｂ1に同期してＲＯＭ９３にアドレス指定信号を出力することにより、駆動信号Ｄ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2と切替信号Ｓ0とをＲＯＭ９３から光源３０と第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０と位相検出回路７０と利得調整回路８０とにそれぞれ出力する。
【００９６】
このように、本実施例の光波距離計においては、信号発生回路２０の構成を簡略化することにより、低コスト化が可能となっている。
【００９７】
第４実施形態
図８に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第１実施形態とは異なる信号発生回路２０の内部構成を発振器２１、アドレス発生器９２、記憶装置９４及びＲＡＭ（Random Access Memory）９５に置換しているが、その他に関しては上記第１実施形態と同様にして構成されている。
【００９８】
信号発生回路２０において、記憶装置９４は、駆動信号Ｄ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2と切替信号Ｓ0との各信号データを初期値としてそれぞれ格納している。ここで、各種信号のデータは、４種類の位相切替時にデューティ比を５０％で一定に保持した状態で、記憶装置９４にそれぞれ格納されている。ＲＡＭ９５は、起動時に各種信号のデータを記憶装置９４から読み出して格納している。
【００９９】
アドレス発生回路９２は、発振器２１から入力した第１基本信号Ｂ1に同期してＲＡＭ９５にアドレス指定信号を出力することにより、駆動信号Ｄ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2と切替信号Ｓ0とをＲＡＭ９５から光源３０と第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０と位相検出回路７０と利得調整回路８０とにそれぞれ出力する。
【０１００】
このように、本実施例の光波距離計においては、信号発生回路２０の構成を簡略化することにより、低コスト化が可能となっている。
【０１０１】
第５実施形態
図９に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第１実施形態とは異なって一系統の第１ホモダイン処理回路５０を失うとともに、信号発生回路２０の内部を簡略しているが、その他に関しては上記第１実施形態と同様にして構成されている。信号発生回路２０は、第１位相πシフタ２２1、第１切替信号発生器２５1、第１切替器２６1及び第１狭帯域フィルタ２７1を失い、第１参照信号Ｒ1を出力することなく、第２参照信号Ｒ2を第２ホモダイン処理回路６０に出力している。
【０１０２】
第２ホモダイン処理回路６０のみが、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0と信号発生回路２０から入力した第２参照信号Ｒ2とを重ね合わせることにより、この干渉信号として第２ホモダイン信号Ｈ2を生成し、この第２ホモダイン信号Ｈ2の極性を保持または反転させた第２保持ホモダイン信号Ｈ12と第２反転ホモダイン信号Ｈ22とを位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。
【０１０３】
利得調整回路８０は、信号発生回路２０から入力した切替信号Ｓ0に対応して、第２ホモダイン処理回路６０から入力した第２保持ホモダイン信号Ｈ12及び第２反転ホモダイン信号Ｈ22の各波高の中で、負の極性を有し、かつ、駆動信号Ｄ0に対して位相差−α，π−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを、時分割に選択して強度信号Ｇ0を生成し、強度信号Ｇ0の波高と基準電圧Ｖ0とを比較し、光検出器４０及び第２可変利得増幅器６２の各利得を制御する。
【０１０４】
一方、位相検出回路７０は、信号発生回路２０から入力した切替信号Ｓ0に対応して、第２ホモダイン処理回路６０から入力した第２保持ホモダイン信号Ｈ12及び第２反転ホモダイン信号Ｈ22の各波高の中で、正の極性を有し、かつ、駆動信号Ｄ0に対して位相差π／２−α，３π／２−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを、時分割に選択して位相信号Ｅ0を生成し、位相信号Ｅ0の波高を平滑化して第２ホモダイン信号Ｈ2の位相情報（α＋β）を含む測距信号Ｌ0を出力する。
【０１０５】
ここで、一系統の第２ホモダイン処理回路６０は、駆動信号Ｄ0及び第２参照信号Ｒ2の時分割な位相変調に基づいて、干渉信号の位相情報及び強度情報がタイムラグを生じる第２ホモダイン信号Ｈ2を生成する。そのため、位相検出回路７０は、干渉信号の位相情報を断続的に抽出して位相信号Ｅ0を生成することができる。また、利得調整回路８０は、干渉信号の強度情報を断続的に抽出して利得信号Ｇ0を生成することができる。
【０１０６】
このように、本実施例の光波距離計においては、一系統の第２ホモダイン処理回路６０のみを設置することにより、ハードウエアの構成の簡略化によって低コスト化が可能となっている。
【０１０７】
第６実施形態
図１０に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第５実施形態における第２ホモダイン処理回路６０の第２極性保持増幅器６３及び第２極性反転増幅器と位相検出回路７０及び利得調整回路８０とをＡ／Ｄ変換器１００及び第１コンピュータ１１０に置換しているが、その他に関しては上記第５実施形態と同様にして構成されている。
【０１０８】
第２ホモダイン処理回路６０は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0と信号発生回路２０から入力した第２参照信号Ｒ2とを重ね合わせることにより、この干渉信号として第２ホモダイン信号Ｈ2を生成してＡ／Ｄ（Analogue/Digital）変換器１００に出力する。Ａ／Ｄ変換器１００は、第２ホモダイン処理回路６０から入力した第２ホモダイン信号Ｈ2をＡ／Ｄ変換して第１コンピュータ１１０に出力する。
【０１０９】
図１１に示すように、第１コンピュータ１１０は、切替信号Ｓ0及び第２ホモダイン信号Ｈ2を取り込む入力装置１１１と、切替信号Ｓ0に基づいて第２保持ホモダイン信号Ｈ21の波高を選択して測距信号Ｌ0及び強度信号Ｇ0を生成するＣＰＵ１１２と、測距信号Ｌ0及び強度信号Ｇ0を取り出す出力装置１１３と、ＣＰＵ１１２の演算制御で使用される命令やデータなどを記憶する記憶装置１１４とで構成されている。
【０１１０】
ここで、記憶装置１１４のメモリ領域は、演算処理中のデータやアドレスなどを格納する一時記憶エリアと、第２ホモダイン信号Ｈ2の位相情報から算出した測距データを格納する測距値記憶エリア１１６と、第２ホモダイン信号Ｈ2の強度情報から算出した利得データを格納する利得値記憶エリア１１７とを含んで構成されている。
【０１１１】
第１コンピュータ１１０は、信号発生回路２０から入力装置１１１に入力した切替信号Ｓ0に対応して、Ａ／Ｄ変換器１００から入力装置１１１に入力した第２ホモダイン信号Ｈ2の波高データを一時記憶エリア１１５に順次格納する。続いて、第１コンピュータ１１０は、一時記憶エリア１１５に格納された第２ホモダイン信号Ｈ2の波高データの中で、駆動信号Ｄ0に対して位相差π／２−α，３π／２−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものに基づいて、光源３０及び被測定物体１０間の距離と被測定物体１０及び光検出器４０間の距離との和を算出して測距値データとして測距値記憶エリア１１６に格納する。
【０１１２】
一方、第１コンピュータ１１０は、一時記憶エリア１１５に格納された第２ホモダイン信号Ｈ2の波高データの中で、駆動信号Ｄ0に対して位相差−α，π−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを基準値に比較し、利得データを生成して利得値記憶エリア１１７に格納する。続いて、第１コンピュータ１１０は、利得値記憶エリア１１７に格納された利得データを出力装置１１３から光検出器４０及び第２ホモダイン処理回路６０に出力し、光検出器４０及び可変利得増幅器６２の各利得を制御する。
【０１１３】
このように、本実施例の光波距離計においては、第１コンピュータ１１０が位相検出機能及び利得調整機能を内蔵することから複雑な内部処理を行うが、ハードウエアの構成を簡略化することによって低コスト化が可能となっている。
【０１１４】
第７実施形態
図１２に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第６実施形態における信号処理回路２０及び第１コンピュータ１１０を第２コンピュータ１２０に置換しているが、その他に関しては上記第６実施形態と同様にして構成されている。図１３に示すように、第２コンピュータ１２０は、第１基本信号Ｂ1を発生する発振器２１を、第１コンピュータ１１０に内蔵して構成されている。
【０１１５】
第２コンピュータ１２０は、発振器２１で発生した第１基本信号Ｂ1に基づいて、駆動信号Ｄ0、第２参照信号Ｒ2及び切替信号Ｓ0を生成し、駆動信号Ｄ0及び第２参照信号Ｒ2を出力装置１１３から光源３０及び第２ホモダイン処理回路６０にそれぞれ出力する。そして、第２コンピュータ１２０は、切替信号Ｓ0に対応して、Ａ／Ｄ変換器１００から入力装置１１１に入力した第２ホモダイン信号Ｈ2の波高データを一時記憶エリア１１５に順次格納する。
【０１１６】
ここで、第２コンピュータ１２０は、一時記憶エリア１１５に格納された第２ホモダイン信号Ｈ2の波高データの中で、駆動信号Ｄ0に対して位相差π／２−α，３π／２−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものに基づいて、光源３０及び被測定物体１０間の距離と被測定物体１０及び光検出器４０間の距離との和を算出して測距値データとして測距値記憶エリア１１６に格納する。
【０１１７】
一方、第２コンピュータ１２０は、一時記憶エリア１１５に格納された第２ホモダイン信号Ｈ2の波高データの中で、駆動信号Ｄ0に対して位相差−α，π−αを有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを基準値に比較し、利得データを生成して利得値記憶エリア１１７に格納する。続いて、第１コンピュータ１１０は、利得値記憶エリア１１７に格納された利得データを出力装置１１３から光検出器４０及び第２ホモダイン処理回路６０に出力し、光検出器４０及び可変利得増幅器６２の各利得を制御する。
【０１１８】
このように、本実施例の光波距離計においては、第２コンピュータ１２０が信号発生機能、位相検出機能及び利得調整機能を内蔵することから複雑な内部処理を行うが、ハードウエアの構成を簡略化することによって低コスト化が可能となっている。
【０１１９】
ここで、本発明は上記諸実施形態に限られるものではなく、種々の変形を行うことが可能である。
【０１２０】
例えば、上記諸実施形態においては、干渉信号を生成するために相互に重ね合わせる検出信号と二つの参照信号とは、４種類の位相差を生じる位相変調を時分割に施されている。しかしながら、干渉信号の波高を表す理論式は、検出信号の振幅と、参照信号の振幅と、検出信号と参照信号との間の位相差とからなる３変数を含むことから、少なくとも３種類の位相変調を時分割に施された二つの参照信号を用いることより、上記諸実施形態と同様な作用効果を得ることができる。
【０１２１】
上記第１実施形態においては、発振器と光源との間に狭帯域フィルタが設置されている。しかしながら、光源側または光検出器側のいずれに狭帯域フィルタを設置することにより、二つの参照信号に与えたフィルタ効果と同一の影響を検出信号に与えればよい。なお、このような狭帯域フィルタを設置しない場合、よりいっそう低コスト化を達成することができる。
【０１２２】
上記第６実施形態においては、信号発生回路が駆動信号及び参照信号の位相切替時を示す切替信号を発生してコンピュータに出力している。しかしながら、コンピュータがこの切替信号を発生して信号発生回路に出力してもよい。
【０１２３】
上記第６及び第７実施形態においては、コンピュータによって光検出器とホモダイン処理回路の可変利得増幅器との各利得を制御している。しかしながら、コンピュータ内部のデジタル演算で測距値を算出することから、光検出器及び可変利得増幅器の利得制御は必須ではない。このような利得制御を行わない場合、非測定物体に対する測距範囲に対応したダイナミックレンジを確保できないことが生じるが、処理時間の短縮によって高速応答を達成することができる。
【０１２４】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように、本発明の光波距離計においては、信号発生回路は、少なくとも３種類の位相差を生じさせた状態で、相互に異なる位相変調を周期的に施した駆動信号及び参照信号を光源及びホモダイン処理回路にそれぞれ出力する。これにより、光源が駆動信号に対応した信号光を発生して被測定物体に照射すると、光検出器が被測定物体で散乱反射されて受光した信号光に対応した検出信号をホモダイン処理回路に出力する。
【０１２５】
このとき、ホモダイン処理回路は、検出信号と参照信号とを重ね合わせることにより、干渉信号を生成して位相検出回路に出力する。ここで、参照信号及び検出信号は、同一の周波数を有するとともに、相互に異なる位相変調によって時分割に変動した少なくとも３種類の位相差を有する。そのため、干渉信号は、検出信号と参照信号との間の位相差に対応して少なくとも３つの波高を有し、参照信号の位相切替に同期して周期的に変動している。
【０１２６】
そして、位相検出回路は、ホモダイン技術の原理に基づいて、駆動信号及び参照信号の位相差切替に対応して、ホモダイン処理回路から入力した干渉信号の波高を相互に比較する。そのため、位相検出回路は、位相シフト法に基づいて、異なる干渉信号の波高間のレベル比に対応した検出信号及び参照信号の位相差のみを検出する。
【０１２７】
また、駆動信号の位相を切り替える際に同期して発生した低周波成分は、光源によって信号光を発生する際に除去されるので、光検出器で生成された検出信号は、低周波成分による影響から排除されている。したがって、この光波距離計は、信号光の発光時と受光時との間の位相差を高精度に検出することにより、被測定物体に対する測距精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る光波距離計の回路構成を示すブロック図である。
【図２】図１の光波距離計に設置された信号発生回路の構成を示すブロック図である。
【図３】図２の信号発生回路から出力された各種信号の波形を示すタイミングチャートである。
【図４】図２の信号発生回路で生成された参照信号のデューティ比調整を示すタイミングチャートである。
【図５】図１の光波距離計に設置されたホモダイン処理回路から出力された強度信号の波形を示すタイミングチャートである。
【図６】本発明の第２実施形態に係る光波距離計に設置された信号発生回路の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第３実施形態に係る光波距離計に設置された信号発生回路の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第４実施形態に係る光波距離計に設置された信号発生回路の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第５実施形態に係る光波距離計の回路構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第６実施形態に係る光波距離計の回路構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０の光波距離計に設置されたコンピュータの内部構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第７実施形態に係る光波距離計の回路構成を示すブロック図である。
【図１３】図１２の光波距離計に設置されたコンピュータの内部構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０…測定対象物、２０…信号発生回路、３０…光源、４０…光検出器、５０，６０…ホモダイン処理回路、７０…位相検出回路、８０…利得調整回路。
Claims (8)
- 基本信号に相互に異なる位相変調をそれぞれ施すことにより、同一の周波数を有する駆動信号及び参照信号をそれぞれ発生し、前記駆動信号と前記参照信号との間に少なくとも３種類の位相差を生じさせる信号発生回路と、
この信号発生回路から入力した前記駆動信号に基づいて発生させた信号光を被測定物体に投射する光源と、
前記被測定物体で散乱反射されて入射した前記信号光に基づいて検出信号を生成する光検出器と、
この光検出器から入力した前記検出信号と前記信号発生回路から入力した前記参照信号とを重ね合わせた干渉信号を生成するホモダイン処理回路と、
このホモダイン処理回路から入力した前記干渉信号の波高を前記駆動信号及び前記参照信号の少なくとも３種類の位相差切替に対応して相互に比較し、前記信号光の発光時と受光時との間の位相差を検出する位相検出回路とを備え、前記信号発生回路は、位相差πを有する２種類の位相変調を第１周期で前記基本信号に施して前記参照信号を生成するとともに、所定値の位相差を有する２種類の位相変調を前記第１周期の２倍に一致した第２周期で前記基本信号に施して前記駆動信号を生成する回路構成を含むことを特徴とする光波距離計。 - 前記信号発生回路は、前記駆動信号の変調成分の位相差を調整することにより、前記被測定物体に対する測距範囲に対応して前記干渉信号の波高を基準値以上に設定させる回路構成を含むことを特徴とする請求項１記載の光波距離計。
- 前記位相検出回路は、前記信号発生回路における前記駆動信号及び前記参照信号の少なくとも３種類の位相差切替に同期して、前記ホモダイン処理回路から入力した前記干渉信号を選択することにより、前記干渉信号の位相情報を含む位相信号を生成する切替器と、この切替器から入力した前記位相信号を直流変換する積分器とを含むことを特徴とする請求項１または請求項２記載の光波距離計。
- 前記信号発生回路は、前記駆動信号及び前記参照信号の少なくとも３種類の位相差切替時にデューティ比を５０％で一定に保持する回路構成を含むことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか一つに記載の光波距離計。
- 前記信号発生回路は、前記駆動信号及び前記参照信号の少なくとも３種類の位相差切替に同期した低周波成分を除去する狭帯域フィルタを含むことを特徴とする請求項４記載の光波距離計。
- 前記信号発生回路は、前記参照信号として第１参照信号を発生するとともに、前記第１参照信号の位相をπ／２だけシフトした第２参照信号をさらに発生する回路構成を含むとともに、前記ホモダイン処理回路は、前記光検出器から入力した前記検出信号に対して、前記信号発生回路から入力した前記第１及び第２参照信号をそれぞれ乗じる処理を並列して実行する２系統の回路構成を含むことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか一つに記載の光波距離計。
- 前記信号発生回路は、前記基本信号として第１基本信号を発生する発振器と、この発振器から入力した前記第１基本信号の位相をπだけシフトした第２基本信号を生成する第１位相シフタと、前記第１基本信号の周期よりも大きい周期を有する第１切替信号を発生する第１切替信号発生器と、この第１切替信号発生器から入力した前記第１切替信号に基づいて、前記発振器及び前記第１位相シフタからそれぞれ入力した前記第１及び第２基本信号の一つを順次選択して前記第１参照信号を生成する第１切替器と、前記発振器から入力した前記第１基本信号の位相をπ／２だけシフトした第３基本信号を生成する第２位相シフタと、この第２位相シフタから入力した前記第３基本信号の位相をπだけシフトした第４基本信号を生成する第３位相シフタと、前記第１基本信号と同期した第２切替信号を発生する第２切替信号発生器と、この第２切替信号発生器から入力した前記第２切替信号に基づいて、前記第２及び第３位相シフタからそれぞれ入力した前記第３及び第４基本信号の一つを順次選択して前記第２参照信号を生成する第２切替器とを含むことを特徴とする請求項６記載の光波距離計。
- 前記ホモダイン処理回路から入力した前記干渉信号に基づいて、前記光検出器及び前記ホモダイン処理回路の各利得を調整することにより、前記干渉信号の波高の最小値及び最大値を一定に設定させる利得調整回路をさらに備えることを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれか一つに記載の光波距離計。
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