JP2878441B2 - ファイバー光測定装置、ジャイロメータ、セントラルナビゲーション、及び安定化システム - Google Patents
ファイバー光測定装置、ジャイロメータ、セントラルナビゲーション、及び安定化システムInfo
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- JP2878441B2 JP2878441B2 JP2309003A JP30900390A JP2878441B2 JP 2878441 B2 JP2878441 B2 JP 2878441B2 JP 2309003 A JP2309003 A JP 2309003A JP 30900390 A JP30900390 A JP 30900390A JP 2878441 B2 JP2878441 B2 JP 2878441B2
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- G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
- G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
- G01C19/58—Turn-sensitive devices without moving masses
- G01C19/64—Gyrometers using the Sagnac effect, i.e. rotation-induced shifts between counter-rotating electromagnetic beams
- G01C19/72—Gyrometers using the Sagnac effect, i.e. rotation-induced shifts between counter-rotating electromagnetic beams with counter-rotating light beams in a passive ring, e.g. fibre laser gyrometers
- G01C19/726—Phase nulling gyrometers, i.e. compensating the Sagnac phase shift in a closed loop system
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はサニャックリング干渉計（SAGNAC ring inte
rferometer）において、非相互（non−reciprocal）の
摂動を生じるパラメータの変化を測定可能としたファイ
バー光測定装置に関するものである。
rferometer）において、非相互（non−reciprocal）の
摂動を生じるパラメータの変化を測定可能としたファイ
バー光測定装置に関するものである。
サニャック干渉計とそれによる物理現象は良く知られ
ている。そのような干渉計において、ビームスプリッタ
ー（splitter）や他のスプリッター（splitting）装置
により入射波は分割される。生成された二つの反対方向
に伝達する波は閉じた光通路に沿って反対方向に伝達
し、再結合し、その再結合の時に波の位相シフトによる
干渉を生じる。
ている。そのような干渉計において、ビームスプリッタ
ー（splitter）や他のスプリッター（splitting）装置
により入射波は分割される。生成された二つの反対方向
に伝達する波は閉じた光通路に沿って反対方向に伝達
し、再結合し、その再結合の時に波の位相シフトによる
干渉を生じる。
元来、サニャック干渉計の閉じた光通路は鏡によって
規定されていたが、現在ではマルチターンモノモードフ
ァイバー光コイルによって構成し得ることが知られてい
る。
規定されていたが、現在ではマルチターンモノモードフ
ァイバー光コイルによって構成し得ることが知られてい
る。
また、ある物理現象は摂動、特に非相互の位相シフ
ト、を相対的位相シフトを発生する反対方向に伝達する
波で生じさせ得ることが知られている。前記波は再結合
の際に干渉状態を変える。
ト、を相対的位相シフトを発生する反対方向に伝達する
波で生じさせ得ることが知られている。前記波は再結合
の際に干渉状態を変える。
前記相対位相シフトの測定によってその現象を計量す
ることが可能となる。
ることが可能となる。
前記非相互の摂動を生じさせる主な物理現象は、その
閉じた光通路の平面に垂直な軸に対し干渉計の回転によ
って得られるサニャック効果である。
閉じた光通路の平面に垂直な軸に対し干渉計の回転によ
って得られるサニャック効果である。
ファラディ効果や共通リニア（co−linear）磁気効果
も、この種の非相互の効果を生じさせることが知られて
いる。例えば、K.BOHMのthe journal OPTIC LETTERS
（Vol.7,no.4,April 1982,pages 180−182）の記事の中
に述べられている。ある状況下では他の効果も非相互の
位相シフトを生じさせる。
も、この種の非相互の効果を生じさせることが知られて
いる。例えば、K.BOHMのthe journal OPTIC LETTERS
（Vol.7,no.4,April 1982,pages 180−182）の記事の中
に述べられている。ある状況下では他の効果も非相互の
位相シフトを生じさせる。
一方、その状況を表し、しばしば測定において摂動の
原因となる多くのパラメータの変化は、サニャック効果
上の相互の効果だけを有し、反対方向に伝達する波の間
の相対位相シフトを生じさせない。すなわち学習された
パラメータの測定に影響を与えない。温度による緩やか
な変化、指示等、波が伝播する光通路を変更したり、相
互の仕方で光通路を変更するような場合である。
原因となる多くのパラメータの変化は、サニャック効果
上の相互の効果だけを有し、反対方向に伝達する波の間
の相対位相シフトを生じさせない。すなわち学習された
パラメータの測定に影響を与えない。温度による緩やか
な変化、指示等、波が伝播する光通路を変更したり、相
互の仕方で光通路を変更するような場合である。
上述した測定機器で達成し得る感度や測定精度を改善
すべく、多くの努力が成されてきた。例えば“Optical
Fibre Sensors",Vol.−Artech House−1989におけるHer
ve C.Lefevreのタイトル“Fiber Optic Gyroscope"の第
９章はこの問題を取り上げている。
すべく、多くの努力が成されてきた。例えば“Optical
Fibre Sensors",Vol.−Artech House−1989におけるHer
ve C.Lefevreのタイトル“Fiber Optic Gyroscope"の第
９章はこの問題を取り上げている。
サニャック干渉計によって観測される応答は、Ｐ＝PO
（１＋cosδφ）の形式であり、そのためδφ＝０位相
差の近傍における信号感度は低い。一例として、π/2多
いか又は少ない２乗位相差振幅変調（squared phase di
fference modulation of amplitude）の導入が提案され
てきた。それは動作点を移し、周期的な信号を発生す
る。その振幅は測定パラメータのサイン関数であり、よ
り大きな感度と安定性を与え得るものである。
（１＋cosδφ）の形式であり、そのためδφ＝０位相
差の近傍における信号感度は低い。一例として、π/2多
いか又は少ない２乗位相差振幅変調（squared phase di
fference modulation of amplitude）の導入が提案され
てきた。それは動作点を移し、周期的な信号を発生す
る。その振幅は測定パラメータのサイン関数であり、よ
り大きな感度と安定性を与え得るものである。
測定精度はゼロソメッドを使って改善され、それはま
た閉ループ機能化と関連することが示されている。この
方法によれば、付加的ないわゆる負帰還位相差δφ
crが、測定パラメータによって生成される位相シフトδ
φｐを補償するのに用いられる。２つの位相差δφcr及
びδφｐの合計をゼロに維持することで、干渉計を最高
精度で動作させることが可能となる。測定は負帰還位相
差δφcrに必要な信号を得ることによって行われる。従
って、安定したリニアな測定が行われる。
た閉ループ機能化と関連することが示されている。この
方法によれば、付加的ないわゆる負帰還位相差δφ
crが、測定パラメータによって生成される位相シフトδ
φｐを補償するのに用いられる。２つの位相差δφcr及
びδφｐの合計をゼロに維持することで、干渉計を最高
精度で動作させることが可能となる。測定は負帰還位相
差δφcrに必要な信号を得ることによって行われる。従
って、安定したリニアな測定が行われる。
前記閉ループ機能化に必要なサーボ制御は、周波数シ
フトを通して実行し得る。このシフトは音響−光（acou
sto−optic）変調器から直接生成されてもよいし、又は
他にセロダイン（serrodyne）変調を位相変調器に適用
することによってシュミレートされてもよい。前記セロ
ダイン変調は鋸波位相変調ランプ（ramp）を適用するこ
とによって実行される。しかしながら、これにはスプリ
アス側波帯を避けるためによく制御された2mπ（ｍは整
数）のフォールバック（fall back）を必要とすること
が広く知られている。高精度な測定を行うため、フォー
ルバック後の信号を利用してフォールバック値の制御を
行う。また、連続するランプは、クロックに同期したス
テップで置き換えられ、そのような信号は論理回路とデ
ジタル−アナログ変換器でつくることができる。
フトを通して実行し得る。このシフトは音響−光（acou
sto−optic）変調器から直接生成されてもよいし、又は
他にセロダイン（serrodyne）変調を位相変調器に適用
することによってシュミレートされてもよい。前記セロ
ダイン変調は鋸波位相変調ランプ（ramp）を適用するこ
とによって実行される。しかしながら、これにはスプリ
アス側波帯を避けるためによく制御された2mπ（ｍは整
数）のフォールバック（fall back）を必要とすること
が広く知られている。高精度な測定を行うため、フォー
ルバック後の信号を利用してフォールバック値の制御を
行う。また、連続するランプは、クロックに同期したス
テップで置き換えられ、そのような信号は論理回路とデ
ジタル−アナログ変換器でつくることができる。
測定の感度及び精度を改善するため、さらに検出器を
出た後の信号をデジタル化する提案がなされてきた。電
子処理手段は、アナログ−デジタル変換器、前記アナロ
グ−デジタル変換器によって導出された信号を利用する
デジタル処理システムから構成される。前記アナログ−
デジタル変換器は、その成分をコンティナム（continuu
m）周辺の変調周波数に減ずる。デジタル処理システム
からの信号が与えられるデジタルサーボ制御ループフィ
ルタは、測定パラメータを示す信号を導出する。デジタ
ルサーボ制御ループフィルタからの信号を受信するレジ
スタは、いかなる所望の外部使用に対しても測定パラメ
ータに基づく信号を与える。レジスタからの信号が与え
られるアキュームレータは、測定パラメータに基づくス
ロープを伴うデジタルランプを生成し、そして前記アキ
ュームレータからのランプ信号が与えられるデジタル−
アナログ変換器は、位相変調器を制御する。
出た後の信号をデジタル化する提案がなされてきた。電
子処理手段は、アナログ−デジタル変換器、前記アナロ
グ−デジタル変換器によって導出された信号を利用する
デジタル処理システムから構成される。前記アナログ−
デジタル変換器は、その成分をコンティナム（continuu
m）周辺の変調周波数に減ずる。デジタル処理システム
からの信号が与えられるデジタルサーボ制御ループフィ
ルタは、測定パラメータを示す信号を導出する。デジタ
ルサーボ制御ループフィルタからの信号を受信するレジ
スタは、いかなる所望の外部使用に対しても測定パラメ
ータに基づく信号を与える。レジスタからの信号が与え
られるアキュームレータは、測定パラメータに基づくス
ロープを伴うデジタルランプを生成し、そして前記アキ
ュームレータからのランプ信号が与えられるデジタル−
アナログ変換器は、位相変調器を制御する。
本発明の目的は、ファイバー光測定装置の感度と安定
性を改善することであり、そこでは測定パラメータの変
化が２つの波の位相差を生じさせる。特に、変調の負帰
還制御のためのチャネルにおいて利得が制御され、それ
は長期間測定パラメータが変化しない時も含め全ての時
で一定に保たれる装置を提供することを目的とする。実
際、従来技術によれば、位相ランプにおいて２πフォー
ルバック時間に生成された信号は、前記利得を一定に保
つのに使われる。ところで、そのような信号は、測定パ
ラメータの小さな変化で得ることはできず、その信号周
波数は測定パラメータの値に従う。
性を改善することであり、そこでは測定パラメータの変
化が２つの波の位相差を生じさせる。特に、変調の負帰
還制御のためのチャネルにおいて利得が制御され、それ
は長期間測定パラメータが変化しない時も含め全ての時
で一定に保たれる装置を提供することを目的とする。実
際、従来技術によれば、位相ランプにおいて２πフォー
ルバック時間に生成された信号は、前記利得を一定に保
つのに使われる。ところで、そのような信号は、測定パ
ラメータの小さな変化で得ることはできず、その信号周
波数は測定パラメータの値に従う。
本発明は、測定パラメータの変化が２つの波の間の位
相差を生じさせるファイバー光測定装置に関し、準単色
光源、反対方向に伝播する２つの波が伝播し、それらの
分離と再結合の間の波の伝播時間はｒである好ましくは
モノモードのサニャックリング干渉計、検出器、位相変
調器、そして測定パラメータに基づく信号を導出する処
理システムと位相変調器を制御する電子手段からなる電
子手段から構成される。
相差を生じさせるファイバー光測定装置に関し、準単色
光源、反対方向に伝播する２つの波が伝播し、それらの
分離と再結合の間の波の伝播時間はｒである好ましくは
モノモードのサニャックリング干渉計、検出器、位相変
調器、そして測定パラメータに基づく信号を導出する処
理システムと位相変調器を制御する電子手段からなる電
子手段から構成される。
本発明によれば、変調信号Φｍは次のような方法で決
定される。反対方向に伝播する波の間で生成する位相差
δΦｍの変調は、周期的に以下の四つの継続的な値をと
る。
定される。反対方向に伝播する波の間で生成する位相差
δΦｍの変調は、周期的に以下の四つの継続的な値をと
る。
δΦ１＝Φ０ δΦ２＝ａΦ０ δΦ３＝−Φ０ δΦ４＝−ａΦ０ ここでΦ０は一定の位相シフトであり、それはａに従
い、ａは状態 cosΦ０＝cosaΦ０ を満足する正の定数である。
い、ａは状態 cosΦ０＝cosaΦ０ を満足する正の定数である。
処理システムは干渉計からもどる干渉信号を利用す
る。この信号は周期的に変調レベルδΦ１、δΦ２、δ
Φ３そしてδΦ４にそれぞれ対応する四つの値x1、x2、
x3、x4をとる。
る。この信号は周期的に変調レベルδΦ１、δΦ２、δ
Φ３そしてδΦ４にそれぞれ対応する四つの値x1、x2、
x3、x4をとる。
演算（x1＋x3）−（x2＋x4）の結果は変調制御チャネ
ルの利得を示す信号Xgを与える。特に、状態cosΦ０＝c
os（ａΦ０）が満たされた時はXg＝０である。この信号
Xgは、変調制御チャネル利得のサーボ制御のためのルー
プ誤差信号を与える。
ルの利得を示す信号Xgを与える。特に、状態cosΦ０＝c
os（ａΦ０）が満たされた時はXg＝０である。この信号
Xgは、変調制御チャネル利得のサーボ制御のためのルー
プ誤差信号を与える。
好ましくは演算（x1＋x4）−（x2＋x3）は干渉計で測
定される非相互の位相シフトδΦｐに従う信号Xpを与え
る。信号Xpは、干渉計の全体の位相シフトを、反対の位
相シフトδΦcrをもちいて非相互の位相シフトδΦｐを
補償することによってゼロとするための誤差信号を与え
る。この位相シフトδΦcrは、変調δΦｍとして同じ制
御チャネルを通して生成される。信号Xgを伴うこのチャ
ネルのサーボ制御は、従って安定し制御されたδΦcrの
測定、そして最終的にはそれと対抗し測定されるべきパ
ラメータであるδΦｐの測定を可能とする。従って、Xg
はそれが変調制御チャネルの利得を示す一方で、位相シ
フトδΦｐから独立している。
定される非相互の位相シフトδΦｐに従う信号Xpを与え
る。信号Xpは、干渉計の全体の位相シフトを、反対の位
相シフトδΦcrをもちいて非相互の位相シフトδΦｐを
補償することによってゼロとするための誤差信号を与え
る。この位相シフトδΦcrは、変調δΦｍとして同じ制
御チャネルを通して生成される。信号Xgを伴うこのチャ
ネルのサーボ制御は、従って安定し制御されたδΦcrの
測定、そして最終的にはそれと対抗し測定されるべきパ
ラメータであるδΦｐの測定を可能とする。従って、Xg
はそれが変調制御チャネルの利得を示す一方で、位相シ
フトδΦｐから独立している。
これらの電子手段はデジタルであり、そして検出器に
よって生成された信号をデジタル化するアナログ−デジ
タル変換器、アナログ−デジタル変換器からの信号を用
いるデジタル処理システム、デジタル処理システムから
の信号が与えられそして測定パラメータを与えるデジタ
ルサーボ制御ループフィルタ、デジタルサーボ制御ルー
プフィルタからの信号を受信しそしていかなる所望の外
部使用に対しても測定パラメータに基づく信号を与える
レジスタ、変調信号を生成する変調発生器、２つの入力
と１つの出力から成り、その第１の入力にはレジスタに
よって生成された測定パラメータに基づく信号が与えら
れ、その第２の入力には変調信号が与えられる加算器、
そして加算器からの出力信号が与えられ位相変調器を制
御するデジタル−アナログ変換器から構成される。
よって生成された信号をデジタル化するアナログ−デジ
タル変換器、アナログ−デジタル変換器からの信号を用
いるデジタル処理システム、デジタル処理システムから
の信号が与えられそして測定パラメータを与えるデジタ
ルサーボ制御ループフィルタ、デジタルサーボ制御ルー
プフィルタからの信号を受信しそしていかなる所望の外
部使用に対しても測定パラメータに基づく信号を与える
レジスタ、変調信号を生成する変調発生器、２つの入力
と１つの出力から成り、その第１の入力にはレジスタに
よって生成された測定パラメータに基づく信号が与えら
れ、その第２の入力には変調信号が与えられる加算器、
そして加算器からの出力信号が与えられ位相変調器を制
御するデジタル−アナログ変換器から構成される。
本発明によるファイバ光測定装置は、多くの場合レー
ザやスーパー発光ダイオードの準単色光源１、そして引
用符号２で全体を示すモノモードファイバ光サニャック
リング干渉計から構成される。
ザやスーパー発光ダイオードの準単色光源１、そして引
用符号２で全体を示すモノモードファイバ光サニャック
リング干渉計から構成される。
このリング干渉計２は、干渉計の入力で波を分割し、
その出力でそれらの再結合を行うビームスプリッタ25、
それ自体の回りに巻き上げられたモノモード光ファイバ
からなる閉じた光通路22から構成される。
その出力でそれらの再結合を行うビームスプリッタ25、
それ自体の回りに巻き上げられたモノモード光ファイバ
からなる閉じた光通路22から構成される。
この測定装置は、また干渉計自体の出力で波の干渉状
態に基づく信号を導出する検出器３から成る。
態に基づく信号を導出する検出器３から成る。
光信号は、例えば半透明のプレートから成るスプリッ
タ６によって検出器３に与えられる。
タ６によって検出器３に与えられる。
電気信号で制御され、２つの波の間の位相差を生成可
能な変調器４は、干渉計の光通路の一方の端に配置され
る。干渉計の機能は、光源１とリング22の入力との間、
すなわちビームスプリッタ25の近傍、に偏光器（polari
ser）23及び空間フィルタ（spatial filter）24を挿入
することによって改善される。よく知られた方法では、
この空間フィルタはモノモード光ファイバから成る。
能な変調器４は、干渉計の光通路の一方の端に配置され
る。干渉計の機能は、光源１とリング22の入力との間、
すなわちビームスプリッタ25の近傍、に偏光器（polari
ser）23及び空間フィルタ（spatial filter）24を挿入
することによって改善される。よく知られた方法では、
この空間フィルタはモノモード光ファイバから成る。
電子手段７は、検出器３から受信した信号機能を実現
する負帰還モードにおいて位相変調器４を制御する。
する負帰還モードにおいて位相変調器４を制御する。
前記電子手段７は、ゼロ近辺の２つの波の間で生成さ
れるステップ差としての復調誤差信号の変化が略リニア
となるように構成されている。この構成は、ステップ差
における信号属性がコサイン形式の時にはステップ差の
ゼロ近傍の感度は非常に低いということが容易に理解さ
れるのに対し、ステップ差のゼロ近傍における復調信号
誤差信号の変化部分が非常に良い感度を与えることを可
能とする。
れるステップ差としての復調誤差信号の変化が略リニア
となるように構成されている。この構成は、ステップ差
における信号属性がコサイン形式の時にはステップ差の
ゼロ近傍の感度は非常に低いということが容易に理解さ
れるのに対し、ステップ差のゼロ近傍における復調信号
誤差信号の変化部分が非常に良い感度を与えることを可
能とする。
さらに、前記電子手段７は、変調器を制御するチャネ
ルにおける利得を安定化する機能を有する手段19を有す
る。すなわち、この利得は、補償を必要とするパラメー
タに対して、弁別（discriminating）変調δΦｍがcos
Φ０＝cos−Φ０＝cosaΦ０＝cos−ａΦ０を満たす４つ
の状態Φ０、ａΦ０、−Φ０及び−ａΦ０を有するよう
に導出される。
ルにおける利得を安定化する機能を有する手段19を有す
る。すなわち、この利得は、補償を必要とするパラメー
タに対して、弁別（discriminating）変調δΦｍがcos
Φ０＝cos−Φ０＝cosaΦ０＝cos−ａΦ０を満たす４つ
の状態Φ０、ａΦ０、−Φ０及び−ａΦ０を有するよう
に導出される。
さらに、前記電子手段７の機能は、ステップ差をゼロ
に維持する。すなわち、測定パラメータの変化が干渉計
における２つの波の間の位相シフトを生じた時に、この
位相シフトは検出器３から出力される信号の変化をつく
り出し、電子手段７と位相変調器４によって初期に生成
された位相シフトに反対方向の等しい応答を生じさせ、
その結果全体的な位相シフトはゼロ値に低減される。変
調を制御するチャネルの利得を与える第１のループによ
り、負帰還位相シフトの測定は非常に正確となる。
に維持する。すなわち、測定パラメータの変化が干渉計
における２つの波の間の位相シフトを生じた時に、この
位相シフトは検出器３から出力される信号の変化をつく
り出し、電子手段７と位相変調器４によって初期に生成
された位相シフトに反対方向の等しい応答を生じさせ、
その結果全体的な位相シフトはゼロ値に低減される。変
調を制御するチャネルの利得を与える第１のループによ
り、負帰還位相シフトの測定は非常に正確となる。
最終的に、前記電子手段７は、位相変調器４を制御す
る信号を用いることによって、測定パラメータの変化に
従う信号を導出する。
る信号を用いることによって、測定パラメータの変化に
従う信号を導出する。
電子手段７は、検出器３から出力される信号をデジタ
ル化するアナログ−デジタル変換器８を有する。
ル化するアナログ−デジタル変換器８を有する。
アナログ−デジタル変換器８のレンジは測定全体のレ
ンジと比べると比較的狭い。このレンジは低限界と高限
界の定義によって特定される。
ンジと比べると比較的狭い。このレンジは低限界と高限
界の定義によって特定される。
低限界は、最低位ビット（least significant bit）
に対応するアナログ値が検出器からの信号の標準雑音偏
差により少ないか又は等しい値をもつように指定され
る。この条件は、最低位ビットに対応するブラインドゾ
ーンを回避し、そしてアナログ信号の初期雑音との関係
でサンプリング雑音を無視しうるようにし、さらに次の
デジタルフィルタリングがアナログモードと同じ信号対
雑音比の改善を与える。実例によれば、サンプリング周
期は、コイル内の通過時間のオーダ、例えばファイバ10
0メートル当たりｒ＝0.5μｓである。シャノンの基準は
それゆえサンプルされた信号に広い通過帯域を課す。こ
の通過帯域は1/2rに等しくなければならない。すなわ
ち、この例では1MHzである。そのような通過帯域では、
雑音は比較的大きく典型的にはバイアスリターン電力の
10-3の標準偏差であり、それは干渉計において約10-3ラ
ジアンの位相シフトに相当する。従って、最低位ビット
は、感度が失われない位相シフトに対応し、デジタルフ
ィルタリングを通じて信号対雑音比を改善し得るのに十
分である。
に対応するアナログ値が検出器からの信号の標準雑音偏
差により少ないか又は等しい値をもつように指定され
る。この条件は、最低位ビットに対応するブラインドゾ
ーンを回避し、そしてアナログ信号の初期雑音との関係
でサンプリング雑音を無視しうるようにし、さらに次の
デジタルフィルタリングがアナログモードと同じ信号対
雑音比の改善を与える。実例によれば、サンプリング周
期は、コイル内の通過時間のオーダ、例えばファイバ10
0メートル当たりｒ＝0.5μｓである。シャノンの基準は
それゆえサンプルされた信号に広い通過帯域を課す。こ
の通過帯域は1/2rに等しくなければならない。すなわ
ち、この例では1MHzである。そのような通過帯域では、
雑音は比較的大きく典型的にはバイアスリターン電力の
10-3の標準偏差であり、それは干渉計において約10-3ラ
ジアンの位相シフトに相当する。従って、最低位ビット
は、感度が失われない位相シフトに対応し、デジタルフ
ィルタリングを通じて信号対雑音比を改善し得るのに十
分である。
一方、高限界は少なくとも雑音のピークツーピーク
（peak to peak）値より大きくなければならない。すな
わち、前記標準偏差の約８倍であり、従って雑音だけの
サンプリングを行うのに３ビットで十分である。しかし
ながら、信号本来のレンジを考慮する必要がある。閉じ
たループモードでは、後者はゼロに収束されるため、ど
んなレンジも優先して要求されないが、実際にはサーボ
制御は測定パラメータが突然変化した時にはゼロから離
れ、変換器のレンジはその動作を考慮する必要がある。
従って、これらの変化によって必要なビット数を定義す
る。実際、デジタルフィルタリング後の測定パラメータ
の範囲は20ビットより大きいのに対し、変換器は８から
12ビットで十分である。
（peak to peak）値より大きくなければならない。すな
わち、前記標準偏差の約８倍であり、従って雑音だけの
サンプリングを行うのに３ビットで十分である。しかし
ながら、信号本来のレンジを考慮する必要がある。閉じ
たループモードでは、後者はゼロに収束されるため、ど
んなレンジも優先して要求されないが、実際にはサーボ
制御は測定パラメータが突然変化した時にはゼロから離
れ、変換器のレンジはその動作を考慮する必要がある。
従って、これらの変化によって必要なビット数を定義す
る。実際、デジタルフィルタリング後の測定パラメータ
の範囲は20ビットより大きいのに対し、変換器は８から
12ビットで十分である。
クロック21は、全ての構成部分を駆動する。
デジタル処理システム９は、アナログ−デジタル変換
器８からの信号を用いる。デジタル処理システムからの
信号は次段のデジタルサーボ制御ループフィルタ10に与
えられ、デジタルサーボ制御ループフィルタ10は測定パ
ラメータを示す信号を出力する。
器８からの信号を用いる。デジタル処理システムからの
信号は次段のデジタルサーボ制御ループフィルタ10に与
えられ、デジタルサーボ制御ループフィルタ10は測定パ
ラメータを示す信号を出力する。
レジスタ11は、デジタルサーボ制御ループフィルタか
らの信号を受信し、測定パラメータに基づく信号を出力
する。その信号は、いかなる所望の外部使用にも使用可
能である。
らの信号を受信し、測定パラメータに基づく信号を出力
する。その信号は、いかなる所望の外部使用にも使用可
能である。
変調発生器12は、変調信号を生成する。加算器13は、
２つの入力と１つの出力から成る。その第１の入力はレ
ジスタ11によって生成された測定パラメータに基づく信
号が与えられ、その第２の入力は発生器12によって生成
された変調信号が与えられる。
２つの入力と１つの出力から成る。その第１の入力はレ
ジスタ11によって生成された測定パラメータに基づく信
号が与えられ、その第２の入力は発生器12によって生成
された変調信号が与えられる。
加算器13からの出力信号が与えられるデジタル−アナ
ログ変換器14は、利得増幅器15によって位相変調器４を
制御する。発生器12によって生成される変調信号は、バ
イアス設定のためのシステム機能、すなわち干渉計にお
いて循環する２つの反対方向の波の間で生成された位相
シフトと検出器３で生成された信号との間の略リニアな
依存性、を確実にする。この目的のため、変調信号Φｍ
は２つの反対方向の波の間で生成された位相差δΦｍの
変調が周期的に以下の４つの値をとるように規定され
る。
ログ変換器14は、利得増幅器15によって位相変調器４を
制御する。発生器12によって生成される変調信号は、バ
イアス設定のためのシステム機能、すなわち干渉計にお
いて循環する２つの反対方向の波の間で生成された位相
シフトと検出器３で生成された信号との間の略リニアな
依存性、を確実にする。この目的のため、変調信号Φｍ
は２つの反対方向の波の間で生成された位相差δΦｍの
変調が周期的に以下の４つの値をとるように規定され
る。
δΦ１＝Φ０ δΦ２＝ａΦ０ δΦ３＝−Φ０ δΦ４＝−ａΦ０ ここで、Φ０は一定の位相シフトであり、それはａに
従い、ａは条件 cosΦ０＝cosaΦ０ を満足する正の定数である。
従い、ａは条件 cosΦ０＝cosaΦ０ を満足する正の定数である。
前記処理システムは、干渉計から戻った干渉信号を利
用する。この信号は、変調レベルδΦ１、δΦ２、δΦ
３及びδΦ４にそれぞれ対応する４つの値x1、x2、x3、
x4を周期的にとる。
用する。この信号は、変調レベルδΦ１、δΦ２、δΦ
３及びδΦ４にそれぞれ対応する４つの値x1、x2、x3、
x4を周期的にとる。
一方、電子手段16は、（x1＋x3）−（x2＋x4）を演算
し、位相シフトδΦｐから独立し、しかしながら変調制
御チャネルの利得を示す信号Xgを生成する。特に、条件
cosΦ０＝cos（ａΦ０）を満足する時はXg＝０である。
この信号Xgは、変調制御チャネルの利得のサーボ制御の
ためのループ誤差信号として与えられる。
し、位相シフトδΦｐから独立し、しかしながら変調制
御チャネルの利得を示す信号Xgを生成する。特に、条件
cosΦ０＝cos（ａΦ０）を満足する時はXg＝０である。
この信号Xgは、変調制御チャネルの利得のサーボ制御の
ためのループ誤差信号として与えられる。
信号Xpは、反対の位相シフトδΦcrを伴う非相互の位
相シフトδΦｐを補償することで、干渉計全体の位相シ
フトをゼロにする誤差信号として与えられる。この位相
シフトδΦcrは、同じ制御チャネルを通して変調δΦｍ
として生成される。信号Xgを伴う前記チャネルの駆動
は、安定し制御されたδΦcr、すなわち最終的にはそれ
と対向し測定されるべきパラメータのδΦｐ、の測定を
可能とする。電子的手段９は、（x1＋x4）−（x2＋x3）
を演算し、干渉計で測定される非相互の位相シフトδΦ
ｐに従う信号Xpを生成する。
相シフトδΦｐを補償することで、干渉計全体の位相シ
フトをゼロにする誤差信号として与えられる。この位相
シフトδΦcrは、同じ制御チャネルを通して変調δΦｍ
として生成される。信号Xgを伴う前記チャネルの駆動
は、安定し制御されたδΦcr、すなわち最終的にはそれ
と対向し測定されるべきパラメータのδΦｐ、の測定を
可能とする。電子的手段９は、（x1＋x4）−（x2＋x3）
を演算し、干渉計で測定される非相互の位相シフトδΦ
ｐに従う信号Xpを生成する。
第３図は、変調信号の好適な具体例を示す。位相差
は、干渉計の反対方向に伝播する波と検出器３からの対
応する信号の間で生成される。図で使用する記号はすで
に示したものと対応している。さらに、−ｔ−は時間を
表す。
は、干渉計の反対方向に伝播する波と検出器３からの対
応する信号の間で生成される。図で使用する記号はすで
に示したものと対応している。さらに、−ｔ−は時間を
表す。
好適な実施例では、第３図に示すように、位相シフト
のための変調信号Φｍは、２τに等しい周期を有する。
それぞれの周期は、τ/2継続時間、振幅Φ１、それぞれ
同じ振幅と継続時間ａΦ１、−Φ２、−ａΦ２のパルス
から構成される。この変調信号Φｍは、２つの反対方向
に伝播する波の間の位相差の変調δΦｍを生成する。δ
Φｍもまた２τの周期を有し、時間τ/2の４つの期間を
通じて連続的にΦ０＝Φ１＋Φ２でΦ０、ａΦ０、−Φ
０及び−ａΦ０の値をとる。Φ０とａΦ０はいかのよう
に規定される。それらが同一レベルである干渉計の応答
を生じさせ、これら各パルスの変調の振幅機能として前
記レベルは、それぞれ正又は負となる。この条件はcos
Φ０＝cos aΦ０の時に満足される。検出器３からの信
号の略直線的な依存性は、例えばπ/3と２π/3の間のよ
うに、π/2の領域内でΦ０を選択することにより測定パ
ラメータによって生成された反対方向に伝播する波の間
の位相差の機能として維持される。例えば、もしａ＝２
ならばΦ０＝２π/3、もしａ＝３ならばΦ０＝π/2、も
しａ＝４ならばΦ０＝２π/5等である。
のための変調信号Φｍは、２τに等しい周期を有する。
それぞれの周期は、τ/2継続時間、振幅Φ１、それぞれ
同じ振幅と継続時間ａΦ１、−Φ２、−ａΦ２のパルス
から構成される。この変調信号Φｍは、２つの反対方向
に伝播する波の間の位相差の変調δΦｍを生成する。δ
Φｍもまた２τの周期を有し、時間τ/2の４つの期間を
通じて連続的にΦ０＝Φ１＋Φ２でΦ０、ａΦ０、−Φ
０及び−ａΦ０の値をとる。Φ０とａΦ０はいかのよう
に規定される。それらが同一レベルである干渉計の応答
を生じさせ、これら各パルスの変調の振幅機能として前
記レベルは、それぞれ正又は負となる。この条件はcos
Φ０＝cos aΦ０の時に満足される。検出器３からの信
号の略直線的な依存性は、例えばπ/3と２π/3の間のよ
うに、π/2の領域内でΦ０を選択することにより測定パ
ラメータによって生成された反対方向に伝播する波の間
の位相差の機能として維持される。例えば、もしａ＝２
ならばΦ０＝２π/3、もしａ＝３ならばΦ０＝π/2、も
しａ＝４ならばΦ０＝２π/5等である。
変調信号30は、位相変調器４によって反対方向に伝播
する波において位相シフトΦｍを生じる。コイル２内の
遅延のために、この位相シフトΦｍは31で示されている
位相差δΦｍを生じる。前記位相差δΦｍは変調信号と
τだけ遅延した同じ信号の間の差から得られる。干渉計
の応答は32で示され、反対方向に伝播する波の間の位相
差δΦの機能として検出器３からの信号で構成される。
31で示す位相差と対応する検出器３からの信号は33とし
て示されている。信号x1、x2、x3、x4の値は、それぞれ
位相差δΦ１、δΦ２、δΦ３、δΦ４に対応し、反対
方向に伝播する波の間を規定する。
する波において位相シフトΦｍを生じる。コイル２内の
遅延のために、この位相シフトΦｍは31で示されている
位相差δΦｍを生じる。前記位相差δΦｍは変調信号と
τだけ遅延した同じ信号の間の差から得られる。干渉計
の応答は32で示され、反対方向に伝播する波の間の位相
差δΦの機能として検出器３からの信号で構成される。
31で示す位相差と対応する検出器３からの信号は33とし
て示されている。信号x1、x2、x3、x4の値は、それぞれ
位相差δΦ１、δΦ２、δΦ３、δΦ４に対応し、反対
方向に伝播する波の間を規定する。
パラメータの変化により、定数と仮定される位相差δ
Φｐを変調信号に加算する。その効果が第４図に示され
ている。δΦｐは、一方のx1とx4と他方のx2とx3を同じ
方向に変化させ、これらの変化には反対符号が与えられ
る。すなわち、デジタル処理システム９は式（x1＋x4）
−（x2＋x3）による変調信号の期間に応じて導出される
４つのそれぞれの信号を用いて測定パラメータに基づく
信号を生成する。
Φｐを変調信号に加算する。その効果が第４図に示され
ている。δΦｐは、一方のx1とx4と他方のx2とx3を同じ
方向に変化させ、これらの変化には反対符号が与えられ
る。すなわち、デジタル処理システム９は式（x1＋x4）
−（x2＋x3）による変調信号の期間に応じて導出される
４つのそれぞれの信号を用いて測定パラメータに基づく
信号を生成する。
前記好適な具体例は、一方のx1とx4と他方のx2とx3の
変化を同じ方向に生成するこれらの信号が連続している
ため特に有益である。（x1＋x4）−（x2＋x3）の演算
は、実際にはδΦｍの1/2τ変調周波数における復調で
ある。前記周波数1/2τは固有周波数（characteristic
frequency）として知られており、そしてこの周波数で
動作することによって、バイアス上の変調器のさまざま
な欠点が除去されるということが知られている。従っ
て、この好適な具体例は、それが変調チャネルの利得を
制御可能とするだけでなく、非常に一般的な固有周波数
の性質を保持する。
変化を同じ方向に生成するこれらの信号が連続している
ため特に有益である。（x1＋x4）−（x2＋x3）の演算
は、実際にはδΦｍの1/2τ変調周波数における復調で
ある。前記周波数1/2τは固有周波数（characteristic
frequency）として知られており、そしてこの周波数で
動作することによって、バイアス上の変調器のさまざま
な欠点が除去されるということが知られている。従っ
て、この好適な具体例は、それが変調チャネルの利得を
制御可能とするだけでなく、非常に一般的な固有周波数
の性質を保持する。
さらに、そのような変調信号は、簡易な手段19によっ
て、変調を制御するチャネルの利得を一定に保つことを
可能とする。第５図は、変調を制御するチャネル利得の
要因１＋Ｋに基づくその変化の効果を示している。実際
には、この変化は環境、すなわち位相変調器４、利得増
幅器15、制御のためのアナログ基準電圧、等の動作状態
の変化を通じて生じ得る。干渉計において反対方向に伝
播する波の間で与えられる位相差δΦｍは、例えば値
（１＋Ｋ）のようなホモセティック（homothetic）な変
化を被る。このホモセティックな変化は一方のx1とx3、
そして他方のx2とx4上で同じ方向の変化をあたえ、これ
ら各グループは反対の方向に変化する。処理ユニット16
は、変調を制御するチャネルの利得に基づき式（x1＋x
3）−（x2＋x4）による信号を与えるよう４つの連続し
た信号を使用する。この信号はデジタル閉ループフィル
タ17によって濾波され、そして利得増幅器15の利得やア
ナログ基準電圧を制御するデジタル−アナログ変換器18
に与えられる。従って、変調を制御するチャネルの利得
は、信号のデジタル値と効果的に与えられる位相変調と
の間で一定に保たれる。一方で検出器で受信された信号
の機能として位相変調を制御する信号と、他方で変調を
制御するチャネルの利得を一定に保とうとする信号は互
いに掛け合わされる。
て、変調を制御するチャネルの利得を一定に保つことを
可能とする。第５図は、変調を制御するチャネル利得の
要因１＋Ｋに基づくその変化の効果を示している。実際
には、この変化は環境、すなわち位相変調器４、利得増
幅器15、制御のためのアナログ基準電圧、等の動作状態
の変化を通じて生じ得る。干渉計において反対方向に伝
播する波の間で与えられる位相差δΦｍは、例えば値
（１＋Ｋ）のようなホモセティック（homothetic）な変
化を被る。このホモセティックな変化は一方のx1とx3、
そして他方のx2とx4上で同じ方向の変化をあたえ、これ
ら各グループは反対の方向に変化する。処理ユニット16
は、変調を制御するチャネルの利得に基づき式（x1＋x
3）−（x2＋x4）による信号を与えるよう４つの連続し
た信号を使用する。この信号はデジタル閉ループフィル
タ17によって濾波され、そして利得増幅器15の利得やア
ナログ基準電圧を制御するデジタル−アナログ変換器18
に与えられる。従って、変調を制御するチャネルの利得
は、信号のデジタル値と効果的に与えられる位相変調と
の間で一定に保たれる。一方で検出器で受信された信号
の機能として位相変調を制御する信号と、他方で変調を
制御するチャネルの利得を一定に保とうとする信号は互
いに掛け合わされる。
好適には、変調信号は２τに等しい周期を有し、そし
て各々の周期はΦ１＋Φ２＝Φ０であり、特にΦ１＝Φ
２＝Φ0/2又はΦ１＝Φ０そしてΦ２＝０であって、４
つの要素、それぞれ継続時間τ/2で振幅Φ１、ａΦ１、
−Φ２、−ａΦ２から成る。負帰還信号は、測定パラメ
ータの値を記憶するデジタルレジスタ11からのアキュー
ムレータ20によって得られる。このアキュームレータ20
は、デジタル積分器から成り、各時間τ/2の間隔でデジ
タルレジスタの値を先の値に加算する。変調器の出力側
の波の１つは帰還位相差34に直接従う。変調器の入力側
のその他の波の１つは、同じ帰還位相差に従うが伝播時
間τ35だけ変化する。
て各々の周期はΦ１＋Φ２＝Φ０であり、特にΦ１＝Φ
２＝Φ0/2又はΦ１＝Φ０そしてΦ２＝０であって、４
つの要素、それぞれ継続時間τ/2で振幅Φ１、ａΦ１、
−Φ２、−ａΦ２から成る。負帰還信号は、測定パラメ
ータの値を記憶するデジタルレジスタ11からのアキュー
ムレータ20によって得られる。このアキュームレータ20
は、デジタル積分器から成り、各時間τ/2の間隔でデジ
タルレジスタの値を先の値に加算する。変調器の出力側
の波の１つは帰還位相差34に直接従う。変調器の入力側
のその他の波の１つは、同じ帰還位相差に従うが伝播時
間τ35だけ変化する。
本発明による測定装置は、特にジャイロメータに好適
である。この場合、測定パラメータはその主軸の回りの
干渉計の回転速度である。
である。この場合、測定パラメータはその主軸の回りの
干渉計の回転速度である。
このジャイロメータは、またナビゲーション制御や慣
性（inertial）安定化システムにも好適である。
性（inertial）安定化システムにも好適である。
上述した構成は、さらにファラデー効果を用いて、磁
界や電流の測定装置にも好適である。
界や電流の測定装置にも好適である。
第１図は、本発明による測定装置を示した図である。 第２図は、信号処理を示す機能図である。 第３図は、干渉計における位相差を表した図であって、
変調信号の測定パラメータに変化がない場合に検出器で
生々される対応信号を示している。 第４図は、干渉計における位相差を表した図であって、
変調信号の測定パラメータに変化が生じた時に検出器で
生々される対応信号を示している。 第５図は、干渉計における位相差と、変調信号で変調を
制御するチャネル利得の変化時に検出器によって生成さ
れた信号とを表した図である。 第６図は、位相変調Φｍと負帰還位相Φcrを表した図で
ある。 １……準単色光源 ２……リング干渉計 ３……検出器 ４……変調器 ６……スプリッタ ７……電子手段 ８……A/D変換器 ９……デジタル処理システム 10……デジタルサーボ制御ループフィルタ 11……レジスタ 12……変調発生器 13……加算器 14……D/A変換器 15……利得増幅器 16……処理ユニット 17……デジタル閉ループフィルタ 18……D/A変換器 19……利得安定化手段 20……アキュームレータ 21……クロック 22……リング 23……偏光器 24……空間フィルタ 25……ビームスプリッタ
変調信号の測定パラメータに変化がない場合に検出器で
生々される対応信号を示している。 第４図は、干渉計における位相差を表した図であって、
変調信号の測定パラメータに変化が生じた時に検出器で
生々される対応信号を示している。 第５図は、干渉計における位相差と、変調信号で変調を
制御するチャネル利得の変化時に検出器によって生成さ
れた信号とを表した図である。 第６図は、位相変調Φｍと負帰還位相Φcrを表した図で
ある。 １……準単色光源 ２……リング干渉計 ３……検出器 ４……変調器 ６……スプリッタ ７……電子手段 ８……A/D変換器 ９……デジタル処理システム 10……デジタルサーボ制御ループフィルタ 11……レジスタ 12……変調発生器 13……加算器 14……D/A変換器 15……利得増幅器 16……処理ユニット 17……デジタル閉ループフィルタ 18……D/A変換器 19……利得安定化手段 20……アキュームレータ 21……クロック 22……リング 23……偏光器 24……空間フィルタ 25……ビームスプリッタ
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−150467（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−262006（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−9214（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−278115（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−29715（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−255613（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01C 19/00 - 19/72 G01R 33/032 G01R 29/08
Claims (14)
- 【請求項１】測定パラメータの変化が２つの波の位相差
を生じさせるタイプのファイバ光測定装置であって、 準単色光源（１）と、 ２つの反対方向に伝搬する波が伝搬し、それらの分離と
再結合の間の波の伝搬時間がτである、好適にはモノモ
ードのサニャックリング干渉計（２）と、 干渉計（２）からの光束を受信し、それを反対方向に伝
搬する波の間の位相差を表す電気信号に変換する検出器
（３）と、 位相変調器（４）と、 検出器（３）から受信した電気信号をデジタル化するア
ナログ−デジタル変換器（８）と、測定パラメータに基
づく信号を与える処理システム（９）と、位相変調器
（４）を制御する電子手段（12）とから成る電子手段
（７）と、から構成され、 電子手段（12）は、以下のように決定された変調のため
の制御信号Φｍを生成すること、 反対方向に伝搬する波の間で生成する位相差δΦｍは、
周期的に以下の４つの連続した値をとり δΦ１＝Φ０ δΦ２＝ａΦ０ δΦ３＝−Φ０ δΦ４＝−ａΦ０ ここでΦ０は一定の位相シフトであり、それはａに従
い、そしてａは cosΦ０＝cosaΦ０ の条件を満足する製の定数である、 そして、さらに処理システム（19）を有し、 前記処理システムは、変調を制御するチャネルの利得を
一定に維持し、式（x1＋x3）−（x2＋x4）により変調信
号の周期に応じて導出される４つの値x1、x2、x3、x4を
用いて前記利得に基づく信号を生成し、前記信号が利得
を一定に保つように変調チャネルを動作させることを特
徴とするファイバ光測定装置。 - 【請求項２】処理システム（９）は、式（x1＋x4）−
（x2＋x3）により変調信号の周期に応じて導出される４
つの値x1、x2、x3、x4を用いて測定パラメータに基づく
信号を生成する請求項１記載の装置。 - 【請求項３】電子手段（７）は、検出器（３）から受信
した信号の機能として負帰還モードで位相変調器（４）
を制御し、そこでは 一方において、ゼロの近傍における位相差の機能として
復調された誤差信号の変化が略リニアであって、他方に
おいて、この位相差はゼロに保たれ、そして変調信号
（４）を用いることによって測定パラメータの変化に基
づく信号を与える請求項１又は２記載の装置。 - 【請求項４】当該電子手段（７）は、処理システム
（９）以外に、 全ての構成部分を同期させるクロック（21）と、 その最下位ビットのアナログ値が検出器（３）からの信
号の雑音標準偏差より低いか又は等しい値となるように
規定されたアナログ−デジタル変換器（８）と、 デジタル処理システム（９）からの信号が与えられ、測
定パラメータを表す信号を与えるデジタルサーボ制御ル
ープフィルタ（10）と、 デジタルサーボ制御ループフィルタからの信号を受信
し、所望の外部使用のために測定パラメータに基づく信
号を与えるレジスタ（11）と、 レジスタ（11）からの信号が与えられ、測定パラメータ
から負帰還信号を生成するアキュームレータ（20）と、 変調信号Φｍを生成する変調発生器（12）と、 ２つの入力と１つの出力から成り、その第１の入力はレ
ジスタによって生成された測定パラメータに基づく信号
が与えられ、その第２の入力は変調信号が与えられる加
算器（13）と、 加算器からの出力信号が与えられ、利得増幅器（15）に
よって位相変調器（４）を制御するデジタル−アナログ
変換器（14）と、から構成される請求項１〜３のいずれ
か一つに記載の装置。 - 【請求項５】変調を制御するためのチャネルの利得を一
定に保つ処理システム（19）は、４つの連続した信号x
1、x2、x3、x4を用い、（x1＋x3）−（x2＋x4）に基づ
く信号を導出するユニット（16）と、 ユニット（16）からの信号を濾波するデジタル閉ループ
フィルタ（17）と、 フィルタ（17）からの信号を変換し、そして利得増幅器
（15）を制御するデジタル−アナログ変換器（18）と、
から構成される請求項４記載の装置。 - 【請求項６】変調信号は周期２τを有し、各周期はそれ
ぞれ継続時間τ/2、振幅Φ１とａΦ１の２つの連続した
要素と、それに続く２つの連続した要素、継続時間τ/
2、振幅−Φ２と−ａΦ２とから成り、Φ１＋Φ２＝Φ
０である請求項１〜５のいずれか一つに記載の装置。 - 【請求項７】ａ＝３である請求項１〜６のいずれか一つ
に記載の装置。 - 【請求項８】ａ＝２である請求項１〜６のいずれか一つ
に記載の装置。 - 【請求項９】負帰還信号は、測定パラメータの値を記憶
するデジタルレジスタからアキュームレータによって得
られ、前記アキュームレータ（20）は各々時間間隔τ/2
でデジタルレジスタの値をその前の値に加算するデジタ
ル積分器から成る請求項６に記載の装置。 - 【請求項１０】測定パラメータがその軸の回りの干渉計
の回転速度である請求項１〜７のいずれか一つに記載の
測定装置を備えたことを特徴とするジャイロメータ。 - 【請求項１１】請求項10記載の少なくとも１つのジャイ
ロメータを備えたことを特徴とするナビゲーションシス
テム。 - 【請求項１２】請求項10記載の少なくとも１つのジャイ
ロメータを備えたことを特徴とする慣性安定化制御シス
テム。 - 【請求項１３】位相差の変化がファラデー効果を通じて
測定パラメータによって生成される請求項１〜９のいず
れか一つに記載の測定装置を備えたことを特徴とする電
流センサ。 - 【請求項１４】位相差の変化がファラデー効果を通じて
測定パラメータによって生成される請求項１〜９のいず
れか一つに記載の測定装置を備えたことを特徴とする磁
界センサ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8915117 | 1989-11-17 | ||
| FR8915117A FR2654827B1 (fr) | 1989-11-17 | 1989-11-17 | Dispositif de mesure a fibre optique, gyrometre, centrale de navigation et de stabilisation. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03210417A JPH03210417A (ja) | 1991-09-13 |
| JP2878441B2 true JP2878441B2 (ja) | 1999-04-05 |
Family
ID=9387505
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2309003A Expired - Lifetime JP2878441B2 (ja) | 1989-11-17 | 1990-11-16 | ファイバー光測定装置、ジャイロメータ、セントラルナビゲーション、及び安定化システム |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5141316A (ja) |
| EP (1) | EP0430747B1 (ja) |
| JP (1) | JP2878441B2 (ja) |
| AT (1) | ATE100579T1 (ja) |
| CA (1) | CA2030131C (ja) |
| DE (1) | DE69006198T2 (ja) |
| ES (1) | ES2049950T3 (ja) |
| FR (1) | FR2654827B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103475425A (zh) * | 2013-07-26 | 2013-12-25 | 华东师范大学 | 基于法拉第-萨格奈克环的单光子源及其实现方法 |
Families Citing this family (33)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2679029B1 (fr) * | 1991-07-11 | 1993-11-12 | Photonetics | Dispositif de mesure a fibre optique, gyrometre, centrale de navigation et de stabilisation. |
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- 1990-11-14 ES ES90403222T patent/ES2049950T3/es not_active Expired - Lifetime
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|---|---|
| DE69006198D1 (de) | 1994-03-03 |
| US5141316A (en) | 1992-08-25 |
| FR2654827B1 (fr) | 1992-03-20 |
| ES2049950T3 (es) | 1994-05-01 |
| DE69006198T2 (de) | 1994-08-04 |
| EP0430747B1 (fr) | 1994-01-19 |
| FR2654827A1 (fr) | 1991-05-24 |
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| ATE100579T1 (de) | 1994-02-15 |
| CA2030131A1 (en) | 1991-05-18 |
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| JPH03210417A (ja) | 1991-09-13 |
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|
| S201 | Request for registration of exclusive licence |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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