JPH04130212A - 回転速度の測定のための光ファイバサニャック干渉計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

［０００１］ この発明は、回転速度の測定のための光ファイバサニヤ
ック干渉計に関するものであり、それにおいて光源から
発しかつビーム分割により発生される２つの光ビームは
、反対の方向にファイバコイルに照射されかつその後再
び一体にされ、それにおいて生じられる干渉パターンは
、その出力信号が干渉パターンの光強度に対応する検出
器装置により走査され、それにおいてファイバコイルに
位置された位相変調器の助けで２つの光ビームは複数個
の可変信号成分から組合わされかつ基本周波数ｆ。＝１
７２ｔｏを有する周期的方形信号により変調され、１０
はファイバコイルを介した光ビームの各々の走行時間に
対応し、かつ変調のずれにおける周期豹変化に関連して
、第１の信号成分は２つの動作モードの間に周波数ｆｏ
と合わせて２つの逆回転する光ビームの逆方向の交互の
位相シフトをもたらし、かつ、さらに、第２の信号成分
は、その立上りが各々走行時間１０またはｔ。の整数倍
数に対応する持続時間および２つの光ビームの逆方向で
ない増分の位相シフトを補償する振幅増分を有する階段
状ランプ信号であり、そこにおいて増幅された光検出器
出力信号は、周波数ｆ。によりクロック動作される第１
の同期復調器に送られ、そこにおいて復調されかつ増幅
された出力信号は、アナログ−ディジタル変換器に送ら
れ、かつディジタル化の後でディジタル積分器において
積分され、かつディジタル−アナログ変換器およびドラ
イバ増幅器を介して光ビームの逆方向でない位相シフト
を第２の信号成分を補償する位相を介して位相変調器に
与え、それにおいてスケールファクタ補正回路が与えら
れ、それは増幅された光検出器出力信号をモード反転に
合わせて復調しかつアナログスケールファクタ補正信号
を積分増幅器を介してディジタル−アナログ変換器に伝
送し、かつそれにおいて水晶発振器によりクロック動作
されるプロセッサは、第１の同期復調器、アナログ−デ
ィジタル変換器およびディジタル積分器のために制御お
よび同期化信号を供給する。 ［０００２］ リング干渉計としても知られる、光ファイバサニヤック
干渉計における逆方向でない位相シフトを測定するため
に、印刷刊行物ＤＥ−Ａｌ−３，１４４，１６２から、
ファイバコイルの入力の領域に位置された位相変調器に
、一方では、特定の振幅を有しかつ周波数ｆｏ＝１／２
ｔｏにより逆にすることができる位相のずれおよび他方
では位相のずれを同様にシフトするのこぎり波電圧を与
えることにより、たとえば回転速度を基準として逆方向
でない位相シフトを再調整し、ｔＯはファイバコイルを
介した光ビームの各々の走行時間を示すことが知られて
いる。補償するまたは再設定するのこぎり波電圧のこう
配（位相ランプ）は回転速度に対応し、かつしたがって
Δφｏ／ｌｏに正比例し、φ０は、たとえば回転運動に
より引き起こされた逆方向でない位相シフトを示す。し
かしながら実際は前記ＤＥ印刷刊行物に述べられたいわ
ゆる位相ランプ再設定方法を使用することはほとんど可
能でない、なぜならば回転速度の慣性測定は、特に可逆
の位相のずれ、再設定信号の振幅またはこう配およびス
ケールファクタの比例に関して正確さを必要とし、それ
はアナログ回路工学において保証することができない。 ［０００３］ 米国特許Ａ　−第４　、７０５　、　３９９号（＝ヨー
ロッハ特許Ａ１−第０．１６８２９２号）は、前記ＤＥ
印刷刊行物において原則として述べられた光フアイバリ
ング干渉計のためのランプ再設定方法の注目すべきさら
なる開発を開示しており、それは、信号の評価および条
件付けのために全くディジタル的に動作し、そのため、
特に可逆の位相のずれのおよびランプ再設定信号の正確
さに関して、必要とされる信号の精度は、自動測定範囲
反転の独自の割当ておよびスケールファクタの補正によ
り得ることができる。先行技術に従った光フアイバ回転
速度センサのためのディジタル位相ランプ再設定方法の
機能的原理は、第１に図１４を参照して説明され、それ
は、簡単にされた表示において前記印刷刊行物米国特許
Ａ−第４，７０５，３９９号の図１４に従った先行技術
に対応しくまた１９８６年光７７イバジヤイ１ニア　（
Ｆｉｂｅｒ　０ｐｔｉｃ　Ｇｙｒｏｓ　）　、Ｓ　Ｐ　
Ｉ　Ｅ第７１９巻、エイチ・シー・ルファブル（Ｈ，Ｃ
，Ｌｅｆｅｖｒｅ　）氏らによる、集積光学（Ｉｎｔｅ
ｇｒａｔｅｄ　０ｐｔｉｃｓ　）における「光フアイバ
ジャイロスコープのための実際的解決（Ａ　ｐｒａｃｔ
ｉｃａｌ　５ｏｌｕｔｉｏｎ　ｆｏｒ　ｔｈｅ　Ｆｉｂ
ｅｒ−Ｏｐｔｉｃ　Ｇｙｒｏｓｃｏｐｅ）　Ｊを参照さ
れたイ）、前記文献に詳細に関して参照が行なわれる。 ［０００４］ 前記先行技術に対応しかつ閉ファイバループを有するサ
ニヤック干渉計の図１４の概略的表示は、光源し、たと
えばレーザを示し、それの平行な光ビームはビームスプ
リッタＳＴＩを介して２つの光ビームに分割され、かつ
反対方向に干渉計ファイバコイルＦＳに照射される。干
渉計ファイバコイルＦＳは、好ましくは光学モノモード
ファイバからなる。ビームスプリッタＳＴ１は、ファイ
バコイルＦＳの横断の後で２つの光ビームを再び組合わ
せるためにミクサとして同時に作用する。２つの重ね合
わせされた光ビームの干渉信号は、第２のビームスプリ
ッタＳＴ２およびそれの出力分岐ＡＵＳを介して光検出
器ＰＤに通過し、それは干渉パターンの強さを走査する
。閉ファイバコイルＦＳにおいて反対方向に伝搬する２
つの光ビームの間の位相の差異を示すためにΔφ。を使
用すると、反対方向でない妨害がない限り、Δφ　＝Ｏ
であることを保つ。位相差異Δ≠０および回転速度の間
の数学的関係、光検出器（ＰＤの入力における光パワー
密度および測定感度に関して引用された文献が参照され
るべきである。そこにはまた、ファイバコイルＦＳにお
ける２つの逆回転する光ビームに与えられるべき一定の
逆方向のバイアスを導入することにより、２つ逆回転す
る光ビーム（光波）が位相変調器ＰＭによって、干渉計
の最も高い感度の動作点に、（２ｎ＋１）π／２の角度
だけ周期的にシフトされ、ｎは整数であるような方法に
おいて正確であるようにどのように干渉計の感度が増加
することができるかが述べられる。この目的のために、
位相変調器ＰＭはしたがって第１に信号φ１　（ｔ）に
より励起され、それはたとえば±π／２．３／２π、・
・・の周期的位相シフトをもたらし、その期間は２ｔｏ
であり、１０はファイバコイルＦＳにおける光波の走行
時間を示す。 ［０００５］ 図１４に従った回路の場合には、位相変調器ＰＭへの負
帰還からの逆方向でない位相シフトは、前記米国特許に
おいて述べられるように、いわゆる位相ランプ信号によ
り補償され、そのそのこう配はΔφ／ｌｏに、すなわち
Δφに正比例しそれは逆方向でない位相シフトにである
。図１４に従った回路の場合には、再設定位相ランプ信
号はのこぎり波または階段状信号であり、それにおいて
のこぎり波の増幅または立上りの高さはΔφに等しく、
またのこぎり波のまたは立上りの持続時間は走行時間ｔ
　にまたはｔ。の奇数の倍数に対応する。 ［０００６］ アナログ解と比べると、文献において、特に前記米国人
−第４，７０５，３９９号において述べられるこのディ
ジタル位相ランプ原理は、位相変調制御信号および位相
ランプ再設定信号のスケールファクタは少なくとも原理
において補正されることと、再設定信号ののこぎり波の
増幅の正確な規定は保証されることとの決定的な利点を
有する。 ［０００７］ 図１４に従った回路の機能、すなわち周波数ｆ。に合わ
せて交代しかつ動作点を最適化する逆方向の位相シフト
およびスケールファクタ規則化を含む階段状ランプ再設
定信号を発生することは、以下に簡単に説明される。 ［０００８］ 光検出器ＰＤの出力信号ＶＤは、インピーダンス変換器
および増幅器Ａ。を介して上げられ、その出力信号ＶＤ
’　は同期復調器５ＹＮＣＤを送り、それは走査周波数
ｆ　　＝１７２ｔｏに同期化される。復調された出力信
号は、信号ＶＡとして増幅器Ａを介して通過し、それは
、一般に、フィルタにより、アナログ−ディジタル変換
器ＡＤに組合わせられ、そのディジタル出力信号は、回
転速度に正比例しかつ回転の方向に関して符号情報の項
目を含む。次いで、信号ＶＡＤは回路ＧＳＣに通過し、
それは本質的にディジタル積分器を含み、かつディジタ
ル位相ランプ再設定信号およびディジタル位相変調信号
からなる組合わせられた信号として、組合わせられた位
相制御信号■ＳＣを供給する。その後で、組合わせられ
たディジタル信号ｖＳＣは、ディジタル−アナログ変換
器ＤＡにおいてアナログ制御電圧ＶＣに変換され、かつ
ドライバ増幅器ＡＰを介して制御電圧として位相変調器
ＰＭに伝送される。 ［０００９］ 信号■ＳＣを発生するための回路ＧＳＣは、ディジタル
信号ＶＡＤの中間のストレージのために第１のメモリＭ
１を含み、その中間にストアされた出力信号Ｓケートに
接続される。第２のメモリＭ２に中間にストアされた出
力信号ｖＳＣは、加算器ＡＤＤの第２の入力ｅ２に送り
戻され、かつ回転速度信号のディジタル値に付加される
。したがって、加算器ＡＤＤの出力信号５ＡＤＤは、回
転角度に対応する。 ［００１０］ 位相変調信号および位相ランプ再設定信号を発生するた
めのこれまで述べられた回路は、二方向性バスＢＣを介
して中央プロセッサＣＰＵにより同期化されかつ制御さ
れ、それは水晶安定発振器Ｏ８Ｃに接続され、それは周
波数ｆ。を供給する。 ［００１１］ その数は特定の回転角度、たとえば４秒の弧を指示し、
そのビットは加算器ＡＤＤの容量に対応する、ワード当
りのビットの数から離れて、前記加算器は、出力ＳＬに
おいてバスＢＣを介して中央プロセッサＣＰＵにオーバ
ーフロー信号を供給する。加算器のオーバーフロー信号
に依存して、かつ発振器Ｏ８Ｃのクロック信号に一致し
て中央プロセッサＣＰＵは種々の制御および同期化信号
を発生しそれは、スケールファクタの補正を可能にする
ために、加算器ＡＤＤのオーバフローに依存して、「モ
ードＡ」および「モードＢ」の間の変調のずれの切換え
が行なわれ、それは、たとえば±π／２の変調のずれは
モードＡを保持し、かつ±３／２πの位相のずれはモー
ドＢを保持するような方法においてである場合である。 引用された文献において述べられるように、動作状態お
よび異なった変調のずれの間の検出された振幅の差異は
、位相ランプ信号のオーバフローの場合のスケールファ
クタの誤差の測度である。このスケールファクタの誤差
を補正するために、図１４に従った公知の回路には、復
調器ＳＦＣが装備され、それは、モードＡ（たとえば±
π／２の位相のずれ）およびモードＢ（たとえば±３／
２πの位相のずれ）におけるｆｏ変調信号の振幅の差異
を検出し、かつこの復調された信号をアナログ補正信号
ＳＩＡとして積分増幅器ＩＡを介してディジタル−アナ
ログ変換器ＤＡの補正するアナログ入力ガに伝送する。 ［００１２］ 図１４の参照により簡単に述べられており、位相ランプ
のこう配は回転の再設定速度の測度であり、かつ復帰位
相においてスケールファクタのための補正信号を得るた
めに比率１：３における変調のずれの反転がある、光フ
アイバ回転速度センサのためのディジタル位相ランプ再
設定方法の機能的原理は、そのような寄生回転速度測定
装置の実際の動作において、以下の理由のために実質的
な困難に導く。 ［００１３］ 「モードＡ」から「モードＢ」への反転は、再設定のこ
ぎり波信号のランプ値に、かつしたがってジャイロスコ
ープの回転角度に、直接に依存する。このことについて
は、ランプの横断は、たとえば、約４秒の弧の角増分に
対応することができる。しかしながら、変調信号の振幅
の３倍になることを介して、かつ光検出器信号ＶＤの感
応的信号経路における後者の寄生を介して、変調のずれ
の反転はジャイロスコープのバイアスの反転をもたらす
。これらの不所望の寄生効果は図１４に従った回路にお
いて点線および結合係数Ｋにより示される。しかしなが
ら、この変調のずれ信号の反転は回転角度に依存するの
で、それはジャイロスコープの不感帯（ロック・イン）
に導く。以下に説明されるように、この効果はロック・
インゾーンの外側のスケールファクタの非直線性に導く
ことを示すことがまた可能である。 ［００１４］ 印刷刊行物米国特許Ａ−第４，７０５，３９９号の図１
３に示されるように、スケールファクタの誤差の発生が
与えられて、モードＡの変調のずれの場合にまたはモー
ドＢの変調のずれの場合に、光検出器信号ＶＤの異なっ
た平均の強さ工がある。この強さの差異は、積分増幅器
ＩＡにおいて積分され、がつアナログ補正信号をディジ
タル−アナログ変換器ＤＡの入力ｅＭに供給する。強さ
における変化の周波数は、モードＡからモードＢへの変
化の周波数に等しく、かつしたがって、ランプ信号復帰
周波数に等しく、なぜならばたとえばモードＡがらモー
ドＢへの反転はランプオーバーフロー　すなわち加算器
ＡＤＤの信号ＳＬにより生じられるからである。この変
化の周波数は回転速度に正比例し、すなわち前記米国特
許において説明される例に従って、２πの復帰は５秒の
弧の角増分に対応しＩＨｚの復帰周波数ではこれは５°
／ｈの回転速度に対応する。

【００１５】 低い回転速度の場合には、この変化の周波数は任意に低
くなることができ、かつこの理由のために、積分増幅器
ＩＡは強さの差異の情報を含むことが稀である。そこに
おいてモードが変化しないその後の任意に長い間隔にお
り）で、積分増幅器ＩＡはこの情報を有さす、かつその
入力におけるすべての小さい電気的なゼロの誤差は、そ
の出力の量、すなわちスケールファクタ補正信号ＳＩＡ
がドリフトすることを引き起こす。この理由のために、
低い回転速度において、スケールファクタは積分増幅器
ＩＡのドリフトすることを受けやすい。回転速度の絶対
値で表わされる、スケールファクタのドリフトすること
により引き起こされる回転速度のパーセンテージ誤差は
、低い回転速度のために小さいことが正しい。しかしな
がら、第１に、回転速度における突然の急な上昇は問題
のあるようになり、なぜならばそのときスケールファク
タはなお「誤り」であり、かつ従って少なくともスケー
ルファク′り制御回路がもう一度定常状態の条件にある
まで、回転速度における高い絶対誤差はまた生ずる。 ［００１６］ さて、電磁互換性測度（ＥＭＣ測度）によって、すなわ
ち特定的には遮蔽（図１４においてドライバ増幅器ＡＰ
から位相変調器ＰＭへの接続ラインを遮蔽することによ
り示される）と、信号および電圧給電線にフィルタを設
置することにより、電磁寄生（カップリングファクタＫ
による妨害、図１４参照）を除去するかまたは少なくと
も減少させることに努めることが得策であるように思わ
れる。しかしながら、図１４に従った公知の干渉計の設
計について特別のＥＭＣ問題があり、信号ｖｓｃまたは
ｖｃＳｖｃ’　は変調周波数ｆ。＝１／２ｔｏを含み、
それは発振器Ｏ８ＣにおいてまたはプロセッサＣＰＵを
介して発生される。しかしながら、光検出器信号ＶＤは
、同一の周波数および位相角度による回転速度の情報を
含む。この信号は、同期復調器５ＹＮＣＤにおいて検出
される。周波数ｆ。の変調量を発生する回路のグループ
および回転速度に感応性の同一の周波数の信号を伝導す
る回路部分は、空間において接近して接続され、かつ全
般的に、共通の電源装置から送られなければならない。 これは、周波数ｆｏの電磁エネルギが感応性信号経路（
信号ＶＤ）に寄生的に入るであろう危険を明らかに与え
る。信号ラインにおけるｆｏのためのストップフィルタ
は可能でなく、なぜならば所望の信号情報はちょうどこ
の周波数にあるからである。したがって、不所望の寄生
はたとえば、ただ増幅器Ａ。および同期復調器５ＹＮＣ
Ｄを回路の残余に抗して遮蔽することにより、かつそれ
らの電源をフィルタすることにより、ある程度まで減少
することができる。 ［００１７］ 寄生感応性のための数の例は、当業者のために特定的な
問題を直ちに明らかにするであろう。信号ＶＣまたはｖ
Ｃ′　における周波数ｆｏによるこのスペクトル成分は
、一般的にわずかのＶの範囲に位置される。対比によっ
て、回転速度信号ＶＤにおいては、わずかのｎＶの範囲
における電圧は、光出力、検出器の感応性およびジャイ
ロスコープのスケールファクタに依存して、１°／ｈの
回転速度に対応する。そのような大きな振幅の差異の場
合には、図１２において信号ＶＣ１■Ｃ′およびＶＤの
間の結合係数Ｋにより記号化されるように、すべての可
能なＥＭＣ測度にもかかわらず不所望の寄生経路が避け
がたく、それは本来、異なった寄生振幅により、かつし
たがって信号ＶＤにおける回転速度に対応する異なった
誤差により、厳密に言えば、動作状態モードＡまたはＢ
に依存し、なぜならば、仮定されるように、後者は前者
より３倍高い変調振幅を有し、かつしたがってより強い
寄生効果を有するからである。回転速度に関して、これ
らの異なった寄生振幅は、異なったジャイロスコープの
ゼロ点誤差に導き、それらはバイアスＢ　またはＢｂと
して示され、それは瞬時の変調状態モードＡまたはモー
ドＢに依存する。 ［００１８］ したがって、再設定信号のランプこう配は、閉制御回路
を介して、回転の真の入力速度Ｄ　およびそれぞれのバ
イアスＢ　またはＢｂの合計に正比例する態様ｅ　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ａにおいて
調整され、それは変調モードＡがあるがＢがあるかに依
存する。 ［００１９］ 添付の図面の図１において、Ｄ　　＋Ｂ　　＞０１Ｄｏ
＋Ｂｂ＞ＯおよびＢａ＞Ｂｅ　　　　　ａ ｂが保持され、すなわち異なったＢ　またはＢｂがある
例が示される。もしり。 ＝ｃｏｎｓｔ、であると仮定されれば、そのときモード
ＡがあるがまたはモードＢがあるかに依存して異なった
ランプこう配が生じられ、なぜならばランプこう配はＤ
　　＋Ｂ　　に正比例する態様においてまたはＤｅ＋Ｂ
ｂに正比例する態様に　　　　ａ おいて調整されるからである。 ［００２０１ 図１に示された例においては、モードＢの間のこう配は
モードＡにおけるより平らであり、なぜならばＢｂくＢ
８が仮定されるからである。したがって、モードから独
立したバイアス（Ｂ８＝Ｂｂ）のための場合よりも、モ
ードＢにおける運転休止時間ｔｂはモードＡにおける運
転休止時間ｔ８と比較してより大きい。 しかしながら、Ｂ　およびＢｂだけでなく入力回転速度
Ｄ８も双方のモードにおけるランプこう配に影響を与え
るので、モードのパルスデューティ比（Ｔ８／Ｔｂ）は
またＤ　に依存する。上に取扱われたスケールファクタ
の非直線性はこれから結果として生ずる。 ［００２１］ 他方では、上に述べられたロック・イン効果は、それに
おいて合計（Ｄ８十Ｂ８）または（Ｄ。＋Ｂｂ）が２つ
のモードのために異なった符号を有する回転速度範囲に
起こり、すなわちそれは（Ｄ　　＋Ｂ　　）＞０または
（Ｄ。＋Ｂ、）＜Ｏａ であることを保つときにである。低い回転速度のために
全く実際的なこの場合は図２において表示される。再設
定信号のランプ（表示の明快さのために変調なしに例示
される）は、たとえば正の勾配によりモードＡにおいて
始まり、なぜならば仮定されるように（Ｄ　　十Ｂ　　
）＞Ｏが適用されるからである。ランプが（ａ 上方の）オーバフロー範囲（図１４におけるオーバフロ
ー信号ＳＬ）に到着するときには、モードＢに切り換え
が行なわれる。しかしながら、次いで制御は負のランプ
こう配をトリガし、なぜならば今（Ｄ８＋Ｂｂ）〈Ｏで
あることを保つからであり、すなわちランプ勾配はその
符号を変え、かつしたがって、オーバフロー領域を去り
、かつモードＡがもう一度持続する。しかしながら、正
のランプこう配が、モードＢへの反転がもう一度起こる
までその他にもう一度このモードＡに属する。したがっ
て、制御は「捕われて」保持され、すなわち干渉計配置
はロック・インの状態にある。どんなに迅速に図２にお
いてモードＡおよびＢの間に表示された「ジクザクラン
プ」がオーバフロー制限において変化するかは、制御の
迅速さにより決定され、これは一般的に非常に高い。ロ
ック・イン状態は、入力回転速度範囲のために保持され
、それにおいて特定の不等が満たされ、すなわちしたが
ってロック・イン範囲はＩＢ８−Ｂｂ　１の幅を有する
。 ［００２２］ ここまでに与えられた説明において、特定のランプ値は
、「変調されない」ランプφ（１）の瞬時の値であると
解釈される。このランプ値は、回転角度に正比例し、か
つ信号５ＡＤＤに対応する。ランプこう配ｄφ／ｄｔは
、回転角度の時間微分、すなわち回転速度に対応する。 問題とすべきことをはっきりさせるために、公知のラン
プ再設定方法の問題は、ランプ値、すなわち回転角度の
値は、動作モードＡまたはＢおよびしたがって異なった
バイアスＢ　またはＢｂのどちらがあるかのための判定
基準であり、かつそれはＢ８≠Ｂｂがランプ勾配それ自
体に影響を与えるためである。表示されるように、スケ
ールファクタ誤差情報は、強さにおける変化の信号の形
状であり、その周波数は回転速度に正比例し、かつＯお
よび約１００ｋＨｚの間に変化することができ、それは
モードＡおよびモードＢの間の変調のずれの理論パルス
−デューティ比が１：３であるときにである。しかしな
がら、情報を搬送する強さにおける変化は高い回転速度
においてよりしばしば起こり、かつ結果として、よりよ
いスケールファクタ誤差情報は高い回転速度にあるとい
う明らかな利点は、関連の信号処理装置が比較的高い周
波数範囲を処理しなければならないという事実により反
対される。しかしながら、表示されるように、他方では
、ゼロの回転速度の領域において、公知のランプ再設定
方法は、スケールファクタ誤差情報の欠如に、かつした
がってドリフトの問題に導く。 ［００２３］ したがって、この発明の目的は、低い回転速度、すなわ
ち表示されたロック・イン効果の場合に光フアイバ回転
速度センサの不感帯を避けることと、スケールファクタ
を制御する目的のために処理することが容易である信号
を得ることとである。 ［００２４］ 目的設定を達成することへの予備ステップとして、図１
および図２の参照にょり既に説明されたように、回転角
度の関数としての変調のずれにおける自動的変化は、ス
ケールファクタの非直線性のおよびその範囲が回転速度
の関数であるスケールファクタ誤差情報の広い周波数範
囲の、公知の方法のロック・イン効果のランプオーバフ
ローの場合の主な原因であることが認識された。したが
って、この発明は、ランプ再設定方法を確立するための
変調方法を開発する目標に向けられ、それは、一方では
、スケールファクタ誤差情報を得るためのオーダにより
モードＡからモードＢへの変調のずれの反転を、また他
方では、この反転を特定的な、たとえば固定されたタイ
ミングにより、かつもはや回転角度の関数としてでなく
規定することとを含む。 ［００２５］ 公知のランプ再設定方法から始まって、特許請求項１の
前文において特定されるように、初めに示された包括概
念に従った回転速度の測定のための光ファイバサニヤッ
ク干渉計の場合には、この発明は、ディジタル積分器お
よびディジタル−アナログ変換器の間に（第２の）ディ
ジタル加算器が配置され、それには第２の入力に第１の
パルス発生器から２つの動作モードの間の予め定められ
たタイミングにより逆にすることができる変調ずれ信号
が与えられ、それは周波数ｆｏによりクロック動作され
、かつ（第２の）ディジタル加算器の第２の入力に、第
１の動作モードＡのために位相のずれ±π／４に対応す
る信号および第２の動作モードＢのために位相のずれ±
３／４πに対応する信号を伝送することに存する。 ［００２６］ この発明および有利な詳細は、図面のさらなる参照によ
り例示的な実施例において以下により詳細に説明される
。 ［００２７］ 図１４の説明からすでに知られている配置のグループ、
回路のグループおよび信号は、図３および図４において
同一の記号で参照される。読者に既に知られている機能
的関係の説明は、繰り返されないであろう。第１のステ
ップは、図３に従った配置の動作のモードを述べること
である。 ［００２８］ 光検出器ＰＤは、干渉計の出力信号の光強度■を観測し
、かつ対応する信号ＶＤを供給し、それは増幅器Ａ。に
おいて信号ＶＤ’　に増幅される。光強度信号■は、 （１）　周波数ｆ　により強度ΔＩｏにおける変化に導
き、かつ信号ＤＥＭＲ１の助けにより、（第１の）同期
化された復調器５ＹＮＣＤＩにおいて検出されそれはプ
ロセッサＣＰＵにより供給されかつ出力信号ＶＳＹＩと
同一の周波数のものである、回転速度のシステムのずれ
。周波数ｆ。は、干渉計動作周波数であり、それはｆ　
　＝１／２ｔｏにより与えられ、それは、ｔｏ＝ｎｘｌ
／ｃでありそこではｎ＝ファイバコイルＦＳの光誘導材
料の屈折率、■＝ファイバコイルＦＳにおける光路長お
よびＣ＝真空における光の速度である場合である。 ［００２９］ （２）　変調のずれ反転信号５Ｍ０ＤＳの周波数により
変調モードＡおよびＢの間の強度Δ１１　（図１２参照
）における変化に導き、それは、下にさらにより詳細に
説明されかつ第２の発生器として表わされるパルス発生
器ＧＥＮ２において発生され、かつプロセッサＣＰＵに
より供給された信号５ＹＮＣ２を介してジャイロスコー
プ動作周波数ｆｏにより同期化することができる、スケ
ールファクタのシステムのずれ、すなわち干渉計におけ
る電気光学位相変調器ＰＭの位相変調のずれにおけるず
れ。この強度Δ■１における差異は、信号５Ｍ０ＤＳの
助けによって（第２の）同期復調器５ＹＮＣＤ２におい
て検出され、かつ結果は信号ＶＳＹ２であり、それはス
ケールファクタ誤差の測度であり、かつ既に図１４に従
った回路から知られるように、積分増幅器ＩＡを介して
、ディジタル−アナログ変換器ＤＡのアナログ設定入力
ガに与えられる。 ［００３０］ 改良された明・決さのために、第１の回転速度制御回路
が下に説明され、スケールファクタ制御回路が続くであ
ろう。 についての情報を含む。 （再び１）　回転速度制御回路 回転速度制御回路のシステムのずれに対応する信号ＶＳ
ＹＩは、増幅器Ａにおいて増幅され、かつ信号ＶＡを供
給する。増幅器Ａは、同時にフィルタを含み、の設計手
順に従って寸法法めされ、この点で、既に一度以上取扱
われている印刷刊行物米国特許穴−第４，７０５，３９
９号に参照が行なわれる。実際には、出力信号ＶＡは、
入力信号ＶＳＹＩの時間積分の成分を有するであろう。 信号ＶＡは、アナログ−ディジタル変換器ＡＤにおいて
ディジタル化され、かつ生じられたディジタル信号ＶＡ
ＤはメモリＭ１においてストアされ、これらのプロセス
はバスＢＣを介してプロセッサＣＰＵにより制御される
。既に知られているように出力信号ＳＭ１は、さらなる
加算器のよりよい微分のために、ここに第１の加算器Ａ
ＤＤＩとして表わされる、加算器の入力ｅ１にに与えら
れる。第１の加算器ＡＤＤ１の出力信号５ＡＤＤ１は、
メモリＭ２に送られ、それの出力信号ＳＭ２は第１の加
算器ＡＤＤＩのさらなる入力ｅ２に送られ、それは完全
に図１４に従った公知の回路と一致している。第１の加
算器ＡＤＤ１は、メモリＭ２およびバスＢＣを介して割
当てられた制御に関連して、ランプ信号発生器を表示し
、それはランプ信号または階段状信号ＳＭ２を発生し、
それの立上がり高さは値ＳＭ１に対応し、それのステッ
プの幅は光走行時間１０に対応する。 ［００３１］ 第１の加算器ＡＤＤＩおよび第２のメモリＭ２からなる
ディジタルプロセス装置のワード長を制限することによ
り、第１の加算器ＡＤＤ１の特定的な出力値が超過され
るときには、信号ＳＭ２のランプオーバフローが達成さ
れ、それは、図５に概略的に表わされる。この点で、デ
ィジタル二進数コードのオーバフロー特性を有利に開発
することが可能である。 ［００３２］ 第２の信号成分ＳＭ２として示される、この信号は、図
１４に従った公知の回路と違って、なお述べられるであ
ろう電気モジュールを介して光位相変調器ＰＭへ送られ
、かつ位相シフトπＲをもたらし、それは、上述のオー
バフローにより本質的に２πの位相範囲に制限される（
図５参照）。 ［００３３］ この発明に従って、本質的に方形の変調信号５Ｍ０Ｄが
第２の加算器ＡＤＤ　２において信号ＳＭ２に加えられ
、したがって、組合わせられた変調信号ｖＳＣを生ずる
。変調信号５Ｍ０Ｄは、変調信号発生器ＭＯＤにおいて
発生され、かつジャイロスコープ周波数Ｆ。を有する。 変調信号発生器ＭＯＤは、信号５ＹＮＣＩを介して、プ
ロセッサＣＰＵまたは発振器○ＳＣにより同期化される
。信号５Ｍ０Ｄの振幅は、ファクタ３により変化させる
ことができ、それは以下にさらになおより詳細に説明さ
れるであろう方法においてであり、既に述べられた第２
のパルス発生器ＧＥＮ２から得られる信号５Ｍ０ＤＳ　
（図６参照）を介する。信号成分５Ｍ０Ｄ　（図７参照
）は、第２の加算器ＡＤＤ２において信号ＳＭ２に加え
られ、かつディジタル−アナログ変換器ＤＡにおいてア
ナログに変換された後で、ドライバ増幅器ＡＰを介して
光位相変調器ＰＭに送られる。この信号成分５Ｍ０Ｄは
そこに位相シフト輸をもたらし、それは、本質的に±π
／４または±３／４πである（図７参照）。したがって
、変調の振幅φヶは、信号５Ｍ０ＤＳにより制御される
。上に既に説明されたように、その間に振幅が±π／４
である状態は「モードＡ」と呼ばれ、また±３／４πの
変調振幅におけるより大きいずれの場合には「モードＢ
」が設定される。 ［００３４］ 図３に表わされるように、変調振幅の反転は、たとえば
、２つの信号、説明されなモードＡに対応する５Ｍ０Ｄ
１およびモードＢに対応する５Ｍ０Ｄ２は、説明された
振幅により発生器ＧＥＮ１において発生され、かつ交互
に信号５Ｍ０ＤＳにより制御される切換えスイッチＳＥ
Ｌを介して第２の加算器ＡＤＤ２の第２の入力に信号５
Ｍ０Ｄとして与えられるように、起こることができる。 ［００３５］ 第２の加算器ＡＤＤ２のディジタル処理ワード幅は、出
力信号■ＳＣが、オーバフローの結果を起こすことなし
に、常に入力信号ＳＭ２または５Ｍ０Ｄの和に対応する
ように設計される。組合わせられた信号ＶＳＣ（図８参
照）は、既に説明された態様においてディジタル−アナ
ログ変換器ＤＡに送られ、かつ電圧信号ＶＣに変換され
、かつ信号ｖＣ′　を形成するように増幅され、それの
値は本質的には信号■ＳＣの数値に比例する。電圧ｖＣ
′　は、光位相変調器ＰＭにおいて、位相シフトΔφ　
をもたらす（再び図８を見られたい）。 ［００３６］ したがって、図３に適合してこの発明に従って修正され
た回路は、以下の原理に基づく。 ［００３７］ 変調されないディジタルランプ値は、位相角範囲２πま
たは±πに対しては、有効のビットπ以上を切捨てるこ
とにより制限される。第２の加算器ＡＤＤ２における制
限されたランプには方形信号が加えられ、それは、第１
のパルス発生器ＧＥＮ１、ＳＥＬまたはＭＯＤにおいて
発生され、かつ変調周波数ｆｏを有するカミそれは、±
π／４（モードＡ）および±３／４π（モードＢ）の位
相角値に従って振幅において反転可能である。この反転
は、それの周波数およびパルス−デューティ比が自由に
選択可能である、第２のパルス発生器ＧＥＮ２により制
御される。反転値は、プロセッサＣＰＵにより不変に予
め定められ、または回転速度の関数として制御されるこ
とができ、変調周波数ｆ。と同調することが理解できる
。 ［００３８］ 干渉計を介して、位相変調器ＰＭに送られる、図８に表
わされた変調されたランプ信号は、前記干渉計の出力に
おいて強度信号Ｉ　（ｔ）を生じ、それは本質的に以下
の関係を満たす。 ［００３９］ Ｉ　（ｔ）〜ｃｏｓ　（Δφ（１）＋Δφｏ（ｔ））そ
こではΔφ（ｔ）＝Δφ　（１）−八φｃ　（ｔ−ｔｏ
）が有効であり、Δφ。 （１）は位相変調器ＰＭにおける位相シフトであり、か
つΔφｏ　　（ｔ）はサニヤック位相シフトであり、そ
れは、回転速度に比例し、かつ［００４０］

【数１】 により与えられる。ここでは、■はファイバコイルＦＳ
における光路の長さを示し、かつＤはそれの平均直径を
示し、λは用いられる光の波長、Ｃは空きにおける光の
速度およびΩは回転速度である。 ［００４１］ 信号Δφ（１）は図９に表わされる。図１０は、強度に
おける結果として生ずる変動をΔφ（１）および△φｏ
　（ｔ）の関数として再生する。これらの２つの図から
れかるように、回転速度に比例する位相シフト△φ。（
１）は、強度■が時間間隔「■」および「ＩＶＪにおい
て上がり、かつ時間間隔「Ｉ　ＩＪ、「■ＩＩＪまたは
「ｖ」において下りるという事実に導く。時間Ｉ（ｔ）
による強度における結果として生ずる変動は、図１２に
表わされる。 ［００４２］ 強度ΔＩｏにおける差異は、上述のように、第１の同期
復調器５ＹＮＣＤ１の助けによって検出され、かつ信号
φＲ（図５参照）のランプこう配を制御する働きをし、
Δφ。の効果は、位相シフトΔφの平均値により補償さ
れ、それは同一の係数を有するが異なった符号を有する
。次いで、強度Ｉ　（ｔ）のために、Ｉ　（ｔ）　〜ｃ
ｏｓ　（Δφ（ｔ））＝ｃｏｎｓ　ｔ。 に保つ。このことから、φＲのランプこう配は、回転速
度の測度であるといウコとになる。 ［００４３］ 回転速度録の代わりに、回転角度をそれの積分として読
出すことが有利であり得る。これは、たとえば、第２の
メモリＭ２の出力におけるランプ信号ＳＭ２のまたは第
１の加算器ＡＤＤＩの出力信号５ＡＤＤＩの上述のオー
バフローを計数することにより行なうことができる。オ
ーバフローと、これから生ずる、２πだけの位相角度φ
Ｒにおける戻りは、このプロセスにおいて、［００４４
］

【数２】 の角増分に対応する。ファイバコイルの直径がＤ＝６ｃ
ｍである干渉計が使用されるときには、上述の角増分α
は、おおよそ４角度秒である。このオーバフロー情報は
、たとえば、第１の加算器ＡＤＤＩにより、それのオー
バフロー出力信号ＳＬおよびバスＢＣを介して、プロセ
ッサＣＰＵに与えることができ、それは、角増分を計数
する（それらを合計する）。 （再び２）　スケールファクタ制御回路上に説明された
ように、第２の同期復調器５ＹＮＣＤ２の出力信号ＶＳ
Ｙ２はスケールファクタ誤差の測度である。この誤差信
号は、積分増幅器ＩＡに与えられ、それは、制御工学の
観点から寸法液めされかつスケールファクタ制御の制御
工学の特性を決定するフィルタを表わす。出力信号ＳＩ
Ａは、入力信号ＶＳＹ２の時間積分に対応する少なくと
も１つの成分を含む。また、図１４に従った公知の回路
の場合のように、信号ＳＩＡは、ディジタル−アナログ
変換器ＤＡの入力ｅＭに送られる。ディジタル−アナロ
グ変換器ＤＡは、乗算ディジタル−アナログ変換器とし
て表わされてもよく、すなわち、それの出力量ＶＣは、
本質的に２つの信号ＶＳＣ（ディジタル）および５ＩＡ
（アナログ）の積に比例する。したがって、強度Δ■１
　（図１２）における差異についての情報の助けにより
、信号ＶＣの電圧のずれは、光位相変調器ＰＭにおける
変調位相ずれは、正確に±π／４（モードＡ）または±
３／４π（モードＢ）であるような方法で制御される。 したがって、同時にオーバフロー（図５参照）により生
じられる位相φ２の戻りは、正確に２πに対応すること
が確実にされる。 ［００４５］ 図１１は、ここでは、たとえば、光位相シフトが望まれ
るより少ない程度まで現われる形式の、スケールファク
タ誤差の存在が与えられて、強度における変動を決定す
る動作点■、ＩＩ、ＩＩＩ、ＩＶまたはＶがどのように
動作点、■′ＩＩ’　　　ＩＩＩ’、ＩＶ’　　Ｖ’　
にシフトされるか、かつ強度Δ１１　（図１２）におけ
る上述の変化がどのように生じられるかを表わす。適当
な補正信号ＳＩＡをディジタル−アナログ変換器ＤＡの
入力ｅＭに送ることにより、信号ＶＣの出力振幅および
したがって、光位相シフトは、所望の動作点、■、ＩＩ
、ＩＩＩ、ＩＶ、■が再び達せられ、かつ強度△■１に
おける変化が消滅するように増加される。 ［００４６］ 完全さのために、図１３は、さらに、バスＢＣを介して
第１の同期復調器ＳＹＮＣＤ１．に送られるべき同期化
信号ＤＥＭＲＩを示す。 ［００４７］ 図４に表わされた（部分的な）回路は、それの機能のモ
ードにおいて、図３に従ったものに完全に対応する。唯
一の差異は、第２の同期復調器が、ここでは、印刷刊行
物米国特許穴−第４，７０５，３９９号の１４図に類似
の態様においてそれの正のまたは負の入力に４つのサン
プル−保持回路の信号ＶＳ１、ＶＳ２またはＶＳ４、Ｖ
Ｓ３がより詳細に表わされない態様において与えられる
、それぞれに２つの差異増幅器Ａ１４およびＡ２３によ
り形成されることである。しかしながら、それを介して
強度における変化の信号は最終的に積分増幅器ＩＡに与
えられる、出力側の切換えスイッチに２は、第２のパル
ス発生器ＧＥＮ２の自由に選択可能であるが固定された
出力信号５Ｍ０ＤＳにより制御され、すなわちそれは不
変に予め定められたモードのずれの反転または変調のず
れの反転に合わせてであるということにおいて、公知の
回路と異なる。 ［００４８］ たとえば図３または図４に適合して、この発明に従って
修正された回路においては、異なった変調のずれの干渉
は、バイアスにおける変化をもたらすために続くという
ことが真である。しかしながら、後者はもはや回転速度
の関数ではなくむしろその値は一定で、かつデユーティ
比に関して荷重された、２つの変調のずれのバイアス値
の平均値に対応する。それにより変調のずれにおける変
化が制御され、かつそれによりスケールファクタ誤差情
報が起こる、周波数およびパルス−デューティ比の誤差
は、広い制限内で自由に選択可能であり、かつとりわけ
知られているので、スケールファクタ制御は固定された
周波数に最適化することができる。 ［００４９］ ディジタル位相ランプ再設定による光ファクタ慣性回転
速度センサのための公知の実現化例と対照してみると、
この発明は、述べられたロック・イン効果およびそれと
ともに結付いたスケールファクタの非直線性は避けられ
ることと、プロセスのためにより有利である信号はスケ
ールファイバ制御のためにあることとの、決定的な利点
を提供する。 ［００５０１ 先にジャイロスコープ電子工学のために必要であるよう
に保持された詳しいＥＭＣ測度は、少なくとも部分的に
、避けることができる。 ［００５１］ 制御電子工学のディジタル部分において必要とされる回
路上の余分の費用は相対的に低く、かつ現代式の集積回
路の使用において重要ではない。 ［００５２］ 位相変調器ＰＭの変調の範囲はわずかに増加させられる
ので、これは、また、アナログドライバ構成要素におけ
る変調のためのいくぶんより高い能力およびディジタル
−アナログ変換器ＤＡの１ビツトだけの分解能における
増加を必要とする。しかしながら、この発明に従った実
現化例のかなりの実際的な利点を考慮して、このわずか
な余分の費用は無視してよい。 ［００５３］ もし、上に述べられたことおよび前掲の特許請求の範囲
が基本のまたは干渉計動作周波数ｆ。＝１７２ｔｏから
始まれば、かつそのその程度まで、回転速度の測定のた
めのこの発明に従った装置は、またただわずかに離調さ
れた周波数により動作することが可能であると明確に述
べることができる。 ［００５４］ 概して、発明の枠組み内に、中央のプロセッサ（ＣＰＵ
）は、市場で入手可能のマイクロプロセッサによって実
現することができかつ実現される。この発明の概念から
逸脱することなしに、また、「ハードワイヤの」論理に
おいて実現化例が可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】 再設定信号のランプこう配における既に説明された変化
を示し、その変化は、変調のずれにおける変化、すなわ
ち動作モ・−ドに依存する。

【図２】 低い回転速度の場合における、同様に既に説明されたロ
ック・イン効果の生成を示す。

【図３】 回転速度測定のためのこの発明に従った干渉計の配置の
第１の例示的な実施例を示す。

【図４】 図３に従った配置の修正された実施例を示す。

【図５】 図３および図４に従った回路の動作のモードを説明する
ために信号の形状を示す。

【図６】 図３および図４に従った回路の動作のモードを説明する
ために信号の形状を示す。

【図７】 図３および図４に従った回路の動作のモードを説明する
ために信号の形状を示す。

【図８】 図３および図４に従った回路の動作のモードを説明する
ために信号の形状を示す。

【図９】 図３および図４に従った回路の動作のモードを説明する
ために信号の形状を示す。

【図１０】 図３および図４に従った回路の動作のモードを説明する
ために信号の形状を示す。

【図１１】 図３および図４に従った回路の動作のモードを説明する
ために信号の形状を示す。

【図１２】 図３および図４に従った回路の動作のモードを説明する
ために信号の形状を示す。

【図１３】 図３および図４に従った回路の動作のモードを説明する
ために信号の形状を示す。

【図１４】 回転速度信号のディジタル処理ならびに変調のずれ信号
およびランプ再設定信号の発生を有する光フアイバ干渉
計の、先行技術に対応する、既に説明された配置を示す
。

【符号の説明】

ＡＤ　　アナログ−ディジタル変換器 ＡＤＤ　１　　ディジタル積分器 ＡＤＤ　２　　ディジタル加算器 ＡＭ　　位相変調器 ＡＰ　　ドライバ増幅器 ＣＰＵ　　プロセッサ ＤＡ　　ディジタル−アナログ変換器 ＦＳ　　ファイバコイル ＧＥＮＩ　　第１のパルス発生器 ＧＥＮ２　　第２のパルス発生器 ＩＡ　　前記部槽幅器 Ｌ　光源 Ｍｌ　ディジタル積分器 Ｍ２　ディジタル積分器 ＰＤ　　検出器装置 ＰＭ　　位相変調器 ＳＥＬ　　切換えスイッチ ＳＩＡ　　スケールファクタ補正信号 ＳＴＩ　　ビームスプリッタ ５ＹＮＣＤＩ　　第１の同期復調器 ５ＹＮＣＤ２　　復調器 Ａ ＶＤ ＶＤ’ 復調されかつ増幅された出力信号 出力信号 増幅された光検出器出力信号

【書類名】

図面

【図１】

【図２】

【図３】

【図４】

【図５】

【図６】

【図７】

【図８】

【図９】

【図１０１ 【図１２】

【図１３】

【図１４】

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】光源（Ｌ）から発し、かつビーム分割（Ｓ
   Ｔ１）により発生される２つの光ビームは、ファイバコ
   イル（ＦＳ）内に反対方向に照射されかつ後で再び一体
   にされ、 生じられる干渉パターンは、それの出力信号（ＶＤ）が
   干渉パターンの光強度に対応する、検出器装置（ＰＤ）
   に与えられ、ファイバコイルに置かれた位相変調器（Ｐ
   Ｍ）の援助によって、２つの光ビームは、複数個の可変
   信号成分から組合わせられ、かつ基本周波数Ｆ＿０＝１
   ／２Ｔ＿０を有し、そこではＴ＿０＝ファイバコイル（
   ＦＳ）を介した光ビームの各々の走行時間である、周期
   的方形信号により変調され、変調のずれにおける周期豹
   変化と関連して、第１の信号成分は、２つの動作モード
   （ＡおよびＢ）の間に、周波数ｆ＿０と合わせて２つの
   逆回転する光ビームの逆方向の交互の位相シフト（φ＿
   Ｍ）をもたらし、第２の信号成分は、それの立上がりが
   各々、走行時間ｔ＿０またはｔ＿０の整数倍数に対応す
   る持続時間および２つの光ビームの逆方向でない増分の
   位相シフトを補償する振幅増分を有する、階段状ランプ
   信号であり、増幅された光検出器出力信号（ＶＤ′）は
   、周波数ｆ＿０によりクロック動作される第１の同期復
   調器（ＳＹＮＣＤ１）に送られ、復調されかつ増幅され
   た出力信号（ＶＡ）は、アナログ−ディジタル変換器（
   ＡＤ）に送られ、かつディジタル化の後でディジタル積
   分器（Ｍ１、ＡＤＤ１およびＭ２）において積分され、
   かつ第２の信号成分によって光ビームの逆方向でない位
   相シフトを補償するために、ディジタル−アナログ変換
   器（ＤＡ）およびドライバ増幅器（ＡＰ）を介して、位
   相変調器（ＰＭ）に与えられ、モード反転に合わせて増
   幅された光検出器出力信号（ＶＤ′）を復調し、かつ積
   分増幅器（ＩＡ）を介してディジタル−アナログ変換器
   （ＤＡ）にアナログスケールファクタ補正信号（ＳＩＡ
   ）を伝送する、スケールファクタ補正回路が与えられ、
   かつそこにおいて、 プロセッサ（ＣＰＵ）は、第１の同期復調器（ＳＹＮＣ
   Ｄ１）、アナログ−ディジタル変換器（ＡＤ）およびデ
   ィジタル積分器（Ｍ１、ＡＤＤ１およびＭ２）のために
   制御および同期化信号を供給し、 そこにおいて、 ディジタル積分器（Ｍ１、ＡＤＤ１およびＭ２）および
   ディジタル−アナログ変換器（ＤＡ）の間に、ディジタ
   ル加算器（ＡＤＤ２）が配置され、それには、第２の入
   力に、第１のパルス発生器（ＧＥＮ１）から２つの動作
   モード（ＡまたはＢ）の間の予め定められたタイミング
   により反転することができる変調のずれ信号が与えられ
   、それは、周波数ｆ＿０によりクロック動作され、かつ
   ディジタル加算器（ＡＤＤ２）の第２の入力に、第１の
   動作モード（Ａ）のための位相のずれ±π／４に対応す
   る信号および第２の動作モード（Ｂ）のための位相のず
   れ±３π／４に対応する信号を伝送する、回転速度の測
   定のための光ファイバサニャック干渉計。
2. 【請求項２】第１のパルス発生器（ＧＥＮ１）およびデ
   ィジタル加算器（ＡＤＤ２）の第２の入力の間に位置さ
   れ、かつパルス信号がディジタル加算器（ＡＤＤ２）の
   第２の入力に通過するような方法で動作モード反転に合
   わせて第２のパルス発生器（ＧＥＮ２）により駆動され
   、そのパルス信号は、第１の動作モード（Ａ）において
   位相のずれ±π／４に、かつ第２の動作モード（Ｂ）に
   おいて位相のずれ±３π／４に対応する、切換えスイッ
   チ（ＳＥＬ）を含む、請求項１に記載の干渉計。
3. 【請求項３】第２のパルス発生器（ＧＥＮ２）の動作周
   波数およびパルス−デューティ比は自由に選択可能であ
   る、請求項２に記載の干渉計。
4. 【請求項４】第２のパルス発生器（ＧＥＮ２）のパルス
   −デューティ比および／または周波数は、回転速度の関
   数として制御することができる、請求項２に記載の干渉
   計。
5. 【請求項５】第２のパルス発生器（ＧＥＮ２）のパルス
   −デューティ比および／または周波数は、変調周波数ｆ
   ＿０により同期化される、請求項２に記載の干渉計。
6. 【請求項６】第２のパルス発生器（ＧＥＮ２）の出力信
   号は、スケールファクタ補正信号を供給する復調器（Ｓ
   ＹＮＣＤ２）のためのクロック信号である、先行請求項
   の１つに記載の干渉計。