JPH0726851B2

JPH0726851B2 - 回転速度の測定のための光ファイバサニャック干渉計

Info

Publication number: JPH0726851B2
Application number: JP2409179A
Authority: JP
Inventors: ペーター・グロルマン
Original assignee: リテフ・ゲゼルシャフト・ミット・ベシュレンクテル・ハフトウング
Priority date: 1990-01-03
Filing date: 1990-12-28
Publication date: 1995-03-29
Anticipated expiration: 2010-03-29
Also published as: US5116127A; CA2026961C; DE59000320D1; JPH04130212A; EP0436052B1; EP0436052A1; CA2026961A1

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】この発明は、回転速度の測定のための光フ
ァイバサニャック干渉計に関するものであり、それにお
いて光源から発しかつビーム分割により発生される２つ
の光ビームは、反対の方向にファイバコイルに照射され
かつその後再び一体にされ、それにおいて生じられる干
渉パターンは、その出力信号が干渉パターンの光強度に
対応する検出器装置により走査され、それにおいてファ
イバコイルに位置された位相変調器の助けで２つの光ビ
ームは復調個の可変信号成分から組合わされかつ基本周
波数f₀＝１／２t₀を有する周期的方形信号により変調さ
れ、t₀はファイバコイルを介した光ビームの各々の走行
時間に対応し、かつ変調のずれにおける周期的変化に関
連して、第１の信号成分は２つの動作モードの間に周波
数f₀と合わせて２つの逆回転する光ビームの逆方向の交
互の位相シフトをもたらし、かつ、さらに、第２の信号
成分は、その立上りが各々走行時間t₀またはt₀の整数倍
数に対応する持続時間および２つの光ビームの逆方向で
ない増分の位相シフトを補償する振幅増分を有する階段
状ランプ信号であり、そこにおいて増幅された光検出器
出力信号は、周波数f₀によりクロック動作される第１の
同期復調器に送られ、そこにおいて復調されかつ増幅さ
れた出力信号は、アナログ−ディジタル変換器に送ら
れ、かつディジタル化の後でディジタル積分器において
積分され、かつディジタル−アナログ変換器およびドラ
イバ増幅器を介して光ビームの逆方向でない位相シフト
を第２の信号成分を補償する位相を介して位相変調器に
与え、それにおいてスケールファクタ補正回路が与えら
れ、それは増幅された光検出器出力信号をモード反転に
合わせて復調しかつアナログスケールファクタ補正信号
を積分増幅器を介してディジタル−アナログ変換器に伝
送し、かつそれにおいて水晶発振器によりクロック動作
されるプロセッサは、第１の同期復調器、アナログ−デ
ィジタル変換器およびディジタル積分器のために制御お
よび同期化信号を供給する。

【０００２】リング干渉計としても知られる、光ファイ
バサニャック干渉計における逆方向でない位相シフトを
測定するために、印刷刊行物ＤＥ−Ａ１−３，１４４，
１６２から、ファイバコイルの入力の領域に位置された
位相変調器に、一方では、特定の振幅を有しかつ周波数
f₀＝１／２t₀により逆にすることができる位相のずれお
よび他方では位相のずれを同様にシフトするのこぎり波
電圧を与えることにより、たとえば回転速度を基準とし
て逆方向でない位相シフトを再調整し、t₀はファイバコ
イルを介した光ビームの各々の走行時間を示すことが知
られている。補償するまたは再設定するのこぎり波電圧
のこう配（位相ランプ）は回転速度に対応し、かつした
がってΔφ₀／t₀に正比例し、φ₀は、たとえば回転運動
により引き起こされた逆方向でない位相シフトを示す。
しかしながら実際は前記ＤＥ印刷刊行物に述べられたい
わゆる位相ランプ再設定方法を使用することはほとんど
可能でない、なぜならば回転速度の慣性測定は、特に可
逆の位相のずれ、再設定信号の振幅またはこう配および
スケールファクタの比例に関して正確さを必要とし、そ
れはアナログ回路光学において保証することができな
い。

【０００３】米国特許Ａ−第４，７０５，３９９号（＝
ヨーロッパ特許Ａ１−第０，１６８，２９２号）は、前
記ＤＥ印刷刊行物において原則として述べられた光ファ
イバリング干渉計のためのランプ再設定方法の注目すべ
きさらなる開発を開示しており、それは、信号の評価お
よび条件付けのために全くディジタル的に動作し、その
ため、特に可逆の位相のずれのおよびランプ再設定信号
の正確さに関して、必要とされる信号の精度は、自動測
定範囲反転の独自の割当ておよびスケールファクタの補
正により得ることができる。先行技術に従った光ファイ
バ回転速度センサのためのディジタル位相ランプ再設定
方法の機能的原理は、第１に図１４を参照して説明さ
れ、それは、簡単にされた表示において前記印刷刊行物
米国特許Ａ−第４，７０５，３９９号の図１４に従った
先行技術に対応し（また１９８６年光ファイバジャイロ
（Fiber Optic Gyros）、ＳＰＩＥ第７１９巻、エイチ
・シー・ルファブル（H.C.Lefevre）氏らによる、集積
光学（Integrated Optics）における「光ファイバジャ
イロスコープのための実際的解決（A practical soluti
on for the Fiber-Optic Gyroscope）」を参照された
い）、前記文献に詳細に関して参照が行なわれる。

【０００４】前記先行技術に対応しかつ閉ファイバルー
プを有するサニャック干渉計の図１４の概略的表示は、
光源Ｌ、たとえばレーザを示し、それの平行な光ビーム
はビームスプリッタＳＴ１を介して２つの光ビームに分
割され、かつ反対方向に干渉計ファイバコイルＦＳに照
射される。干渉計ファイバコイルＦＳは、好ましくは光
学モノモードファイバからなる。ビームスプリッタＳＴ
１は、ファイバコイルＦＳの横断の後で２つの光ビーム
を再び組合わせるためにミクサとして同時に作用する。
２つの重ね合わせされた光ビームの干渉信号は、第２の
ビームスプリッタＳＴ２およびそれの出力分岐ＡＵＳを
介して光検出器ＰＤに通過し、それは干渉パターンの強
さを走査する。閉ファイバコイルＦＳにおいて反対方向
に伝搬する２つの光ビームの間の位相の差異を示すため
にΔφ₀を使用すると、反対方向でない妨害がない限
り、Δφ₀＝０であることを保つ。位相差異Δφ₀および
回転速度の間の数学的関係、光検出器（ＰＤの入力にお
ける光パワー密度および測定感度に関して引用された文
献が参照されるべきである。そこにはまた、ファイバコ
イルＦＳにおける２つの逆回転する光ビームに与えられ
るべき一定の逆方向のバイアスを導入することにより、
２つ逆回転する光ビーム（光波）が位相変調器ＰＭによ
って、干渉計の最も高い感度の動作点に、（２ｎ＋１）
π／２の角度だけ周期的にシフトされ、ｎは整数である
ような方法において正確であるようにどのように干渉計
の感度が増加することができるかが述べられる。この目
的のために、位相変調器ＰＭはしたがって第１に信号φ
₁（ｔ）により励起され、それはたとえば±π／２、３
／２π、…の周期的位相シフトをもたらし、その期間は
２t₀であり、t₀はファイバコイルＦＳにおける光波の走
行時間を示す。

【０００５】図１４に従った回路の場合には、位相変調
器ＰＭへの負帰還からの逆方向でない位相シフトは、前
記米国特許において述べられるように、いわゆる位相ラ
ンプ信号により補償され、そのそのこう配はΔφ／t
₀に、すなわちΔφに正比例し、それは逆方向でない位
相シフトにである。図１４に従った回路の場合には、再
設定位相ランプ信号はのこぎり波または階段状信号であ
り、それにおいてのこぎり波の増幅または立上りの高さ
はΔφに等しく、またのこぎり波のまたは立上りの接続
時間は走行時間t₀にまたはt₀の奇数の倍数に対応する。

【０００６】アナログ解と比べると、文献において、特
に前記米国Ａ−第４，７０５，３９９号において述べら
れるこのディジタル位相ランプ原理は、位相変調制御信
号および位相ランプ再設定信号のスケールファクタは少
なくとも原理において補正されることと、再設定信号の
のこぎり波の増幅の正確な規定は保証されることとの決
定的な利点を有する。

【０００７】図１４に従った回路の機能、すなわち周波
数f₀に合わせて交代しかつ動作点を最適化する逆方向の
位相シフトおよびスケールファクタ規則化を含む階段状
ランプ再設定信号を発生することは、以下に簡単に説明
される。

【０００８】光検出器ＰＤの出力信号ＶＤは、インピー
ダンス変換器および増幅器A₀を介して上げられ、その出
力信号ＶＤ′は同期復調器ＳＹＮＣＤを送り、それは走
査周波数f₀＝１／２t₀に同期化される。復調された出力
信号は、信号ＶＡとして増幅器Ａを介して通過し、それ
は、一般に、フィルタにより、アナログ−ディジタル変
換器ＡＤに組合わせられ、そのディジタル出力信号は、
回転速度に正比例しかつ回転の方向に関して符号情報の
項目を含む。次いで、信号ＶＡＤは回路ＧＳＣに通過
し、それは本質的にディジタル積分器を含み、かつディ
ジタル位相ランプ再設定信号およびディジタル位相変調
信号からなる組合わせられた信号として、組合わせられ
た位相制御信号ＶＳＣを供給する。その後で、組合わせ
られたディジタル信号ＶＳＣは、ディジタル−アナログ
変換器ＤＡにおいてアナログ制御電圧ＶＣに変換され、
かつドライバ増幅器ＡＰを介して制御電圧として位相変
調器ＰＭに伝送される。

【０００９】信号ＶＳＣを発生するための回路ＧＳＣ
は、ディジタル信号ＶＡＤの中間のストレージのために
第１のメモリM₁を含み、その中間にストアされた出力信
号SM₁は加算器ＡＤＤの第１の入力e₁に通過し、それは
第２のメモリM₂にカスケードに接続される。第２のメモ
リM₂に中間にストアされた出力信号ＶＳＣは、加算器Ａ
ＤＤの第２の入力e₂に送り戻され、かつ回転速度信号の
ディジタル値に付加される。したがって、加算器ＡＤＤ
の出力信号ＳＡＤＤは、回転角度に対応する。

【００１０】位相変調信号および位相ランプ再設定信号
を発生するためのこれまで述べられた回路は、二方向性
バスＢＣを介して中央プロセッサＣＰＵにより同期化さ
れかつ制御され、それは水晶安定発振器ＯＳＣに接続さ
れ、それは周波数f₀を供給する。

【００１１】その数は特定の回転角度、たとえば４秒の
弧を指示し、そのビットは加算器ＡＤＤの容量に対応す
る、ワード当りのビットの数から離れて、前記加算器
は、出力ＳＬにおいてバスＢＣを介して中央プロセッサ
ＣＰＵにオーバーフロー信号を供給する。加算器のオー
バーフロー信号に依存して、かつ発振器ＯＳＣのクロッ
ク信号に一致して中央プロセッサＣＰＵは種々の制御お
よび同期化信号を発生し、それは、スケールファクタの
補正を可能にするために、加算機ＡＤＤのオーバフロー
に依存して、「モードＡ」および「モードＢ」の間の変
調のずれの切換えが行なわれ、それは、たとえば±π／
２の変調のずれはモードＡを保持し、かつ±３／２πの
位相のずれはモードＢを保持するような方法においてで
ある場合である。引用された文献において述べられるよ
うに、動作状態および異なった変調のずれの間の検出さ
れた振幅の差異は、位相ランプ信号のオーバフローの場
合のスケールファクタの誤差の測度である。このスケー
ルファクタの誤差を補正するために、図１４に従った公
知の回路には、復調器ＳＦＣが装備され、それは、モー
ドＡ（たとえば±π／２の位相のずれ）およびモードＢ
（たとえば±３／２πの位相のずれ）におけるf₀変調信
号の振幅の差異を検出し、かつこの復調された信号をア
ナログ補正信号ＳＩＡとして積分増幅器ＩＡを介してデ
ィジタルル−アナログ変換器ＤＡの補正するアナログ入
力e_Mに伝送する。

【００１２】図１４の参照により簡単に述べられてお
り、位相ランプのこう配は回転の再設定速度の測度であ
り、かつ復帰位相においてスケールファクタのための補
正信号を得るために比率１：３における変調のずれの反
転がある、光ファイバ回転速度センサのためのディジタ
ル位相ランプ再設定方法の機能的原理は、そのような寄
生回転速度測定装置の実際の動作において、以下の理由
のために実質的な困難に導く。

【００１３】「モードＡ」から「モードＢ」への反転
は、再設定のこぎり波信号のランプ値に、かつしたがっ
てジャイロスコープの回転角度に、直接に依存する。こ
のことについては、ランプの横断は、たとえば、約４秒
の弧の角増分に対応することができる。しかしながら、
変調信号の振幅の３倍になることを介して、かつ光検出
器信号ＶＤの感応的信号経路における後者の寄生を介し
て、変調のずれの反転は、ジャイロスコープのバイアス
の反転をもたらす。これらの不所望の寄生効果は、図１
４に従った回路において点線および結合計数Ｋにより示
される。しかしながら、この変調のずれ信号の反転は回
転角度に依存するので、それはジャイロスコープの不感
帯（ロック・イン）に導く。以下に説明されるように、
この効果は、ロック・インゾーンの外側のスケールファ
クタの非直線性に導くことを示すことがまた可能であ
る。

【００１４】印刷刊行物米国特許Ａ−第４，７０５，３
９９号の図１３に示されるように、スケールファクタの
誤差の発生が与えられて、モードＡの変調のずれの場合
にまたはモードＢの変調のずれの場合に、光検出器信号
ＶＤの異なった平均の強さＩがある。この強さの差異
は、積分増幅器ＩＡにおいて積分され、かつアナログ補
正信号をディジタル−アナログ変換器ＤＡの入力e_Mに供
給する。強さにおける変化の周波数は、モードＡからモ
ードＢへの変化の周波数に等しく、かつしたがって、ラ
ンプ信号復帰周波数に等しく、なぜならばたとえばモー
ドＡからモードＢへの反転はランプオーバーフロー、す
なわち加算機ＡＤＤの信号ＳＬにより生じられるからで
ある。この変化の周波数は回転速度に正比例し、すなわ
ち前記米国特許において説明される例に従って、２πの
復帰は５秒の弧の角増分に対応し、１Ｈｚの復帰周波数
ではこれは５゜／ｈの回転速度に対応する。

【００１５】低い回転速度の場合には、この変化の周波
数は任意に低くなることができ、かつこの理由のため
に、積分増幅器ＩＡは強さの差異の情報を含むことが稀
である。そこにおいてモードが変化しないその後の任意
に長い間隔において、積分増幅器ＩＡはこの情報を有さ
ず、かつその入力におけるすべての小さい電気的なゼロ
の誤差は、その出力の量、すなわちスケールファクタ補
正信号ＳＩＡがドリフトすることを引き起こす。この理
由のために、低い回転速度において、スケールファクタ
は積分増幅器ＩＡのドリフトすることを受けやすい。回
転速度の絶対値で表わされる、スケールファクタのドリ
フトすることにより引き起こされる回転速度のパーセン
テージ誤差は、低い回転速度のために小さいことが正し
い。しかしながら、第１に、回転速度における突然の急
な上昇は問題のあるようになり、なぜならばそのときス
ケールファクタはなお「誤り」であり、かつ従って少な
くともスケールファクタ制御回路がもう一度定常状態の
条件にあるまで、回転速度における高い絶対誤差はまた
生ずる。

【００１６】さて、電磁互換性測度（ＥＭＣ測度）によ
って、すなわち特定的には遮蔽（図１４においてドライ
バ増幅器ＡＰから位相変調器ＰＭへの接続ラインを遮蔽
することにより示される）と、信号および電圧給電線に
フィルタを設置することにより、電磁寄生（カップリン
グファクタＫによる妨害、図１４参照）を除去するかま
たは少なくとも減少させることに努めることが得策であ
るように思われる。しかしながら、図１４に従った公知
の干渉計の設計について特別のＥＭＣ問題があり、信号
ＶＳＣまたはＶＣ、ＶＣ′は変調周波数f₀＝１／２t₀を
含み、それは発振器ＯＳＣにおいてまたはプロセッサＣ
ＰＵを介して発生される。しかしながら、光検出器信号
ＶＤは、同一の周波数および位相角度による回転速度の
情報を含む。この信号は、同期復調器ＳＹＮＣＤにおい
て検出される。周波数f₀の変調量を発生する回路のグル
ープおよび回転速度に感応性の同一の周波数の信号を伝
導する回路部分は、空間において接近して接続され、か
つ全般的に、共通の電源装置から送られなければならな
い。これは、周波数f₀の電磁エネルギが感応性信号経路
（信号ＶＤ）に寄生的に入るであろう危険を明らかに与
える。信号ラインにおけるf₀のためのストップフィルタ
は可能でなく、なぜならば所望の信号情報はちょうどこ
の周波数にあるからである。したがって、不所望の寄生
は、たとえば、ただ増幅器A₀および同期復調器ＳＹＮＣ
Ｄを回路の残余に抗して遮蔽することにより、かつそれ
らの電源をフィルタすることにより、ある程度まで減少
することができる。

【００１７】寄生感応性のための数の例は、当業者のた
めに特定的な問題を直ちに明らかにするであろう。信号
ＶＣまたはＶＣ′における周波数f₀によるこのスペクト
ル成分は、一般的にわずかのＶの範囲に位置される。対
比によって、回転速度信号ＶＤにおいては、わずかのｎ
Ｖの範囲における電圧は、光出力、検出器の感応性およ
びジャイロスコープのスケールファクタに依存して、１
゜／ｈの回転速度に対応する。そのような大きな振幅の
差異の場合には、図１２において信号ＶＣ、ＶＣ′およ
びＶＤの間の結合係数Ｋにより記号化されるように、す
べての可能なＥＭＣ測度にもかかわず不所望の寄生経路
が避けがたく、それは本来、異なった寄生振幅により、
かつしたがって信号ＶＤにおける回転速度に対応する異
なった誤差により、厳密に言えば、動作状態モードＡま
たはＢに依存し、なぜならば、仮定されるように、後者
は前者より３倍高い変調振幅を有し、かつしたがって、
より強い寄生効果を有するからである。回転速度に関し
て、これらの異なった寄生振幅は、異なったジャイロス
コープのゼロ点誤差に導き、それらはバイアスB_aまたは
B_bとして示され、それは瞬時の変調状態モードＡまたは
モードＢに依存する。

【００１８】したがって、再設定信号のランプこう配
は、閉制御回路を介して、回転の真の入力速度D_eおよび
それぞれのバイアスB_aまたはB_bの合計に正比例する態様
において調整され、それは変調モードＡがあるかＢがあ
るかに依存する。

【００１９】添付の図面の図１において、D_e＋B_a＞０、
D_e＋B_b＞０およびB_a＞B_bが保持され、すなわち異なった
B_aまたはB_bがある例が示される。もしD_e＝ｃｏｎｓｔ・
でると仮定されれば、そのときモードＡがあるかまたは
モードＢがあるかに依存して異なったランプこう配が生
じられ、なぜならばランプこう配はD_e＋B_aに正比例する
態様においてまたはD_e＋B_bに正比例する態様において調
整されるからである。

【００２０】図１に示された例においては、モードＢの
間のこう配はモードＡにおけるより平らであり、なぜな
らば、B_b＜B_aが仮定されるからである。したがって、モ
ードから独立したバイアス（B_a＝B_b）のための場合より
も、モードＢにおける運転休止時間t_bはモードＡにおけ
る運転休止時間t_aと比較してより大きい。しかしなが
ら、B_aおよびB_bだけでなく入力回転速度D_eも双方のモー
ドにおけるランプこう配に影響を与えるので、モードの
パルスデュ−ティ比（T_a／T_b）はまたD_eに依存する。上
に取扱われたスケールファクタの非直線性はこれから結
果として生ずる。

【００２１】他方では、上に述べられたロック・イン効
果は、それにおいて合計（D_e＋B_a）または（D_e＋B_b）が
２つのモードのために異なった符号を有する回転速度範
囲に起こり、すなわちそれは（D_e＋B_a）＞０または（D_e
＋B_b）＜０であることを保つときにである。低い回転速
度のために全く実際的なこの場合は、図２において表示
される。再設定信号のランプ（表示の明快さのために変
調なしに例示される）は、たとえば正の勾配によりモー
ドＡにおいて始まり、なぜならば仮定されるように（D_e
＋B_a）＞０が適用されるからである。ランプが（上方
の）オーバフロー範囲（図１４におけるオーバフロー信
号ＳＬ）に到着するときには、モードＢに切り換えが行
なわれる。しかしながら、次いで制御は負のランプこう
配をトリガし、なぜならば今（D_e＋B_b）＜０であること
を保つからであり、すなわちランプ勾配はその符号を変
え、かつしたがって、オーバフロー領域を去り、かつモ
ードＡがもう一度持続する。しかしながら、正のランプ
こう配が、モードＢへの反転がもう一度起こるまでその
他にもう一度このモードＡに属する。したがって、制御
は「捕われて」保持され、すなわち干渉計配置はロック
・インの状態にある。どんなに迅速に図２においてモー
ドＡおよびＢの間に表示された「ジクザクランプ」がオ
ーバフロー制限において変化するかは、制御の迅速さに
より決定され、これは一般的に非常に高い。ロック・イ
ン状態は、入力回転速度範囲のために保持され、それに
おいて特定の不等が満たされ、すなわちしたがってロッ
ク・イン範囲は｜B_a−B_b｜の幅を有する。

【００２２】ここまでに与えられた説明において、特定
のランプ値は、「変調されない」ランプφ（ｔ）の瞬時
の値であると解釈される。このランプ値は、回転角度に
正比例し、かつ信号ＳＡＤＤに対応する。ランプこう配
ｄφ／ｄｔは、回転角度の時間微分、すなわち回転速度
に対応する。問題とすべきことをはっきりさせるため
に、公知のランプ再設定方法の問題は、ランプ値、すな
わち回転角度の値は、動作モードＡまたはＢおよびした
がって異なったバイアスB_aまたはB_bのどちらがあるかの
ための判定基準であり、かつそれはB_a≠B_bがランプ勾配
それ自体に影響を与えるためである。表示されるよう
に、スケールファクタ誤差情報は、強さにおける変化の
信号の形状であり、その周波数は回転速度に正比例し、
かつ０および約１００ｋＨｚの間に変化することがで
き、それはモードＡおよびモードＢの間の変調のずれの
理論パルス−デューティ比が１：３であるときにであ
る。しかしながら、情報を搬送する強さにおける変化は
高い回転速度においてよりしばしば起こり、かつ結果と
して、よりよいスケールファクタ誤差情報は高い回転速
度にあるという明らかな利点は、関連の信号処理装置が
比較的高い周波数範囲を処理しなければならないという
事実により反対される。しかしながら、表示されるよう
に、他方では、ゼロの回転速度の領域において、公知の
ランプ再設定方法は、スケールファクタ誤差情報の欠如
に、かつしたがってドリフトの問題に導く。

【００２３】したがって、この発明の目的は、低い回転
速度、すなわち表示されたロック・イン効果の場合に光
ファイバ回転速度センサの不感帯を避けることと、スケ
ールファクタを制御する目的のために処理することが容
易である信号を得ることとである。

【００２４】目的設定を達成することへの予備ステップ
として、図１および図２の参照により既に説明されたよ
うに、回転角度の関数として変調のずれにおける自動的
変化は、スケールファクタの非直線性のおよびその範囲
が回転速度の関数であるスケールファクタ誤差情報の広
い周波数範囲の、公知の方法のロック・イン効果のラン
プオーバフローの場合の主な原因であることが認識され
た。したがって、この発明は、ランプ再設定方法を確立
するための変調方法を開発する目標に向けられ、それ
は、一方では、スケールファクタ誤差情報を得るための
オーダによりモードＡからモードＢへの変調のずれの反
転を、また他方では、この反転を特定的な、たとえば固
定されたタイミングにより、かつもはや回転角度の関数
としてでなく規定することとを含む。

【００２５】公知のランプ再設定方法から始まって、特
許請求項１の前文において特定されるように、初めに示
された包括概念に従った回転速度の測定のための光ファ
イバサニャック干渉計の場合には、この発明は、ディジ
タル積分器およびディジタル−アナログ変換器の間に
（第２の）ディジタル加算器が配置され、それには第２
の入力に第１のパルス発生器から２つの動作モードの間
の予め定められたタイミングにより逆にすることができ
る変調ずれ信号が与えられ、それは周波数f₀によりクロ
ック動作され、かつ（第２の）ディジタル加算器の第２
の入力に、第１の動作モードＡのために位相のずれ±π
／４に対応する信号および第２の動作モードＢのために
位相のずれ±３／４πに対応する信号を伝送することに
存する。

【００２６】この発明および有利な詳細は、図面のさら
なる参照により例示的な実施例において以下により詳細
に説明される。

【００２７】図１４の説明からすでに知られている配置
のグループ、回路のグループおよび信号は、図３および
図４において同一の記号で参照される。読者に既に知ら
れている機能的関係の説明は、繰り返されないであろ
う。第１のステップは、図３に従った配置の動作のモー
ドを述べることである。

【００２８】光検出器ＰＤは、干渉計の出力信号の光強
度Ｉを観測し、かつ対応する信号ＶＤを供給し、それは
増幅器A₀において信号ＶＤ′に増幅される。光強度信号
Ｉは、（１）周波数f₀により強度ΔI₀における変化に導き、
かつ信号ＤＥＭＲ１の助けにより、（第１の）同期化さ
れた復調器ＳＹＮＣＤ１において検出され、それはプロ
セッサＣＰＵにより供給されかつ出力信号ＶＳＹ１と同
一の周波数のものである、回転速度のシステムのずれ。
周波数f₀は、干渉計動作周波数であり、それはf₀＝１／
２t₀により与えられ、それは、t₀＝ｎｘ１／ｃでありそ
こではｎ＝ファイバコイルＦＳの光誘導材料の屈折率、
１＝ファイバコイルＦＳにおける光路長およびｃ＝真空
における光の速度である場合である。

【００２９】（２）変調のずれ反転信号ＳＭＯＤＳの
周波数により変調モードＡおよびＢの間の強度ΔI₁（図
１２参照）における変化に導き、それは、下にさらによ
り詳細に説明されかつ第２の発生器として表わされるパ
ルス発生器ＧＥＮ２において発生され、かつプロセッサ
ＣＰＵにより供給された信号ＳＹＮＣ２を介してジャイ
ロスコープ動作周波数f₀により同期化することができ
る、スケールファクタのシステムのずれ、すなわち干渉
計における電気光学位相変調器ＰＭの位相変調のずれに
おけるずれ。この強度ΔI₁における差異は、信号ＳＭＯ
ＤＳの助けによって（第２の）同期復調器ＳＹＮＣＤ２
において検出され、かつ結果は信号ＶＳＹ２であり、そ
れはスケールファクタ誤差の測度であり、かつ既に図１
４に従った回路から知られるように、積分増幅器ＩＡを
介して、ディジタル−アナログ変換器ＤＡのアナログ設
定入力e_Mに与えられる。

【００３０】改良された明快さのために、第１の回転速
度制御回路が下に説明され、スケールファクタ制御回路
が続くであろう。についての情報を含む。（再び１）回転速度制御回路回転速度制御回路のシステムのずれに対応する信号ＶＳ
Ｙ１は、増幅器Ａにおいて増幅され、かつ信号ＶＡを供
給する。増幅器Ａは、同時にフィルタを含み、それは、
全体の制御回路の技術的制御特徴を決定し、かつ制御技
術において公知の設計手順に従って寸法決めされ、この
点で、既に一度以上取扱われている印刷刊行物米国特許
Ａ−第４，７０５，３９９号に参照が行なわれる。実際
には、出力信号ＶＡは、入力信号ＶＳＹ１の時間積分の
成分を有するであろう。信号ＶＡは、アナログ−ディジ
タル変調器ＡＤにおいてディジタル化され、かつ生じら
れたディジタル信号ＶＡＤはメモリＭ１においてストア
され、これらのプロセスはバスＢＣを介してプロセッサ
ＣＰＵにより制御される。既に知られているように、出
力信号ＳＭ１は、さらなる加算器のよりよい微分のため
に、ここに第１の加算器ＡＤＤ１として表わされる、加
算器の入力e₁にに与えられる。第１の加算器ＡＤＤ１の
出力信号ＳＡＤＤ１は、メモリＭ２に送られ、それの出
力信号ＳＭ２は第１の加算器ＡＤＤ１のさらなる入力e₂
に送られ、それは完全に図１４に従った公知の回路と一
致している。第１の加算器ＡＤＤ１は、メモリＭ２およ
びバスＢＣを介して割当てられた制御に関連して、ラン
プ信号発生器を表示し、それはランプ信号または階段状
信号ＳＭ２を発生し、それの立上がり高さは値ＳＭ１に
対応し、それのステップの幅は光走行時間t₀に対応す
る。

【００３１】第１の加算器ＡＤＤ１および第２のメモリ
Ｍ２からなるディジタルプロセス装置のワード長を制限
することにより、第１の加算器ＡＤＤ１の特定的な出力
値が超過されるときには、信号ＳＭ２のランプオーバフ
ローが達成され、それは、図５に概略的に表わされる。
この点で、ディジタル二進数コードのオーバフロー特性
を有利に開発することが可能である。

【００３２】第２の信号成分ＳＭ２として示される、こ
の信号は、図１４に従った公知の回路と達って、なお述
べられるであろう電気モジュールを介して光位相変調器
ＰＭへ送られ、かつ位相シフトπ_Rをもたらし、それ
は、上述のオーバフローにより本質的に２πの位相範囲
に制限される（図５参照）。

【００３３】この発明に従って、本質的に方形の変調信
号ＳＭＯＤが第２の加算器ＡＤＤ２において信号ＳＭ２
に加えられ、したがって、組合わせられた変調信号ＶＳ
Ｃを生ずる。変調信号ＳＭＯＤは、変調信号発生器ＭＯ
Ｄにおいて発生され、かつジャイロスコープ周波数F₀を
有する。変調信号発生器ＭＯＤは、信号ＳＹＮＣ１を介
して、プロセッサＣＰＵまたは発振器ＯＳＣにより同期
化される。信号ＳＭＯＤの振幅は、ファクタ３により変
化させることができ、それは以下にさらになおより詳細
に説明されるであろう方法においてであり、既に述べら
れた第２のパルス発生器ＧＥＮ２から得られる信号ＳＭ
ＯＤＳ（図６参照）を介する。信号成分ＳＭＯＤ（図７
参照）は、第２の加算器ＡＤＤ２において信号ＳＭ２に
加えられ、かつディジタル−アナログ変換器ＤＡにおい
てアナログに変換された後で、ドライバ増幅器ＡＰを介
して光位相変調器ＰＭに送られる。この信号成分ＳＭＯ
Ｄはそこに位相シフトφ_Mをもたらし、それは、本質的
に±π／４または±３／４πである（図７参照）。した
がって、変調の振幅φ_Mは、信号ＳＭＯＤＳにより制限
される。上に既に説明されたように、その間に振幅が±
π／４である状態は「モードＡ」と呼ばれ、また±３／
４πの変調振幅におけるより大きいずれの場合には「モ
ードＢ」が設定される。

【００３４】図３に表わされるように、変調振幅の反転
は、たとえば、２つの信号、説明されたモードＡに対応
するＳＭＯＤ１およびモードＢに対応するＳＭＯＤ２
は、説明された振幅により発生器ＧＥＮ１において発生
され、かつ交互に信号ＳＭＯＤＳにより制御される切換
えスイッチＳＥＬを介して第２の加算器ＡＤＤ２の第２
の入力に信号ＳＭＯＤとして与えられるように、起こる
ことができる。

【００３５】第２の加算器ＡＤＤ２のディジタル処理ワ
ード幅は、出力信号ＶＳＣが、オーバフローの結果を起
こすことなしに、常に入力信号ＳＭ２またはＳＭＯＤの
和に対応するように設計される。組合わせられた信号Ｖ
ＳＣ（図８参照）は、既に説明された態様においてディ
ジタル−アナログ変換器ＤＡに送られ、かつ電圧信号Ｖ
Ｃに変換され、かつ信号ＶＣ′を形成するように増幅さ
れ、それの値は本質的には信号ＶＳＣの数値に比例す
る。電圧ＶＣ′は、光位相変換既ＰＭにおいて、位相シ
フトΔφ_Cをもたらす（再び図８を見られたい）。

【００３６】したがって、図３に適合してこの発明に従
って修正された回路は、以下の原理に基づく。

【００３７】変換されないディジタルランプ値は、位相
角範囲２πまたは±πに対しては、有効のビットπ以上
を切捨てることにより制限される。第２の加算器ＡＤＤ
２における制限されたランプには方形信号が加えられ、
それは、第１のパルス発生器ＧＥＮ１、ＳＥＬまたはＭ
ＯＤにおいて発生され、かつ変調周波数f₀を有するが、
それは、±π／４（モードＡ）および±３／４π（モー
ドＢ）の位相角値に従って振幅において反転可能であ
る。この反転は、それの周波数およびパルス−デュ−テ
ィ比が自由に選択可能である、第２のパルス発生器ＧＥ
Ｎ２により制御される。反転値は、プロセッサＣＰＵに
より不変に予め定められ、または回転速度の関数として
制御されることができ、変調周波数f₀と同調することが
理解できる。

【００３８】干渉計を介して、位相変調器ＰＭに送られ
る、図８に表わされた変調されたランプ信号は、前記干
渉計の出力において強度信号Ｉ（ｔ）を生じ、それは本
質的に以下の関係を満たす。

【００３９】Ｉ（ｔ）〜ｃｏｓ（Δφ（ｔ）＋Δφ
₀（ｔ））そこではΔφ（ｔ）＝Δφ_C（ｔ）−Δφ_C（ｔ−t₀）が
有効であり、Δφ_C（ｔ）は位相変調器ＰＭにおける位
相シフトであり、かつΔφ₀（ｔ）はサニャック位相シ
フトであり、それは、回転速度に比例し、かつ

【００４０】

【数１】により与えられる。ここでは、１はファイバコイルＦＳ
における光路の長さを示し、かつＤはそれの平均直径を
示し、λは用いられる光の波長、ｃは空きにおける光の
速度およびΩは回転速度である。

【００４１】信号Δφ（ｔ）は図９に表わされる。図１
０は、強度における結果として生ずる変動をΔφ（ｔ）
およびΔφ₀（ｔ）の関数として再生する。これらの２
つの図からわかるように、回転速度に比例する位相シフ
トΔφ₀（ｔ）は、強度Ｉが、時間間隔「Ｉ」および
「ＩＶ」において上がり、かつ時間間隔「ＩＩ」、「Ｉ
ＩＩ」または「Ｖ」において下りるという事実に導く。
時間Ｉ（ｔ）による強度における結果として生ずる変動
は、図１２に表わされる。

【００４２】強度ΔI₀における差異は、上述のように、
第１の同期復調器ＳＹＮＣＤ１の助けによって検出さ
れ、かつ信号φ_R（図５参照）のランプこう配を制御す
る働きをし、Δφ₀の効果は、位相シフトΔφの平均値
により補償され、それは同一の係数を有するが異なった
符号を有する。次いで、強度Ｉ（ｔ）のために、Ｉ（ｔ）〜ｃｏｓ（Δφ（ｔ））＝ｃｏｎｓｔ・に保つ。このことから、φ_Rのランプこう配は、回転速
度の測度であるということになる。

【００４３】回転速度φ_Rの代わりに、回転角度をそれ
の積分として読出すことが有利であり得る。これは、た
とえば、第２のメモリＭ２の出力におけるランプ信号Ｓ
Ｍ２のまたは第１の加算器ＡＤＤ１の出力信号ＳＡＤＤ
１の上述のオーバフローを計数することにより行なうこ
とができる。オーバフローと、これから生ずる、２πだ
けの位相角度φ_Rにおける戻りは、このプロセスにおい
て、

【００４４】

【数２】の角増分に対応する。ファイバコイルの直径がＤ＝６ｃ
ｍである干渉計が使用されるときには、上述の角増分α
は、おおよそ４角度秒である。このオーバフロー情報
は、たとえば、第１の加算器ＡＤＤ１により、それのオ
ーバフロー出力信号ＳＬおよびバスＢＣを介して、プロ
セッサＣＰＵに与えることができ、それは、角増分を計
数する（それらを合計する）。（再び２）スケールファクタ制御回路上に説明されたように、第２の同期復調器ＳＹＮＣＤ２
の出力信号ＶＳＹ２は、スケールファクタ誤差の測度で
ある。この誤差信号は、積分増幅器ＩＡに与えられ、そ
れは、制御工学の観点から寸法決めされかつスケールフ
ァクタ制御の制御工学の特性を決定するフィルタを表わ
す。出力信号ＳＩＡは、入力信号ＶＳＹ２の時間積分に
対応する少なくとも１つの成分を含む。また、図１４に
従った公知の回路の場合のように、信号ＳＩＡは、ディ
ジタル−アナログ変換器ＤＡの入力e_Mに送られる。ディ
ジタル−アナログ変換器ＤＡは、乗算ディジタル−アナ
ログ変換器として表わされてもよく、すなわち、それの
出力量ＶＣは、本質的に２つの信号ＶＳＣ（ディジタ
ル）およびＳＩＡ（アナログ）の積に比例する。したが
って、強度ΔI₁（図１２）における差異についての情報
の助けにより、信号ＶＣの電圧のずれは、光位相変調器
ＰＭにおける変調位相ずれは、正確に±π／４（モード
Ａ）または±３／４π（モードＢ）であるような方法で
制御される。したがって、同時にオーバフロー（図５参
照）により生じられる位相φ_Rの戻りは、正確に２πに
対応することが確実にされる。

【００４５】図１１は、ここでは、たとえば、光位相シ
フトが望まれるより少ない程度まで現われる形式の、ス
ケールファクタ誤差の存在が与えられて、強度における
変動を決定する動作点Ｉ、ＩＩ、ＩＩＩ、ＩＶまたはＶ
がどのように動作点、Ｉ′、ＩＩ′、ＩＩＩ′、Ｉ
Ｖ′、Ｖ′にシフトされるか、かつ強度ΔI₁（図１２）
における上述の変化がどのように生じられるかを表わ
す。適当な補正信号ＳＩＡをディジタル−アナログ変換
器ＤＡの入力ｅＭに送ることにより、信号ＶＣの出力振
幅およびしたがって、光位相シフトは、所望の動作点、
Ｉ、ＩＩ、ＩＩＩ、ＩＶ、Ｖが再び達せられ、かつ強度
ΔI₁における変化が消滅するように増加される。

【００４６】完全さのために、図１３は、さらに、バス
ＢＣを介して第１の同期復調器ＳＹＮＣＤ１に送られる
べき同期化信号ＤＥＭＲ１を示す。

【００４７】図４に表わされた（部分的な）回路は、そ
れの機能のモードにおいて、図３に従ったものに完全に
対応する。唯一の差異は、第２の同期復調器が、ここで
は、印刷刊行物米国特許Ａ−第４，７０５，３９９号の
１４図に類似の態様において、それの正のまたは負の入
力に４つのサンプル−保持回路の信号ＶＳ１、ＶＳ２ま
たはＶＳ４、ＶＳ３がより詳細に表わされない態様にお
いて与えられる、それぞれに２つの差異増幅器Ａ１４お
よびＡ２３により形成されることである。しかしなが
ら、それを介して強度における変化の信号は最終的に積
分増幅器ＩＡに与えられる、出力側の切換えスイッチＫ
２は、第２のパルス発生器ＧＥＮ２の自由に選択可能で
あるが固定された出力信号ＳＭＯＤＳにより制御され、
すなわちそれは不変に予め定められたモードのずれの反
転または変調のずれの反転に合わせてであるということ
において、公知の回路と異なる。

【００４８】たとえば図３または図４に適合して、この
発明に従って修正された回路においては、異なった変調
のずれの干渉は、バイアスにおける変化をもたらすため
に続くということが真である。しかしながら、後者はも
はや回転速度の関数ではなく、むしろその値は一定で、
かつデューティ比に関して荷重された、２つの変調のず
れのバイアス値の平均値に対応する。それにより変調の
ずれにおける変化が制御され、かつそれによりスケール
ファクタ誤差情報が起こる、周波数およびパルス−デュ
ーティ比の誤差は、広い制限内で自由に選択可能であ
り、かつとりわけ知られているので、スケールファクタ
制御は固定された周波数に最適化することができる。

【００４９】ディジタル位相ランプ再設定による光ファ
クタ慣性回転速度センサのための公知の実現化例と対照
していみると、この発明は、述べられたロック・イン効
果およびそれとともに結付いたスケールファクタの非直
線性は避けられることと、プロセスのためにより有利で
ある信号はスケールファイバ制御のためにあることと
の、決定的な利点を提供する。

【００５０】先にジャイロスコープ電子工学のために必
要であるように保持された詳しいＥＭＣ測度は、少なく
とも部分的に、避けることができる。

【００５１】制御電子工学のディジタル部分において必
要とされる回路上の余分の費用は相対的に低く、かつ現
代式の集積回路の使用において重要ではない。

【００５２】位相変調器ＰＭの変調の範囲はわずかに増
加させられるので、これは、また、アナログドライバ構
成要素における変調のためのいくぶんより高い能力およ
びディジタル−アナログ変換器ＤＡの１ビットだけの分
解能における増加を必要とする。しかしながら、この発
明に従った実現化例のかなりの実際的な利点を考慮し
て、このわずかな余分の費用は無視してよい。

【００５３】もし、上に述べられたことおよび前掲の特
許請求の範囲が基本のまたは干渉計動作周波数f₀＝１／
２t₀から始まれば、かつそのその程度まで、回転速度の
測定のためのこの発明に従った装置は、またただわずか
に離調された周波数により動作することが可能であると
明確に述べることができる。

【００５４】概して、発明の枠組み内に、中央のプロセ
ッサ（ＣＰＵ）は、市場で入手可能のマイクロプロセッ
サによって実現することができかつ実現される。この発
明の概念から逸脱することなしに、また、「ハードワイ
ヤの」論理において実現化例が可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】再設定信号のランプにこう配における既に説明
された変化を示し、その変化は、変調のずれにおける変
化、すなわち動作モードに依存する。

【図２】低い回転速度の場合における、同様に既に説明
されたロック・イン効果の生成を示す。

【図３】回転速度測定のためのこの発明に従った干渉計
の配置の第１の例示的な実施例を示す。

【図４】図３に従った配置の修正された実施例を示す。

【図５】図３および図４に従った回路の動作のモードを
説明するために信号の形状を示す。

【図６】図３および図４に従った回路の動作のモードを
説明するために信号の形状を示す。

【図７】図３および図４に従った回路の動作のモードを
説明するために信号の形状を示す。

【図８】図３および図４に従った回路の動作のモードを
説明するために信号の形状を示す。

【図９】図３および図４に従った回路の動作のモードを
説明するために信号の形状を示す。

【図１０】図３および図４に従った回路の動作のモード
を説明するために信号の形状を示す。

【図１１】図３および図４に従った回路の動作のモード
を説明するために信号の形状を示す。

【図１２】図３および図４に従った回路の動作のモード
を説明するために信号の形状を示す。

【図１３】図３および図４に従った回路の動作のモード
を説明するために信号の形状を示す。

【図１４】回転速度信号のディジタル処理ならびに変調
のずれ信号およびランプ再設定信号の発生を有する光フ
ァイバ干渉計の、先行技術に対応する、既に説明された
配置を示す。

【符号の説明】

ＡＤアナログ−ディジタル変調器ＡＤＤ１ディジタル積分器ＡＤＤ２ディジタル加算器ＡＭ位相変調器ＡＰドライバ増幅器ＣＰＵプロセッサＤＡディジタル−アナログ変換器ＦＳファイバコイルＧＥＮ１第１のパルス発生器ＧＥＮ２第２のパルス発生器ＩＡ前記部増幅器Ｌ光源Ｍ１ディジタル積分器Ｍ２ディジタル積分器ＰＤ検出器装置ＰＭ位相変調器ＳＥＬ切換えスイッチＳＩＡスケールファクタ補正信号ＳＴ１ビームスプリッタＳＹＮＣＤ１第１の同期復調器ＳＹＮＣＤ２復調器ＶＡ復調されかつ増幅された出力信号ＶＤ出力信号ＶＤ′ 増幅された光検出器出力信号

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】光源（Ｌ）から発し、かつビーム分割（Ｓ
Ｔ１）により発生される２つの光ビームは、ファイバコ
イル（ＦＳ）内に反対方向に照射されかつ後で再び一体
にされ、生じられる干渉パターンは、それの出力信号（ＶＤ）が
干渉パターンの光強度に対応する、検出器装置（ＰＤ）
に与えられ、ファイバコイルに置かれた位相変調器（ＰＭ）の援助に
よって、２つの光ビームは、複数個の可変信号成分から
組合わせられ、かつ基本周波数F₀＝１／２T₀を有し、そ
こではT₀＝ファイバコイル（ＦＳ）を介した光ビームの
各々の走行時間である、周期的方形信号により変調さ
れ、変調のずれにおける周期的変化と関連して、第１の信号
成分は、２つの動作モード（ＡおよびＢ）の間に、周波
数f₀と合わせて２つの逆回転する光ビームの逆方向の交
互の位相シフト（φ_M）をもたらし、第２の信号成分は、それの立上がりが各々、走行時間t₀
またはt₀の整数倍数に対応する接続時間および２つの光
ビームの逆方向でない増分の位相シフトを補償する振幅
増分を有する、階段状ランプ信号であり、増幅された光検出器出力信号（ＶＤ′）は、周波数f₀に
よりクロック動作される第１の同期復調器（ＳＹＮＣＤ
１）に送られ、復調されかつ増幅された出力信号（ＶＡ）は、アナログ
−ディジタル変換器（ＡＤ）に送られ、かつディジタル
化の後でディジタル積分器（Ｍ１、ＡＤＤ１およびＭ
２）において積分され、かつ第２の信号成分によって光
ビームの逆方向でない位相シフトを補償するために、デ
ィジタル−アナログ変換器（ＤＡ）およびドライバ増幅
器（ＡＰ）を介して、位相変調器（ＰＭ）に与えられ、モード反転に合わせて増幅された光検出器出力信号（Ｖ
Ｄ′）を復調し、かつ積分増幅器（ＩＡ）を介してディ
ジタル−アナログ変換器（ＤＡ）にアナログスケールフ
ァクタ補正信号（ＳＩＡ）を伝送する、スケールファク
タ補正回路が与えられ、かつそこにおいて、プロセッサ（ＣＰＵ）は、第１の同期復調器（ＳＹＮＣ
Ｄ１）、アナログ−ディジタル変換器（ＡＤ）およびデ
ィジタル積分器（Ｍ１、ＡＤＤ１およびＭ２）のために
制御および同期化信号を供給し、そこにおいて、ディジタル積分器（Ｍ１、ＡＤＤ１およびＭ２）および
ディジタル−アナログ変換器（ＤＡ）の間に、ディジタ
ル加算器（ＡＤＤ２）が配置され、それには、第２の入
力に、第１のパルス発生器（ＧＥＮ１）から２つの動作
モード（ＡまたはＢ）の間の予め定められたタイミング
により反転することができる変調のずれ信号が与えら
れ、それは、周波数f₀によりクロック動作され、かつデ
ィジタル加算器（ＡＤＤ２）の第２の入力に、第１の動
作モード（Ａ）のための位相のずれ±π／４に対応する
信号および第２の動作モード（Ｂ）のための位相のずれ
±３π／４に対応する信号を伝送する、回転速度の測定
のための光ファイバサニャック干渉計。
【請求項２】第１のパルス発生器（ＧＥＮ１）およびデ
ィジタル加算器（ＡＤＤ２）の第２の入力の間に位置さ
れ、かつパルス信号がディジタル加算器（ＡＤＤ２）の
第２の入力に通過するような方法で動作モード反転に合
わせて第２のパルス発生器（ＧＥＮ２）により駆動さ
れ、そのパルス信号は、第１の動作モード（Ａ）におい
て位相のずれ±π／４に、かつ第２の動作モード（Ｂ）
において位相のずれ±３π／４に対応する、切換えスイ
ッチ（ＳＥＬ）を含む、請求項１に記載の干渉計。
【請求項３】第２のパルス発生器（ＧＥＮ２）の動作周
波数およびパルス−デューティ比は自由に選択可能であ
る、請求項２に記載の干渉計。
【請求項４】第２のパルス発生器（ＧＥＮ２）のパルス
−デューティ比および／または周波数は、回転速度の関
数として制御することができる、請求項２に記載の干渉
計。
【請求項５】第２のパルス発生器（ＧＥＮ２）のパルス
−デューティ比および／または周波数は、変調周波数f₀
により同期化される、請求項２に記載の干渉計。
【請求項６】第２のパルス発生器（ＧＥＮ２）の出力信
号は、スケールファクタ補正信号を供給する復調器（Ｓ
ＹＮＣＤ２）のためのクロック信号である、先行請求項
の１つに記載の干渉計。