JP3661278B2

JP3661278B2 - 光学式変位測定装置

Info

Publication number: JP3661278B2
Application number: JP15767996A
Authority: JP
Inventors: 裕司高田; 啓史松田; 尚之西川
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1996-05-28
Filing date: 1996-05-28
Publication date: 2005-06-15
Anticipated expiration: 2016-05-28
Also published as: JPH09318322A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ビーム光を対象物に照射し、対象物からの反射光を検出することにより、三角測量法によって対象物までの距離や、対象物の基準位置からの変位を検出する光学式変位測定装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、図２９に示すように、レーザダイオード１１から出射した赤外光を投光レンズ１２を通すことにより得たビーム光を対象物３に照射し、対象物３からの拡散反射光を受光光学系である受光レンズ２２を通して位置検出素子２１で受光することにより三角測量法の原理を適用して対象物３までの距離（あるいは基準位置からの変位）を求めるようにした光学式変位測定装置が知られている。すなわち、対象物３にビーム光を照射することにより対象物３の表面に形成される投光スポットの像を受光レンズ２２を通して位置検出素子２１の受光面に結像させて受光スポットを形成し、対象物３までの距離が変化すると受光スポットの形成される位置が変化することを利用して対象物３までの距離を求めるようにしてある。
【０００３】
レーザダイオード１１は、発振器１３より出力されＬＤ駆動回路１４を通った駆動信号により駆動され、変調されたレーザ光を出力する。
【０００４】
位置検出素子２１には、受光スポットの移動方向に長手方向を一致させるように配置したＰＳＤ（Position Sensitive Device)や２個のフォトダイオードを受光スポットの移動方向に配列したものが用いられている。ＰＳＤはｐｉｎ構造を有する半導体素子であって、受光面の長手方向の両端部に設けた一対の電極と共通電極とを備え、受光面に光スポットが形成されると光スポットの位置で両端部の電極間の抵抗が光スポットの位置に応じて分割されるものである。すなわち、共通電極より定電流を供給することによって、両端部の電極からは光スポットの位置に応じた比率の電流値を持つ位置信号Ｉ１，Ｉ２が出力されるのである。このように、光スポットの位置が位置信号Ｉ１，Ｉ２の比率に対応するから、ＰＳＤの受光面に形成される光スポットの位置は（Ｉ１−Ｉ２）／（Ｉ１＋Ｉ２）もしくはこれを修正した値の関数になる。
【０００５】
そこで、位置検出素子２１より出力された電流信号である位置信号Ｉ１，Ｉ２を、それぞれＩ／Ｖ変換回路２３ａ，２３ｂにより電圧信号に変換し、さらに電圧信号をそれぞれ増幅器２４ａ，２４ｂにより増幅した後、検波回路２５ａ，２５ｂで同期検波することにより信号成分Ｖｄ１，Ｖｄ２のみを抽出する。検波回路２５ａ，２５ｂは、発振器１３の出力に基づいてタイミング回路２８により生成されたタイミング信号によって検波のタイミングが制御されている。このようにして抽出された信号成分Ｖｄ１，Ｖｄ２は、脈流波形状（レーザ光が変調されていることによる）であるから、信号レベルを抽出するために積分回路（実際にはローパスフィルタ＝ＬＰＦを用いている）２６ａ，２６ｂによって各検波回路２５ａ，２５ｂの出力値を平均化した位置情報信号Ｖ１，Ｖ２を求める。この位置情報信号Ｖ１，Ｖ２は位置信号Ｉ１，Ｉ２の信号値に比例した信号値をする電圧信号であるから、演算部２７において（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｖ１＋Ｖ２）を求めれば、対象物３までの距離に相当する情報を得ることができる。すなわち、演算部２７は、（Ｖ１−Ｖ２）を求める差演算部２７ａと、（Ｖ１＋Ｖ２）を求める和演算部２７ｂと、差演算部２７ａの出力値を和演算部２７ｂの出力値で除算する割算部２７ｃとからなる。ここに、和演算部２７ｂで求めた（Ｖ１＋Ｖ２）は、位置検出素子２１の全電流（Ｉ１＋Ｉ２）に相当する値であって受光量に対応しているから、アナログ出力の出力値は、対象物３の表面の反射率やレーザダイオード１１によるレーザ光の強度の相違による受光量の変化が演算部２７より出力される影響されないように正規化されていることになる。つまり、理想的には受光量が変動しても対象物３までの距離を求めることができることになる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来構成には次のような問題点がある。すなわち、位置検出素子２１から出力される２つの位置信号Ｉ１，Ｉ２を位置情報信号Ｖ１，Ｖ２に変換するまでの過程で、各位置信号Ｉ１，Ｉ２の処理に別系統の回路を設けているから、Ｉ／Ｖ変換回路２３ａ，２３ｂ、増幅器２４ａ，２４ｂ、検波回路２５ａ，２５ｂ、積分回路２６ａ，２６ｂがそれぞれ２個ずつ必要になっている。その結果、部品点数が増加して大型化し、またコスト増につながるという問題が生じる。
【０００７】
また、２系統の回路は同一特性をもっていなければならないが、構成部品のばらつきによって２系統の回路のゲインに差が生じることになり、各位置情報信号Ｖ１，Ｖ２ごとの位置信号Ｉ１，Ｉ２との関係が異なることになり、結果的に演算部２７の演算結果に誤差が生じることになる。この種のゲインの差は、素子の定数のばらつきや経時変化による誤差、各回路の温度特性の相違によって周囲温度が変化したときに生じる誤差、各回路の周波数特性の相違によって対象物３が移動したときに生じる誤差（過渡的誤差）などがある。
【０００８】
さらに、演算部２７には割算部２７ｃが設けられており、割算部２７ｃは一般に集積回路として提供されている除算器（たとえば、ＡＤ５３４（アナログデバイセス社））を用いて実現される。この種の除算器は電圧入力である入力値が低下すると出力値の精度が急速に悪化するという問題がある。
【０００９】
たとえば、ＡＤ５３４Ｌ（アナログデバイセス社）という除算器は、入力電圧の最大値が１０Ｖであって、入力電圧が１０Ｖのときには出力値の誤差は±０．２％であるのに対して、入力電圧が１Ｖのときには出力値の誤差は±０．８％になる。このように入力電圧が１０分の１になると出力値の誤差が４倍に増加するという問題がある。また、入力電圧が１Ｖ以下になると入力電圧に反比例して誤差が増加する（つまり、入力電圧の低下に伴って誤差が急速に増加する）。
【００１０】
除算器の出力値の誤差は測距精度に直接影響するものであり、他の回路部分の誤差を０．５％以下とするのは比較的容易であるから、結局、除算器の出力値の誤差が測距精度を決定する最大の要因になっている。上述の除算器を用いて誤差１％以下を実現しようとすれば、割算部２７ｃへの入力電圧は１Ｖ以上でなければならず、演算部２７のダイナミックレンジは高々１０倍ということになる。
【００１１】
一方、白色のセラミックスの反射率を１００とする指数で表せば、灰色や紺色の対象物３の反射率は５〜１０、黒いゴムは１程度になる。つまり、白色のセラミックスを対象物３とするときに割算部２７ｃの入力電圧（分母）が１０Ｖであったとすると、同距離に位置する対象物３の反射率の指数が１０以上でなければ測距が不可能になる。図３０にこの関係を示す。図３０における太線の範囲が入力電圧の範囲であり、細線の範囲は分解能（精度に関連する）の範囲である。また、図３０の斜線部は測距が不可能である範囲を示す。つまり、反射率の指数が１０〜１００の範囲しか測距することができないのである。
【００１２】
また、対象物３までの距離によっても受光量は変化するから、反射率の指数が１０以上であっても距離が大きくなれば測距が不可能になる。このような問題は割算部２７ｃを構成する集積回路にダイナミックレンジが大きく、高精度なものを用いたとしても同様に生じるものであり、多少の改善は望めたとしても根本的な解決にはならないものである。また、ダイナミックレンジが大きく高精度な除算器は高価であり、コスト増につながるという問題が生じる。
【００１３】
割算部２７ｃのダイナミックレンジを補償する試みとしては、増幅器２４ａ，２４ｂの増幅率を受光量に応じて段階的に切り換える技術が提案されている。しかしながら、増幅率を変更する際のノイズの発生や増幅率の変更に要する切換時間の遅れなどにより、受光量の広範囲な変化に追随して連続的に測距結果を得るのが難しいという問題がある。さらに、上述のように増幅率の誤差は測距精度に影響するから、増幅率を切り換えることによって増幅率のばらつきが生じやすく、測距精度を維持するための調整に多大な時間と労力を要するという問題が生じる。
【００１４】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、受光量に対するダイナミックレンジが大きく、かつ高精度な測距が可能であって、しかも回路構成要素を従来よりも削減することが可能な光学式変位測定装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、適宜周期で振幅変調されたビーム光を発光素子から対象物に照射し、対象物の表面に形成される投光スポットを位置検出素子の受光面に結像させることにより得た受光スポットの位置に基づいて対象物の基準位置からの変位を検出する光学式変位測定装置において、位置検出素子は直流成分を中心とする正弦波状の信号であって受光スポットの位置に応じて振幅の比率が決まる一対の位置信号を出力し、位置信号をビーム光の変調周期の整数倍周期で交互に通過させる第１のスイッチ回路と、第１のスイッチ回路を通過した位置信号を増幅する可変増幅器と、可変増幅器の出力をビーム光の変調周期の半周期毎に極性を反転するように同期検波する検波回路と、検波出力から位置信号に対応した脈流波形状の信号成分を分離する第２のスイッチ回路と、第２のスイッチ回路により分離された信号成分をそれぞれ積分する積分回路と、積分回路の出力に基づいて対象物の変位に相当する測距信号および位置検出素子での受光量に相当する信号を出力する演算部と、位置検出素子での受光量に相当する前記信号をほぼ一定に保つように発光素子の光出力と可変増幅器の増幅率との少なくとも一方をフィードバック制御するフィードバック制御回路とを備えることを特徴とする。
【００１６】
この構成によれば、発光側と受光側とでそれぞれ受光量に相当する信号をほぼ一定に保つようにフィードバック制御を行なうから、受光量に対するダイナミックレンジが非常に大きくなる。また、位置信号はスイッチ回路を通して１系統で処理しているから部品のばらつきによる誤差の発生が少なくなる。その結果、高精度な測距が可能であって、しかも回路構成要素を従来よりも削減することが可能になる。また、位置信号には外乱光などにより生じる直流成分が含まれており、検波出力である脈流波形状の信号成分には直流成分に相当するオフセット電圧が含まれるが、積分回路を通すことによりオフセット電圧が相殺されて除去される。
【００１７】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記位置検出素子での受光量に基準値を設定し、前記フィードバック制御回路は、前記基準値よりも受光量が増加すると発光素子の光出力を減少させ、前記基準値よりも受光量が減少すると可変増幅器の増幅率を増加させることを特徴とする。
【００１８】
この構成によれば、受光量が増加すれば光出力を減少させることで飽和を防止し、また受光量が減少すると増幅率を高めて信号がノイズに埋もれるのを防止することができる。
【００１９】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、前記第１および第２のスイッチ回路の切換周期はビーム光の変調周期の２倍以上に設定されていることを特徴とする。
【００２０】
この構成によれば、スイッチ回路の切換周期が長くなることによってスイッチ回路のスイッチングノイズの影響が軽減される。
【００２１】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記位置検出素子より出力される位置信号が電流信号であって、各位置信号をそれぞれ電流−電圧変換するＩ／Ｖ変換回路を前記第１のスイッチ回路よりも前段に設けたことを特徴とする。
【００２２】
この構成によれば、微小な電流信号を電圧信号に変換してから第１のスイッチ回路に入力するから、第１のスイッチ回路のスイッチングノイズの影響を受けにくくなる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
図１に本実施形態の構成を示す。対象物３に照射されるビーム光は、従来構成と同様にレーザダイオード１１から出射された赤外光を投光レンズ１２を通すことによって得られる。従来構成では発振器１３の出力をＬＤ駆動回路１４を通してレーザダイオード１１に与えているが、本実施形態では、発振器１３の出力をタイミング回路２８に通して得たタイミング信号ｔ２をキャリアとして変調器１５に入力し、変調器１５では後述するフィードバック制御回路１６の出力によりキャリアを振幅変調してＬＤ駆動回路１４に入力する。つまり、レーザダイオード１１の発光強度はフィードバック制御回路１６の出力値に応じて変化する。
【００２４】
一方、対象物３にビーム光を照射することにより対象物３の表面に形成された投光スポットは受光レンズ２２を通してＰＳＤよりなる位置検出素子２１の受光面に結像され、位置検出素子２１の受光面に形成された受光スポットの位置に応じて位置検出素子２１からは２つの位置信号Ｉ１，Ｉ２が出力される。両位置信号Ｉ１，Ｉ２の出力値は受光スポットの位置に応じて比率が決まるから、位置信号Ｉ１，Ｉ２の信号値から対象物３の基準位置からの変位を求めることができる。ここに、位置検出素子２１の受光面の有効長の中心に受光スポットが形成されるときのビーム光の延長線上での対象物３の位置を基準位置としてこの基準位置からの対象物３の距離の変化を変位として求めるが、投光レンズ１２の中心位置を基準位置として設定しておき対象物３までの距離を求めてもよい。
【００２５】
本実施形態では、従来２系統を必要としていた回路の前後にスイッチ回路３１，３２を設けることによって２系統の信号を時分割的に処理することで１系統の回路で処理可能とした点に１つの特徴を有している。すなわち、位置検出素子２１から出力された位置信号Ｉ１，Ｉ２はスイッチ回路３１を通して択一的にＩ／Ｖ回路２３に入力される。位置信号Ｉ１，Ｉ２は図２に示すように、外乱光などにより生じる直流成分ＤＣ１，ＤＣ２を中心とする正弦波状の信号であって、振幅の比率が受光スポットの位置に相当する。両位置信号Ｉ１，Ｉ２のうちのどちらをＩ／Ｖ変換回路２３に入力するかは、タイミング回路２８より出力される切換信号ｔ１により制御される。ここに、切換信号ｔ１は図２に示すように、タイミング信号ｔ２の２倍の周期を持つように設定してある。
【００２６】
Ｉ／Ｖ変換回路２３の出力は可変増幅器２４に入力され、適宜の増幅率で増幅される。可変増幅器２４は上述したフィードバック制御回路１６の出力に応じて増幅率が連続的に調節される増幅器であって、具体的な動作については後述する。可変増幅器２４の出力信号Ｖａ１．Ｖａ２は位置信号Ｉ１，Ｉ２をスイッチ回路３１の切換タイミングで接続した信号に相当し、この信号には外乱光などにより位置信号Ｉ１，Ｉ２の直流成分ＤＣ１，ＤＣ２に相当するオフセット電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２が含まれている。この出力信号Ｖａ１．Ｖａ２は検波回路２５により同期検波され（ここでの同期検波は、レーザダイオード１１から出射されるビーム光の変調周期の半周期毎に入力信号を反転する処理である）、信号成分Ｖｂ１．Ｖｂ２が抽出される。したがって、信号成分Ｖｂ１．Ｖｂ２はオフセット電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２を反転した成分を含むことになる。つまり、一方の極性の脈流波形ではオフセット電圧がＶｄｃ１，Ｖｄｃ２であるときに、他方の極性の脈流波形ではオフセット電圧が−Ｖｄｃ１，−Ｖｄｃ２になる。
【００２７】
検波回路２５はタイミング回路２８からのタイミング信号ｔ２に同期して入力信号を検波するものであり、タイミング信号ｔ２がＨレベルの期間には可変増幅器２４の出力信号Ｖａ１．Ｖａ２をそのまま取り出し、タイミング信号ｔ２がＬレベルの期間には可変増幅器２４の出力信号Ｖａ１．Ｖａ２の極性を反転して取り出す。また、同期検波の際には可変増幅器２４の出力信号Ｖａ１．Ｖａ２が保有していたオフセット電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２を打ち消すようなオフセット電圧−Ｖｄｃ１，−Ｖｄｃ２が生成され信号成分Ｖｂ１．Ｖｂ２に含まれることになる。この信号成分Ｖｂ１．Ｖｂ２はスイッチ回路３１と同期するように切換信号ｔ１により制御されるスイッチ回路３２によって、位置信号Ｉ１，Ｉ２に対応した脈流波形状の信号成分Ｖｄ１，Ｖｄ２に分離される。
【００２８】
スイッチ回路３２により分離された信号成分Ｖｄ１，Ｖｄ２はそれぞれ積分回路（実際にはローパスフィルタ＝ＬＰＦ）２６ａ，２６ｂに入力され、直流成分が取り出されることによって上述のオフセット電圧が相殺されて除去される。積分回路２６ａ，２６ｂから出力される位置情報信号Ｖ１，Ｖ２は差演算部２７ａに入力され、差演算部２７ａからは位置信号Ｉ１，Ｉ２の信号値の差に相当する信号を得ることができる。
【００２９】
また、位置情報信号Ｖ１，Ｖ２は和演算部２７ｂに入力され、位置信号Ｉ１，Ｉ２の信号値の和に相当する信号を得る。和演算部２７ｂの出力は、位置検出素子２１での受光光量に相当するのであって、本実施形態では比較回路１７によってこの情報を基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、比較回路１７は基準電圧Ｖｒｅｆにより定められている基準の受光量と実際の受光量との差に相当する出力をフィードバック制御回路１６に入力する。上述したように、フィードバック制御回路１６の出力はレーザダイオード１１の発光量を決定するから、位置検出素子１１の受光量を基準電圧Ｖｒｅｆで決まる受光量に保つように、レーザダイオード１１の発光量をフィードバック制御することになり、結果的に位置検出素子１２の受光量を一定に保つことになる。また、フィードバック制御回路１６は受光量（つまり和演算部２７ｂの出力）が一定に保たれるように可変増幅器２４の増幅率を調節するのであって、結果的に和演算部２７ｂの出力値は一定に保たれることになる。
【００３０】
上述のように、和演算部２７ｂの出力を一定に保つようなフィードバック制御を行なっていることにより、（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｖ１＋Ｖ２）の演算において分母を一定に保つことができ、結果的に（Ｖ１−Ｖ２）を求めるだけで対象物３までの距離を求めることが可能になるのである。要するに、分母が一定であることが保証されることにより、分母を求める必要がなくなるのである。すなわち、本実施形態においては、差演算部２７ａと和演算部２７ｂとのほかに変調回路１５、フィードバック制御回路１６、比較回路１７、可変増幅器２４も演算部２７′の構成要素になる。
【００３１】
ところで、上述の回路構成において、フィードバック制御回路１６の出力によるレーザダイオード１１の光出力の可変範囲（変調電圧）および可変増幅器２４の増幅率の可変範囲を、それぞれ１〜１００％とし、変調電圧が１００％のときにレーザダイオード１１から従来構成と同様の光出力が得られ、可変増幅器２４は１％のときに従来構成の増幅器と同様の増幅率になるものする。また、反射率の基準となる対象物３（たとえば、白色のセラミックス）が所定距離に位置するときの受光量を１００とする指数（この状態を反射率の指数が１００であるものとする）を設定し、このときの変調電圧（つまり光出力）を１００％、可変増幅器２４の増幅率を１％とする。反射率（受光量）が１００よりも大きいときには図３に丸付き数字１で示すように反射率が大きいほど変調電圧を下げるようにし、反射率が１００よりも小さいときには図３に丸付き数字２で示すように反射率が小さいほど可変増幅器２４の増幅率を大きくする。このように変調電圧と可変増幅器２４の増幅率とをそれぞれ１００倍ずつ変化させることができるから、ダイナミックレンジは１００×１００＝１００００倍になる。また、受光量が基準値（指数１００）よりも大きいときには変調電圧を小さくし、基準値よりも小さいときには増幅率を大きくしているから、分解能は図３に丸付き数字３で示すように高い分解能を保つ。なお、受光量に対応する電圧は図３に丸付き数字４で示すように一定に保たれる。このように、ダイナミックレンジを大幅に高め、かつ測距精度が高くなるのである。図３の斜線部は測距が不可能な範囲を示す。
【００３２】
なお、上述の説明では基準の受光量を１００としているが、要求仕様や個々の回路構成の仕様などに応じて最適値に設定すればよい。たとえば、反射率の小さい対象物３を重視する場合であって、０．１〜１０００という範囲の受光量に対応できるようにしたければ受光量の基準値が１０になるように設定すればよい。また、反射率の高い対象物３を重視する場合であって、１０〜１０００００という範囲の受光量に対応できるようにしたければ受光量の基準値が１０００になるように設定すればよい。また、変調電圧と可変増幅器２４の増幅率とのうち少なくとも一方の可変範囲を１００倍に設定することができないのであれば、ダイナクミックレンジは小さくなるが、それでも従来構成のダイナミックレンジが１０倍であるのに比較すれば十分に大きなダイナミックレンジを得ることが可能である。たとえば、変調電圧の可変範囲が１００倍であり、可変増幅器２４の増幅率の可変範囲が１０倍であるときには、ダイナミックレンジは１０００倍になるが、受光量の基準値を適宜に設定することで、広範囲にわたる測距が可能になるのである。
【００３３】
上述した構成では、位置検出素子２１から出力される位置信号Ｉ１，Ｉ２をレーザダイオード１１の発光周期の１周期毎に交互に時分割的に処理しており、Ｉ／Ｖ変換回路２３、可変増幅器２４、検波回路２５を共用しているから、２系統の回路を用いる場合のような、構成部品の定数のばらつきや温度特性のばらつきによる誤差が発生せず、しかも２つの位置信号Ｉ１，Ｉ２を同じ検波回路２５で同期検波しているからオフセット誤差が発生しないのである。さらに、検波回路２５よりも前段側で生じたオフセット誤差は検波回路２５を通すことで相殺させることができる。なお、検波回路２５で生じるわずかなオフセット誤差は、回路が１系統であることにより比較的簡単な構成の補正回路で除去することが可能である。さらに、２つの位置信号Ｉ１，Ｉ２を同一の回路で処理しているから、スイッチ回路３２により分離されるまでは周波数特性に差を生じることがなく、レーザダイオード１１を駆動する信号の変調周波数に変化が生じても測距結果や過渡的な誤差の発生が生じない。たとえば、図４（ａ）に示すように時間とともに対象物３までの距離が変化したとする。本実施形態では２つの位置信号Ｉ１，Ｉ２の周波数応答に差が生じないから図４（ｂ）のように測距信号（Ｖ１−Ｖ２）に過渡応答による誤差が生じないが、従来構成のように２つの位置信号Ｉ１，Ｉ２の周波数応答に差が生じる場合には図４（ｃ）のように過渡応答による誤差が生じる。
【００３４】
上述の例では、切換信号ｔ１の周期をタイミング信号ｔ２の周期の２倍に設定していたが、本実施形態は図５に示すように、これを６倍に設定したものである。このように、切換信号ｔ１の周期をタイミング信号ｔ２の周期の３倍以上に設定すると、スイッチ回路３１，３２のスイッチング時に発生するノイズの影響を低減することができる。この周期は整数倍であれば適宜に設定することができるものである。
【００３５】
（実施形態２）
本実施形態は、図６に示すように、Ｉ／Ｖ変換回路２３ａ，２３ｂを２個設けて各位置信号Ｉ１，Ｉ２をそれぞれ電圧信号に変換している点、およびレーザダイオード１１の光出力を和演算部２７ｂの出力に基づいて調整していない点で実施形態１と相違している。
【００３６】
本実施形態の構成のように、微小である位置信号Ｉ１，Ｉ２を適宜の大きさの電圧信号に変換した後にスイッチ回路３１に通していることによって、スイッチング回路３１のスイッチング時に生じるノイズの影響を受けにくくなり、このことによって測定結果の誤差を抑制することができる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００３７】
（参考例１）
本例は、図７に示すように、受光量に基づくフィードバック制御を行なわないものであり、かつスイッチ回路３２および差演算部２７ａ、和演算部２７ｂを設けずに割算部２７ｃを設けることによって、対象物３の変位に相当する測距信号（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｖ１＋Ｖ２）を求めるようにしたものである。
【００３８】
ビーム光を投光する構成については従来構成と同様である。また、位置検出素子２１の出力である位置信号Ｉ１，Ｉ２をスイッチ回路３１を通して時分割的にＩ／Ｖ変換回路２３に取り込み、Ｉ／Ｖ変換回路２３の出力を増幅器２４により増幅する点は実施形態１と同様である。実施形態１の構成では、増幅器２４の出力信号Ｖａ１．Ｖａ２を検波回路２５に入力して同期検波していたが、本例では検波・演算回路２５′に入力して以下の信号を生成する点に特徴を有している。
【００３９】
検波・演算回路２５′には、タイミング信号ｔ２に加えて、図８に示すように、切換信号ｔ１とは位相が９０度異なる（ここでは進相）演算制御信号ｔ３が入力される。検波・演算回路２５′ではこの演算制御信号ｔ３を用いて同期検波を行なうのであって、増幅器２４の出力信号Ｖａ１．Ｖａ２のうち位置信号Ｉ１の後半部と位置信号Ｉ２の前半部とに対応する部分の極性を反転した形の信号が得られることになる。つまり、図８の場合にはこの同期検波によって位置信号Ｉ１に相当する信号成分Ｖｄ１を正極性、位置信号Ｉ２に相当する信号成分Ｖｄ２を負極性とするような差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）が出力されることになる。
【００４０】
一方、タイミング信号ｔ２を用いて同期検波を行なえば、両位置信号Ｉ１，Ｉ２に相当する信号成分Ｖｄ１，Ｖｄ２がともに正極性となるような和信号（Ｖｄ１＋Ｖｄ２）が得られる。結局、差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）と和信号（Ｖｄ１＋Ｖｄ２）は位置信号Ｉ１，Ｉ２の和と差とに対応する信号になるから、それぞれ積分回路（ローパスフィルタ）２６ａ，２６ｂにより平均化すれば、位置信号Ｉ１、Ｉ２の差に相当する信号（Ｖ１−Ｖ２），（Ｖ１＋Ｖ２）を抽出することができる。したがって、両信号を割算部２７ｃに入力して除算を行なえば、測距信号（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｖ１＋Ｖ２）を得ることができる。
【００４１】
上述のような同期検波を行なうための検波・演算回路２５′としては、具体的には図９に示す構成を採用することができる。つまり、４個の演算増幅器ＯＰ１〜ＯＰ４を用いて２個ずつ対にし、対になる一方の演算増幅器ＯＰ１，ＯＰ３は非反転増幅、他方の演算増幅器ＯＰ２，ＯＰ４は反転増幅を行なわせ、さらにスイッチ要素Ｓ１，Ｓ２により各対ごとに非反転増幅と反転増幅との結果を交互に取り出すようにしているのである。そして、スイッチ要素Ｓ１は演算制御信号ｔ３により交互に切り換えられ、スイッチ要素Ｓ２はタイミング信号ｔ３により交互に切り換えられる。
【００４２】
本例の構成では、割算部２７ｃを必要としているから、ダイナミックレンジに関しては従来例と同程度になるが、スイッチ回路３１が１つであるから、スイッチングノイズが少なくなり、また複数のスイッチ回路３１を用いた場合のタイミングのずれやスイッチ回路３１の切換タイミングのずれに伴う測定結果の誤差の発生を抑制することができる。さらに、差演算部２７ａや和演算部２７ｂを用いていないから、これらの演算誤差による測定結果の誤差の発生を抑制することができる。他の構成および動作は従来例と同様である。
【００４３】
検波・演算回路２５′の別の構成としては、図１０、図１２に示す回路構成が考えられる。図１０に示す回路構成では、図９に示した回路構成とは和信号（Ｖｄ１＋Ｖｄ２）を生成する部分が異なるものであって、この構成では差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）を生成した後に、差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）を切換信号ｔ１を用いて同期検波することにより和信号（Ｖｄ１＋Ｖｄ２）を生成している。要するに図１１に示すように、差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）の負極部分を反転させているのである。
【００４４】
一方、図１２に示す回路構成では、図１０に示した構成とは逆に、タイミング信号ｔ２により生成した和信号（Ｖｄ１＋Ｖｄ２）を、切換信号ｔ１によって同期検波することにより差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）を生成する。この構成では、図１３に示すように、和信号（Ｖｄ１＋Ｖｄ２）の正極部分のうち位置信号Ｉ２に相当する部分を反転させることで差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）を生成している。しかも、この構成では演算制御信号ｔ３を別途に生成する必要がなく、タイミング回路２８の構成が簡単になる。
【００４５】
（参考例２）
本例は図１４に示すように、図７に示した参考例１と同様の構成を有し、検波・演算回路２５′において、切換信号ｔ１、タイミング信号ｔ２、演算制御信号ｔ３を用いることにより、（Ｖｄ１＋ｋ・Ｖｄ２）となる和信号を生成するものであって、和信号に補正を加えている。このような補正は従来周知であって、受光量の変化に対する出力結果の非線形性を補正するものである。動作は図１５に示すように参考例１とほぼ同様である。
【００４６】
図１６に示すように、検波・演算回路２５′において差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）を得る構成は図９に示した参考例１の構成と同様である。和信号（Ｖｄ１＋ｋ・Ｖｄ２）を求める和信号生成部３３では、切換信号ｔ１とタイミング信号ｔ２とを用いて和信号（Ｖｄ１＋ｋ・Ｖｄ２）を求める。
【００４７】
和信号生成部３３は、具体的には図１７に示すような各種構成を採用することができる。図１７（ａ）に示す構成は、入力信号を分岐して可変抵抗器ＶＲにより減衰させるとともに、切換信号ｔ１を用いてアナログスイッチＡＳ１を制御することにより位置信号Ｉ２に対応する成分は可変抵抗器ＶＲにより調節された形で非反転増幅用および反転増幅用の演算増幅器ＯＰ３，ＯＰ４に入力させる。
【００４８】
図１７（ｂ）に示す構成は、演算増幅器ＯＰ５，ＯＰ６とスイッチ要素Ｓ３とによって正電圧と０ボルトとの電圧を発生する回路を構成し、この電圧を可変抵抗器ＶＲにより適宜調節して非反転増幅用および反転増幅用の演算増幅器ＯＰ３，ＯＰ４の入力に加算したものである。スイッチ要素Ｓ３を切換信号ｔ１により制御することで、位置信号Ｉ２に対応する入力信号にのみ適宜の電圧を加算してｋＶｄ２に相当する信号を発生させる。
【００４９】
図１７（ｃ）に示す構成は、演算増幅器ＯＰ５，ＯＰ６とスイッチ要素Ｓ３と直流電源Ｖｐとを用いて入力電圧と直流電源Ｖｐの電圧との差電圧を出力可能としたものであり、一方の演算増幅器ＯＰ６への入力には可変抵抗器ＶＲを挿入して入力電圧を調節可能としてある。したがって、スイッチ要素Ｓ３を切換信号ｔ１により切り換えると、位置信号Ｉ２に対応する入力信号のレベルを調節してｋＶｄ２に相当する信号を得ることができる。
【００５０】
図１７（ｄ）に示す構成は、演算増幅器ＯＰ３，ＯＰ４およびスイッチ要素Ｓ２により求めた信号（Ｖｄ１＋Ｖｄ２）に対して、ＯＰ５によるボルテージフォロワと、ＯＰ６および可変抵抗器ＶＲを備える増幅器とのどちらを通った信号を採用するかを切換信号ｔ１により制御されるスイッチ要素Ｓ３で選択することにより、位置信号Ｉ２に対応する信号に補正を加えることができるようにしたものである。
【００５１】
本例においても、参考例１と同様に、差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）を求めた後に、その結果を用いて和信号（Ｖｄ１＋ｋ・Ｖｄ２）を発生させる構成を採用することができる。すなわち、図１８に示すように、演算増幅器ＯＰ３，ＯＰ４とスイッチ要素２とを用いて差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）のうち負極成分を反転すればよいのである。また、位置信号Ｉ２に相当する成分は可変抵抗器ＶＲを用いて増幅率を変えており、結果的に和信号（Ｖｄ１＋ｋ・Ｖｄ２）が得られるようになっている。この構成では、切換信号ｔ１と演算制御信号ｔ３とのみを用いるから、３種類の信号を用いる場合よりも簡単な構成になる。この回路を用いた場合の動作を図１９に示す。
【００５２】
（参考例３）
参考例２では、差演算部２７ａや和演算部２７ｂを設けず割算部２７ｃのみを設けていたが、本例では図２０に示すように、加算器２７ｄを設けている。すなわち、検波・演算回路２５′は、切換信号ｔ１と演算制御信号ｔ３とを用いて、差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）と、位置信号Ｉ１，Ｉ２にそれぞれ対応する脈流波形の信号成分Ｖｄ１，Ｖｄ２とを抽出できるように構成してある。検波・演算回路２５′の３出力はそれぞれ積分回路（ローパスフィルタ）２６ａ，２６ｃ，２６ｄを通して平均化され、信号成分Ｖｄ１，Ｖｄ２に相当する積分回路２６ｃ，２６ｄの出力は加算器２７ｄに入力されて和信号（Ｖｄ１＋ｋ・Ｖｄ２）の平均値（Ｖ１＋ｋ・Ｖ２）が求められる。このようにして得られた差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）と和信号（Ｖｄ１＋ｋ・Ｖｄ２）との各平均値（Ｖ１−Ｖ２），（Ｖ１＋ｋ・Ｖ２）を割算部２７ｃに入力することによって対象物３までの距離に応じた測距信号（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｖ１＋ｋ・Ｖ２）を得ることができるのである。この動作は基本的は参考例２と同様であり、各部の動作波形は図２１のようになる。
【００５３】
図２０に示した検波・演算回路２５′の具体構成を示すと、たとえば図２２のようになる。この構成において差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）を抽出する構成は図９に示したものと同様である。差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）が求まれば、正極成分と負極成分とに分離して抽出すれば、信号成分Ｖｄ１，Ｖｄ２をそれぞれ抽出することができる。つまり、演算増幅器ＯＰ７〜ＯＰ１０およびスイッチ要素Ｓ４，Ｓ５、インバータＩＮを用いて、差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）の正極成分と負極成分とをそれぞれ抽出するのである。
【００５４】
（参考例４）
本例は、図２３に示すように、演算部２７′の構成が参考例２とは異なるものであり、他の構成は参考例２と同様のものである。すなわち、検波・演算回路２５′においては差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）と位置信号Ｉ２に相当する信号成分Ｖｄ２とを抽出し、それぞれ積分回路（ローパスフィルタ）２６ａ，２６ｄにより平均化し、加算器２７ｄにおいては差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）と信号成分Ｖｄ２との各平均値を用いて和信号（Ｖｄ１＋ｋ・Ｖｄ２）の平均値（Ｖ１＋ｋ・Ｖ２）を生成している。差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）と和信号（Ｖｄ１＋ｋ・Ｖｄ２）との各平均値（Ｖ１−Ｖ２），（Ｖ１＋ｋ・Ｖ２）は割算部２７ｃに入力され、対象物３までの距離に応じた測距信号（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｖ１＋ｋ・Ｖ２）が求められるのである。この動作は基本的は参考例２と同様であり、各部の動作波形は図２４のようになる。
【００５５】
図２３に示した検波・演算回路２５′の具体構成を示すと、たとえば図２５のようになる。ここにおいて、差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）を生成する構成は図９に示したものと同様であり、位置信号Ｉ２に相当する信号成分Ｖｄ２を抽出する構成は図２２に示した参考例３のものと同様である。他の構成および動作は参考例３と同様である。
【００５６】
（参考例５）
本例は、図２６に示すように、演算部２７′の構成が参考例２とは異なるものであり、他の構成は参考例２と同様のものである。すなわち、検波・演算回路２５′においては差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）と信号（Ｖｄ１＋Ｖｄ２）と位置信号Ｉ２に相当する信号成分Ｖｄ２とを抽出し、それぞれ積分回路（ローパスフィルタ）２６ａ，２６ｂ，２６ｄにより平均化し、加算器２７ｄにおいては信号（Ｖｄ１＋Ｖｄ２）と信号成分Ｖｄ２との平均値を用いて和信号（Ｖｄ１＋ｋ・Ｖｄ２）の平均値（Ｖ１＋ｋ・Ｖ２）を生成している。差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）と和信号（Ｖｄ１＋ｋ・Ｖｄ２）との平均値（Ｖ１−Ｖ２），（Ｖ１＋ｋ・Ｖ２）は割算部２７ｃに入力され、対象物３までの距離に応じた測距信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）／（Ｖｄ１＋ｋ・Ｖｄ２）が求められる。この動作は基本的は参考例２と同様であり、各部の動作波形は図２７のようになる。
【００５７】
図２６に示した検波・演算回路２５′の具体構成を示すと、たとえば図２８ののようになる。ここにおいて、信号（Ｖｄ１＋Ｖｄ２）を生成する構成は図９に示したものと同様であり、差信号（Ｖｄ１−Ｖｄ２）は演算増幅器ＯＰ１，ＯＰ２とスイッチ要素Ｓ１とを用いて信号（Ｖｄ１＋Ｖｄ２）の負極成分を反転することにより、得ることができる。また、位置信号Ｉ２に相当する信号Ｖｄ２は、演算増幅器ＯＰ９，ＯＰ１０、スイッチ要素５、インバータＩＮを用いて抽出される。他の構成および動作は参考例３と同様である。
【００５８】
【発明の効果】
請求項１の発明は、適宜周期で振幅変調されたビーム光を発光素子から対象物に照射し、対象物の表面に形成される投光スポットを位置検出素子の受光面に結像させることにより得た受光スポットの位置に基づいて対象物の基準位置からの変位を検出する光学式変位測定装置において、位置検出素子は直流成分を中心とする正弦波状の信号であって受光スポットの位置に応じて振幅の比率が決まる一対の位置信号を出力し、位置信号をビーム光の変調周期の整数倍周期で交互に通過させる第１のスイッチ回路と、第１のスイッチ回路を通過した位置信号を増幅する可変増幅器と、可変増幅器の出力をビーム光の変調周期の半周期毎に極性を反転するように同期検波する検波回路と、検波出力から位置信号に対応した脈流波形状の信号成分を分離する第２のスイッチ回路と、第２のスイッチ回路により分離された信号成分をそれぞれ積分する積分回路と、積分回路の出力に基づいて対象物の変位に相当する測距信号および位置検出素子での受光量に相当する信号を出力する演算部と、位置検出素子での受光量に相当する前記信号をほぼ一定に保つように発光素子の光出力と可変増幅器の増幅率との少なくとも一方をフィードバック制御するフィードバック制御回路とを備えるものであり、発光側と受光側とでそれぞれ受光量に相当する信号をほぼ一定に保つようにフィードバック制御を行なうから、受光量に対するダイナミックレンジが非常に大きくなるという利点がある。また、位置信号はスイッチ回路を通して１系統で処理しているから部品のばらつきによる誤差の発生が少なくなる結果、高精度な測距が可能であって、しかも回路構成要素を従来よりも削減することが可能になるという利点がある。さらに、位置信号には外乱光などにより生じる直流成分が含まれているが、検波回路においてビーム光の変調周期の半周期毎に極性を反転するように同期検波することにより、検波出力である脈流波形状の信号成分には直流成分に相当するオフセット電圧が互いに逆極性で含まれることになり、この信号成分を積分回路に通すことによりオフセット電圧が相殺されて除去される。
【００５９】
請求項２の発明のように、位置検出素子での受光量に基準値を設定し、フィードバック制御回路が、前記基準値よりも受光量が増加すると発光素子の光出力を減少させ、前記基準値よりも受光量が減少すると可変増幅器の増幅率を増加させるものでは、受光量が増加すれば光出力を減少させることで飽和を防止し、また受光量が減少すると増幅率を高めて信号がノイズに埋もれるのを防止することができるという利点がある。
【００６０】
請求項３の発明のように、第１および第２のスイッチ回路の切換周期がビーム光の変調周期の２倍以上に設定されているものでは、スイッチ回路の切換周期が長くなることによってスイッチ回路のスイッチングノイズの影響が軽減されるという利点がある。
【００６１】
請求項４の発明のように、位置検出素子より出力される位置信号が電流信号であって、各位置信号をそれぞれ電流−電圧変換するＩ／Ｖ変換回路を前記第１のスイッチ回路よりも前段に設けたものでは、微小な電流信号を電圧信号に変換してから第１のスイッチ回路に入力するから、第１のスイッチ回路のスイッチングノイズの影響を受けにくくなるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示すブロック図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】同上の動作説明図である。
【図４】同上の動作説明図である。
【図５】同上の他の動作例を示す動作説明図である。
【図６】実施形態２を示すブロック図である。
【図７】参考例１を示すブロック図である。
【図８】同上の動作説明図である。
【図９】同上の要部回路図である。
【図１０】同上の要部回路図である。
【図１１】同上の動作説明図である。
【図１２】同上の要部回路図である。
【図１３】同上の動作説明図である。
【図１４】参考例２を示すブロック図である。
【図１５】同上の動作説明図である。
【図１６】同上の要部回路図である。
【図１７】同上の要部回路図である。
【図１８】同上の要部回路図である。
【図１９】同上の動作説明図である。
【図２０】参考例３を示すブロック図である。
【図２１】同上の動作説明図である。
【図２２】同上の要部回路図である。
【図２３】参考例４を示すブロック図である。
【図２４】同上の動作説明図である。
【図２５】同上の要部回路図である。
【図２６】参考例５を示すブロック図である。
【図２７】同上の動作説明図である。
【図２８】同上の要部回路図である。
【図２９】従来例を示すブロック図である。
【図３０】従来例の動作説明図である。
【符号の説明】
１１レーザダイオード（発光素子）
１５変調回路
１６フィードバック制御回路
１７比較回路
２１位置検出素子
２３Ｉ／Ｖ変換回路
２３ａＩ／Ｖ変換回路
２３ｂＩ／Ｖ変換回路
２４可変増幅器
２５検波回路
２５′ 検波・演算回路
２６ａ積分回路
２６ｂ積分回路
２６ｃ積分回路
２６ｄ積分回路
２７′演算部
２７ａ差演算部
２７ｂ和演算部
２７ｃ割算部
２７ｄ加算器
３１スイッチ回路
３２スイッチ回路

Claims

適宜周期で振幅変調されたビーム光を発光素子から対象物に照射し、対象物の表面に形成される投光スポットを位置検出素子の受光面に結像させることにより得た受光スポットの位置に基づいて対象物の基準位置からの変位を検出する光学式変位測定装置において、位置検出素子は直流成分を中心とする正弦波状の信号であって受光スポットの位置に応じて振幅の比率が決まる一対の位置信号を出力し、位置信号をビーム光の変調周期の整数倍周期で交互に通過させる第１のスイッチ回路と、第１のスイッチ回路を通過した位置信号を増幅する可変増幅器と、可変増幅器の出力をビーム光の変調周期の半周期毎に極性を反転するように同期検波する検波回路と、検波出力から位置信号に対応した脈流波形状の信号成分を分離する第２のスイッチ回路と、第２のスイッチ回路により分離された信号成分をそれぞれ積分する積分回路と、積分回路の出力に基づいて対象物の変位に相当する測距信号および位置検出素子での受光量に相当する信号を出力する演算部と、位置検出素子での受光量に相当する前記信号をほぼ一定に保つように発光素子の光出力と可変増幅器の増幅率との少なくとも一方をフィードバック制御するフィードバック制御回路とを備えることを特徴とする光学式変位測定装置。
前記位置検出素子での受光量に基準値を設定し、前記フィードバック制御回路は、前記基準値よりも受光量が増加すると発光素子の光出力を減少させ、前記基準値よりも受光量が減少すると可変増幅器の増幅率を増加させることを特徴とする請求項１記載の光学式変位測定装置。
前記第１および第２のスイッチ回路を切り換える周期はビーム光の変調周期の２倍以上に設定されていることを特徴とする請求項１記載の光学式変位測定装置。
前記位置検出素子より出力される位置信号は電流信号であって、各位置信号をそれぞれ電流−電圧変換するＩ／Ｖ変換回路を前記第１のスイッチ回路よりも前段に設けたことを特徴とする請求項１記載の光学式変位測定装置。