JPS6129715A - 閉ル−プ干渉計において生じる非可逆的位相シフトを測定するための装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、サニヤック干渉計として知られている閉ルー
プ光学干渉計における非可逆位相シフトを測定する装置
に関する。

従来の技術 この種の干渉計は主に次の各部材から構成されている。

すなわち、通常はレーザが用いられるところの光源と、
導波路を形成し且つ所定の枚数のミラーあるいは多重巻
き光フアイバコイルからなる光学部材と、出力信号を検
出し解析する装置である。

この種の干渉計では、よく知られているように、ビーム
スプリッタで分岐し、同一の光路を逆方向に進む２光波
が存在する。

閉ループ干渉計の基本的な特性は可逆性である。

この特性は次のように表わすことができる。すなわち、
全く同時に、また同方向に被るものではないが、光路の
いかなる変動も２つの光波に同様に及ぶのである。

しかしながら、可逆性に影響を及ぼす変動には２つのタ
イプがある。一方は、光波が干渉計の光路を伝搬するの
に要する時間以上の周期で変化する変動である。他方は
、いわゆる“非可逆的”変動、言い換えれば、光波が光
路をある方向に伝搬するかあるいは逆の方向に伝搬する
かによって、その光波に異なる影響を及ぼす変動である
。実際、光波が伝搬する媒質の対称性を損なう物理的な
効果が存在する。

２つの公知の効果がこの変動の第２のタイプに属してい
る。

■　ファラデー効果、すなわち磁場が光学物質の電子ス
ピンに選択的な方向を生じさせる共線的磁気光学効果、 ■　サニヤック効果、すなわち慣性座標系に対して干渉
計が回転することにより伝搬時間の対称性が損なわれる
相対論的慣性効果。この効果は、特に通常レートジャイ
ロとして知られているジャイロスコープの設計や構造に
活用されている。

従って、“非可逆的”変動が存在しないときには、光路
を進んだ後に光線分波・合波部材で再結合する２つの光
波の間の位相差（以後、Δφと記す）はゼロとなる。検
出・解析装置は、再結合した後に得られる合成波のオプ
ティカルパワーを示す信号を検出する。従来の干渉計で
は、このオプティカルパワーは２つの成分、すなわち定
数成分およびｃｏｓ　（△φ）に比例し且つ“非可逆的
”変動が現われたときにのみ存在する成分に分解するこ
とがで６る。

例えば、レートジャイロにおける低回転速度のように、
大きさの小さい変動を測定しようとしても、このときに
は、位相差Δφがゼロに近いので、ｃｏｓ　（Δφ）の
形の項を含む成分はごくわずかしか変化しない。

従って、測定感度を高めるためには、人為的に所定の付
加的な位相シフトあるいは“非可逆バイアス”を持込む
必要がある。特に、新しく測定される位相差ムφ°を、 Δφ°＝Δφ＋□ とすると有効である。

すなわち５ｉｎ（Δφ）に比例するので、感度が最大と
なる。

この方法は注目に値するが、使用上適するように十分安
定した非可逆バイアスを導入する装置を供給できるかど
うかに関して、特に実行上の困難が伴なう。これらの装
置は通常（測定量の変化と同程度の不安定性を有してい
る。

これらの欠点を克服するために、フランス国特許Ｆ　Ｒ
，−Ｂ　−２４７１５８３号は、閉ループを伝搬するこ
の方法は、不連続的な周期的ドリフトと同等の量を生じ
るサニヤック干渉計の特性を基礎としている。

実際、位相変調はファイバループの一端においてなされ
るので、一方の光波は光波の発生と同時に変調されるが
、他方の光波はファイバ内の伝搬時間だけ遅れて変調さ
れる。この伝搬時間は次の関係式を満たす。

し ただし、ｎはファイバを構成するシリカの屈折率、ｌは
ファイバ長、Ｃは真空中の光速である。干渉計の“自然
周波数”は１／２ｔＯであり、これは２つの光波がそれ
ぞれ反対の位相シフトを受ける変調周波数を示している
。従って、２つの光波間の位相差はＳ　（ｔ　）　−５
（ｔ　　ｔｏ）となる。ただし、５（ｔ）は位相変調器
に適用された信号である。その結果、変調信号の２分の
１周期がｔ。であるならば、干渉計の出力端にふける位
相シフトは適用された位相シフトの値の２倍に等しくな
る。

これは、干渉計の動作点を定めるバイアスを生成するた
めに用いられる方法である。この位相シフトに、非可逆
的効果すなわち回転によって生じる位相シフト△φ。が
ゼロでなければ、この位相シフト△φ。が加えられる。

信号を直接利用して、ｃｏｓ　（△φ＋−）の成分を測
定することは可能である。

オプトエレクトロニクスに用いられる様々な要素のドリ
フトによって生じる誤差を防ぐ、より正確な方法は、例
えば間接的方法あるいは“ゼロ方式”からなっている。

この方法によれば、上記の±−ラジアンに関する位相シ
フト差は、非再違約効果により生じる位相シフトと絶対
値が等しく且つこの位相シフトをゼロとするために反対
の符号を有する付加的位相シフトを生じることによって
比較される。

この結果を得るために、非可逆的効果を生じる、換言す
れば、回転を変化させる同一の物理的現象を利用するこ
とは実際には不可能である。

そこで、負帰還信号を発生する電気的手段が用いられる
。この選択は、実際の経験から示されるように、電気的
手段が干渉計の他の要素よりも効果的に制御され得ると
いう仮定の下に立っている。

この負帰還の目的は、回転速度によって誘起される位相
シフトと常に同じ大きさで且つ反対の符号の位相シフト
を２つの光波の間に生じさせることである。従って、仮
りに、速度が一定で位相シフトΔφを生じるものとする
と、２時点の１％５ｔに位相変調の瞬時値を確実にΔφ
。＋２πｎ（ただし、ｎは整数）だけ変化させる必要が
ある。これは速度を積分することに等しい。実施上の一
つの方法は、Δφｏ／ｌｏに比例する傾きを持つ、いわ
ゆる“位相ランプ”を生成することにある。

しかしながら、この方法は２つの相異なる動作を前提と
している。すなわち、位相変調と負帰還信号の発生であ
る。さらに、比例定数あるいはスケールファクターは士
−ラジアンの変調には用いられない。

また、前記の位相ランプは無限にすることができない。

言い換えれば、実際に位相変調制御電圧によって指定さ
れる信号は、所定のしきい値以上に増大することはでき
ない。

結局、実行可能な方法は、周期的で２πラジアンの周期
を有する数学的関数を含み、２πラジアンのビークピー
ク値を有するのこぎり被位相シフト制御信号を発生ずる
ことにある。すると、２πラジアンに等しい大きさの位
相シフトを正確に決定することの問題がある。

本発明の目的は、上述した問題を克服することにある。

そのために、いわゆる位相ランプはデジタル信号からな
っている。デジタル形式においても、位相変調とこの位
相ランプは一つの信号に結合され、干渉計のループ内に
設置された位相変調器を制御するためにアナログ信号に
変換される。

このような構成の結果として達成される簡易化は別とし
て、スケールファクター間の関係および２πラジアンの
緩和の問題はこのように簡単に且つ同時に解決する。

発明が解決しようとする問題点 まず、前述したフランス国特許ＦＲ−Ｂ−２４７１５８
３号が教示した変調法とともにサニヤック閉ループ干渉
計で利用される第１の現象を思い出すことは有益である
。

第１図は、前記特許に記載されているタイプの閉ループ
干渉計の構成配置を示す概略図である。

レーザＳは、例えば干渉計ループ２に光結合している半
透明板あるいは半透鏡Ｍからなるビームスプリッタに入
射する平行光線のビーム１を発生する。このループ２は
、例えば多重巻きコイルを形成する単一モード光ファイ
バから構成することができる。実際、測定感度は、巻き
数に比例する実質的な光路長を利用することによって高
められる。ループ２は、混合器の機能をなし且つ出力線
３を限定するビームスプリッタＭ上で閉じている。

従って、伝搬する２つの光波はループを反対方向に進む
。すなわち、一方の光波は時計回り方向（方向２）に、
他方の光波は反時計回り方向（方向１）に進む。これら
の２つの光波は、ビームスプリッタ板間上で再結合する
。この再結合の結果は、検出器りによって出力線３上で
観測される。

環状コイルあるいは閉じループを反対方向に伝搬する２
つの光波間の位相差を△φ０とする。さらに、出力線３
上で測定されるオプティカルパワー出力をＰｓ　とする
。いかなる“非可逆的”変動もないときには、Δφ。は
ゼロである。

制限のない例として、閉ループ干渉計を利用するジャイ
ロメータやいわゆるレートジャイロを考えると、非可逆
的変動はジャイロに回転を与えることによって引起こさ
れる。もはや、位相差はゼロではなく、次の関係を得る
。

ただし、Ωは回転速度、Ｋはレートジャイロの形状や大
きさで決定される定数、Ｌは光路長、λはレーザＳから
発する光の波長、Ｃはループ２内における光速である。

回転速度Ωが増加すると、係数αが一定であるから、位
相差△φ０は同じ割合で増加する。オプティカルパワー
Ｐｓは余弦定理にしたがって次第に変化する。実際、次
のようになる。

Ｐｓ　　　＝　　Ｐ　Ｉｓ　十　Ｐ２Ｓ＋　　２　　Ｐ
　１ｓＰ２ｓ　　ＤＯ９（Δ　φ、＞ここで、成分Ｐ　
Ｉｓは方向１に対応し、成分Ｐ、２Ｓは方向２に対応し
ている。値△φに対する測定感度は、Ｐ５の導関数で表
わされる。

すなわち、 となる。

干渉計の感度は、位相差Δφがゼロかられずかに異なる
だけのときには、極めて低い。これが低回転速度Ωを測
定しようとするときのレートジャイロにおける問題であ
る。位相差Δφの作用としての出力線におけるオプティ
カルパワーの変化を第２図に示す。

項Ｐ＋ｓとＰ２Ｓは同等であると考えられる。従って、
位相差△φがπラジアンである場合には、検出されるパ
ワーは最小値をとる。位相差△φが０ラジアンや２πラ
ジアン等のときに最大値ＰＳ　ｍａＸとなる。

干渉計の感度を高めるために、２つの逆回転をする光波
の位相に一定の非可逆バイアスを導入することが可能で
ある。これによって、干渉計の動作点が置き換えられる
。

余弦定理にしたがって変化する機能の場合には、角度が
（２’ｎ＋１）−ラジアンのときに感度が最高となる。

ただし、ｎは整数を示す。そこで、それぞれの光波に絶
対値がπ／４ラジアンで逆の符号の位相変化を導くバイ
アスを選択することが可能となる。従って、非可逆的変
動が存在しない場合、位相差は、 △φ”−△φ１＋△φ。タタシ、Δφに±−となる。こ
れは、第２図の点Ｐｓｏに対応している。

前記のフランス特許の教示に従って、可逆的効果を適用
する位相変調器は干渉計のループ２の光路上に導入され
る。この変調器Φ（第１図）は、変調器内を通る光波の
位相Φ（１）の変化を生じるように作動する。位相の変
化は周期的であり、その周期は２ｔｏに等しい。ただし
、１．はループ内の光波の伝微時間を示す。

すると、逆方向に回転する各々の光波が位相Φ（１）−
Φ（１＋２ｔｏ）で変調器を通過して位相シフトを受け
ると、位相差は、 Δφ”−△φ０＋Φ（１）−Φ（ｔ　　ｔｏ）となる。

第３図および第４図は、対称的な関数Φ（１）による位
相変調の効果を示している。動作点は、一対の終端の間
で第２図の曲線Ｐｓ”ｆ（△φ）を対称に描（。

第３図に示す第１の終端ＡおよびＢは、測定さラジアン
の２つの値に分解される場合を示している。第４図に示
す第２の終端Ａ“およびＢ゛は、測定する速度がもはや
ゼロではなく、位相差がΔφ。

である場合を示している。すなわち、 ラジアンで示される。

このために、矩形の可逆的位相シフトΦ（１）を、π／
４ラジアンの大きさで光路の一端に適用することができ
る。

検出信号がΩ−０およびΔφｏ＝Ｑを示す例として、第
３図の場合をとると、Φ（１）の導入の結果、成分Φ（
１）−Φ（ｔ　−’ｏ　＞が付加される。

もしも、第５図の左方に示されるように、ΦＣＷとΦ。

。Ｗが干渉する２光波に及ぶ位相シフトだとすると、Φ
ＣＷとΦ。ＣＷとの間の位相シフトは完全に可逆的位相
シフトであり、（Φ。ｃｗ−ΦＣＷ）は、する矩形波信
号となる。

一方、検出信号がΩ＝εを示す第４図のような場合には
、Φ（１）の導入の結果、中心が０ではない成分（ΦＣ
ＣＶ−ΦＣＷ）が付加される。実際には、非可逆的位相
シフトΔΦ。が前記の可逆的位相シフトに加えられる。

Ω−０である上記の場合と比較すれば、 Φ’（ｔ）＝Φ（１）＋Δφ、／２ Φ’（を−τ）−Φ”（１）−Δφ。／２従って、 Φ”（１）−Φ’（ｔ−τ） 一Φ（１）−Φ（ｔ−τ）＋Δφ０ となる。

ΦｃｗおよびΦｃｃｗは、反対方向にループを進む結果
として生じる、２光波のそれぞれの位相シフトである。

従って、Φｃｃｗ−Φ。０は、時間軸に関してΔΦ。だ
けずれた平均値を有する矩形波信号である。

変調器の構成の他の２．３の例がすでに前記フランス国
特許に記されている。この変調器は、周する信号■。に
よって電圧制御される。検出器りは同期型であり、信号
■。の発生と同じ周波数を有する周期信号Ｓｙを木刀す
る。

回転速度がゼロ（Ω−〇）であるときには、立上り時間
および立下り時間が限定されるので、信号（Φ。ＣＷ−
Φ。Ｗ）の過渡期に対応するショートパルスを除くと、
検出される光学的強度Ｉは一定で静止状態の値■。（第
５図）に等しくなる。

回転速度がゼロでない場合には、信号（Φｃｃｗ−ΦＣ
Ｗ）の割合で変化し且つ静止状態の値Ｉ。に等しい平均
値を有する矩形波信号によって、光学的強度Ｉが示され
る。

上に述べたように、“ゼロ方式”は直接信号を利用する
代わりに用いることができる。

この目的で、付加的位相シフトが、非可逆的効果により
生じた位相シフトΔφ。と共に負帰還として導入される
。

適当な方法は、Δφ。／ｌｏに比例する傾き、いわゆる
位相ランプを作り出すことにある。

実際には、付加的位相シフト信号は限りなく増大するこ
とができないので、２πラジアン単位の位相シフトを作
ることだけが必要となる。このため、第６図に示される
ように、位相Φ１、Δφ。／ｌ。

に比例する傾きαおよび２πラジアンのピークピーク値
を有するのこぎり波信号が作られる。

位相変調信号はこののこぎり波信号に結合される。

しかしながら、このアナログ式方法では、位相変調制御
信号と負帰還信号の各スケールファクターを相関させる
ことができないという欠点がある。

さらに、２πラジアンのピークピーク値の検出を正確に
行なわなければならない。

問題点を解決するだめの手段 本発明の装置は、閉ループ導波路内を反対方向に循還す
る２つの光波が受ける非可逆的位相シフトを測定する干
渉計であって、 単色光の光源と、 前記２つの光波の干渉を検出し、検出された干渉の光学
的強度を示す電気信号を出力する光検出手段と、 前記導波路の両端を前記光源および前記光検出手段に光
結合させる光学的分波・合波手段と、前記２つの光波に
作用を及ぼす閉ループ内に設置され、電気的に制御され
る光学的位相シフト手段と、 前記閉ループによって決定される光路長を各光波が進行
するに要する時間をｔ。とじて、周波数’ｆｏ−’　　
ｔｏを有し、矩形波・・ルスの波形をした周期的な電気
信号を出力する発振器と、前記光検出手段の出力信号を
第１の入力端子に入力し、前記周波数ｆ。の前記電気信
号から得られる検出同期信号を第２の入力端子に入力す
る同期検出回路と、 該同期検出回路の出力端子に接続され、同期検出幌よっ
て得られる電子信号を所定の長さの符号付き２進ワード
に変換するアナログ−デジタル変換器と、 合成デジタル制御信号を発生する回路と、前記合成デジ
タル制御信号を前記光学的位相シフト手段の制御入力端
子に伝送されるアナログ制御信号に変換するデジタル−
アナログ変換器と、前記同期検出回路、前記アナログ−
デジタル変換器、前記合成デジタル制御信号を発生する
前記回路および前記デジタル−アナログ変換器の制御・
同期手段とを有し、 前記合成デジタル制御信号を発生する前記回路は前記周
波数の第１の矩形波周期信号および階段状の第２の信号
を重畳して信号を生成し、前記第１の信号は、デジタル
−アナログ変換後、前記閉ループを反対方向に循還する
戦記２つの光波にへ果位相シフトを交互に及ぼし、 前記第２の信号の階段の各段は、前記時間ｔ。

あるいは該時間の奇数倍に等しい持続時間と、アナログ
−デジタル変換後に前記第２の信号が前記非可逆的効果
の大きさに比例する大きさで且つ反対の符号の付加的な
可逆効果の増加位相シフトを及ぼすような大きさとを有
しており、 前記第２の信号により生じる位相シフトは２πラジアン
の大きさを有する緩和を生成し、これにより、前記合成
デジタル制御信号を形成する前記第１および第２の信号
の前記重畳は、前記閉ループ内を反対方向に循還する前
記２つの光交互に変化する総合的な位相シフトを及ぼし
、前記第１および第２の期間は重複するシーケンスにお
いて連続的に生じることを特徴とする。

実施例 本発明は、前述した欠点を克服し、２πラジアンのピー
クピーク値を確実に自動検出することを可能とする。

本発明の第１の本質的な特徴にしたがって、のこぎり波
負帰還位相シフト信号の代わりに、階段状信号が用いら
れる。各段の高さはΔφ０に等しく、持続時間はｔ。に
等しい。第７図はこの種の信号を図示している。平均す
ると、階段状ランプの傾きはΔφｏ／ｌｏに相当するこ
とになる。

時間間隔ｔｏで入れ換わる２つの光波は常に連続する２
つの段の上にあり、このため、２つの相異なる位相シフ
トΔφ。を受ける。この技術はデジタル処理システムに
完全に適合し得るという利点を有している。

さらに、信号をデジタル処理するプロセッサにンプの和
を直接とることができる。このことは、以下にのべるよ
うな多くの利点を提供する。

本発明に基づく非可逆的効果の検出により得られる信号
を処理する装置の概略的な構成を第８図を参照して説明
する。

実質的に出力線３に光結合する第１図の同期検出器りに
は、検出された光の強度を電気的出力信号ＶＤに変換す
るためのフォトダイオードＰＤが含まれている。この出
力信号は同期検出回路ＣＤＳ中央処理装置ＣＰＵが装置
全体を制御している。

好ましい態様においては、このプロセッサ（ＣＰ　ｕ＞
はワイヤードロジックシステムからなっている。

種々の周辺回路を制御するために、入出力インターフェ
ースに接続されたマイクロプロセッサを有することもで
きる。

有する、例えば調温装置で制御される水晶発振器のよう
な発振器ｏＳＣが発生するクロックパルスＳＨの論理的
な転写である信号ＳＹを出力する。

レートジャイロが回転しているときには、変調器が適用
する位相シフトの作用として、干渉計の応答曲線全体が
相対的に移動する。その結果、位相シフトが応答曲線の
直線部分にあるほどに十分低い回転速度である場合には
、この回転速度に比例する大きさで且つ、 この変調の大きさは同期検出回路ＣＤＳで検出され、同
期検出回路ＣＤＳは、例えば電気フィルタに接続された
通常ＰＩＤ型の増幅器のようなインターフェース八に出
力信号ＶＤＳを出力する。

次に、このインターフェースＡの出力信号ＶＡはアナロ
グ−デジタル変換器ＡＤによりデジタル化される。変換
器ＡＤの出力信号ＶＡＤは合成制御信号■ＳＣを発生す
る回路ＧＳＣに入力する。

この回路の意図する機能は、デジタルの階段状ランプを
作ること、右よび本発明の主たる思想に基づいてこのラ
ンプとデジタル位相変調信号を合成することである。こ
れらの回路はデジタル積分器を含んでいる。

次に、前記の合成制御信号■ＳＣがデジタル−アナログ
変換器ＤＡにより再びアナログ制御電圧ＶＣに変換され
る。

このアナログ制御電圧ＶＣが位相変調器Φの制御入力と
なる。

プロセッサＣＰＬＩは、同期検出器りの同期信号ＳＹに
加えて、後に詳述する本発明に基づいて装置の各要素に
出力する参照番号Ｖ　Ｃ＋ないし■Ｃ３の様々な制御・
同期信号を発生する。

デジクルーアナログ変換器ＤＡの前段にある回路ＧＳＣ
内のデジタル積分器を用いることによって、２πラジア
ンの周期的な緩和の問題は非常に簡単に解決する。実際
には、デジタル積分器のダイナミックレンジは、計算結
果の下位Ｎビットのみが出力されるときのこのビット数
Ｎによって限定される。さらに、量大電圧（デジタル入
力２Ｎ−１に相当する）のときに確実に２πラジアンの
位相シフトを生じるように変換器ＤＡを較正すれば、自
動的に“モジュロ２π”位相シフトを行なうシステムが
実現される。

従って、２πラジアンの緩和は、極めて簡単になされ、
変換器ＤＡのスケールファクターによって自動的に較正
される。注目すべき且つ有利な見地に従って、位相ラン
プ自体、択一的に、バイアス変調および２πラジアンの
緩和はすべてデジタルで生成されてから、一つの変換器
によってアナログ電圧に変換される。従って、各スケー
ルファクターは本質的に等しくなり、エラーの可能性は
相当低下する。

信号ＶＳＤに対応する位相の変化が時間の関数として第
９図に示されている。時間軸の原点は任意である。

合成位相シフトΔφ。は位相Φ゛１（第７図）を有する
デジタルランプに基づいて増加し、２πラジアンのしき
い値に達するまで、すなわち第９図の時刻ｔ、に達する
まで、正の増加分（＋π／２ラジアン）と負の増加分（
−一ラジアン）が一つの期間から次の期間へ移る（時間
間隔ｔ。

）毎に交互に上載せされる。次に、２πラジアンを越え
ると、２πラジアンだけ差引かれる。第９図の次の時点
ｊ＋＋ｔｏでは、−一ラジアンが代数的に加えられるの
で、合成信号は２πラジアンのしきい値以下となる。そ
こで、２πラジアンの削減は時点ｔ＋＋２ｔｏで再び始
まる。そして、再び２πラジアンのしきい値を越え、２
πラジアンだけ差引かれる。この過程は、デジタル位相
ランプの大きさが２πラジアンを越す時刻ｔ２まで繰返
される。デジタル位相ランプはゼロに戻り、時刻ｔ１よ
り前の動作状態と同様にサイクルが再開する。

干渉計の出力で測定される位相シフトの段階的な変化を
第１Ｏ図に示す。

要約すれば、デジタル積分器にオーバーフローンプの各
段の高さを示す）。干渉計の応答曲線上の対応点ｌふよ
び■が第１１図に示されている。この第１１図は時間ｔ
の関数として検出された光の強度■を表わしている。

一方、オーバーフローがあるときには、２つのこれは第
１１図の点■および■に対応する。

いずれの場合においても、同様の強度応答が得られる。

これは、２πラジアンの緩和のこの方法が検出信号にい
かなる変調をも起こさせないことを示している。

従って、一つの完全なサイクルには２つの動作モードが
ある。すなわち、デジタル積分器のオーバーフローがあ
るかないかに基づいて、第９図および第１０図における
時刻０とｔ、との間の第１のモードモードＡ′”と、時
刻ｔ、とｔ２との間の第２のモードモードＢ”である。

しかしながら、本発明のさらに有利な態様によれば、発
明の範囲内で用いられる装置は変調器のスケールファク
ターを実時間で校正することができる。いかなる理由で
スケールファクターが変動しても、この変動を検出する
ことができる。

この可能性を示すために、スケールファクターが減少し
て相関的に位相変調の大きさが小さすぎるものと仮定す
る。この状態を第１２図に示す。

点■ないし■はそれぞれ点■゛ないし■′となる。

この場合、位相変調のダイナミックレンジの全体的な縮
小が見られる。

第１３図は検出される光の強さの変化を示す。

各点のうちの一つが直線部分に存在すれば、点Ｉ゛と■
゛との間の強度差Δ１．および点■′と■°との間の強
度差△１．は変化しない。これに対して、点■と■との
平均強度は点■と■との平均強度より小さい。

動作点■°および■”（モードＡ）から動作点■。

および１■′（モードＢ）へと移るときに見られる強度
の変化△■１は、スケールファクターにおけるエラーを
測定したものであり、従って、この変化△Ｌに基づいて
スケールファクターを校正することができる。

実際に、この測定はそれぞれの２πラジアンの緩和にお
いて実行される。すなわち、回転速度が高まるほど、頻
繁に測定される。従って、スケールファクターの相対的
精度が回転速度とともに増加し、絶対的精度が速度の全
範囲にわたって一様に確実に達せられるようになる。

最後に、本発明の他の利点に従って、負帰還信号を適用
した結果として、角度量により速度ではなくて位置の測
定がなされる。実際、速度をデジタル的に積分すると、
位置の測定を行なうことになる。それぞれの２πラジア
ンの緩和においてパルスが発生すると、これらの各パル
スは次の関係式を満たす角度の増加を示す。

λｎ ただし、ｎ１λおよびＲはそれぞれ、ファイバの屈折率
、使用する光の波長および干渉計ループ（第１図に示さ
れている）を形成する光ファイバの平均半径を示す。

実施例においては、ループの直径は５ｃｍであり、これ
はファイバとレーザを用いた場合に５秒の角度の増加に
相当する。

第８図に示した装置の種々の概略的ブロックの詳細な構
成例を第１４図を参照して説明する。さらに、図示した
装置には、前記した本発明の付加的特徴に基づいて、ス
ケールファクターの制御回路が結合されている。　− 第８図で説明した要素と共通の要素は同一の参照符号で
示している。

で信号を発生する発振器Ｏ８Ｃは一つのブロックとして
示されている。

プロセッサＣＰＵは、１つの参照符号ＢＣで示した双方
向多重データ転送バスによって他のブロックと接続して
いる。

このバスによって転送される信号は、同期信号と、プロ
セッサＣＰＵから他のブロックへ転送される制御信号と
、これらのブロックの回路の動作を示し、プロセッサＣ
ＰＵへ転送される状態信号とを含むデジタル信号である
。以下の説明でこれらの信号を特記する。

まず、第１のブロックは検出ブロックＤであり、検出光
の変化によって誘導される矩形波信号ＶＤを周波数ｆｏ
で出力するフォトダイオードＰＤおよび同期検出回路Ｃ
ＤＳを含んでいる。

この検出回路は、信号ＶＤと論理的に同値である信号Ｖ
Ｄ’を出力する中間整合増幅器Ａ。を含む。

この信号ＶＤ’　　は４つのサンプリング・ブロッキン
グユニットＥ　Ｂ　＋ないしＥＢＬに入力する。

これらのユニットはそれぞれプロセッサＣＰＵで発生ず
る許容信号をバスＢ′Ｃを介して受イーする許容入力を
有している。各許容信号は第１０図および第１１図に示
される状態工ないし■のうちの一つに対応している。

サンプリング・ブロッキングユニットの出力信号■Ｓ、
ないし■Ｓ、は、上記４つの状態（工ないし■）におい
て検出される強度、すなわち第１１図に示す曲線におけ
る点１ないし■の縦座標を表わしている。さらに、サン
プリングされた値は次のサンプリング動作までの間、記
憶される。

サンプリング動作は第１０図に示すシーケンスに従って
実行される。モードＡにおけるシーケンスは、■、■、
・・・・である。最後の値が、モードの変換時（時刻１
＋）に記憶される。モードＢにおけるシーケンスは、時
刻ｔ２に至るまで■、■・・・・である。このサイクル
は再びモードＡで開始される。

位相シフトを表わす値を得るために、モードΔにおける
状態■および■とモードＢにおける状態■および■との
間の差を示す信号を発生する必要がある。このために、
２つの差動増幅器Ａ１およびＡ２が用いられる。

出力信号■Ｓ１および■Ｓ２は第１の増幅器Ａ１に入力
し、その出力■Ｓ１２が状態■および■の増幅差分信号
を表わす。状態■右よび■においても同様に、信号■Ｓ
３および■Ｓ、が第２の増幅器Ａ２に入力し、ここから
増幅差分信号ＶＳ３４が出力される。

最後に、アナログスイッチに１は、動作シーケンスがモ
ードＡであるか、モードＢであるかに基づいて、それぞ
れ信号ＶＳＩ２あるいはＶＳ３４を選択する。このため
に、これもまたプロセッサで発生するモード選択信号が
、簡略化のために電気機械的構成の形で図に示されてい
るスイッチの制御入力端子にバスＢＣを介して入力する
。実際には、このスイッチは半導体集積回路で構成され
る。この種の構成は一般に商業上有効であり、その選択
は他の構成要素に用いられる技術の種類によって特定さ
れる。

出力信号ＶＫ、は電気フィルタを含む増幅器Ａに伝達さ
れる。このフィルタは好ましくは、いわゆるＰＩＤ（比
例積分微分）タイプであり、その伝達関数は、速度制御
をするために得られ且つ本質的には選択された周波数ｆ
。による特性に基づく。

このフィルタによってシステム全体の安定性が保証され
る。この構成は従来技術と変わりがなく、これ以上の説
明を要しない。

発明をより限定する意味で、この装置には直列に接続さ
れた３つのユニットが含まれている。すなわち、アナロ
グ−デジタル変換器ＡＤ、回路ＧＳＣおよびデジタル−
アナログ変換器ＤΔである。

変換器ＡＤは、周波数ｆ。の割合で増幅器Ａの出力信号
ＶＡを変換するために、バスＢＣを介して制御・同期信
号を入力し、符号化デジタル信号ＶＡＤ、すなわち速度
に比例する２進数の値と回転方向を示す符号とを有する
信号を出力端子に発生する。

合成信号■ＳＣを発生するための回路ＧＳＣはデジタル
信号ＶＡＤを記憶する第１のバッファメモリＭｌを有し
ている。従来の方法に従って、このメモリは、変換と同
じ割合で信号ＶＡＤを記憶するためのロード信号を制御
バスＢＣを介して入力する。− メモリの出力端で得られる記憶された信号ＳＭＩは加算
器ＡＤＤの１つの計算入力端子ｅｌ　に伝達される。

特定の構造例においては、加算器ＡＤＤは、符号付き８
ビツトの数を符号なし１２ピツトの数に変換する論理を
有する通常の４ビツト加算回路から構成される。もちろ
ん、他のあらゆる解決および／またはワード長でもよい
。

累積レジスタとして動作する第２のメモリＭ２が直列に
設置され、加算器ＡＤＤの出力信号５ＡＤＤを入力する
。このメモリＭ２で記憶され出力される信号■ＳＣは加
算器ＡＤＤの第２の計算入力端子ｅ２に帰還し、デジタ
ル化された回転速度に加算される。

このようにして、瞬間回転速度に等しい量だけ周期２ｔ
ｏで出力値を増加させることにより、デジタル積分がな
される。

従って、加算器ＡＤＤの出力信号５ＡＤＤはレートジャ
イロの角度位置を示している。オーバーフローは所定の
大きさの角度変位を示す。前記の特定の構造例において
は、この角度変位は前述したように５秒に等しい。オー
バーフローは、加算器の容量があふれたとき、すなわぢ
２″−１より大きい（正のオーバーフロー）かあるいは
ゼロより小さい（負のオーバーフロー）２進数値の場合
に生じる。ただし、Ｎは加算器が演算するワードのビッ
ト数である。

このレベルにおいて、矩形波位相変調信号が周波数ｆ。

で混合される。

ラジアンを示す２進数、すなわち前述した構成を選択シ
タ場合ニハ０００１０１１ａ（）［１（１＃ヨび１（＋
０１（１０００００を代数学的に加算することによって
達成される。これらの２進ワードはプロセッサＣＰＵで
処理され、バスＢＣを介して加算器の第３の入力端子ｅ
、に伝達される。

オーバーフローの状態は出力ＳＬによってプロセッサＣ
ＰＵへバスＢＣを介して伝えられる。これらの信号およ
びクロック信号から始めて、論理積の機能を利用するこ
とによって、このプロセッサは、様々な制御・同期信号
を発生する。これらの制御・同期信号は、種々のユニッ
トに伝達し、ＡモードとＢモードとを識別し、またこれ
らのモードにふいて、一方では状態■と■を、他方では
状態■と■を識別するのに役立つ。

すでに述べたように、本発明の有効かつ付加的択一的な
態様では、第８図には示されなかったスケールファクタ
ー制御回路ＣＡＦＥが備えられている。

再び、第１２図および第１３図を参照すると、一方では
状態■°と■°との強度の差分、他方では状態■°と■
”との差分が２πラジアンの過渡期におけるスケールフ
ァクターのエラーを現わしていることが示されている。

これらの状態は、サンプリング・ブロッキング回路Ｅ　
Ｂ　ｌないしＥＢ、の出力信号■ｓｌないし■ｓ。

の大きさによって測定される。

上記の差分を確証するために、それぞれ信号ＶＳＩとＶ
Ｓ、および信号ＶＳ、とＶ　Ｓ　ａを入力する２つの差
動増幅器Ａ　Ｉ＜およびＡ２３がスケールファクター制
御回路に備えられている。

出力信号ＶＳ、、およびＶＳ２３は増幅後の前記差分を
表わしている。

スイッチに１と同じタイプで選択的にモードＡあるいは
モードＢを示す信号によって制御されるアナログスイッ
チに２は出力信号ｖｓ、、ｇよびＶＳ２゜のうちの一つ
をアナログ積分器ＩＡに伝達する。

発明に基づいて装置内にこれらの構造を結合させるとき
には、デジタル−アナログ変換器ＤＡは、変換を実行す
るだけではなく、変換により得られる信号にスケールフ
ァクターを表わす値を掛ける。

このために、変換器ＤＡは、アナログ積分器の出力信号
ＳＩＡを入力する乗算入力端子ｅＭを有している。

当然、変換はバスＢＣを介して伝達される信号に周波数
ｆ。の割合で同期する。

装置は、デジクルーアナログ変換により生じる制御信号
ＶＣが入力するパワー増幅器ＡＰによって完成する。そ
の出力信号■Ｃ′　　は、ループ内に設置されている位
相変調器Φの制御入力に整合同軸線ＬＣにより伝送され
る。上記の構造自体はいかなる点においても従来技術と
異なるものではない。

このようにして、制御ループが閉じ、位相変調器Φは周
波数ｆ。且つデジタル位相ランプの緩和の割合で逆循還
する光波に合成位相変調をもたらす。この可逆的位相変
調に回転速度に比例する非可逆的効果が結合する。

前述した構成をとると、例えばスケールファクターに関
して達成され得る精度はｉｏ−’となる。位置の情報は
、パルス当り５秒の正あるいは負の角度増加を示す２つ
のパルス列の形で伝えられる。

特に、８ビットアナログ−デジタル変換器と１２ビツト
のデジクル積分を選択した上記の場合には、速度のダイ
ナミックレンジは使用するビット数によって制限される
。１２ビツトのフルスケールが２πラジアンの値を有す
るのに対して、速度は８ビツトで測定されるから、最高
速度はπ／８ラジアンの位相シフトを生じることになる
。この値は、毎秒＋２３度の最高回転速度に相当する。

ダイナミックレンジを拡張するためには、変換器ＡＤか
ら出力される２進数ワードのビット数を増加することだ
けが必要である。これによって、ダイナミックレンジは
対応する大きさに増大される。しかしながら、これは位
相シフトが２πラジアンより小さい場合にのみ可能であ
る。この状態は、毎秒３５０度程度の回転速度に対応し
ている。

また、速度測定の８ビツトの相対的変化を生ずることに
よっても、ダイナミックレンジの拡張は可能である。上
位ビットは加算され、相応数の下位ビットは削除される
。ビットの総数は速度のために維持される。さらに、位
置のビット数を同じ量だけ縮めることが必要となる。

もちろん、より高い速度の測定が可能となる。

そうするために、閉ループを形成する光ファイバの長さ
を縮めることが必要である。このことは、変調周波数を
増加し、所定の回転速度に関してより小さい光学的位相
シフトを生成する効果がある。

ダイナミックレンジを増す目的で、変調周波数に奇数２
Ｎ＋１を掛けることにより変調周波数を増加することも
また可能である。達成し得る最大の増加は２Ｎ＋１を掛
けることでもある。

信号がデジタル処理される、言い換えれば量子化される
ことに関する問題が残っている。極めて低い回転速度の
場合に、信号が量子化レベル以下であると、測定速度は
ゼロとなってしまう。しかしながら、解決法が光学的ノ
イズの有効利用にある。

実際、同期検出が主に１００ＫＨｚ以上の値に伸びる広
い帯域で用いられるものとし、主に０．５Ｗ程度のパワ
ーが用いられることを考慮すると、量子化域に対するノ
イズの大きさの比は２程度である。

増幅器Ａに結合されたフィルタの特性はこれらの条件を
考慮に入れなくてはならない。

ノイズ測定、およびデジタル積分で定められるように測
定ノイズの平均値によって、人為的に感度が高められる
。極端な場合には、信号に公知の特性を有するノイズを
加えることが必要となる。

さらに、同様の現象を利用することによって、アナログ
−デジタル変換器の精度を閉ループ回路のノイズの大き
さおよび所望のダイナミックレンジに矛盾しない任意の
小さな数値に下げることも可能となる。

極端に制限すると、単一ビット上の変換となる。

この場合には、図示していない択一的な態様に従って、
アナログ−デジタル変換器は、予め設定されたしきい値
を越えたか否かによって“オールオアナン”タイプの信
号を出力する機能を有した比較器に換えることができる
。

従って、本発明に基づいた装置は、極めて精密な寸法の
許容誤差を有する要素を用いることなく、すなわち低い
製造コストで、非常に精確且つ高感度の回転測定を可能
とする。さらに、回転が２つのパルス列で示されるため
に、この種の信号処理は、デジタル型の計算要素、例え
ば前述した様々な開離・同期信号を発生するために用い
られるプロセッサＣＦ’ＬＩによって容易に実行される
。

しかしながら、本発明は、より完璧な説明をするために
図面を用いて前述した構成の択一的な形には少しも限定
されるものではない。

限定されない例として、矩形波変調信号の周波数はデジ
タルランプ（第７図に示される）の段階の移行の周波数
１／ｌｏより高くすることができる。より正確な言葉に
すると、矩形波変調信号の周波数は関係式ｍ−に従う。

ただし、ｍは１ｔ。

以上の奇数である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の閉ループ干渉計の概略図、第２図は干渉
計のファイバループを循還する２光波間の位相差の作用
として検出されたオプティカル　パワーの変化を示す図
、 第３図ないし第５図は従来技術に基づいて感度を向上さ
せる変調方法を示す説明図、 第６！！ｌおよび第７図は本発明に基づく方法の特定の
状況を示す説明図、 第８図は本発明による装置の概略図、 第９図ないし第１３図は本発明による装置の動作の様子
を示す説明図、 第１４図は本発明による装置の実際的な構造の詳細例で
ある。 （主な参照番号） １・・ビーム、　　２・・ループ、 ３・・出力線、　Ｓ・・レーザ、 Ｍ・・ビームスプリッタ、　Φ・・変調器、Ｄ・・検出
器、　ＣＣ・・制御回路、 ＰＤ・・フォトダイオード、 ＣＤＳ・・同期検出回路、 ＣＰＵ・・中央処理装置、 ＡＤ・・アナログ−デジタル変換器、 ＤΔ・・デジタル−アナログ変換器、 ＯＳＣ・・発振器、　ＣＳＣ・・回路、Ａ・・増幅器、 ＥＢ、〜ＥＢ、・・サンプリング・ブロッキング回路、
ＡＩ、Ａ２．Ａ１−、Ａ２３・・差動増幅器、Ｋｌ、に
２・・アナログスイッチ、 Ｍｌ、Ｍ２・・メモリ、　ＡＤＤ・・加算器、　　ＣＡ
ＦＥ・・スケールファクター制御回路、ＩＡ・・アナロ
グ積分器、 ＡＰ・・パワー増幅器、 ＬＣ・・整合同軸線 ♂　　　　　　　　　　ａ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）閉ループ導波路内を反対方向に循還する２つの光
   波が受ける非可逆的位相シフトを測定する干渉計であっ
   て、 単色光の光源と、 前記２つの光波の干渉を検出し、検出された干渉の光学
   的強度を示す電気信号を出力する光検出手段と、 前記導波路の両端を前記光源および前記光検出手段に光
   結合させる光学的分波・合波手段と、前記２つの光波に
   作用を及ぼす閉ループ内に設置され、電気的に制御され
   る光学的位相シフト手段と、 前記閉ループによって決定される光路長を各光波が進行
   するに要する時間をｔ＿０として、周波数ｆ＿０＝１／
   ２ｔ＿０および、矩形波パルスの波形を有した周期的な
   電気信号を出力する発振器と、前記光検出手段の出力信
   号を第１の入力端子に入力し、前記周波数ｆ＿０の前記
   電気信号から得られる検出同期信号を第２の入力端子に
   入力する同期検出回路と、 該同期検出回路の出力端子に接続され、同期検出によっ
   て得られる電子信号を所定の長さの符号付き２進ワード
   に変換するアナログ−デジタル変換器と、 合成デジタル制御信号を発生する回路と、 前記合成デジタル制御信号を前記光学的位相シフト手段
   の制御入力端子に伝送されるアナログ制御信号に変換す
   るデジタル−アナログ変換器と、前記同期検出回路、前
   記アナログ−デジタル変換器、前記合成デジタル制御信
   号を発生する前記回路および前記デジタル−アナログ変
   換器の制御・同期手段とを有し、 前記合成デジタル制御信号を発生する前記回路は前記周
   波数の第１の矩形波周期信号および階段状の第２の信号
   を重畳して信号を生成し、前記第１の信号は、デジタル
   −アナログ変換後、前記閉ループを反対方向に循還する
   戦記２つの光波に＋π／２および−π／２ラジアンの周
   期的可逆効果位相シフトを交互に及ぼし、 前記第２の信号の階段の各段は、前記時間ｔ＿０あるい
   は該時間の奇数倍に等しい持続時間と、アナログ−デジ
   タル変換後に前記第２の信号が前記非可逆的効果の大き
   さに比例する大きさで且つ反対の符号の付加的な可逆効
   果の増加位相シフトを及ぼすような大きさとを有してお
   り、 前記第２の信号により生じる位相シフトは２πラジアン
   の大きさを有する緩和を生成し、 これにより、前記合成デジタル制御信号を形成する前記
   第１および第２の信号の前記重畳は、前記閉ループ内を
   反対方向に循還する前記２つの光波間に、第１の期間に
   は−π／２および＋π／２ラジアンに、第２の期間には
   −（３π）／２ラジアンおよび＋（３π）／２ラジアン
   に交互に変化する総合的な位相シフトを及ぼし、前記第
   １および第２の期間は重複するシーケンスにおいて連続
   的に生じることを特徴とする装置。
2. （２）前記同期検出回路は第１および第２のサンプリン
   グ・ブロッキング回路からなる第１のサンプリング・ブ
   ロッキング回路対と第３および第４のサンプリング・ブ
   ロッキング回路からなる第２のサンプリング・ブロッキ
   ング回路対と第１および第２の差動増幅器とアナログス
   イッチからなり、前記第１のサンプリング・ブロッキン
   グ回路対は、前記第１の期間に、反対方向に循還する光
   波の干渉の光学的強度を検出する前記光検出手段による
   光の採集および光電変換から生じる電気信号の最大振幅
   を記憶して、１対のうちの前記第１のサンプリング・ブ
   ロッキング回路は前記光波間の前記総合的位相シフトが
   −π／２ラジアンであるときの最大振幅を記憶し、前記
   第２のサンプリング・ブロッキング回路は前記総合的位
   相シフトが＋π／２ラジアンであるときの前記最大振幅
   を記憶し、前記第２のサンプリング・ブロッキング回路
   対は、前記第２の期間における前記電気信号の最大振幅
   を記憶して、１対のうちの前記第３のサンプリング・ブ
   ロッキング回路は、前記光波間の前記総合的位相シフト
   が−（３π）／２ラジアンであるときの前記最大振幅を
   記憶し、前記第４のサンプリング・ブロッキング回路は
   前記総合的位相シフトが＋（３π）／２ラジアンである
   ときの前記最大振幅を記憶し、 前記第１および第２の差動増幅器は、それぞれ前記第１
   および第２の対において前記第１および第２のサンプリ
   ング・ブロッキング回路および前記第３および第４のサ
   ンプリング・ブロッキング回路に記憶された前記最大振
   幅間の差分をとり、前記アナログスイッチは、前記同期
   検出回路の出力を、前記第１および第２の期間にそれぞ
   れ前記第１および第２の差動増幅器の出力に交互に接続
   することを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の装
   置。
3. （３）前記合成デジタル制御信号を発生する前記回路は
   、アナログ−デジタル変換により得られる信号を記憶入
   力端子に入力する第１の記憶手段と、該第１の記憶手段
   により記憶された信号を第１の入力端子に入力する３入
   力および第１、第２の出力を有する加算器と、該加算器
   の第１の出力端子に出力される信号を記憶入力端子に入
   力する第２の記憶手段とを有し、 前記加算器の第３の入力端子は、デジタル信号を入力し
   て、デジタル−アナログ変換後に、−π／２および＋π
   ／２ラジアンの位相シフトを及ぼすためにそれぞれ前記
   閉ループ内を反対方向に循還する前記光波間の位相シフ
   トを制御する信号を表わし且つ周波数ｆ＿０と同じ割合
   の第１および第２の値をとり、 前記第２の記憶手段により記憶された信号は、前記加算
   器の前記第１の出力端子から前記第２の入力端子への帰
   還により前記第２の入力端子に伝送され、 前記加算器および前記第２の記憶手段は、前記加算器の
   第２の出力によって前記制御手段に伝達されるオーバー
   フローが所定の大きさの非可逆的位相シフトを表わすデ
   ジタル積分器を形成することを特徴とする特許請求の範
   囲第１項に記載の装置。
4. （４）前記閉ループ内を反対方向に循還する光波間の位
   相シフトの大きさおよび前記アナログ制御信号の大きさ
   がスケールファクターに関係し、前記位相シフトが電気
   的に制御された前記光学的位相シフト手段によって生じ
   、前記装置が前記スケールファクターの制御回路をさら
   に備え、 該制御回路は、 それぞれ前記第１および第４のサンプリング・ブロッキ
   ング回路に記憶されている信号間の差分および前記第２
   および第３のサンプリング・ブロッキング回路に記憶さ
   れている信号間の差分をとる第１および第２の差動増幅
   器と、前記第１の期間と前記第２の期間との間の各過渡
   期に作動し、前記第１および第２の差動増幅器の出力端
   子に現われる信号を前記過渡期と同じ時間に交互に出力
   端子に伝達するアナログスイッチと、アナログ積分器と
   を有し、 前記アナログ−デジタル変換器をアナログ乗算器に接続
   して、変換により得られる信号の大きさに前記アナログ
   積分器の出力信号を掛けることを特徴とする特許請求の
   範囲第２項に記載の装置。
5. （５）前記制御・同期手段がワイヤードロジック信号処
   理器から構成されることを特徴とする特許請求の範囲第
   １項に記載の装置。