JPH0735976B2

JPH0735976B2 - 回転速度を測定するためのファイバ・オプティック・サニャック干渉計

Info

Publication number: JPH0735976B2
Application number: JP3284691A
Authority: JP
Inventors: ペーター・グロルマン
Original assignee: リテフ・ゲゼルシャフト・ミット・ベシュレンクテル・ハフトウング
Priority date: 1990-10-31
Filing date: 1991-10-30
Publication date: 1995-04-19
Anticipated expiration: 2010-04-19
Also published as: DE4034664C2; US5268740A; DE59103800D1; EP0483501A2; JPH0518763A; EP0483501B1; EP0483501A3; DE4034664A1

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の分野】この発明は、請求項１のプリアンブルに
従って回転測度を測定するためのファイバ・オプティッ
ク・サニャック干渉計に関するものである。

【０００２】

【発明の背景】たとえば慣性空間における発射体の本体
の回転運動を感知する目的のために、ファイバ・オプテ
ィック・サニャック干渉計が知られており、特にこれら
は多様な構成および異なる信号評価原理でファイバ・オ
プティック・ジャイロ（省略形：ＦＯＧ）としても参照
される。このようなファイバ・オプティック・ジャイロ
の構成は通例一端に光位相変調器を有する光導波路によ
って達成される環状光経路と、光源の光を光経路にカッ
プルインし、かつ回転速度の情報を運ぶ変調された光を
光経路から光検出器へカップルアウトするための光カプ
ラと、検出器信号を評価し、かつ次の記述が主に関係す
る性質を有する特定の変調信号で位相変調器に作用する
電子回路配列とを含む。

【０００３】ここで主に関心を寄せられるこのようなフ
ァイバ・オプティック・ジャイロの実施例は前記変調器
で周期的位相シフトを使用し、その位相シフトの周期は
一定の光出力の未変調光源と同様環状光経路の光通過時
間の２倍に対応する。（リングの）環状光経路の回転移
動が存在すると、光検出器は変調された光の強度によっ
て作用され、これは変調信号の周波数を有する成分を含
む。この信号の振幅は回転速度の大きさの測度である
が、変調位相関係に関連するこの位相関係は回転方向の
情報を与える。適当な搬送周波数変調処理、たとえば基
準として変調周波数を有する同期復調によって、一般に
非線形振幅−回転速度相互関係を有する、回転方向に関
して単独で評価される信号を得ることが可能である。

【０００４】このいわゆる読出信号は、付加的光位相シ
フトによって、回転発生される位相シフト（サニャック
位相）の効果をこの態様において実質的に補償するため
に、回転速度の情報を送る信号として直接評価されるか
（オープンループ処理）、または制御装置を介して位相
変調器に付加的信号を供給するのに役立つことが可能で
ある。この付加的位相シフトは同様に、回転速度の直接
測度である（閉鎖ループ処理）。後者の処理は信号処理
装置に関してより多くの技術的経費を必要とするが、広
いダイナミックレンジにわたって慣性技術に必要とされ
る回転速度測定の精度のためにとくによりよい結果をも
たらす。

【０００５】これらのいわゆるリセット・サニャック干
渉計に関する先行技術（閉鎖ループ処理）に関して、米
国特許番号第４、７０５、３９９号がヨーロッパ特許公
開番号第Ａ−０、２９４、９１５号とともに参照され
る。最初に述べられた米国特許の明細書の内容に従っ
て、位相変調器における位相のリセットは２π位相偏差
の逆ジャンプを有する方形の変調された階段状位相シフ
トを介して達成される。のこぎり波ピッチは回転速度の
測度である。低い回転速度における回転速度センサ配置
の不感度レンジが減少され、換算係数のドリフトが妨げ
られる実質的に改良された処理はヨーロッパ特許出願番
号第９０／１００、１０３．２号（ドイツ指定）の主題
である。

【０００６】２番目に述べられたヨーロッパ特許公開番
号第Ａ−０、２９４、９１５号に従った処理において、
光検出器信号は特定の周期でのみ評価され、これらの信
号の外側は電子スイッチを介して下流信号処理装置から
分離される。復調装置によって、回転速度信号が得ら
れ、他の変調信号に加えて位相変調器に送られる位相変
調信号の振幅および位相関係を制御するのに役立つ。振
幅、位相関係、大きさおよび印に従って、これらの付加
的変調信号はリセット−有効な光位相を含み、したがっ
てこれらは同時に回転速度の直接測度である。前述の米
国特許の明細書に説明されるいわゆる位相ランプリセッ
ト処理と比較すると、リセット信号は、より簡単に発生
され得る長方形発振が十分であるため、前述のスイッチ
を介する光検出器の周期的読出のためにランプの態様に
おいて上昇する必要がないという利点が得られる。

【０００７】前述の型の回転速度センサの大きな技術的
問題は、従来、読出信号の十分に正確な復調であった。
適当な復調器は特にオープンループ配列のためにしばし
ば６０年間より長いきわめて大きいダイナミックレンジ
を有さねばならぬ一方、他方数百ｋＨｚの周波数のため
に設計されねばならない。この目的のために、原則とし
てＦＥＴスイッチから構成される高速同期復調器が使用
される。しかし、この場合切換処理の間チャージキャリ
ア注入のためにエラー項がかつ変調器の入力へのジャイ
ロ変調信号の散在する高調波のためにオフセットエラー
が、変調信号と復調器の基準信号との間の位相差および
いわゆる損失変調によって発生する。さらに、少なくと
も現行技術においてはまだ使用可能でない高速かつ高分
解能のＡ／Ｄコンバータの必要が生じる。

【０００８】ジャイロ読出信号の復調におけるこれらの
問題を処理するために、ヨーロッパ特許出願番号第８９
／１１０、０４１．４号（ドイツ指定）は、他の理由で
大きいことが必要とされるジャイロ帯域幅がジャイロ読
出信号または回転速度信号のためにまったく必要とされ
ないという認識を使用する復調処理を提示した。通常き
わめて広帯域の光源の適当な復調によって、すなわち光
源のパルス制御された付勢および消勢によって、読出信
号を実質的により低い周波数レンジに変形することが可
能である。リングの位相変調器がリングにおいて光通過
時間の２倍の周期を有する変調信号で以前と同じように
変調されるにもかかわらず、回転速度の情報を送る信号
は再度光検出器で発生するが、その信号の搬送周波数は
前述の先行技術に従った処理と比較すると位相変調器周
波数より著しく低い。特により短いファイバ長のおよび
相応じて高い変調周波数を有する最近のファイバ光学ジ
ャイロの構成の場合、読出信号のために達成される周波
数の減少は決定的に重要である。

【０００９】

【発明の概要】この発明の目的は、読出信号の搬送周波
数の減少が光源の適当な変調またはキーイングによって
その中で達成されるヨーロッパ特許出願番号第８９／１
１０、０４１．４号に説明される型のファイバ光学ジャ
イロのさらなる改良を達成することである。

【００１０】前述のヨーロッパ特許出願の主題に続け
て、回転速度を測定するためのファイバ・オプティック
・サニャック干渉計において、 −ファイバ部分を介して伝達される光源から発する光線
は、その出力に読出信号のための光検出器が接続される
第１の方向性結合器を通過し、第２の方向性結合器にお
いて２つの部分的光線に分割され、それらは互いに逆方
向にファイバコイルに照射され、かつ、その周期がファ
イバコイルを介する光の通過時間の偶数倍に対応する信
号で位相変調器によって周期的に変調され、 −切換信号発生器は、位相変調信号の周期の整数倍に対
応する第１の時間間隔の間、干渉計の周期的出力信号の
特定化された第１の位相部分だけが復調および評価回路
によるさらなる処理のために現われるような態様で光源
の励磁信号を周期的に走査し、 −論理回路は切換信号発生器をトリガし、それによって
第１の時間間隔後、第２の時間間隔の間またはおそらく
各瞬間において位相変調信号の周期の整数倍に対応する
さらなる継続的な時間間隔の間、干渉計の周期的読出信
号の第２の位相部分または、各瞬間に連続してさらなる
位相部分だけが発生し、その結果個々の記録された位相
部分の数に対応する複数のキーイングシーケンス変化
後、記録された位相部分のシーケンスからなる読出信号
の周期全体が記録され、続いて類似の態様で漸進的にさ
らなる周期が記録され、位相部分ごとのキーイングパル
スの数に対応するその持続期間は位相変調信号の周期よ
り実質的に長く、さらに、 −キーイング処理によって記録された位相部分の読出信
号は走査時間間隔と同期的に復調されることを特徴と
し、この発明は、 −位相変調器は、復調された読出信号を受信するリセッ
ト調整装置と、調整装置の出力信号によって作用され、
かつ論理回路のトリガ信号のサイクルで１８０°交互に
なる方形位相関係で周期的変調信号の周波数と同期化さ
れる方形信号を送り、その方形信号の振幅は調整装置の
出力信号に追従する信号発生器と、第１の入力で信号発
生器出力によって、第２の入力で変調信号によって作用
される総和装置とを含む変調信号発生器によって駆動さ
れ、 −総和装置の増幅された総和出力は回転速度を補償する
変調信号として位相変調器に作用することによって規定
される。

【００１１】有利なことに、この調整装置において比例
積分調整器が使用され、これは信号発生器の振幅制御変
数が回転速度の直接測度であるようにセットされるべき
であり、回転速度はインタフェースを介して直接読出さ
れることも可能である。

【００１２】例示的実施例においてこれより後により詳
細に説明される適当な補助回路によって、換算係数の訂
正はさらに可能である。

【００１３】前述のヨーロッパ特許出願番号第８９／１
１０、０４１．４号において説明されるパルスされた光
源を有する復調処理を参照し、かつ部分的に依存して、
この発明は図面を参照する例示的実施例の補助を得てこ
れより後により詳細に説明される。

【００１４】

【好ましい実施例の詳細な説明】この発明の理解を容易
にするために、図４および５を参照するとともに、図２
および図３に関連して図１に示される干渉計を参照し
て、前述のヨーロッパ特許出願第８９／１１０、０４
１．４号に従った復調処理がまず説明される。

【００１５】光源１の光は第１の方向性結合器２および
変光器３を横切り、第２の方向性結合器４において２つ
の部分的光線に分割され、それらは互いに逆方向にファ
イバコイル５を通過する。部分的光線は両方とも、好ま
しくはファイバコイルの一端に取付けられる位相変調器
６で位相変調を付加的に受ける。位相変調器６は駆動信
号８によって作用され、これは干渉計配列の一般的な時
間依存位相変調に通ずる。この変調および慣性回転速度
Ωによって発生するサニャック位相Φ_Sの結果として、
読出信号Ｉ（ｔ）が読出チャネル９上の方向性結合器２
に接続される光検出器７で得られる。光源１を作動する
ための電流Ｉ（ｔ）はライン１０を介して与えられる。

【００１６】次の式はより近い近似値のために示される
干渉計ジャイロの伝達関数である。Ｉ（ｔ）＝Ｉ₀（１＋ｃｏｓ（Φ_S＋Φ（ｔ）−Φ（ｔ−γ））（ｓｉｃ）（１）サニャック位相は、 Φ_S＝（４π・Ｌ・Ｒ）・Ω／λ・ｃ（２）で示され、ここではＩ_oは一定の光強度（一定の光源の
電流レベルｉ_oを介する一定の光度）を示し、γはファ
イバコイル５を介する光の通過時間を示し、Ｌはファイ
バコイル５の長さを示し、Ｒはファイバコイル５の平均
半径を示し、λは光源１の光の平均波長を示し、ｃは真
空における光の速度を示す。

【００１７】一般的に、レーザダイオードまたはスーパ
ルミネセンスダイオード（ＳＬＤ）のいずれかが干渉計
ジャイロの光源１として使用される。どちらの型も１Ｇ
Ｈｚより大きいきわめて大きい帯域幅を有する。アプリ
ケーション回路は数百ＭＨｚの帯域幅を有するダイオー
ド駆動で既知である。したがって、光源１のキーイング
インおよびアウトは電流ライン１０を介して極めて迅速
に起こり得る。

【００１８】図２Ａは、およその最適周波数ｆ＝１／
（２・γ）、すなわちファイバコイル５を介する光の通
過時間が変調周波数の周期の１／２に対応する周波数で
の長方形信号の駆動の場合における位相変調器６の駆動
信号を示す。図２Ｂは、位相差がそのような変調の結果
として起こるジャイロの位相差Δφを示す。図２Ｃは、
回転速度の存在のイベントにおける光検出器７（光ダイ
オード）の読出信号Ｉ（ｔ）の時間進行を示す。同期復
調の場合において、各瞬間における２つの連続信号Ｉ⁺
およびＩ^-は互いに比較され、それらの間の差は位相差
として解釈される。この場合、光源は、変調信号の周期
の倍数に対応し、かつたとえば１００μｓないし１ｍｓ
の持続期間を有する特定の時間間隔の間、信号Ｉ⁺だけ
が発生し、次に同一の時間空間の間信号Ｉ^-だけが発生
するような態様でキーイングされた信号ｉ（ｔ）によっ
て交互に駆動される。

【００１９】光源１の電流供給線１０におけるこのよう
な駆動のために必要とされる信号シーケンスは、図２Ｄ
に示される。この信号シーケンスは論理回路１５によっ
て適当にトリガされる発生器１６によって発生される
（図４）。ライン９上の光検出器７の読出信号の緊急信
号シーケンスは図３Ａに示される。この信号は第１の瞬
間にローパスフィルタ１１を通り、キャパシタ結合１２
によって直接電圧成分を取除かれ、同期復調器１３に送
られ、これは光源１のキーイングインおよびアウトのパ
ルスの位相関係の遅い交番周波数に関して同期化され
る。より理解されるために、キャパシタ結合１２の信号
下流は図３Ｂに示され、同期復調器１３の基準信号が図
３Ｄに示される。

【００２０】方形信号発生器１７は図２Ａに従った変調
信号でライン８を介して位相変調器６（図１）を駆動す
る。同期復調器１３から得られる出力信号は図３Ｂおよ
び３Ｄの信号の積であり、すなわち図３Ｃに従った信号
シーケンスである。この信号はローパスフィルタ１４を
介して伝達され、同期復調器１３の出力で回転速度に比
例する信号１８として使用可能である。

【００２１】現存する相対的に低い（低周波数）復調は
０点の非常に優れた安定性を有する可能な低い周波数で
かつ線形に作動する比較的経済的な復調器成分で達成さ
れてもよい。

【００２２】この復調処理において非対称を生じないた
めに、光源のキーイングインおよびアウトの位相変化の
うちに位相関係だけを変化し、信号形式または信号の大
きさ（光源１の光度、光振幅）を変化しないことが必要
である。既知の安定化手段によってこの必要条件は容易
に満たされることができる。

【００２３】光源の付勢および消勢パルスを発生する発
生器１６は残りの電子システムからまったく独立的に作
動し、同期化のためだけに適当なトリガ信号が図４の回
路において示されるように論理回路１５から送られる。

【００２４】相対的に低い復調周波数のために、デジタ
ル復調処理が最適でもある。図５は、図２および図３に
従った信号シーケンスで同様に作動され得る復調回路を
示す。

【００２５】図５の回路と図４に従った回路との間の差
は、１１においてローパスフィルタされた信号がサンプ
ルホールドエレメント１９を介してアナログ／デジタル
コンバータ２０に送られ、信号プロセッサ２１によって
処理されるということである。信号プロセッサ２１は原
則として、同期または方形復調器１３と同一の機能を有
するが、付加的信号をデジタル的にフィルタし、論理回
路１５、位相変調器１７、および発生器１６の光源駆動
のための機能を引継ぐこともできる。完全さのために、
信号プロセッサ２１の機能はハードワイヤード論理構成
要素によって実行されることもできるということが言及
されるべきである。例示として、わずか１ビットの分解
能を有するＡ／Ｄコンバータ２０（コンパレータ）およ
び論理回路１５によって制御される方向制御可能なカウ
ンタ（順方向／逆方向カウンタ）が累算または積分処理
とともに復調処理を行なうことができる。信号プロセッ
サ２１はデジタル出力信号２２を送る。

【００２６】この発明に従って、回転速度に比例する信
号１８（図４）または２２（図５）は、たとえばＰＩレ
ギュレータの機能（比例積分）を実行する調整装置１０
２の入力１０１に与えられる。調整パラメータは、閉鎖
調整ループの場合回転速度リセットの動的作用を決定す
る。調整装置１０２の出力信号１０３は信号発生器の入
力１０５で信号発生器１０４を制御する。信号発生器１
０４のさらなる信号入力１０６および１０７は図２およ
び図３に従った論理回路１５からのの信号によってそれ
ぞれ作用される。信号発生器１０４の出力１０８は、図
２Ａに従った信号の周波数および信号１０３（レギュレ
ータ出力）に対応する振幅を示す実質的に方形の発振１
０９を送り、１８０°の周期的位相関係にある図３Ｄの
信号条件に依存してキーイングされ、したがって図３Ｄ
の信号の条件に依存する図２Ａの方形信号に関して同相
または逆相にある。信号１０９は総和装置１１１の入力
１１０に送られ、この装置は第２の入力１１２で図２Ａ
に従った変調信号によって作用される。総和装置１１１
の出力１１３で信号１１４が発生し、これは図２Ａに従
い、実質的に信号１０９の合計に比例する。この信号１
１４は増幅器１１５を介して位相変調器６に送られ、図
２Ａに従った信号による変調成分およびこの発明に従っ
て信号１０９から発するリセット成分からなる光位相シ
フトを結果として生じる。後に述べた信号成分１０９は
回転速度に依存するサニャック位相シフトの光効果が補
償され、かつ調整装置１０２の入力１０１に送られる復
調出力信号１８（図３Ｃ）が実質的に０になる態様で調
整装置１０２を介して制御される。リセット信号１０９
の振幅はサニャック位相シフトおよびしたがって測定さ
れるべき回転速度の直接測度であるため、信号発生器１
０４の振幅制御変数１０３も回転速度の直接測度であ
る。好ましくは、振幅制御変数１０３と信号１０９の出
力振幅との間の線形相互関係は信号発生器１０４におい
て達成されるべきであり、その場合信号１０３の値は回
転速度の線形測度であり、したがって直接またはおそら
くインタフェース１１６を介して回転測度を表わす信号
１０３ａとして通過され得るセンサ出力も表わす。

【００２７】調整装置１０２、信号発生器１０４、総和
装置１１１およびインタフェース１１６の機能は各瞬
間、全体的または部分的にアナログまたはデジタル回路
技術において与えられ、Ａ／ＤまたはＤ／Ａコンバータ
が移行点で与えられねばならない。デジタル機能装置も
図５に従った信号プロセッサ２１に全体的または部分的
に与えられることができる。例示として、調整装置１０
２、信号発生器１０４、総和装置１１１およびインタフ
ェース１１６の機能がデジタル信号処理装置によって与
えられることができる。これらの環境において、デジタ
ル／アナログコンバータ１１７（ＤＡＣ）は総和装置１
１１の出力１１３の下流で接続されねばならず、そのコ
ンバータはデジタル信号１１４を対応するアナログ信号
１１４ａに変換し、位相変調器６に与える。別にまった
くデジタルの信号を準備すると出力信号１０３または１
０３ａはデジタル形式でも存在する。

【００２８】図２および図３に従った信号進行の説明を
補うために、図７は回転速度の存在における信号進行を
示し、特定的には不完全なサニャック位相の補償の場合
におけるこの発明に従った閉鎖ループ配列の信号進行を
示す。図７Ａは位相変調器６において有効なπ／２ピー
ク−ピークの位相変数の場合における図２Ａに対応する
方形変調信号を順に示す。

【００２９】図２Ｄに対応する態様において、図７Ｂは
光源１に必要とされる光強度信号または電気駆動信号を
示す。

【００３０】図３Ａに類似の態様において、図７Ｃは電
気出力信号９を示し、これは光検出器７によって送ら
れ、かつ入射光強度に対応し、かつ光通過時間γによっ
て図７Ｂに従った信号に関してシフトされており、回転
速度によって決定される態様で図３Ｄに従った信号のサ
イクルの振幅で変動する。参照９^*によって示される信
号はローパスフィルタ１１で平均化された信号９を再生
する。

【００３１】図７Ｄに従った信号は同期変調器１３また
は光源１の付勢または消勢の切換位相の変化の図３Ｄに
従った基準信号に対応する。

【００３２】図７Ｅはローパスフィルタ１４でフィルタ
され、かつ回転速度に対応し０とは異なる平均値を示す
変調器出力信号１８を再生する。

【００３３】図６のブロック図は、この発明に従った切
換配列の代替的および補足的実施例の両方を破線で示
す。

【００３４】第１の修正実施例において、図２Ａまたは
７Ａに従った方形変調信号は切換装置２０１を介して切
換信号２０２によって切換られ、その交番周波数は同期
変調器１３の基準信号のものに対応し、この信号は３の
係数による振幅において周期的または非周期的に論理回
路１５から引き継がれ、それによって通常±π／４の振
幅を有する位相変調器６における有効な光変調位相シフ
トはときどき±３π／４の値に増加される。

【００３５】この場合図８は、回転速度の存在における
信号進行を示す。図８Ａは信号ジェネレータ１０４の出
力で回転速度によって生じるサニャック位相Φ_Sに対応
する振幅を有する信号１０９を示す。

【００３６】図８Ｂは、総和装置１１１の下流の信号１
１４を示し、この信号は図２Ａ（または図７Ａ）に従っ
た信号および１０９の合計として形成され、かつ位相変
調器６に存在する。

【００３７】図８Ｃは光検出器信号９、および信号１０
９がサニャック位相Φ_Sの補償を正確にもたらす場合の
平均値を示す、９^*によって示されるフィルタされた信
号を示す。同期変調器１３において図３Ｄに従った基準
信号を有する信号９^*の変調は信号１８に対して０値を
与える。すなわち調整ループは定常状態にあり、かつ１
０９の振幅は回転速度の直接測度に対応する。

【００３８】図７Ａに従った信号振幅の通常の変調値
が、たとえば信号発生器１０４、総和装置１１１または
増幅器１１５または位相変調器６における増幅エラーの
ために、正確に±π／４にならない場合、光検出器７の
強度値９（図８Ｃ）は切換信号２０２のサイクルにおい
て変動する。

【００３９】この場合における補償を達成するために、
基準として切換信号２０２を有する光検出器信号９を復
調する同期復調装置２０３（図５を参照）を介する信号
２０４を得ることが可能であり、この信号２０４は換算
係数エラー、すなわち名目値±π／４からの変調変数偏
差に実質的に比例する。この信号２０４はレギュレータ
２０５に送られ、これは調整技術の既知の原理に従って
設計され、たとえばいわゆるＩまたはＰＩレギュレータ
（積分または比例積分レギュレータ）として構成され、
その出力で制御信号２０６を発生し、その信号は信号１
１４の振幅を制御し、デジタル技術を使用して構成され
る回路の場合では、信号２０２の条件に依存して有効な
変調振幅が正確に±π／４または±３π／４になる態様
で設定要素２０７を介するＤＡＣ１１７の信号１１４の
下流を制御し、その結果光検出器信号９における強度変
動は消失し、それによって復調器２０３の出力信号２０
４は実質的に０になる。

【００４０】図６において破線で輪郭が撮られたブロッ
クによって示されるように、設定装置２０７の機能はい
わゆる乗算デジタル／アナログコンバータ１１７ａにお
いてＤＡＣ１１７の機能とともに実行され、その基準入
力はレギュレータ２０５からの制御信号によって作用さ
れる。この乗算ＤＡＣ１１７の出力値は信号１１４およ
び２０６の値の積と実質的に比例する。これは完全なデ
ジタル構成を有することも可能であり、位相変調信号１
１４による制御信号２０６の乗算に実質的に対応する振
幅制御機能はその中でデジタル信号処理装置によって与
えられる。

【００４１】図９は、図５の補足を参照して説明される
ように換算係数調整の場合における信号進行である。簡
略化のために回転測度はここでは想定されない。

【００４２】図９Ａは、そのサイクルにおいて信号１１
４（図９Ｂ）が３の係数によって振幅を切換えられる切
換信号２０２を示す。

【００４３】図９Ｃはキーイングされた光源１の光強度
の進行を順に示す。信号１１４（図９Ｂ）による有効な
位相変化が正確に±π／４または±３π／４になると
き、すなわち正確な換算係数の場合（Δ＝０）、光検出
器７は図９Ｄに従ってフィルタリングの後信号９または
９^*を送る。基準信号２０２を有する復調器２０３にお
ける信号９^*の復調は０値の信号２０４（図９Ｆ）を送
る。すなわちレギュレータ２０５は信号１１４の振幅を
変化しないであろう。

【００４４】信号１１４の振幅が名目値から異なる場
合、すなわち±（π／４＋Δ）または±３・（π／４
＋Δ）であるとき、（図９Ｂを順に参照）、信号９お
よび９ ^*は図９Ｅに従った進行を示す。復調器２０３に
おいて基準信号２０２を有する信号９^*の復調は非０値
の信号２０４（図９Ｆ）を与え，それは信号１１４のエ
ラー値Δが最終的に０になり、かつ信号９および９^*が
図９Ｄに従った進行を採用するような態様でレギュレー
タ２０５を介して信号１１４の振幅の訂正を行なう。

【００４５】図７Ａ、８Ａ、８Ｂおよび９Ｂに示される
位相シフトの進行は、位相シフトの平均値（ＤＣ成分）
がそれぞれの機能に影響を与えずに任意に選択され得る
（０においてももちろん同様である）ため、０基準線を
意図的に示さずに示される。

【００４６】この発明によって、前述の型のサニャック
干渉計のために次の特定の利点が得られる。

【００４７】米国特許番号第４、７０５、３９９号また
はヨーロッパ特許出願番号第９０／１００、１０３．２
号に説明されるいわゆるランプリセット処理は、「低
い」回転速度が２πよりも実質的に小さいものと見なさ
れる場合、ちょうど低い回転速度、すなわち低いサニャ
ック位相シフトであっても、２πまたは３．５πの位相
変調器の位相変化変調レンジを必要とする。ここに説明
される発明の場合、回転速度によって生じる付加的位相
シフトを加えた０．５πまたは１．５πの変調レンジ
（後者は換算係数調整の場合）だけ有することが必要で
ある。

【００４８】この利点は、コストおよび空間の関係で小
さい寸法および短いファイバ長を有し、したがって最高
発生回転速度でも小さいリセット位相変化しか必要とし
ない低精度のジャイロのために特に有効になる。この減
少された変調の結果、ノンストリンジェント条件が位相
変調器のための供給装置の線形性、電源および電圧上昇
率に、位相変調器６そのものの線形変調レンジに課され
るとともに課されるべきである。

【００４９】ランプ信号を発生するための装置が必要と
されないため、回路のための出費が減少される。

【００５０】ヨーロッパ特許出願番号第８９／１１０、
０４１．４号に説明されるオープンループ構成における
回転速度センサの実施例と比較すると、この発明はさら
なる特別の利点として次のことを達成する。

【００５１】・回転速度と出力信号との間の線形相互関係・回転速度の高度処理可能なダイナミックレンジ・光検出器６におけるかつ次の信号処理装置のための小
さい変調領域・パラメータ変動（増幅、光強度など）への実質的に減
少された感度・回転運動が電気的に刺激された位相シフトによってシ
ミュレートされかつ評価され得るため、簡単な自己検査
手順を実現する可能性

【図面の簡単な説明】

【図１】サニャック干渉計で例示されるファイバ・オプ
ティック・ジャイロの基本構成図である。

【図２】ヨーロッパ特許出願番号第８９／１１０、０４
１．４号に従った発明の出発点を形成する復調処理を説
明するための信号進行であり、ファイバ・オプティック
・ジャイロの様々な点または部分は図１に従い、励磁お
よび復調回路は図４に従う。

【図３】ヨーロッパ特許出願番号第８９／１１０、０４
１．４号に従った発明の出発点を形成する復調処理を説
明するための信号進行であり、ファイバ・オプティック
・ジャイロの様々な点または部分は図１に従い、励磁お
よび復調回路は図４に従う。

【図４】前述のヨーロッパ特許出願によって提示される
復調回路図を示し、ファイバ・オプティック・ジャイロ
の光源のための関連するパルス励磁回路は図１に従う。

【図５】図４に従った回路に関して修正されたデジタル
復調器のための実施例の図である。

【図６】ファイバ・オプティック・サニャック干渉計の
ための発明の従った補足図であり、図４または５の例の
復調原理に従って設計される。

【図７】回転速度の存在および不完全なサニャック位相
補償の場合における図２および図３に対応する信号進行
の図である。

【図８】この発明に従って図６において破線回路ブロッ
クによって再現される配列の代替的構成の場合における
時間相関信号進行の図である。

【図９】換算係数調整の付加的実現の場合における時間
相関信号進行の図であり、その中で図６に示される実施
例は同様に破線回路ブロックによって達成される。

【符号の説明】

１光源２，４方向性結合器５ファイバコイル６位相変調器７光検出器９読出信号

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ファイバ部分を介して伝達される光源
（１）から発する光線は、その出力に読出信号（９）の
ための光検出器（７）が接続される第１の方向性結合器
（２）を通過し、かつ第２の方向性結合器（４）におい
て２つの部分的光線に分割され、それらはファイバコイ
ル（５）に互いに逆方向に照射され、かつその周期がフ
ァイバコイル（５）を介する光の通過時間（γ）の偶数
倍に対応する信号で位相変調器（６）によって周期的に
変調され、切換信号発生器（１６）は、位相変調信号の周期の整数
倍に対応する第１の時間間隔の間、干渉計の周期的出力
信号の特定化された第１の位相部分だけが復調および評
価回路によりさらなる処理のために現われるような態様
で、光源（１）の励磁信号を周期的に走査し、論理回路（１５）は切換信号発生器（１６）をトリガ
し、それによって第１の時間間隔後第２の時間間隔また
はおそらく各瞬間において位相変調信号の周期の整数倍
に対応するさらなる継続的時間間隔の間、干渉計の周期
的読出信号（９）の第２の位相部分または、各瞬間に連
続して、さらなる位相部分だけが発生し、それによって個々の記録された位相部分の数に対応する
複数のキーイングシーケンスの変化の後、記録された位
相部分のシーケンスからなる読出信号の周期全体が記録
され、続いて類似の態様で漸進的に、さらなる周期が記
録され、位相部分ごとのキーイングパルスの数に対応す
る持続期間は位相変調信号の周期よりも実質的に長く、キーイング処理によって記録される位相部分の読出信号
は走査時間間隔と同期的に復調される、回転速度を測定するためのファイバ・オプティック・サ
ニャック干渉計であって、位相変調器（６）は、復調された読出信号（１８、２２）を受信するリセット
調整装置（１０２）と、調整装置（１０２）の出力信号
によって作用され、かつ論理回路（１５）のトリガ信号
のサイクルで１８０°交互になる方形位相関係で周期的
変調信号の周波数と同期化される方形信号（１０９）を
送り、その方形信号の振幅は調整装置（１０２）の出力
信号に追従する、信号発生器（１０４）と、第１の入力（１１０）で信号発生器出力（１０９）によ
って、第２の入力（１１２）で変調信号によって作用さ
れる総和装置（１１１）とを含む、変調信号発生器によって駆動され、総和装置（１１１）の増幅された総和出力（１１４）は
回転速度に関して補償される変調信号として位相変調器
（６）に作用する、回転速度を測定するためのファイバ・オプティック・サ
ニャック干渉計。
【請求項２】調整装置（１０２）は、信号発生器（１
０４）の振幅制御変数が調整器出力に接続されるインタ
フェース（１１６）を介して読出され得る回転速度の直
接測度であるようにセットされる比例積分調整器を含
む、請求項１に記載のファイバ・オプティック・サニャ
ック干渉計。
【請求項３】 ±π／４から±３π／４までの振幅で論
理回路（１５）によって送られる制御信号と引換えに、
総和装置（１１１）の第２の入力（１１２）に作用する
変調信号を切り換えるスイッチ配列（２０１）を含む、
請求項１または２に記載のファイバ・オプティック・サ
ニャック干渉計。
【請求項４】論理回路からの制御信号によって同期化
され、その出力信号は総和装置の出力信号において±π
／４および±３π／４の切換可能な目標値から振幅の誤
差を補償するさらなる調整装置（２０５）を与える同期
復調器（２０３）を有する換算係数調整回路を含む、請
求項３に記載のファイバ・オプティック・サニャック干
渉計。